TW201138389A - Receiving apparatus and method and program - Google Patents
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Description
201138389 六、發明說明: 【發明所屬之技術領域】 本發明是關於接收設備、接收方法、及接收程式,且 特別是關於被組態成在DVB-T2 (數位視訊廣播-地面2 )之 OFDM (正交分頻多工)信號中,早期執行預期之PLP (實 體層管路)的解碼之接收設備、接收方法、及接收程式。 【先前技術】 地面廣播等使用OFDM來做資料(或信號)調變。 藉由OFDM,將多個正交副載波配置於傳輸帶,並執 行諸如PSK (相移鍵控)或QAM (正交調幅)的數位調變 ,以將資料分配至這些副載波之每一者的振幅和相位。 爲了由多個副載波來分割傳輸帶,各副載波(一個波 )的頻帶很窄,且調變速度很低,但(所有副載波的)總 傳輸速度實質上維持與相關技藝之調變相同。 如上所述,在OFDM中,資料被分配至兩個以上的副 載波,使得可藉由執行IFFT (反快速傅立葉轉換)來執行 調變。而可藉由FFT (快速傅立葉轉換)來執行由於該調 變所獲得的OFDM信號之解調。 因此,可藉由使用IFFT計算電路來將被組態成傳輸 OFDM信號的傳輸設備加以組態,而可藉由使用FFT計算電 路來將被組態成接收OFDM信號的接收設備加以組態。 此外,對於OFDM,配置稱爲保護區間(gUard interval )的信號部份,以提高對多路徑的阻抗。另外, -5- 201138389 對於OFDM,針對同步化、傳輸路徑特性之估算等,將爲 已知信號(在接收設備那邊爲已知)的引示信號不連續地 插入於將由接收設備所使用的時間方向或頻率方向。 因爲OFDM對多路徑具有高阻抗,故OFDM是由易受多 路徑千擾所影響的地面數位廣播等所使用。使用OFDM的 地面數位廣播包括例如DVB-T和ISDB-T (整合服務數位廣 播-地面)。 對於OFDM,資料是以OFDM符號單位爲基礎來加以傳 輸。 OFDM符號一般來說是由有效符號和防護間隔所組態 而成,該有效符號是在調變時執行IFFT的信號間隔,且此 有效符號的後半之部份波形不變地被複製到該有效符號的 開頭。 因此,在各OFDM符號的開頭配置防護間隔係允許提 高多路徑阻抗。 應注意到,以OFDM爲基礎的地面數位廣播標準界定 被稱爲訊框(OFDM傳輸訊框)的單位,其是由兩個以上 的OFDM符號加以組態,且資料傳輸是以訊框爲基礎來加 以執行。 在如上述被組態成接收OF DM信號的接收設備中,藉 由使用OFDM信號之載波來執行OFDM信號數位正交解調。 但應注意到,在接收設備中用於數位正交解調的 OFDM信號載波通常與用於傳輸OFDM信號(包括誤差)的 傳輸設備之OFDM信號載波不匹配。更具體來說,用於數 201138389 位正交解調的OFDM信號載波之頻率會和由接收設備所接 收到的OFDM信號之中央頻率(其IF (中頻)信號)有所 偏差。 所以,該接收設備執行用以偵測用於數位正交解調之 OFDM信號的載波偏移,也就是載波之誤差,的載波偏移 偵測處理,以及用以校正該OFDM信號的校正(偏移校正 )處理,以便藉由遵循該載波偏移來消除該載波之偏移。 在此應注意到,DVB-T2 (第二代歐洲地面數位廣播 標準)是針對使用OFDM的地面數位廣播標準所制定。 對於DVB-T2,請參照所謂的DVB藍皮書A122 ( 「第 二代數位地面電視廣播系統(DVB-T2 )之訊框結構頻道 編碼與調變」,DVB文件A122 2008年6月)。 DVB-T2 (其藍皮書)定義稱爲T2訊框之訊框。資料 是以此T 2訊框之單位加以傳輸。 T2訊框具有稱爲P1和P2的兩種前文信號。這些前文信 號包含例如OFDM信號的解調之處理所需的資訊。 P 1符號是用以傳輸P 1發信的符號。P 1發信包括傳輸類 型和基本傳輸參數。 更具體來說,P1發信(P1)包含參數si、S2等。參數 S1和S2指出型式、SIS〇(單輸入單輸出(代表一個傳輸和 —個接收天線))和MISO (多輸入單輸出(代表多個傳 輸天線但僅一個接收天線))P 2被傳輸、用於P 2之F F T 計算的FFT大小(受到—回fFT計算的樣本(或符號)的 數量)等。 201138389 因此’舉例來說,P2之解調需要藉由將P1正交解調來 將對應於參數S1和S2的位列(bit train )解碼。 P2符號是用以傳輸L1預發信(pre-signaling)和L1後 發信(post-signaling)的符號。 L1預發信包括被組態成接收T2訊框的接收設備之資訊 ,以接收並將L1後發信解碼。L1後發信包括接收設備用以 存取實體層(其層管路)所需的參數。 應注意到,T2訊框可具有1至16個OFDM符號P2前文信 號。 另外,P 1和P2分別包括爲已知信號的引示信號。換言 之,對於P 1,引示信號是被配置在副載波上的非週期性位 置,而對於P2,引示信號是被配置在副載波上的週期性位 置。在該等引示信號之中,針對各預定數量之副載波(或 符號)而週期性地加以配置的被稱爲SP (散佈引示),而 其他被配置在相同頻率之副載波上的被稱爲CP (連續引示 )° 此外,藉由該接收設備,對各OFDM符號執行OFDM信 號的FFT計算。在DVB-T2中,將_個0?〇1^符號組態之符 號(或副載波)的數量,也就是FFT大小有六種,IK、2K 、4K ' 8K、16K和 32K。 在此應注意到,OFDM符號的副載波間隔是與OFDM符 號的FFT大小成反比。因此,DVB-T2中之FFT大小的規格 等於副載波間隔的規格。 此外,DVB-T2具體指出,對於P1的OFDM符號,僅使 201138389 用上述六種FFT大小中的IK,而對於其他的OFDM符號’ 也就是P2和其他,則指出可使用上述六種FFT大小中的任 —者。 所以,對於P1的OFDM符號,僅使用在由DVB-T2所指 ' 定之副載波間隔中,具有最寬之副載波間隔(對應於1 κ之 F F T大小的間隔)的副載波。 對於P2和其他的OFDM符號,也就是除了 P1以外的 O F D Μ符號,也就是P 2的O F D Μ符號和資料(常態)的 OFDM符號,除了最寬之副載波間隔之外,可使用具有由 DVB -T2所指定之除了最寬的副載波間隔以外之副載波間 隔的任一者(也就是對應於2K、4K、8K、16K和32K之 F F T大小的間隔)之副載波。 在此應注意到,P1的OFDM信號具有1K( =1024)個 符號來作爲有效符號。 Ρ1的OFDM信號具有循環結構,其中,藉由在有效符 號的起始側將部份B 1頻移所獲得的信號B 1 '會被複製到該 有效符號的前側,而藉由將部份B2頻移所獲得的信號B21 ,也就是該有效符號的剩餘部份,會被複製到該有效符號 的後側。 P1的OF DM信號具有8H個副載波來作爲有效副載波。 在這8W個副載波之中,DVB-T2將資訊定位至3 8 4個副載 波。 DVB-T2 建置指引(ETSI TR 102 831: IG)說明,若 用以傳輸OFDM信號的傳輸帶爲例如8 MHz,則可根據P1 201138389 ,藉由使用上述3 8 4個副載波的位置之間的相關性,來估 算具有+/-500 KHz之最大準確度的「粗」載波頻率偏移。 另外’上述建置指引說明,可藉由P1的循環結構來估 算具有+/-0.5個副載波間隔之準確度的「微」載波頻率偏 移。 在此應注意到,藉由被組態成接收DVB-T2之OFDM信 號的接收設備,PI發信之解調和防護間隔長度之估算是在 T2訊框中被執行,其中會先在所謂的頻道掃描時偵測到p 1 〇 接著,該接收設備辨認P2的FFT大小,藉此允許偵測 下一個T2訊框之P2的FFT計算之起始位置。然後,該接收 設備執行P2的FFT計算,以允許將P2中所包括之L1預發信 解碼,並經由將L1後發信解碼,而將預期之PLP (實體層 管路)解碼。 所以,舉例來說*可擷取MPEG串流來作爲預定程式 之資料。 【發明內容】 然而,P2中所包括之L1預發信的解碼需要例如藉由將 P 1正交解調來將位列解碼。P 1中所包括之資訊的正確解碼 需要估算「粗」載波偏移。不進行「粗」載波偏移校正而 將P 1中所包括之資訊解碼,會造成極可能錯誤地偵測參數 s 1、參數S2等。 爲了上述理由,直到已完成粗載波偏移的估算之前, -10- 201138389 可能無法將依此時序所接收到之訊框的預期之P LP加以解 碼。舉例來說,粗載波偏移偵測(或估算)是每次在頻率 被以預設間隔移位時,藉由計算相關値來加以執行,因此 會花費相當長的時間。 因此,本發明的實施例著重於以上所認定及其他與相 關技藝方法和設備有關的問題,並藉由提供被組態成在 DVB-T2之OFDM信號中,早期執行預期之PLP的解碼之接 收設備、接收方法、及接收程式,來解決所著重的問題。 關於實行本發明及根據其一模式,提供有一種接收設 備。此接收設備具有:前文分析手段,被組態成接收由 OFDM (正交分頻多工)信號所構成之DVB-T2 (數位視訊 廣播-地面2 )的訊框,並分析接收到之訊框中所包含的前 文;偏移偵測手段,被組態成根據經分析之前文來偵測微 偏移和粗偏移;載波頻率校正手段,被組態成根據偵測到 的微偏移和偵測到的粗偏移,在由正交解調所獲得的 OFDM時域信號上執行載波頻率校正;判斷手段,被組態 成判斷該粗偏移的偵測是否已完成;以及控制信號輸出手 段,被組態成若判斷該粗偏移的偵測完成,則輸出控制信 號,以將根據由FFT計算所獲得的OFDM頻域信號所偵測到 之該微偏移回授至該載波頻率校正手段。 在上述接收設備中,若判斷該粗偏移的偵測完成,則 該控制信號輸出手段進一步輸出控制信號,以將根據該 OFDM頻域信號所偵測到的取樣誤差回授至被組態成將該 OFDM時域信號取樣的取樣手段。 -11 - 201138389
在上述接收設備中’若判斷該粗偏移的偵測完成,則 該控制信號輸出手段進一步輸出控制信號,以在該OFDM 頻域信號上開始與等化處理中之時間方向上的內插有關之 處理。 在上述接收設備中,若由被獲得作爲該偏移偵測手段 之偵測結果的該微偏移和該粗偏移所構成之載波頻率校正 量不同於預設載波頻率校正量,則在下一個以DVB-T2爲 基礎的訊框中重新分析該前文。 在上述接收設備中,以DVB-T2爲基礎的訊框包含與 該前文不同之前文,且在此不同之前文中所包含的預定發 信資訊爲預設。 在上述接收設備中,由被獲得作爲過去接收之結果的 該微偏移和該粗偏移所構成之載波頻率校正量進一步被預 設。 關於實行本發明及根據其另一模式,提供有一種接收 方法。此接收方法具有以下步驟:由前文分析手段所執行 ,接收由OFDM (正交分頻多工)信號所構成之DVB-T2 ( 數位視訊廣播-地面2 )的訊框,並分析接收到之訊框中所 包含的前文;由偏移偵測手段所執行,根據經分析之前文 來偵測微偏移和粗偏移;由判斷手段所執行,判斷該粗偏 移的偵測是否已完成;以及若判斷該粗偏移的偵測完成, 則由控制信號輸出手段所執行,輸出控制信號,以將根據 由FFT計算所獲得的OFDM頻域信號所偵測到之該微偏移回 授至用以在OFDM時域信號上執行載波頻率校正的載波頻 -12- 201138389 率校正手段。 關於實行本發明及根據其又一模式,提供有一種電腦 程式’其被組態成使電腦作用如接收設備。此接收設備具 有:前文分析手段,用以接收由OFDM (正交分頻多工) 信號所構成之DVB-T2 (數位視訊廣播-地面2 )的訊框,並 分析接收到之訊框中所包含的前文;偏移偵測手段,用以 根據經分析之前文來偵測微偏移和粗偏移;載波頻率校正 手段’用以根據偵測到的微偏移和偵測到的粗偏移,在由 正交解調所獲得的OFDM時域信號上執行載波頻率校正; 判斷手段,用以判斷該粗偏移的偵測是否已完成;以及控 制信號輸出手段,用以若判斷該粗偏移的偵測完成,則輸 出控制信號,以將根據由FFT計算所獲得的OFDM頻域信號 所偵測到之該微偏移回授至該載波頻率校正手段。 在本發明的一模式中,接收由OFDM信號所構成之 DVB-T2訊框。分析接收到之訊框中所包含的前文。根據 經分析之前文,偵測微偏移和粗偏移。判斷該粗偏移的偵 測是否已完成。若判斷該粗偏移的偵測已完成,則輸出控 制信號,以將根據由FFT計算所獲得之OFDM頻域信號所偵 測到的該微偏移回授至被組態成執行OFDM時域信號之載 波頻率校正的載波頻率校正手段。 如上所述及根據本發明的實施例,可在以DVB-T2爲 基礎的OFDM信號中早期執行預期之PLP的解碼。 【實施方式】 -13- 201138389 將參照附圖,將藉由其實施例來更詳細地說明本發明 〇 首先,說明DVB-T2 (第二代歐洲地面數位廣播標準 )被指定爲使用OFDM的地面數位廣播之標準。由於OFDM 對多路徑具有高阻抗,故將OF DM使用於易受多路徑干擾 影響的地面數位廣播等。 現在,參照第1圖,顯示有DVB-T2訊框的示範性組態 。如圖所示,在DVB-T2中,資料是以稱爲T2訊框之傳輸 訊框的單位來加以傳輸。應注意到,在此圖中,橫軸表示 時間。 應注意到,將以DVB-T2加以傳偷的資料在傳輸之前 會經OFDM調變。且經調變之資料是以OFDM符號爲基礎來 加以傳輸。換言之,第1圖所示之各T2訊框是由兩個以上 的OFDM符號所組成之傳輸訊框(或OFDM傳輸訊框)。 在OFDM中,將多個正交副載波配置於傳輸帶,並執 行諸如PSK (相移鍵控)和QAM (正交調幅)的數位調變 ,以將資料分配至這些副載波之每一者的振幅和相位。 在0 F D Μ中’傳輸帶會由多個副載波所分割,使得每 個副載波(或波)的頻帶相當窄,且調變速度相當低;但 (所有副載波的)總傳輸速度維持與相關技藝之技術相同 〇 如上所述’在OFDM中’將資料分配給兩個以上的副 載波,使得該調變可由IF FT (反快速傅立葉轉換)計算所 執行。此外’獲得作爲調變結果的〇 F D Μ信號之解調可由 -14- 201138389 FFT (快速傅立葉轉換)計算所執行。 一個OFDM符號是由該等副載波之每一者的IQ星象圖 (IQ constellation )上之符號(或由一副載波所傳輸的資 料)所組態而成。DVB-T2將IK、2K、4K、8K、16K、和 32K這六種指定爲構成一個OFDM符號的符號(或副載波) 之數量,也就是FFT大小。第1圖顯示FFT大小爲8K之T2訊 框的範例;在此情況中,一個T 2訊框最大爲2 5 0 m s。 —般來說,OFDM符號是由有效符號和防護間隔所組 態而成,該有效符號是在調變時執行IF FT的信號週期,而 在該防護間隔中,此有效符號的後半之部份波形會不變地 被複製到此有效符號的開頭。應注意到,第1圖所示之「 GI」表示防護間隔。 各T2訊框是由稱爲P1和P2的OF DM符號、稱爲「常態 」的OFDM符號、和稱爲FC (訊框閉合)的OFDM符號來 加以組態。這些OFDM符號的每一者皆被組態成包含爲已 知信號的引示信號。 P1和P2爲含有OFDM信號解調等所需之資訊的前文信 P1符號是用以傳輸包含傳輸類型和基本傳輸參數之P1 發信的符號。 更具體來說’ P1發信(P1)包含參數SI、S2等。參數 S1和S2指出型式、SISO(單輸入單輸出(代表一個傳輸和 —個接收天線))和ΜIS Ο (多輸入單輸出(代表多個傳 輸天線但僅一個接收天線))Ρ 2被傳輸、用於Ρ 2之F F Τ -15- 201138389 計算的FFT大小(受到一回FFT計算的樣本(或符號)的 數量)等。 因此,舉例來說,P2之解調需要藉由將P1正交解調來 將對應於參數s 1和S2的位列解碼。 P2符號是用以傳輸L1預發信和L1後發信的符號。 L1預發信包括被組態成接收T2訊框的接收設備之資訊 ,以接收並將L 1後發信解碼。L 1後發信包括接收設備存取 實體層(其層管路)所需的參數。 被組態成接收DVB-T2之OFDM信號的接收設備會在T2 訊框中執行P 1發信解調和防護間隔長度估算,其中在所謂 的頻道掃描時會先偵測到P1。 接著,該接收設備辨認P2的FFT大小,使得該接收設 備可偵測下一個T2訊框之P2的FFT計算之起始位置。然後 ,該接收設備執行P2的FFT計算,藉此將P2中所包含的L1 預發信解碼,並經由L1後發信之解碼而將預期之PLP (實 體層管路)解碼。 應注意到,PLP爲一單位,其中將由各T2訊框所傳輸 的酬載資料會被多工。在該接收設備中,該酬載資料被多 工而使得對各PLP執行誤差校正。PLP是根據各T2訊框中 被稱爲常態的OFDM符號和被稱爲P2的OFDM符號中所包含 之符號而被解碼。 舉例來說’將預期之PLP解碼係允許取得MPEG串流來 作爲預定程式之資料。 應注意到,在第1圖所示之範例中,各T2訊框中配置 -16 - 201138389 有兩個P2 ;但在各T2訊框中可配置有1至〗6個OFDM符號之 P2 ° DVB-T2 的建置指弓 I ( ETSI TR 1 02 8 3 1 :IG )說明’若 用以傳輸〇 F D Μ信號的傳輸帶爲例如8 Μ Η z,則可根據P 1 ,藉由使用Ρ 1之〇 F D Μ信號的3 8 4個副載波之位置之間的相 關性,來估算具有+/-5〇〇 KHz之最大準確度的「粗」載波 頻率偏移。 另外,上述建置指引說明’可藉由Ρ 1的循環結構來估 算具有±0.5個副載波間隔之準確度的「微」載波頻率偏移 〇 換言之,在該接收設備中的T2訊框之接收中’希望能 估算具有± 〇 . 5 >:副載波間隔之準確度的「微」載波頻率 偏移和具有±5 00 KHz之最大準確度的「粗」載波頻率偏移 ,藉此校正這些偏移。「微」載波頻率偏移被稱爲微偏移 ,而「粗」載波頻率偏移被稱爲粗偏移。這些微偏移和粗 偏移的校正被稱爲載波頻率校正。 參照第2圖,顯示有說明OFDM中之載波頻率校正的圖 式。 第2圖顯示對用來作爲範例之具有1K之FFT大小的P1 所執行之載波頻率校正。橫軸表示各副載波的頻率°具有 1K之FFT大小的P1之OFDM符號具有1024個符號來作爲有 效符號。P 1具有循環結構,其中藉由將一部份有效符號之 起始側頻移所獲得的信號會被複製到該有效符號的前側, 而藉由將該有效符號之剩餘部份頻移所獲得的信號會被複 -17- 201138389 製到該有效符號的後側。P1的循環結構允許估算在±0.5 χ 副載波間隔之間的載波移位。 P 1具有8 5 3個副載波來作爲有效副載波。在這8 5 3個副 載波之中,DVB-T2將資訊定位至3 84個副載波。參照第2 圖,各實線箭頭表示副載波。 在P1之FFT大小爲1K的情況中,相鄰副載波之頻率之 間的間隔約爲8929 Hz。因此,±0.5 χ副載波間隔約爲 ±4.4 KHz。 舉例來說,若在圖中之虛線箭頭處偵測到副載波,則 在箭頭11之頻率和〇 Hz之間的差異之頻率即爲此副載波的 頻率偏移。在此情況中,有約爲〇. 3個副載波的頻率偏移 。此一頻率偏移可被偵測爲微偏移。 此外,舉例來說,若在圖中所示之虛線箭頭1 2處偵測 到副載波,則在箭頭1 2之頻率和0 Hz之間的差異之頻率即 爲此副載波的頻率偏移。在此情況中,有約爲2.3個副載 波的頻率偏移。 在此情況中,從箭頭1 2到最靠近的副載波之頻率差’ 也就是0.3個副載波的頻率偏移,會被偵測爲微偏移。然 後,兩個副載波的頻率偏移會被偵測爲粗偏移。舉例來說 ,該粗偏移偵測是在每次頻率被以預定間隔移位時’藉由 計算相關値來加以執行約數百次。 因此,藉由在該接收設備中於接收到T2訊框時執行載 波頻率校正,可準確地接收由各副載波所傳輸的資料。 第3圖和第4圖說明將在該接收設備中允許將預期之 -18- 201138389 P LP解碼所需的時間。應注意到,在第3圖和第4圖,橫軸 表示時間,且各三角形表示預定之時間點。 第3圖顯示由該接收設備所接收到之T2訊框的第一個 訊框。第4圖顯示由該接收設備所接收到之T2訊框的第二 個訊框。 第3圖所示之三角形3 1表示觸發偵測時間點,也就是 緊接著P 1之符號(也就是P2 )的起始位置。應注意到,幾 乎同時間偵測到觸發位置,而完成微偏移的偵測。 第3圖所示之三角形3 2 - 1和3 2 - 2表示已完成粗偏移偵測 的時間點。應注意到,舉例來說,粗偏移的偵測是在每次 頻率被以預定間隔移位時,藉由計算相關値來加以執行約 數百次,所以,不同於微偏移的情況,該偵測之完成會花 費時間。另外,根據設備的安裝方式,粗偏移偵測所需的 時間會有所不同。所以,在最早的情況中,粗偏移的偵測 是完成於時間點32-1,而在最晚的情況中,粗偏移的偵測 是完成於時間點32-2。 應注意到,從符號3 1至符號3 2-1所花費的時間爲P 1之 FFT計算所需的時間。 第3圖所示之符號3 3表示完成P 1之正交解調和位列之 解碼,並完成取得包含參數S 1、參數S2等之資訊的時間點 。換言之,在符號3 3之時間點,取得指出型式、S I S 0和 MISO、P2被傳輸、用於P2之FFT計算的FFT大小等之資訊 〇 如上所述,爲了正確地接收由各副載波所傳輸的資料 -19 - 201138389 ,必須進行載波頻率校正。所以,P 1的正交解調和位列的 解調是在完成粗偏移偵測之後’於通過預定時間後即完成 。應注意到,第3圖所示之符號3 3被顯示爲指出在符號3 2 -2的時間點上之粗偏移偵測的完成。 第3圖所示之符號34表示完成防護間隔(GI )之估算 的時間點。如上所述,在該接收設備中,防護間隔長度估 算是在已偵測到P 1的T2訊框中加以執行。GI長度估算是完 成於取得FFT大小之後,然後接收到η個OFDM符號。應注 意到,η表示依照該接收設備的規格和性能所需之OFDM符 號的數量。在第3圖所示之範例中,假設在取得FFT大小之 後和接收到兩個OFDM符號之後已完成GI長度估算。 如上所述,因爲直到符號3 4之時間點之前,GI長度估 算尙未完成,故由該接收設備所接收到之T2訊框的第一個 訊框之P2可能無法被解調。這是因爲除了觸發位置偵測之 外,P2之解調還需要藉由執行GI長度估算來執行P2之有效 符號的FFT計算。 爲此緣故,在由該接收設備所接收到之T2訊框的第二 個訊框上執行P2之解調。 第4圖所示之符號35表示由該接收設備所接收到之T2 訊框的第二個訊框之觸發位置的偵測時間點。 在第4圖所示之範例的情況中,因已在第3圖所示之符 號3 4的時間點完成GI長度估算,故可將p2解調。 如上所述’ P2包含L1預發信。L1預發信包含用以接收 T 2訊框的接收設備之資訊’以執行l 1後發信的接收及解調 -20- 201138389 在第4圖所示之符號3 6的時間點,完成P2之解調以取 得L 1預發信,然後允許取得L 1後發信。應注意到’在第4 圖所示之符號3 6的左側之箭頭表示將第二個P2解調及取得 L 1預發信所需的時間。 因此,在符號3 6的時間點之後,可以說已完成將預期 之PLP解調的準備。但在符號36的時間點,已經通過第二 個訊框的P1、第一個P2、第二個P2和—部份的常態〇FDM 符號。如上所述,PLP是根據T2訊框中所包括的稱爲常態 之OFDM符號和稱爲P2之OFDM符號的某些符號來加以解碼 ,所以可能無法在第二個訊框上將P LP解碼。 所以,在第三個訊框上允許預期之PLP的解碼。被允 許的預期之PLP的解碼被稱爲同步之引入(pull-in)。換 言之,在相關技藝之技術中,DVB-T2的同步之引入需要 兩個訊框。 然而,預先將同步之引入所需的資訊儲存在該接收設 備中亦爲可行的。將此資訊儲存在接收到之設備中,於下 文中被稱爲預設。 第5圖和第6圖顯示說明DVB-T2的同步之引入所需的 資訊、此資訊之來源、以及此資訊之預設是否被允許的表 格。 第5圖是與P 2之解調所需的資訊有關的表格。 如圖所示,P 2之解調需要F F T大小。如上所述,f F T 大小可藉由將P〗解調而獲得。此外’ FFT大小是包含於L 1 201138389 預發信中。 另外,P2之解調需要資訊SISO/MISO ’其中指出SISO 或MIS Ο P2被傳輸。如上所述,可藉由將P1正交解調而獲 得SISO/MISO資訊來將位列解碼。此外,SISO/MISO資訊 是包含於L1預發信中。 此外,P2之解調需要資訊「混合/未混合」,其中指 出「混合」或「未混合j P2被傳輸。可藉由將P1正交解調 而獲得「混合/未混合」資訊來將位列解碼。此外,「混 合/未混合」資訊是包含於L 1預發信中。 P2之解調需要GI長度。如上所述,在已偵測到P1的T2 訊框中,估算GI長度。在取得FFT大小之後,GI長度估算 是在取得FFT大小之後,於接收到η個符號後即完成。換言 之,GI長度是藉由計算各OFDM符號之防護間隔的相關値 來加以估算。但應注意到,GI長度亦被包含於L 1預發信中 〇 此外,P2之解調需要觸發位置。如上所述,觸發位置 是緊接著P1之符號(也就是P2)的起始位置,且會由已接 收到T2訊框的接收設備所偵測到。 此外,P2之解調需要微偏移。如上所述,微偏移是根 據P 1的循環結構而由已接收到T2訊框的接收設備來加以偵 測。 另外,P2之解調需要粗偏移。如上所述,舉例來說, 粗偏移是在每次頻率被以預定間隔移位時,由已接收到T2 訊框的接收設備藉由計算相關値來加以偵測。 -22- 201138389 第5圖所示之FFT大小、SISO/MISO、混合/未混合、 及GI長度亦可被預設。這是因爲追些資訊項目從開始就被 包含在L1預發信中。 另一方面,可能無法預期第5圖所示之觸發位置和微 偏移提供預設效果。這是因爲這些資訊項目是由已接收到 T 2訊框的接收設備來加以偵測。 更具體來說,微偏移典型上會因接收設備的溫度特性 等而造成微小的差異,使得即使預設微偏移,仍必須重新 偵測該微偏移。 同樣的,粗偏移亦是由已接收到T2訊框的接收設備所 偵測到。然而,如上所述,粗偏移會提供成爲載波間隔的 整數倍之値。相較於微偏移,粗偏移之値將會因接收設備 的狀況而改變的機率被視爲很低。舉例來說,在DVB-T2 的廣播頻道中,已一次完成同步之引入的廣播頻道之粗偏 移値將在之後改變的機率被認爲很低。 換言之’若在完成同步之引入時,預設値和實際誤差 之間的偏差不超出±4.4 KHZ的範圍,則粗偏移會被視爲無 誤差’因而可在許多情況中預期預設效果。 以上考量指出,第5圖所示之粗偏移原則上是藉由已 接收到T2訊框的接收設備來加以偵測,但亦可預設此偏移 。舉例來說’在過去所接收到之DVB-Τ'2的廣播頻道中, 已一次完成同步之引入的廣播頻道之粗偏移可預設。但應 注意到’該預設粗偏移未必爲正確値。 第6圖顯示與將T2訊框之所有〇FDM符號解調所需之資 -23- 201138389 訊有關的表格。圖中所示之資訊項目、FFT大小到粗偏移 實質上是和以上參照第5圖所述者相同,因此略過其說明 〇 各T2訊框的所有OFDM符號之解調需要指出延伸頻帶 之存在或不存在、資料符號之數量、引示樣式、以及頻帶 保留(tone reservation )的資訊。這些資訊項目亦被包含 於L1預發信中,且因此可被預設。 因此,舉例來說,預設L1預發信中所包含的資訊係在 以上參照第3圖所述之由符號3 2-1所表示的時間點至由符 號32-2所表示的時間點完成同步之引入。換言之,若L1預 發信中所包含的資訊爲已知,則該接收設備可從第二個訊 框開始將所有的OF DM符號解調,並從第二個訊框開始將 預期之PLP解碼。 此外,除了 L1預發信中所包含的資訊之外,預設粗偏 移係允許在以上參照第3圖所述之由符號3 1所表示的時間 點完成同步之引入。此允許所有OFDM符號之解調從第一 個訊框開始,且預期之PLP的解碼從第一個訊框開始。 但應注意到,如上所述,該預設粗偏移未必正確。 第7圖是說明在該接收設備中允許將預期之PLP解碼所 需的時間之圖式。第7圖對應於第3圖,其中橫軸表示時間 ,而三角形表示預定之時間點。 在此假設,在除了 L1預發信中所包含的資訊之外亦預 設粗偏移的情況中,舉例來說,已在由第7圖所示之符號 32-1所表示的時間點(下文中稱之爲時間A )完成粗偏移 -24- 201138389 的偵測。在此範例中,假設預設粗偏移不正確。 在該接收設備中,可能無法在時間A之前執行載波頻 率校正,如第7圖所示;但在時間A之後,可執行載波頻率 校正。 因此,在由該接收設備所接收到的τ 2訊框之中’第二 個Ρ2之後的OFDM符號可在載波頻率校正之後被FFT計算 ,藉此正確地執行解調。另一方面,在由該接收設備所接 收到的T2訊框之中,P1和第一個P2的OFDM符號可能無法 在載波頻率校正之後被FFT計算。因此,若將P 1和第一個 P2解調,則該解調之結果不正確。 在該接收設備中,傳輸頻道之特性的等化處理是根據 各OFDM符號中所包含的引示符號來加以執行。另外,執 行微偏移的回授和取樣誤差的回授。舉例來說,若根據不 正確之解調結果來執行等化處理或微偏移和取樣誤差的回 授,則後續OF DM符號之解調會變得困難。更具體來說, 若根據不正確之解調結果來執行等化處理或微偏移和取樣 誤差的回授,則舉例來說,必須從頭重做同步之引入。 如上所述,除了 L1預發信中所包含的資訊之外,預設 粗偏移可增加同步之引入的速度。另一方面,若該預設粗 偏移不正確,則必須從頭重做同步之引入,因而產生降低 處理速度的風險。 因此,在本發明的實施例中,除了 L 1預發信中所包含 的資訊之外,粗偏移爲預設,而與等化和回授有關之處理 的部份則被暫停直到完成該粗偏移的偵測爲止。 -25- 201138389 應注意到,實際上,粗偏移之値本身非預設,但由微 偏移和粗偏移所構成的載波頻率校正量爲預設。亦應注意 到,如上所述,因微偏移典型上會因接收設備的溫度特性 等而造成微小的差異,若已預設微偏移,則該微偏移的再 偵測會變得不可或缺。 第8圖是解說被實踐爲本發明一實施例的接收設備之 示範性組態的方塊圖。舉例來說,圖中所示之接收設備 100是被組態爲用以接收以DVB-T2爲基礎之數位廣播的接 收設備。 對於接收設備1〇〇的未顯示之正交解調方塊,從傳輸 設備供應OFDM信號(其IF (中頻)信號)。該正交解調 方塊藉由使用具有預定頻率(或載波頻率)之載波(理想 上是與該傳輸設備所使用之相同的載波)和正交於此載波 之信號,將所供應之OFDM信號數位正交解調,藉此輸出 作爲結果的基頻OFDM信號來作爲解調結果。 應注意到,被輸出作爲該解調結果的信號是在執行將 於稍後加以說明之藉由FFT計算方塊124的FFT計算之前的 時域中之信號(緊接著傳輸設備中之IQ星象圖上的符號( 將由一個副載波所傳輸的資料)上之IFFT計算之後)。此 信號在下文中亦被稱爲OFDM時域信號。 OFDM時域信號爲複信號,其是由包括1(同相位)分 量和Q (正交相位)分量的複數所表示。 將被輸出作爲解調結果的OFDM時域信號供應至未顯 示之A/D轉換方塊,以將其轉換爲數位信號,而該數位信 -26- 201138389 號會被供應至再取樣器1 2 1。再取樣器1 2 1將獲得作爲轉換 結果的數位信號加以微調,以便使取樣率與傳輸設備的時 脈同步。 載波頻率校正方塊1 22在從再取樣器1 2 1所輸出的信號 上執行載波頻率校正。將來自載波頻率校正方塊122的經 校正之信號供應至P1處理方塊123和FFT計算方塊124。 P 1處理方塊1 2 3爲功能方塊,其被組態成取得從載波 頻率校正方塊I22所輸出的信號,也就是對應於P1之OFDM 符號的信號,並偵測觸發位置、微偏移、和粗偏移。 P 1處理方塊1 23亦被組態成輸出控制信號,該等控制 信號控制將於稍後加以說明的開關129、開關130、及時間 方向內插方塊142。 FFT計算方塊124爲功能方塊,其被組態成根據從P1處 理方塊123所供應之代表觸發位置的信號,在各OF DM符號 上執行FFT計算。根據所供應的觸發位置,FFT計算方塊 124從OFDM時域信號萃取針對FFT大小的OFDM時域信號 (其樣本),以執行FFT計算。 所以,理想上,從FFT部份之OFDM時域信號萃取具有 藉由從構成OFDM時域信號中所包括之一 OFDM符號的符號 減去防護間隔(其符號)所獲得之有效符號長度的符號, 且所萃取之信號會被FFT計算。 藉由利用FFT計算方塊124在OFDM時域信號上的FFT 計算,可獲得由副載波所傳輸的資訊,也就是代表在IQ星 象圖上之符號的OFDM信號。 -27- 201138389 應注意到,藉由在OFDM時域信號上之FFT計算所獲得 的OFDM信號爲頻域信號,且在下文中亦被稱爲OFDM頻域 信號。 由FFT計算方塊1 24所獲得的計算結果被供應至等化處 理部份1 40、微誤差偵測方塊1 25、以及取樣誤差偵測方塊 126° 根據由FFT計算所獲得的OFDM頻域信號,微誤差偵測 方塊1 2 5重新偵測微偏移,並將所偵測到的微偏移供應至 校正控制方塊127。 根據由微誤差偵測方塊125所偵測到的微偏移,校正 控制方塊127校正由P]處理方塊123所偵測到的微偏移之誤 差,並將載波頻率校正量供應至載波頻率校正方塊122。 應注意到,開關129被配置在微誤差偵測方塊125和校 正控制方塊1 2 7之間。 根據由FFT計算所獲得的OFDM頻域信號,取樣誤差偵 測方塊1 26偵測取樣誤差,並將所偵測到的取樣誤差供應 至校正控制方塊1 2 8。 根據由取樣誤差偵測方塊1 26所偵測到的取樣誤差, 校正控制方塊128控制再取樣器121的作業》 應注意到,開關130被配置在取樣誤差偵測方塊126和 校正控制方塊1 2 8之間》 等化處理部份1 40爲功能方塊,其被組態成根據OFDM 頻域信號之各OFDM符號中所包含的引示符號,依照傳輸 頻道的特性來執行等化處理。 -28- 201138389 接收設備1 00使用引示符號來估算傳輸特性;舉例來 說’將稱爲SP (散佈引示)的散佈引示符號分配至副載波 〇 第9圖至第11圖說明各OFDM符號中的SP之配置及等化 處理。應注意到,在第9圖至第1 1圖,橫軸表示頻率,而 縱軸表示時間。 在第9圖至第11圖,一個圓圈表示由一個副載波所傳 輸的符號。因此,沿著橫軸的一列圓圈對應於一個OFDM 符號。每個白色圓圈表示待被傳輸的資料(或載波)。每 個黑色圓圈表示SP。每個陰影線圓圏或每個虛線圓圈表示 內插之SP。 第9圖所示之各SP爲具有已知振幅和相位的複向量。 —SP和另一者之間配置有待被傳輸的資料載波。在接收設 備1 〇〇中,於傳輸路徑特性之影響所造成的失真狀態獲得 各SP。藉由將此在接收時之SP與在傳輸時之已知SP做比較 ,可獲得在該SP位置的傳輸路徑特性。 根據在該SP位置的傳輸路徑特性,等化處理部份14〇 沿著時間方向執行內插,以產生內插之s P,如第10圖所示 。藉由將在接收時之資料與內插於時間方向之SP做比較’ 等化處理部份1 40估算各符號的傳輸路徑特性。 另外,藉由執行頻率內插濾波,等化處理部份14〇沿 著頻率方向執行內插,以產生沿著頻率方向內插之SP ’如 第1 1圖所示。所以’估算出所有副載波之頻率方向的傳輸 路徑特性。 -29- 201138389 更具體來說,在沿著時間方向的內插中,根據各SP將 內插執行於由與兩個以上之OFDM符號的每一者中之SP相 同的副載波所傳輸之符號。在沿著頻率方向的內插中,根 據各SP來內插相同OFDM符號中由各副載波所傳輸的符號 〇 藉由利用所估算出之傳輸路徑特性,在經FFT計算之 信號上執行複數分割(complex division),等化處理部份 140可將傳輸至該處的信號加以等化。 現在,再次參照第8圖,等化處理部份140是由引示分 離(pilot separation)方塊141、時間方向內插方塊142、 頻率方向內插方塊1 43、以及複數分割方塊1 44加以組態而 成。 引示分離方塊141被組態成從由FFT計算方塊124之處 理所獲得的OFDM頻域信號萃取其上傳輸有引示符號的副 載波信號。然後,引示分離方塊141將其上傳輸有引示符 號的副載波信號供應至時間方向內插方塊1 4 2,並將其他 副載波信號供應至複數分割方塊1 44。 時間方向內插方塊1 42爲功能方塊,其被組態成在參 照第9圖至第1 1圖的上述等化處理作業之中,執行與時間 方向上之內插有關的處理。 頻率方向內插方塊143爲功能方塊,其被組態成在參 照第9圖至第11圖的上述等化處理作業之中,執行與頻率 方向上之內插有關的處理。 複數分割方塊1 44藉由所估算之傳輸路徑特性,將除 -30- 201138389 了在其上傳輸有引示符號之副載波以外的副載波信號複數 分割,如上所述。此複數分割允許將傳輸至等化處理部份 140的各個信號加以等化。 舉例來說,在從複數分割方塊144所輸出將被處理爲 影像資料或聲頻資料的信號上執行正向錯誤校正(FEC ) 等。 另外,當已完成粗偏移的偵測時,上述P 1處理方塊 1 2 3在控制開關1 2 9、開關1 3 0、及時間方向內插方塊1 4 2的 控制信號之間切換。 更具體來說,直到粗偏移的偵測完成之前,由P 1處理 方塊123將開關129打開,而在該偵測完成之後,由P1處理 方塊123將開關129關閉。 直到粗偏移的偵測完成之前,由P 1處理方塊1 2 3將開 關1 3 0打開,而在該偵測完成之後,由P 1處理方塊1 2 3將開 關130關閉。 此外,P 1處理方塊1 2 3控制時間方向內插方塊1 4 2不執 行內插直到完成粗偏移的偵測爲止,並在完成粗偏移的偵 測之後執行內插。應注意到,直到粗偏移的偵測完成之前 ,時間方向內插方塊1 42將從引示分離方塊1 4 1所供應的信 號不變地輸出至頻率方向內插方塊143。 更具體來說,直到粗偏移的偵測完成之前,接收設備 1 0 0會作用如第1 2圖所示。應注意到,第1 2圖爲對應於第8 圖之方塊圖。參照第1 2圖,與先前參照第8圖所述者類似 之元件被標以相同的元件符號。 -31 - 201138389 在第1 2圖中,開關1 2 9、開關1 3 0、及時間方向內插方 塊M2被打X。 更具體來說,因爲開關1 29會打開直到粗偏移的偵測 完成之前,故與微偏移之校正有關的迴路打開。因此,由 FFT計算所獲得之根據OFDM頻域信號的微偏移不會反映在 將由載波頻率校正方塊122所執行的處理上。 這麼做,即使預設粗偏移不正確,仍可防止微偏移根 據不正確之解調結果而回授。 此外,因爲開關130會打開直到粗偏移的偵測完成之 前,故與取樣誤差之校正有關的迴路打開。因此,由FFT 計算所獲得之根據OFDM頻域信號所偵測到的取樣誤差不 會反映在將由再取樣器1 2 1所執行的處理上。 這麼做,即使預設粗偏移不正確,仍可防止取樣誤差 根據不正確之解調結果而回授。 另外,因爲直到完成粗偏移的偵測之前,時間方向內 插方塊142並不會執行內插,故藉由等化處理部份140之等 化處理是僅由沿著頻率方向之內插所執行。 更具體來說,如以上參照第10圖所述,於兩個以上的 OFDM符號上執行沿著時間方向的內插,所以,若根據引 示符號之內插被獲得作爲不正確之解調結果,則之後所接 收到的OF DM符號之等化處理會失敗。也就是說,較早所 接收到的一個OFDM符號之解調結果會不利地影響之後所 接收到的兩個以上之OFDM符號的解調結果。 所以,如第1 2圖所示,僅藉由沿著頻率方向的內插來 -32- 201138389 執行藉由等化處理部份1 40之等化處理。因此,即使一個 0 F D Μ符號的解調結果不正確,此不正確之結果將不會不 利地影響其他OFDM符號的解調結果。 這麼做,即使預設粗偏移不正確,仍可防止根據不正 確之解調結果來執行等化處理。 以下參照第1 3圖所示之流程圖來說明,在由第8圖所 不之接收設備100接收到DVB-T2廣播時,由pi處理方塊 123和校正控制方塊127所執行之P1處理。應注意到,如上 所述,假設L 1預發信中所包含的資訊和粗偏移在接收設備 1 〇 〇上爲預設。舉例來說,假設在過去所接收到之D V B - T 2 廣播頻道中具有一次完成的同步之引入的廣播頻道之粗偏 移爲預設。 應注意到’實際上,粗偏移値本身非預設,但由微偏 移和粗偏移所構成的載波頻率校正量爲預設。但如上所述 ,因微偏移典型上會因接收設備的溫度特性等之影響而造 成微小的差異,故即使預設微偏移,仍須進行該微偏移的 再偵測。 在步驟S 1 0 1 ’ P 1處理方塊1 2 3分析由該接收設備所接 收到之T2訊框中所包含的P1。 在步驟Sl〇2,P1處理方塊123偵測微偏移和粗偏移。 在步驟S 1 03,判斷微偏移和粗偏移的偵測是否完成。 此判斷會持續直到已完成該偵測爲止。如上所述,因爲舉 例來說,粗偏移是在每次頻率被以預定間隔移位時,藉由 計算相關値來加以偵測,故直到完成之前,此偵測會花費 -33- 201138389 預定時間。 應注意到,微偏移的偵測幾乎和步驟S 1 02的處理之執 行同時完成,且校正控制方塊127會立刻將載波頻率校正 量供應至載波頻率校正方塊122» 在步驟S 1 03,若判斷微偏移和粗偏移的偵測完成,則 程序前進至步驟S104。 在步驟S104,校正控制方塊127判斷載波頻率校正是 否爲必需。舉例來說,若發現由步驟S 1 02之處理所偵測到 的粗偏移與預設粗偏移不同,則在步驟S 1 04判斷載波頻率 校正爲必需。另一方面,若發現由步驟S 1 02之處理所偵測 到的粗偏移與預設粗偏移相同,則在步驟S 1 04判斷載波頻 率校正爲非必需。 若在步驟S104發現載波頻率校正爲必需,則程序前進 至步驟S 1 05。 在步驟S105,校正控制方塊127將作爲結果的載波頻 率校正量供應至載波頻率校正方塊I22,藉此反映載波頻 率之校正。換言之,在此情況中,舉例來說,因由步驟 S 1 02之處理所偵測到的粗偏移與預設粗偏移不同,故重新 執行載波頻率校正處理。 應注意到,在上述情況中,如以上參照第7圖所述, 在執行載波頻率校正之後,P1和第一個P2的OFDM符號可 能無法被FFT計算。因此,P1和第一個P2的解調將導致不 正確之解調。 若已執行步驟S 1 05之處理’則在接收設備1 〇〇中重置 -34- 201138389 該處理,並在之後的T2訊框中重新執行P1之解調。 或是,若步驟S 1 05之處理被執行,則可繼續該處理而 不在接收設備100中加以重置。 在上述情況中,因爲L 1預發信中所包含的資訊爲預設 ,所以不需將P2解調來取得L1預發信。在此亦應注意到’ 可藉由將在等化處理部份1 4 0的處理之後所執行的誤差校 正處理來恢復P 1和第一個P2的解調結果。在此情況中’考 量到在接收設備1〇〇中繼續接收DVB-T2數位廣播並不會造 成任何特殊問題,所以可繼續該處理而不需加以重置。 另一方面,若在步驟S104判斷載波頻率校正爲非必需 ,則略過步驟S〗05之處理,因此程序前進至步驟S1 06。 更具體來說,在上述情況中,舉例來說,因由步驟 s 1 02之處理所偵測到的粗偏移與預設粗偏移相同,故不需 重新執行載波頻率校正,所以在接收設備100中繼續接收 DVB-T2數位廣播而不需加以改變。 在步驟S 1 0 6,P 1處理方塊1 2 3在控制開關1 2 9、開關 1 3 0、及時間方向內插方塊1 42的控制信號之間切換。 更具體來說,在執行步驟S106之處理之前’將開關 129打開,而在執行步驟S106之處理之後,將開關129關閉 〇 在執行步驟S106之處理之前,將開關130打開,而在 執行步驟S1 06之處理之後,將開關130關閉。 此外,在執行步驟s 1 0 6的處理之前,時間方向內插方 塊142作業爲不執行內插,而在執行步驟S106的處理之後 -35- 201138389 ,時間方向內插方塊1 4 2作業爲執行內插。 如上所述,執行P 1處理。 這麼做,可以高速來執行DVB-T2的同步之引入’如 以上參照第3圖至第7圖所述。 更具體來說,若執行該同步之引入而無預設,則該同 步之引入需要兩個訊框,且所有OFDM符號之解調是從第 三個訊框起被允許,藉此允許將預期之PLP解碼。 另一方面,預設L1預發信中所包含的資訊係完成一個 訊框的同步之引入,並允許從第二個訊框起將所有的 OFDM符號解調,藉此允許將預期之PLP解碼。 另外,除了 L 1預發信中所包含的資訊之外,預設粗偏 移係允許從第一個訊框將所有的OFDM符號解調,藉此允 許將預期之PLP解碼。但該預設粗偏移未必正確。 根據本發明的實施例,在接收設備1〇〇中,可從第一 個訊框開始將所有的OFDM符號解調,以將預期之PLP解碼 。若預設粗偏移不正確,則從頭重做同步之引入,以便可 防止降低處理速度的風險。 應注意到,假設在接收設備100中預設在過去接收時 根據同步之引入所獲得的粗偏移,藉此來說明第1 3圖所示 之處理;但此粗偏移未必爲預設。舉例來說,在第1 3圖所 示之處理開始時,可假設粗偏移爲〇來執行該處理。在此 情況中,若由處理步驟S102所偵測到的粗偏移不爲〇,則 判斷載波頻率校正處理在步驟S1 05爲必需。 應注意到,上述處理作業之序列可由軟體以及硬體來 -36- 201138389 加以執行。當由軟體來執行上述處理作業之序列時,從網 路或記錄媒體將構成該軟體的程式安裝至內建於專用硬體 配備的電腦,或是從網路或記錄媒體將構成該軟體的程式 安裝至例如可安裝各種程式以執行各種功能的一般用途之 個人電腦7 0 0。 參照第I4圖’ CPU (中央處理單元)701是依照儲存 於ROM (唯讀記憶體)702或從儲存方塊708載入至RAM ( 隨機存取記憶體)7 0 3的電腦程式之指示而執行各種處理 作業。R AM 7 0 3亦視情況而儲存有C P U 7 0 1用以執行各種 處理作業所需的資料。 CPU 701、ROM 702、及RAM 703是經由匯流排704而 互連。此匯流排亦與輸入/輸出介面705連接。 輸入/輸出介面705是連接於具有例如鍵盤和滑鼠的輸 入方塊706、以及具有以LCD (液晶顯示器)爲基礎之顯 示監視器和揚聲器的輸出方塊707。此外,輸入/輸出介面 705是連接於具有例如硬碟的儲存方塊7 08、以及具有數據 機和諸如LAN卡之網路介面卡的通訊方塊7 09。通訊方塊 7〇9被組態成經由包括網際網路的網路來執行通訊處理。 另外,輸入/輸出介面705是視需要而連接於驅動器 71 〇,其上視情況裝載有諸如磁碟、光碟、磁光碟、或半 導體記憶體的可移式媒體7 1 1。視情況將從可移式媒體7 1 1 所讀取到的電腦程式儲存在儲存方塊708中。 爲了藉由例如軟體來執行上述處理作業之序列,舉例 來說,構成此軟體的程式是從諸如網際網路的網路或諸如 -37- 201138389 可移式媒體711的記錄媒體來加以安裝。 應注意到’如第1 4圖所示,這些記錄媒體不僅是由磁 碟(包括軟性磁碟)、光碟(包括CD-ROM (唯讀光碟記 憶體)和DVD (數位光碟))、磁光碟(包括MD (迷你 光碟)(商標))、或與該設備本身分開分佈的半導體記 憶體所組成之可移式媒體711所構成,還有ROM 702或儲 存程式且是預先倂入於設備本身而提供給使用者的儲存方 塊708中之硬碟。 在此應注意到,上述處理作業之序列不僅包括以時間 相依方式而循序地執行之處理作業,亦包括同時或不連續 地執行之處理作業。 雖已使用特定用語來敘述本發明的較佳實施例,但此 種敘述僅用以解說,且應了解可在不脫離以下申請專利範 圍的精神或範疇下,進行變更及修改。 本申請案包含與2009年7月24日於日本專利局申請之 日本優先權專利申請案JP2009-1 73 592中所揭示者相關之 標的,其完整內容係倂入此處以供參考。 【圖式簡單說明】 第1圖是說明DVB-T2之訊框結構的圖式; 第2圖是說明OFDM中之載波頻率校正的圖式; 第3圖是說明在接收設備中允許將預期之PLP解碼所需 的處理時間之圖式; 第4圖是說明在接收設備中允許將預期之PLP解碼所需 -38- 201138389 的處理時間之另一圖式; 第5圖顯示DVB-T2同步之鎖定所需的資訊; 第6圖顯示DVB-Τ'2同步之鎖定所需的資訊; 第7圖是說明當預設開啓時,允許將預期之p LP解碼所 需的處理時間之圖式; 第8圖是解說被實踐爲本發明一實施例的接收設備之 示範性組態的方塊圖; 第9圖是說明OFDM符號中之SP配置和等化處理的圖式 » 第10圖是說明OFDM符號中之SP配置和等化處理的圖 式; 第1 1圖是另一說明OFDM符號中之SP配置和等化處理 的圖式; 第12圖是說明第8圖所示之接收設備的作業之圖式; 第1 3圖是表示P 1處理的流程圖;以及 第1 4圖是解說個人電腦之示範性組態的方塊圖。 【主要元件符號說明】 100 :接收設備 1 2 1 :再取樣器 122 :載波頻率校正方塊 123 : P1處理方塊 124: FFT計算方塊 1 2 5 :微誤差偵測方塊 -39- 201138389 1 2 6 :取樣誤差偵測方塊 1 2 7、1 2 8 :校正控制方塊 1 2 9、1 3 0 :開關 140 :等化處理部份 141 :引示分離方塊 142:時間方向內插方塊 143:頻率方向內插方塊 144 :複數分割方塊 7 〇 〇 :個人電腦 701 : CPU (中央處理單元)
702 : ROM
703 : RAM 704 :匯流排 705:輸入/輸出介面 706 :輸入方塊 707 :輸出方塊 70 8 :儲存方塊 7 0 9 :通訊方塊 7 1 0 :驅動器 71 1 :可移式媒體 -40
Claims (1)
- 201138389 七、申請專利範圍: 1. 一種接收設備,包含: 前文分析手段’用以接收由正交分頻多工信號所構成 之數位視訊廣播-地面2的訊框,並分析接收到之訊框中所 包含的前文; 偏移偵測手段,用以根據經分析之前文來偵測微偏移 和粗偏移; 載波頻率校正手段’用以根據偵測到的微偏移和偵測 到的粗偏移’在由正交解調所獲得的正交分頻多工時域信 號上執行載波頻率校正; 判斷手段’用.以判斷該粗偏移的偵測是否已完成;以 及 控制信號輸出手段,用以若判斷該粗偏移的偵測已完 成’則輸出控制信號,以將根據由快速傅立葉轉換計算所 獲得的正交分頻多工頻域信號所偵測到之該微偏移回授至 該載波頻率校正手段。 2 _如申請專利範圍第1項之接收設備,其中,若判斷 該粗偏移的偵測完成,則該控制信號輸出手段進一步輸出 控制信號’以將根據該正交分頻多工頻域信號所偵測到的 取樣誤差回授至用以將該正交分頻多工時域信號取樣的取 樣手段。 3·如申請專利範圍第1項之接收設備,其中,若判斷 該粗偏移的偵測完成,則該控制信號輸出手段進一步輸出 控制信號’以在該正交分頻多工頻域信號上開始與等化處 -41 - 201138389 理中之時間方向上的內插有關之處理。 4.如申請專利範圍第1項之接收設備,其中,若由該 偏移偵測手段之偵測所獲得的該微偏移和該粗偏移所構成 之載波頻率校正量不同於預設載波頻率校正量,則在下一 個以數位視訊廣播-地面2爲基礎的訊框中重新分析該前文 5-如申請專利範圍第1項之接收設備,其中以數位視 訊廣播-地面2爲基礎的該訊框包含與該前文不同之前文, 且在此不同之前文中所包含的預定發信資訊爲預設。 6 .如申請專利範圍第5項之接收設備,其中由於過去 接收所獲得的該微偏移和該粗偏移所構成之載波頻率校正 量進一步被預設。 7.—種接收方法,包含以下步驟: 由前文分析手段所執行,接收由正交分頻多工信號所 構成之數位視訊廣播-地面2的訊框,並分析接收到之訊框 中所包含的前文; 由偏移偵測手段所執行,根據經分析之前文來偵測微 偏移和粗偏移; 由判斷手段所執行,判斷該粗偏移的偵測是否已完成 :以及 由控制信號輸出手段所執行,若判斷該粗偏移的偵測 完成,則輸出控制信號,以將根據由快速傅立葉轉換計算 所獲得的正交分頻多工頻域信號所偵測到之該微偏移回授 至用以在正交分頻多工時域信號上執行載波頻率校正的載 -42- 201138389 波頻率校正手段。 8. 一種被組態成使電腦作用如接收設備的程式,該 接收設備包含: 前文分析手段,用以接收由正交分頻多工信號所構成 之數位視訊廣播-地面2的訊框,並分析接收到之訊框中所 包含的前文; 偏移偵測手段,用以根據經分析之前文來偵測微偏移 和粗偏移; 載波頻率校正手段,用以根據偵測到的微偏移和偵測 到的粗偏移,在由正交解調所獲得的正交分頻多工時域信 號上執行載波頻率校正; 判斷手段,用以判斷該粗偏移的偵測是否已完成;以 及 控制信號輸出手段,用以若判斷該粗偏移的偵測完成 ,則輸出控制信號,以將根據由快速傅立葉轉換計算所獲 得的正交分頻多工頻域信號所偵測到之該微偏移回授至該 載波頻率校正手段。 9. 一種接收設備,包含: 前文分析器,被組態成接收由正交分頻多工信號所構 成之數位視訊廣播-地面2的訊框,並分析接收到之訊框中 所包含的前文; 偏移偵測器,被組態成根據經分析之前文來偵測微偏 移和粗偏移; 載波頻率校正器,被組態成根據偵測到的微偏移和偵 -43- 201138389 測到的粗偏移’在由正交解調所獲得的正交分頻多工時域 信號上執行載波頻率校正; 判斷器’被組態成判斷該粗偏移的偵測是否已完成; 以及 控制信號輸出器,被組態成若判斷該粗偏移的偵測完 成,則輸出控制信號,以將根據由快速傅立葉轉換計算所 獲得的正交分頻多工頻域信號所偵測到之該微偏移回授至 該載波頻率校正器。 -44-
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JP5686248B2 (ja) * | 2011-03-04 | 2015-03-18 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、およびプログラム |
GB2489750A (en) * | 2011-04-08 | 2012-10-10 | Samsung Electronics Co Ltd | Frame structure and signalling for wireless broadcast system |
US9179405B2 (en) | 2011-06-24 | 2015-11-03 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Transmission device, transmission method, receiving device and receiving method |
ES2623946T3 (es) | 2011-06-24 | 2017-07-12 | Sun Patent Trust | Dispositivo de transmisión, método de transmisión, dispositivo de recepción y método de recepción |
ES2565822T3 (es) | 2011-06-24 | 2016-04-07 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Dispositivo de transmisión, método de transmisión, dispositivo de recepción y método de recepción |
EP2597805A4 (en) * | 2011-06-24 | 2013-07-24 | Panasonic Corp | SENDING DEVICE, TRANSMISSION PROCEDURE, RECEPTION DEVICE AND RECEPTION PROCEDURE |
US20130223544A1 (en) * | 2012-02-28 | 2013-08-29 | Neal Becker | System and method for efficient frequency estimation in burst-mode communication |
GB201208389D0 (en) * | 2012-05-10 | 2012-06-27 | Samsung Electronics Co Ltd | Integrated circuit, communication unit, wireless communication system and methods therefor |
CN103685113B (zh) * | 2012-09-10 | 2016-12-21 | 扬智电子科技(上海)有限公司 | 一种可对抗大频偏的频率补偿方法和装置 |
WO2014194928A1 (en) * | 2013-06-03 | 2014-12-11 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Distortion suppression for wireless transmission |
KR102000533B1 (ko) * | 2013-06-25 | 2019-07-16 | 삼성전자주식회사 | 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어 방법 |
KR20150012816A (ko) * | 2013-07-26 | 2015-02-04 | 삼성전자주식회사 | 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어 방법 |
US9225574B2 (en) * | 2013-12-13 | 2015-12-29 | SiTune Corporation | Synchronization and acquisition in radio communication systems |
CN105991266B (zh) * | 2015-01-30 | 2019-12-13 | 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 | 前导符号的生成方法、接收方法、生成装置及接收装置 |
CN104378323B (zh) * | 2014-12-03 | 2018-06-08 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于fft校频算法的低速调制解调器 |
CN110798421A (zh) * | 2015-02-12 | 2020-02-14 | 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 | 前导符号的接收方法及装置 |
GB2531623B (en) * | 2015-05-29 | 2017-11-29 | Artemev Timur | Hub motor design |
EP3316540B1 (en) * | 2015-06-29 | 2021-09-22 | LG Electronics Inc. | Device and method for transreceiving broadcast signals |
EP3484111B1 (en) | 2016-07-08 | 2022-03-09 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Transmitting device, transmitting method, receiving device and receiving method |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11205275A (ja) * | 1998-07-09 | 1999-07-30 | Toshiba Corp | Ofdm受信装置 |
US6628735B1 (en) * | 1999-12-22 | 2003-09-30 | Thomson Licensing S.A. | Correction of a sampling frequency offset in an orthogonal frequency division multiplexing system |
JP3799951B2 (ja) * | 2000-04-13 | 2006-07-19 | ソニー株式会社 | Ofdm送信装置及び方法 |
US7133479B2 (en) * | 2003-04-15 | 2006-11-07 | Silicon Integrated Systems Corp. | Frequency synchronization apparatus and method for OFDM systems |
CN101589590B (zh) * | 2007-01-29 | 2012-06-27 | Nxp股份有限公司 | 采用根据连续导频的频率偏移对时域或频域内插进行的选择来进行多载波信号的信道估计 |
US8131218B2 (en) * | 2007-04-13 | 2012-03-06 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for wirelessly communicating signals that include embedded synchronization/pilot sequences |
US8045628B2 (en) * | 2007-10-18 | 2011-10-25 | Nokia Corporation | Digital video broadcast service discovery |
EP2451101B1 (en) * | 2009-07-02 | 2019-06-05 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Receiver device, integrated circuit, receiving method, and receiving program |
-
2009
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