201206254 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明大致係關於將射頻功率耦接至電漿腔室之電 極，用以執行製造諸如半導體、顯示器、太陽能電池及固 態發光裝置之電子裝置的電漿製程。本發明更特定而古， 係關於將RF功率耦接至具有不同時變相位偏移之電極上 的不同點，藉此通常可提高此等電漿製程之均勻性。 【先前技術】 通常電漿腔室係用以執行製造諸如半導體、顯示器 太陽能電池之電子裝置的《製程。此等電漿製造製程 括半導體的化學氣相沈積H表面±的導體或介電 層、或在工件表面上的該等層之所選擇部份之钮刻。 對於電漿製造製程而言，以高空間均勻性在工件表1 執行該電漿製造製程是重要的。| 程使得沈積的材料在工=上=δ，應執行沈㈤ 隹件表面上的所有位置皆具有均勻/ ::質。同樣地’飯刻製程應在所有此等位置4 的比率蝕刻材料。 2由將射頻功率源耦接至安置於電漿腔室内 腔室内部之電聚。若電：::率電容地耗接至在電聚 率之波長的大約十：：任何維度大於電聚中的射頻功 上的單個點，則電聚：产一：且若射頻功率係僅搞接至電極 製程）通常將遭受空間；均:而於工件上執行的電聚製造 S不句勻性。在此狀況下，藉由將射 201206254 頻力率輕接至電極上的複數個空間分散的射頻連接點，通 常可提高電漿製程之空間均勻性。 由Stimson等人於2009年1月31日申請的具有與本 申請案相同受讓人的美國專利申請案第12/363,760號揭示 或兩個以上射頻連接點，該等射頻連接點於電聚腔室 之電極的一維中為空間分散的，其中將具有相同頻率及不 同相位偏移的"功率訊號係耗接至不同的射頻連接 點。相位偏移係揭示為固定的或時變的。 由Baek於2009年3月24日申請的具有與本申請案相 同的受讓人的美國臨時專利t請案第6ι/ΐ62,836號揭示兩 或兩個以上具有不同頻率的射頻功率訊號’肖等射頻功 =訊號㈣至不同射頻連接點，該等射頻連接點於電毁腔 至之電極的二維中為空間分散的。射頻功率訊號之各頻率 間的差異小於任何射頻功率頻率，且產生干擾圖案。 【發明内容】 藉由在具有與參考訊號相同的射頻頻率的複數個射頻 功率讯號間建立不同的時變 法對先前技術進行改良一二：偏移，本發明之設備及方 -電激腔室之—電極上的別射頻功率訊號係輕接至 點中至少三個為不共線的㈣連接點。料射頻連接 頻功= 實施例或態樣中，至少兩個該等射 位偏移為相旦的目於參考射頻訊號的相位偏移，該等相 位偏移為相異的週期性時 於該電漿腔室中產生_射 β 。有地’此相位偏移 、，電場，該電漿腔室具有隨著時 201206254 間的推移而改變 佈在隨著時間的推、二間分佈。換言之，該瞬時空間分 值。該電聚腔室中所：空間移位之位置具有極大值和極小 上的任何瞬時之^1紅空間分佈通常具有比在時間 性。 二a为佈之均勻性更佳的時間平均均勻 在本發明之—第_ 頻功率訊號具有相對於：:L樣中’ 1少兩個該等射 參考射頻訊號為相異的時號的時變相位偏移，該 的。具有-低射頻頻率該函數不需為週期性 該電聚腔室之之一附加射頻功率訊號亦係麵接至 強在_ ^ 。有利地，較低頻率的射頻功率可增 率所產生之J置的電襞密度，由較高參考頻率的射頻功 羊所產生之瞬時或時間平均電場在該等位置為最小的。 【實施方式】 1·電漿腔室之習知特徵結構 、第1圖圖不為習知的電漿腔室’只是其具有多個射頻 連接點31-34而從各別的射頻功率源41—44接收功率。 —工件10係在電衆腔室内部支撐於基座12上。電浆腔 室係意欲使工件受用於在卫件電子裝^ (諸如，半導體裝 置、顯示器、太陽能電池或固態發光裝置）上的製造之電 漿製程步驟。將在電漿腔室内部處理之工件10之實例包括 —矩形玻璃基板或一圓形半導體晶圓，在該矩形玻璃基板 上製造平面顯不器，在該圓形半導體晶圓上製造積體電路。 電桌腔至具有為腔室内部空間提供真空外殼之導電腔 至壁14-1 8 (較佳為銘）。在所圖示的實施例中，腔室側壁 201206254 14及腔室底部壁16係作為一 包括腔室頂部壁18。腔室壁之：：：壁來實施。腔室壁亦 且係電氣接地。 邛份係電氣連接在一起 在工件10上執行電漿製 ^ ^ λ 裂％期間，一或多個處理氣體係 經由軋體入口歧管20〜24分 ^ ώ ^^ 刀配至腔至内。氣體入口歧管包 …h ^淋碩22 (亦稱為氣體分配板或擴散器） 及L吊架24，該歧管德错 丘 灸壁20、該噴淋頭22及該懸吊架24 閉構成氣體入口歧管之内部空間26之容積》 氣體入口導管28穿過歧管後壁20之中心而延伸。氣 體來源（未圖示）將處理氣體供應至氣體入口導管之上端。 處理氣體自氣體入口導管流入氣體入口歧管内部空間26, 然後係厶由噴淋頭22中之許多開口分配至電漿腔室内。 尸喷淋頭之重量係由懸吊架24所支樓U架Μ係由 氣體入口歧管後壁20所支撐’氣體入口歧管後壁20係由 ，室側壁14所支撐β懸吊架24較佳地為有彈性的，以便 當喷淋頭之溫度上升且下降時，適應徑向膨脹及收縮。懸 吊架24具有附接至氣體入口歧管後壁2〇之一上端及在喷 淋頭22之周邊附接至輪緣之一下端。後一個附件可為固定 的或滑動的。舉例而言，可藉由將喷淋頭輪緣靜置於懸吊 架之下端上來實施滑動附件。 若喷淋頭為如在所圖示的實施例中之矩形，則懸吊架 24之直立延伸部份較佳地由分別附接至矩形喷淋頭22之 四個側之四個有彈性的板組成。每一板在矩形喷淋頭之一 側與矩形後壁2〇之一相應側之間直立延伸。 因為氣體入口歧管20-24作用以將射頻功率耦接至腔 7 201206254 室内部的電漿，所以其亦充當電漿腔室之一電極。歧管後 壁20、喷淋頭22及懸吊架24為導電的（較佳為鋁）。介 電質襯墊19將氣體入口歧管之射頻供電組件2〇—24與電氣 接地腔室壁14-18電氣地且機械地分離。 ；； 參閱第2圖，複數個射頻功率源41_44之各別輸出端 係連接至歧管後壁20之後表面上的各別射頻連接點 3 1 34。第2圖圖示此等穿過各別阻抗匹配網路$ I—”所實 施之各別連接。每-各別射頻功率源41_44之輸出端係輕 接至各別射頻阻抗匹配網路51_54之輸入端。每一射頻阻 抗匹配網路51-54之輸出端係耦接至電極20-24上的各別 射頻連接.點31-34。或者，可省略阻抗匹配網路，而可將 各別射頻功率源直接連接至各別射頻連接點。 C第2圖圖示所有四個射瓶 、 巧以似射頻功率源、匹配網路及射頻 連接點。因為第1圖為右I空上_ 在貫穿則兩個射頻連接點3 1、3 2之 直立平面處的剖面視圖，所以 — 乐1圖僅圖不母一者中的兩 吾人使用術語「射頻遠技 貝運接點31-34」以意味電漿腔室 之電極20-24 ’在該雷喈尬 電及腔至十射頻功率係連接至該電極。 因為該氣體入口歧瞢夕Φ
,_ 電作用比其氣體分配作用更I 相關，在此專利說明書之剩餘部分 ： 為電衆腔室之電極2。，而非稱其為氣體入口歧管。 儘管在所圖示的實施 ΟΛ^/β· 電極為軋體入口歧管 20-：24 ’但疋本發明之範疇 鉍相坫祕# 括任何習知電漿腔室電極上的 射頻連接點，而不考慮電極 & φ具有軋體分配功能。換言 之’該電極不必為氣體入口歧 叹管之部分且不必包括噴淋頭。 201206254 此外，若電極為鄰接於介電質的腔室壁之部份，則該 電極可為腔室壁14—18之外側，進而許可將射頻功率自該 電極電容地㈣至在腔室㈣的«。因為該電極可為在 腔室壁之内側或外側，所以在本文中電極係 「之」電極而非腔室「中」電極。 今腔至 ,射頻功率自各別射頻功率源41-44之輸出端流至歧管 後壁20上的各別射頻連接點3丨―“，然後沿著歧管後壁流 至在該歧管後壁之四個側處的四個懸吊架壁24，然後沿著 邊四個懸吊架壁流至喷淋頭22之四個側。射頻功率係自該 喷淋頭耦接至介於該喷淋頭與該基座之間之區域u内之 電漿。 當用於此專利說明書中之時，術語「射頻」不欲將射 頻訊號限制於任何特殊頻率範圍。舉例而言（但並非限 制），用於本發明中之射頻訊號可具有通常稱為低頻 frequency; LF)、高頻（high frequency; HF)、特高頻（very frequency，VHF)、超向頻（uitrahigh frequency; UHF)或微波 的在任意範圍中之頻率。 2.時變相位調變 當射頻供電電極相對於射頻功率之波長為足夠大，即 電極上的射頻功率之空間分佈顯著地影響電漿腔室内部的 電漿之空間分佈時，本發明有益於提高在電漿腔室内部的 電漿之空間均勻性。因此，雖然以下不是本發明之必要條 件，但是當電極20-24之最大維度為大於電漿中之射頻功 率訊號之波長之十分之一時，本發明最為有用。換言之， 201206254 大小為足_使得電-本發明波長為比電極之最大維度的十倍短時， 之；頻連接點31-34及所得射頻電壓及電漿密度 在=Γ，吾人稱在第1圖中之水平方向為χ軸，稱 社弟1圖中之垂直於百而夕古+劣 轴，且稱在第1圖中 I罝立方向為z軸。換古之，啻抵ΟΛ 认 神換。之電極20-24為近似平行於χ_γ ，2軸在電極20-24與基座12之間近似垂直延伸。 頻功示本發明之—實施例，在該實施例中四個射 =2 別將射頻功率輕接至經安置鄰接於矩形 電極20-24之四個轉角的四個射頻連接點31—34。更特定 而言，射頻連接點31—34為在歧管後壁2〇上 鄰： 於其四個轉角。 邱接 四個射頻連接點3 1-34沿著X軸及γ轴為空間分散 的。更大致而言，本發明不要求射頻連接點之數目為四， 但是本發明要求射頻連接點包括至少三個不共線的射頻連 接點。此狀況要求保證射頻連接點在至少二維中為介 散的。 ” 、工曰/刀 第2圖亦圖示經安置鄰接於矩形電極2〇—24之四個側 之中心的射頻連接點35-38之第二群組。更特定而古，射 頻連接點35-38之第二群組為在歧管後壁2〇上，且分別鄰 接於其周邊之四個側之中心。如下文所描述，可將四個射 頻功率源連接至射頻連接點之第二群組，而不是連接至第 一射頻連接點3 1-34。或者，可提供八個射頻功率源以將 八個相異的射頻功率訊號耦接至所有的八個射頻連接點 10 201206254 3 1 -3 8 〇 更大致而言’在電極20—24上的二維中（例如，沿著 點31及j軸）工間分散的位置可有任意整數N個射頻連接 點叫4及相等數目的N個射頻功率源4i—44 = 大於或等於三。舉例而言，除鄰接於矩形電極20—24之四 =轉角的射頻連接點之外或替代該等射頻連接點，射頻連
點可經安置轉近電極之側向周邊之四個財 之中心。 # IUI 電極20-24不必為矩形的。舉例而言，圓形電極 於處理圓形工件1()(諸如半導體晶圓）。任 個射頻連接點31-38在具有任意形狀的電極上之二维N 為空間分散的。舉例而言，射頻連接點可分散在圓形電極 2周邊的方位角。射頻連接點亦可為徑向分散的，亦即， 定位於距電極之幾何中心不同距離之位置。 本發明之特徵結構為對於i=UN，每一射頻功率源 1-44(排除下文所討論的附加射頻功率源… ^ 射頻功率訊號Vi(t)，該射頻功率訊號具有與參考射 】 ^相^頻頻率f’且具有相對於該參考射頻訊號的相位偏 對於间至N，吾人藉由符號、⑴來表示各別射頻功 率訊號之各別相位偏移。因此’射頻功率訊號係藉 方程式來表示： 對於 1 = 1 至 N，Vi(t) = sin{ft*36〇〇-0i(th。 如使用於此專利說明書中之「參考射頻訊 波形，該參考波形具有預定頻率及相明」··、、> 功率訊號％⑴之頻率及相位係相對於料預定頻率及^ 201206254 而建立。吾人稱該參考射頻訊號之頻率為參考射頻頻率， 並由符號f來表示。如下文在節「10硬體實施例」中所閣 ^ ’該參考射頻訊號無須被產纟，或在其m下其不必 實體存在。替代地’使用習知電路（諸如，鎖相迴路或直 接數位合成器）自參考時脈訊號或參考振盪器訊號7〇導出 射頻頻率及相位偏移，射頻功率源41_44可產生具有由本 文所描述的相位調變函數Φί⑴所規定的相位偏移之射頻 功率訊號。該參考時脈訊號或參考振盪器m號可具有不同 於參考射頻訊號的頻率。 可藉由除以360。將此專利說明書中之任意頻率（由符 號f或F所表示）轉換為等效角頻率（由符號〇或〇所表 不）。舉例而言’可用〇來取代表達式㈣〇β)，且可用。 來取代表達式（F*360。）。星號符號（*)表示乘法運算子且 插入記號符號（八）表示取冪（exp〇nentiati〇n)運算子。 施加時變相位偏移至訊號習知地稱為相位調變。因 此’吾人使用術語「相位調變函數」以指上述時間之函數 =)’該時間之函數φ {⑴表示相對於參考射頻訊號的各別 射頻功率訊號之相位偏移。 相里t :明之附加特徵結構為各別相位調變函數Φ *⑴為 位調鐵了… 用-相異的」，吾人意味沒有兩個相 函數為相同的時間之函數。換言之，始終沒有兩個 =調變函數具有相同的值。然而，兩個或兩個以上相位 ^「1 數在某些時間點始終具有相同的值為可接受的。此 ’間之函數」不需為時變的。相位調變函數中之一個 °為恆定值或為零，原因將於下文闡釋。 12 201206254 在此專利說明書中所使用的記號中，連續編號的下標 係扣耦接至射頻連接點3丨_34的射頻功率源4丨—44，該等 射頻連接點3 1—34在電極2G-24上沿順時針或逆時針方向 (換;之’連續方位角位置）定位於連續位置。吾人使用 5方位角」及形容詞「方位角的」以意味在二維極性 坐標系統中正父於徑向維度之維度。①丨⑴之正值或負值分 別以度為早位來表示相位延遲或相位前移。 〇時間上的任何瞬時，四個射頻功率源4 1-44之輸出 訊號間的相位差在介於電極20-24與基座12之間的區域 中產生干擾圖案形式的射頻電場之瞬時空間分佈及電裝 密度之瞬時空間分佈’該干擾圖案具有射頻電場之瞬時極 =極小值及在沿著x軸及Y轴的不同位置的電毁密度之 塒時極大和極小值。 為相異二：二相位調變函數①1⑴、φ2⑴、Φ3⑴及°4⑴ 二Tf所以上述瞬時空間分佈為時變的。 換3之’射頻電場之瞬時空間分佈及 分佈在隨著時間的推移 又之擗時工間 地，在時間上之任何瞬時，電聚腔室中 = 有工間分佈之均勾性更佳的時間平均均勾性。 並非=率::由：可輸出相同位準的射頻功率，但此 率輸出端之不同各別位準來進一步最佳化建立射頻功 製造之電漿密度之空間均勻性 工件10上 之一或多個性質之空間均勻性〔纟件1〇上製造之層 13 201206254 3.週期性相位調變函數 根據在上文「發明内容」中所概述的本發明 施例或第一態樣，除相位調變函數〜⑴中之一個外 其餘皆為相異的週期性時間之函數，重複週期為該時間： 函數的特徵所在。換言之’ φί(ί)=φΚί+ΐπ)，且式 為第i個相位調變函數之重複週期。五 期 σ人稱Fi為第i個相 位調變函數φ ;(^)之「知# , μ & & ⑴相位調變重複頻率」（或簡稱為「相 位調變頻率」）。 相位調變函數中之-個不需為週期性時間之函數的原 因在於由射頻功率訊號所產生的射頻電場之空間分佈為相 對於彼此的射頻功率訊號之相位之函數。若射頻功率訊號 中之-個具有相對於參考射頻訊號的怪定或零相位偏移， 則每一其他射頻功率訊號將仍然具有相對於該一個射頻功 率訊號且相對於彼此的時變的、週期性相位偏移。 有利地，若除相位調變函數φ|·ω中之一個外，至少其 餘皆為如剛才所描述之週期性的，則將重疊自每一則固： 頻功率源“-44分別耦接至電聚的射頻功率以產生電聚空 間分佈，該電聚空間分佈隨時間變化且具有 個相位調變函數之重複週期之乘積的重複週期。戈若= 兩個以上重複週期相等或呈現有理數之比率，則重疊空間 刀佈之重複週期將為N個相位調變函數之各別重複週期之 最小公倍數（最小公分母）。 在此重複週期中之電漿之時間平均空間分佈通常比在 任何瞬時之電漿之空間分佈更均勻。因此，提高正在工件 上執行的電毁製程之時間平均均勻性。 201206254 在一實施例中 率Fi之正弦波形， 達式為： ，各週期性相位調變函數φ i(t)為具有頻 該各週期性相位調變函數之最常用之表 對於 1-1 至 N，。 非正弦週期性相位調變函數之有用實例為時間之線性 函數之鑛齒波形。㈣波形之兩個實例為％⑴ 中鑛齒波形介於〇處_ 1_ n υ興1之間，而在第二實例中鋸齒波形介 於-1與1之間。 ，週期性相位調變函數之附加有用實例為三角波形及梯 形波形’後者為其峰在預定數量之上被修剪，以使波形具 有平坦頂部的二角波形。附加有用實例為黑維塞階梯函數 (Heaviside step functi〇n)H(x) ’ 其十，若 χ<〇，則 η⑴=七 右 χ>0 ’ 貝1J Η(χ)=+1。 在前兩個段落之方程式中’各〜表示以度為單位之振 幅參數，該振幅參數決定由帛i個射頻功率源41_44所產 生的相對於參考射頻訊號之射頻功率訊號之最大相位偏 移。各Δθ|·表示相位偏移常數n經驗建立各振幅參數 各別值及各相位偏移常數叫，以最佳化電漿之時 均空間均勻性。 本4明之一重要特徵結構為上述振幅參數，其為施 加至每一射頻功率源41_44之相對 仍町於麥考射頻訊號之最大 相位偏移。最大相位偏移Ai強烈地影響在介於電極Μ—Μ 與基座12之間的區域中之射頻電屡之干擾㈣及電㈣ 度之分佈。具體而言，最大相位偏移Ai決定沿徑向方向垂 15 201206254 直於z軸穿過電極之幾何中心之干擾圖案之調變之尺度。
Ai之較大值沿著使得干擾圖案回應於時變相位調變而擾動 的徑向方向來增加距離。因此，〜值強烈地影響沿著半徑 自電極之中心向電極之周邊延伸之射頻電壓及電漿密度之 時間平均均勻性。 較佳地，將最大相位偏移、建立為憑經驗所決定之 值，以便最大化正在工件10上製造之電漿密度之空間均勻 性或正在工件1〇1製造之層之一或多個性質之空間均勻 性。舉例而言’可在電襞腔室中重複執行製造製程，在各 重複中使用不同乂值，以觀察哪個&值產生正在工件上 製造之層之一或多個性質之最佳空間均勻性。 如下標「i」所指*，對於各射頻功率源41_44而言， :將最大相位偏移Ai建立為不同值。或者，對於各射頻功 :源〜值可為相同的。事實上，在本發明之實施例中對於 Γ值4°:Γ的射頻功率源40-44，吾人確實使用相同的 單㈣之該實施例之試驗結果在下文標題「6.具有 •對於各“個射頻功率頻率之試驗結果」下描述。 各相位移動器而言Αι值相同時，在描述相 數Φ,·⑴之方程式中可由A來取代 ㈣ .丹有皁個調變頻率之相位調變 :前節中所描述之週期性相位調 中，各相位調變函數Φ|·⑴為週期性的， 二貫… 變重複頻率F。換言之，對於i=i至 ^有相问相位言 〇i(t+l/F)。 Fl一F’ 使得 〇i(t) 16 201206254 等效地，吾人可將上述相位調變函數Φί(ί)表達為振幅 參數Ai及標準化相位調變函數匕⑴之乘積，其中各標準化 相位調變函數具有相同的相位調變重複頻率F : 對於 i=l 至 N ’ 。 對於 i=l 至 Ν，ΡΑ)=ρί(ί+1/]Ρ)。 用 彳示準化」Q人思味各標準化相位調變函數p i⑴ 具有峰值振幅標準化S 1之無量綱值（dimensi〇nless value)’使得Ρί(θ)值介於—丨與+ 1之間。「標準化」之此定 義包括實施例之子集，在該等實施例中Pj⑴僅具有非負 值，使得Ρί(θ)值介於〇與1之間。 各振幅參數Ai以度為單位，且決定由第丨個射頻功率 源41-44所產生的相對於參考射頻訊號之射頻功率訊號之 最大相位偏移。可憑經驗來建立各參數A值以最佳化 之時間平均空間均勻性。 ％ & 施例中’各標準化相位調變函數h⑴為具有相 :頻率之正弦波形’其最常用之表達式如下，其中各从 不如上文所描述之相位偏移常數： 對於 i 1 至 N，。 式來ΪΓ施例中’各別相位調變函數Φι·⑴係由下文方程 對於i = 1至Ν 較佳地，建立 功率源之射頻功率 逆時針順序旋轉。 之各別射頻功率源 相位偏移常數Δθ|·，使得由來自每一射頻 之重疊所產生之電漿空間分佈順時針或 若連接至連續安置的射頻連接點31_34 4】-44之各別相位偏移常數具有單調 17 201206254 增加值，則達成此狀況。換言之，對於i=i至（N— △ θ,+ 1>Δθί。用語「連續安置」，吾人意味在電極爪24上 沿順時針或逆時針方向定位於連續位置（換 位角位置）。 迷，方 可將在前段中所描述之旋轉應用於在第2圖中所圖示 之本發明之較佳實施例，在該實施例中電極I 且存在分別鄰接電極之四個轉角之四個射頻連= 31-34。或者，如在第3圖中所圖示，四個射頻連接點3⑷ 可鄰接於矩形電極之四個各別側之各別中心。 當射頻連接點31-34之數目與射頻功率源41_44之數 目為四時’供應至在順時針或逆時針圍繞電極的連續位 處的四個各別射頻連接點31一34之射頻功率之各別 相位調變函數Pi⑴較佳地相差9〇。之增量/使 :，了:化:f ’對於各對連續（亦即’鄰接)射頻連： 點以化相位調變函數為9Q。異相；而對於各對 頻連接點（31 ' 33 ) sWm ο,ν ,* 成（34) ’私準化相位調變函數則為 異相。此狀況表達於以下方程式中： 對於 1-1、2、3 及 4，。 對於1=1 、 2 、 3及4 ， 巾((〇-八々心)=^*3111的*3 60。-1*90。）。 或者’如上文在節「2時變的相位調變」中所述 極2 0-2 4不必為矩形。與彳丨 一 +幻而吕，圓形電極用助於處理諸 ^導體晶圓之圓形工件.任意N個射頻連接點31_34 此電極上之二維中可為空間分散的’諸如’圍繞圓形電 極之周邊呈方位角而公# ±...,, 月而刀散。較佳地，供應至在順時針或逆 18 201206254 時針圍繞電極的連續位置處的N個各別射頻連接點31以 ^射頻功率之各別標準化相位調變函數Pj⑴相差相等的辦 ®，使得對於i=1至N，。此狀況表達於; 方程式令： r 對於 i=l 至 N ’ PKt) = sin(Ft*36〇〇 i*36〇〇/N)。
對 於 i = 1 至 N 5·較低頻率之附加射頻功率源 或第：月内容」中所概述之本發明之第二實施例 輸出且：比：去附加射頻功率源79’該附加射頻功率源79 訊號rL 頻頻率£低之第二射頻頻率之射頻功率 S '、較兩頻率射頻功率訊號比較，較M t β 45 訊號通常產生呈右爭官門[,士較低頻率射頻功率 „、 、有更寬間隔之瞬時峰值及最小值之雷揚* 刀佈。因此，藉由將較低頻率射頻 附加射頻功率源可在干擾圖案中 Ζ接至電榮，該 值之-或多個位置增 =時間平均最小 -頻率之多個射頻功率源:二3擾圖案係由較高第 附加射頻功率源W情況下，吾㈣率 電漿具有較伋妁—^ , 対兄啉時最小值可能使 …電漿腔室之操作條件而定。 附加射頻功率源79之輸出端 路59而輕接至電極20—24上之—或多穿個過私射頻阻抗匹配網 在電極之中心處或接近電極心、頻連接點39。 通常足夠。或者，可將附加射頻功率/7:頻連接點39 高頻率射頻功率源41-44中之—個至連接至較 個之射頻連接點31一34中 19 201206254 之一個 6.具有單個調變頻率及兩個射頻功率頻率之試驗結果 ^申請人在為大小為2.2乘以2.6公尺之矩形工件1〇設 叶的電漿化學氣相沈積腔室中，成功地試驗了本發明。電 極20-24之設置及射頻連接點31—34、％之配置係如第1 圖及第2圖中所不。具體而言’將鄰接於歧管後壁之四 個轉角之四個射頻連接點31—34連接以自4〇 86 mh =:::的：個射頻功率源41_44接收射頻功率。將接近 歧^後壁之中心的第五射頻連接點39連接以自13.56MHz 較低射頻頻率之附加射頻功率源79接收射頻功率。基 之大J、為2.4乘以2 75公尺，而喷淋頭22稱大。土 在真空中40.86 MHz之波長為7 34公尺，該波 :極20-24之最長維度之三倍。在電漿中，視電褒條件 “化學成分、電漿密度及腔室-力）M，4〇mHz之波 。因此’根據本發明’在無時變相位調變的情況下’ 40 MHz射頻功率源4 變的滑况下， 寻產生極度不均勻的駐波圖案。 藉欲使用混合氫氣之矽烷氣體作為試劑，在工件上沈 積矽薄獏之製程來試驗本發明 件上沈 相對轉角之間的對角緩：、人者介於工件之兩個 ㈣角線1剩石夕薄膜之 性。在表1中概述蛀要。.私士 ^ ^ q ^ 果在所有列於表1中之試驗中，UMHz
射頻功率源之功率位準A MHZ 18〇。〇在表i φ kW，且基座12之溫度為 A/ .、 除了第三個試驗（其沈積速率為635 A“)之外的在所有試驗 :為 在第三個試驗中，氣氣流速為•乂祕 υχιυ seem。在表1中所 20 201206254 列表之電極間隙為介於基座12與喷淋頭22之間之間隔。 在「40 MHz功率」的行中，表達式「4χΐ〇」意味由四個 40 MHz 功率源 4 1-44 由夕Λα "干你4 i 44肀之母一個供應j 〇 k w之功率。 四個40 MHz射頻功率源41_44之相位 一相位調變重複頻率F之正弦。對於每一四=頻 功率源41 -44而言，相位調變之最大振幅a相同。換言之， 對於i=l至4， Ai=A。如表i中所示，試驗了等於 72:及90。之A值。吾人發現增加A值，使更靠近矩形工件 之轉角之最大平均沈積速率之區域移動，而減少A值使更 此等區域移動。如在…所概述，最佳化沈 積速率之平均空間均句性之A值視其他製程條。 21 201206254 腔室壓 力（托） SiH4 流速 (sccmx 103) 電極間 隙（吋） 40 MHz功 率(kW) A 沈積速 率 (A/min) 不均勻 性 4 4 0.75 4x10 72° 558 42% 4 4 0.675 4x10 72° 700 46% 4 4 0.675 4x10 72° 635 53% 4 4 0.675 4x12.5 72° 664 51% 3.5 4 0.675 4x10 72° 743 55% 4 2.5 0.75 4x10 90° 370 26% 4 3.5 0.675 4x12.5 72° 608 48% 4 3.5 0.675 4x12.5 54° 618 49% 4 4 0.75 4x12.5 72° 607 27% 4 2.5 0.75 4x6 90° 422 39% 4 2.5 0.75 4x10 90° 408 68% 4 2.5 0.75 4x10 72° 390 36% 4 4 0.75 4x10 72° 616 33% 4 5 0.75 4x10 72° 726 40% 22 201206254
4x12.5 72° 712 40% 4x12.5 72° 856 46% 表1 掠 7·在連續點使用兩個相位調變頻率之徑向及方位角拂 在本發明之附加實施例中，可同時使用兩個 „率_以產生時變電場圖案，該時變電場圖 組σ如在先前所述之單—調變頻·率實施例中之旋轉 即，方位角）拂掠（rotational sweep )及徑向拂掠（『以… 讀ep)。有利地，因為電場圖案在兩個正交維度（徑向及 方位角）中拂掠’戶斤以電漿腔室中電毁之^間分佈可達成 比通常可藉由僅在—維度巾之拂掠所達成之時間平均均句 性更佳的時間平均均勻性。 一個此實施例包括在電極2G—24上沿順時針或逆時針 方向的連續位置（換言之’連續方位角位置）冑之四個射 頻連接點31-34。舉例而言’四個射頻連接點3ι—34可如在 第2圖之實施例中一般鄰接矩形電極之四個 月或其可如 在第3圖之實施例中一般鄰接於矩形電極之四個側之各別 中心。較佳地，射頻連接點為方位角等間隔的；換古之， 較佳地，如在第2圖及第3圖中所示，在方 ° ^ 。將其間隔開。 角中以相隔9。 如在所有先前所討論之實施例中，每—四個㈣ 源41-44輸出射頻頻率f與參考射頻訊號相同的射頻訊號。 23 201206254 四個射頻功率源41-44之各別輸出Vi⑴具有相對於由以下 相位調變函數Φί⑴所規定之參考射頻訊號之各別相位偏 移ΦΑ)，其中兩個相位調變重複頻率匕及匕不相等： 對於i=l、2、3及4,义⑴：叫的⑼。^…。 Φι(ί)=Α, sin(Flt*360°)； 〇2(t) = A2 sin(F2t*360〇); Φ4(〇=-φ2(ΐ)。 可藉由首先考慮來自僅奇數或僅偶數射頻連接點之貢 獻來理解時變瞬時電場圖案。，僅考慮φ第一射頻功 率源41及第二射頻功率源43分別供應至第一射頻連接點η 及第三射頻連接點33之射頻功率\^(t)及v3(t):
Vi(t) = sin{ft*360°-A1 sinCF^^eO0)}; + sir^FfSGO。）}。 因為第一射頻連接點3 1及第三射頻連接點3 3為對角相 對且係沿相對方向同相移位，所以其組合時變電場圖案將 具有瞬時峰值及最小值，該等瞬時峰值及最小值以與第一 相位調變重複頻率Fi相等之重複頻率沿著介於第一射頻連 接點與第三射頻連接點之間之對角線往返移位。 類似地’僅考慮由第二射頻功率源42及第四射頻功率 源44刀別供應至第二射頻連接點32及第四射頻連接點34之 射頻功率V2⑴及VJt)。其組合時變電場圖案將具有瞬時峰 值及最小值’該等瞬聘峰值及最小值以與第二相位調變重 複頻率F2相等之重複頻率沿著介於第二第四射頻連接點與 24 201206254 第四射頻連接點之間之對角線往返移位。 v2(t) sin{ft*360°-A2 sin(F2t*3 60°)}; v4(t)=sin{ft*360〇+A2 sin(F2t*36〇o)}。 現考慮組合電場所有四個射頻功率訊號Vl⑴至 V4(t)。因為剛才所描述之兩個時變電場正以不同逮率F丨及 F”。近似正交方向移位，所以其組合電場圖案繞四個射頻 連接點之幾何中心旋轉。 在前段中所描述之旋轉使瞬時峰值及最小值拂掠過電 極之全360。方位角。在本節之前面段落中所描述之瞬時岭 值及最小值之對角線移位使該等瞬時峰值及最小值徑向地 拂掠；換言之，使該等瞬時峰值及最小值在電極之中心與 周邊之間往返拂掠。因Λ，本發明在兩個正交維度：徑向 及方位角中拂掠電場。 有利地，電場之瞬時空間圖案之方位角及徑向拂掠之 此組合可達成電漿腔室中電漿之空間分佈，該電漿之空間 分佈具有比通常可藉由僅在一維度中之拂椋所達成之時間 平均均勻性更佳的時間平均均勻性。 儘官並非必需，但是兩個相位調變重複頻率將通常為 近似相同數量級，諸如，分別為1〇〇〇 Ηζ&1100 ηζ。 兩個最大相位偏移參數八,及八2之值可相同，或其可不 同以補償電極或電漿腔室中之任何不對稱。舉例而言若 電極為矩形，且若第一射頻連接點31及第三射頻連接點33 係比第二連接點32及第四連接點34更寬地間隔開，則為、 建立一個比八2較大之值可提高空間均勻性。 儘管並非必需，但是吾人期待在3〇。至9〇。範圍内的Αι 25 201206254 _ 2值為車义佳。可憑經驗決定最佳化電場、電漿密度之 勻性^正在工件上執行之電漿製程之特徵的、及、值。- 或者可用具有比^及^較低之重複頻率之週期函 來取代參數A!&A2 : φι(ΐ)=Α(ΐ)*8ίη(Ρ|ί*360ο); °2(t)=A(t)*sin(F2t*360°); 〇3(t)=-〇,(t); Φ4⑴=-〇2(t) 〇 週期函數A(t)之第一實例為： 八⑴::^+⑼一；^)* {sin(F3t*3 600)} Λ2。 週期函數A(t)之第二實例為： l+cos(F3t*3 60°)}/2。 在前兩個實例中’ F,>F2>F3，且心及化為可建立以最 佳化空間均勻性之參數。 可依據兩個相位調變函數φ 1(t)及φ 2(t)而非兩個正弦 相位調變函數來概括在本節開始處所呈現之本發明之實施 例’該兩個相位調變函數φ 1(t)及φ 2(t)不必為正弦，且為 週期性並且分別具有相異的相位調變重複頻率匕及: 對於 i=l、2、3 及 4 ’ 。 Φ3(ί)=-Φ,(ί)； <I>4(t)=一<E)2(t)。 在前段中所表達之實施例之進一步變化為前兩個相位 調變函數之每一個皆為正弦函數及黑維塞階梯函數 (Heaviside step function)H(x)之和，其中A及B為以度數為 26 201206254 單位之參數，且可憑經驗建立A及B之值以最佳化電漿製程 之空間均勻性： Φι(ί)=Α sin(F1t*360°)+B*H{sin(F3t*360°)}； Φ2(ί)=Α sin(F2t*3600)+B*H{sin(F3t*3600)}； 〇3(t)=-〇,(t)； 〇4(t)=-<E>2(t); 其中F1>F2>F3 ;且 其中若 x<0，則 H(x)=—1 ;且若 χ>0，則 H(x)=+l。 由先前實施例所產生之瞬時空間分佈之重複週期將為 Fi、Fa及F3之最小的公倍數（最小公分母）。對於匕及匕之 給定值’若F3為F!&F2之最大公約數，則重複週期將最短。 8.用兩個相位調變頻率在X維及γ維中拂掠 在本發明之另一實施例中，可同時使用兩個不同相位 調變重複頻率F!&F2以產生時變電場圖案，該時變電場圖 案組合沿著第一線性軸以第一相位調變重複頻率F1之拂掠 及沿著正交於第一軸之第二線性軸以第二相位調變重複頻 率F2之拂掠。有利地’因為電場圖案在兩個正交維度中拂 掠，所以電漿腔室中電漿之空間分佈可達成比通常可藉由 僅在一維度中之拂掠可達成之時間平均均勻性更佳的時間 平均均勻性。 本發明之此實施例包括在電極20_24上沿順時針或逆 時針方向的連續位置（換言之，連續方位角位置）處之四 個射頻連接點31-34 ^舉例而言，四個射頻連接點31_34可 27 201206254 如在第2圖之實施例中一般，鄰接電極之四個轉角，或其可 如在第3圖之實施例中一般，鄰接於電極之四個側之各別 心 〇 « 、如在所有先前所討論之實施例中，每一四個射頻功率 源4 1-44輸出具有與參考射頻訊號相同之射頻頻率f之射頻 訊號。四個射頻功率源41一44之各別輸出义⑴具有相對於由 以下相位調變函數Φί(ί)所規定之參考射頻訊號之各別相 位偏移ΦΚΟ，其中兩個相位調變重複頻率匕及匕不相等： 對於 1=1、2、3 及 4，Vi⑴=sin{ft*360o-i>i(t)}。 φι(ί)=Α, sin(F,t*360°)； Φ2⑴=-φΐ(〇 ; Φ3(〇 = Φ2⑴+ A2 sin(F2t*360o); ΦαΟΦΚΟ+Α: sin(F2t*360o)。 此相位調變方案之等效替代表達式為： Φι(ί)=Α1 sin(F!t*360o)-A3 sin(F2t*360°)； φ2(ί)=-Α1 sin(F!t*360o)-A3 sin(F2t*360°)； φ3(ί)=-Α1 sin(F!t*360o)+A3 sin(F2t*360°)； Φ4(ί)=Α1 sin(Fit*360°)+A3 sin(F2t*360°)； 其中 A3 = A2/2。 儘管並非必需，但是較佳地將四個射頻連接點幾何地 安置以作為正矩形之四個頂點。在彼情形下，上述第一軸 (吾人稱其為1—2軸及3-4軸）與在第一射頻連接點31與第 二射頻連接點32之間延伸之幾何接線及在第三射頻連接點 33與第四射頻連接點34之間延伸之幾何接線均平行。類似 28 201206254 地，上述第二轴（吾人稱其為2_3軸）與在第二射頻連接點 32與第三射頻連接點33之間延伸之幾何接線及在第—射頻 連接點31與第四射頻連接點34之間延伸之幾何接線 行。 十 因為具有頻率？丨之（1)1〇)及φ2(〇之分量反相位，且因 為具有頻率匕之①3⑴及Φ4⑴之分量亦反相位，所以所得 電場以第一相位調變重複頻率？1沿第一轴（U轴及3 往返拂掠。 因為具有頻率F2之φ 2(t)及φ 3(t)之分量反相位，且因 為具有頻率？2之〇1⑴及φ4⑴之分量亦反相位，所以所得 電場以第二相位調變重複頻率F2沿第二軸（2一3軸及丨—4軸） 往返拂掠。 有利地，因為電場圖案在兩個正交維度中拂掠，所以 電激腔室中電毅之空間分佈可達成比通常可藉由僅在一維 度中之拂掠可達成之時間平均均勾,&更㈣時間平均 性。 儘官並非必需，但是兩個相位調變重複頻率可相差一 =數量級，諸如，分別為Fi = 1〇〇〇Hz&F2=i〇〇Hz，使得電 場圖案在一雄度中拂掠比在正交維度中快十倍。 兩個最大相位偏移參數八丨及八]之值可相同，或苴可不 同以補償電極或電漿腔室令之任何不對稱。舉例而言，若 電極為矩形’且若第-射頻連接點31及第二射頻連接點W 比第二連接點32及第三連接點33更寬地間隔開，則為〜建 立一個比A2較大之值可提高空間均勻性。 儘管並非必需，但是吾人期待在30。至9(Γ範圍内的心 29 201206254 及八2值為較佳。可憑經驗決定最佳化電場、電漿密度之均 句性’或正在工件上執行之電敵製程之特徵的AAA2值。 9·用兩個週期函數之乘積之徑向及方位角拂掠 在本發明之附加實施例中，可同時使用兩個不同相位 調變重複頻率FjF2以產生時變電場圖案，該時變電場圖 案組合如在先前所描述述之單一調變頻率實施例中之旋轉 (亦即，方位角）拂掠及徑向拂掠。有利地，目為電場圖 案在兩個正交維度（徑向及方位角）中拂掠，戶斤以電漿腔 室中電毁之空間分佈可達成比通常可藉由僅在—維度中之 拂掠所達成之時間平均均勻性更佳的時間平均均勻性。 在-此實施例中，各相位調變函數〜⑴為兩個時間之 週期函數Pi⑴及仏⑴之乘積，其中各週期函數匕⑴具有第 一重複頻率F!，而各週期函數仏⑴具有小於h之第二重 頻率F2 : 一複 Φ〖⑴十⑴心⑴。 因為週期函數Qi⑴之重複頻率較低，所以週期函 通常將產生相對於射頻連接點之幾何中心向 ' • J門向外徑向拂 掠之電場分佈，而週期函數Pi(t)使此電場分佈 王万位角拂 掠。 舉例而言’若週期函數Pi⑴為在上文節「 4.具有早個 調變頻率之相位調變」中所描述之替代週期函數中 個’則可達成徑向及方位角拂掠之此組合，例如· 對於 i = l 至 N ’ ？丨（〇=。1!的*36〇。-么0〇。 201206254 ι〇·硬體實施 所有上文所描述之本發明之實施例包括複數個射頻功 率源41_44，每—該等射頻功率源皆產生具有相對於參考射 頻訊號之相位偏移之射頻功率訊號中相位偏移由相位 調變函數來定義。結合各種替代實施例上文定義了替代相 位調變函數。 本發明之射頻功率源不限於為產生此等射頻功率訊號 而設計之任何特殊硬體。舉例而言（但並非限制），射頻功 率源可包括習知電路（諸如，移相器、鎖相迴路或直接數 位合成器）以自參考時脈訊號或參考振盪器訊號7〇導出射 頻頻率及相位偏移φΚϊ)。此外，參考時脈訊號或參考振盪 器訊號可具有不同於參考射頻訊號之頻率。 通常可購得為相位調變射頻功率訊號而設計之各種硬 體。不欲將本發明限制於實施相位調變函數或相位調變射 頻功率訊號之任何特殊硬體。 舉例而S (但並非限制），第3圖圖示適合的硬體設計。 射頻功率產生器8 1-84、移相器61-64及調變控制器90共同 實施射頻功率源61-64之功能。各射頻功率產生器具有同步 輸入及輸出。各射頻功率產生器在其輸出端產生射頻功率 訊號，該射頻功率訊號之頻率及相位與在同步輸入端所接 收之同步訊號之頻率及相位同步。儘管該同步訊號可為正 弦射頻訊號，但是該同步訊號更一般為具有脈衝或方波波 形之數位邏輯訊號。 參考時脈訊號或參考振盪器訊號7〇產生週期性時脈訊 號’該週期性時脈訊號具有參考射頻訊號相同的頻率f，或 31 201206254 具有一頻率’可藉由乘法、 除去或兩者兼而有之自該頻率 導出基準頻率f。時脈旬練> ^么 °说係耦接至複數個移相器6丨—64中 之每一個。 亦連接各移相器以自調變控制器9〇接收數位相位控制 訊號〜⑴。在相位調變函數為正弦之實施例中，調變㈣ 益可為㈣器。若相位調變函數為非正弦，則調變控制器 可為數位可程^的以合成任何希望的相位調變函數。特定 而言，調變控制3|可為0Γ p 4 /t , 剌益]為可程式化的以實施上文所描述之相 位調變函數之任何參數，諸如，Fi、Ai⑴及⑽。 藉由自調變控制器90所接收之數位相位控制訊號〜⑴ 所規定之相位偏移，習知移相器電路（諸如，鎖相迴路電 路）可產生輸出訊號，該輸出訊號與自參考時脈訊號所 導出之參考射頻訊號同相同步，且該輸出訊號與時脈訊號 同相偏移。各移相器之輸出訊號係麵接至各射頻功率產生 器81-84之同步輸入端。 可將在第3圖巾利示之所有功能（如，分離移相器 61-64、參考時脈訊號7〇及調變控制器9〇)組合於可購得 之積體電路或可程式式電腦。此外，此可程式式電腦可許 可使用者修改相位調變函數或射頻功率源之任何參數。 【圖式簡單說明】 第1圖為根據本發明之電衆腔室之部分示意、剖面側 視圖。 第2圖為根據本發明之電漿腔室之部分示意、透視圖。 第3圖為根據本發明之電漿腔室之具有該rf#率之可 32 201206254 能實施之附加細節的部分示意、透視圖。 【主要元件符號說明】 10 工件 11 介於喷淋頭與基座之間 12 基座 之區域 14 腔室側壁 14-18 腔室壁 18 腔室頂部壁 16 腔室底部壁 20-24 氣體入口歧管/電極 19 介電質襯墊 22 喷淋頭 20 歧管後壁 26 氣體入口歧管内部空間 24 懸吊架 31-34 射頻連接點 28 氣體入口導管 32 射頻連接點 31 射頻連接點 34 射頻連接點 33 射頻連接點 41—44 射頻功率源 39 射頻連接點 59 阻抗匹配網路 51-54 阻抗匹配網路 70 參考振盪器訊號 61-64 移相器 81-84 功率產生器 79 90 較低頻率附加射頻功率 源/附加射頻功率源 調變控制器 33