TW201021564A - Single-carrier/multi-carrier community receiver - Google Patents

Description

201021564 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係與數位電視系統之接收器有關，尤指一種可同時支援多 載波模式以及單載波模式之單載波/多載波共用接收器以及其相關訊 號處理方法，其藉由使用補償電路（如一等化器補償電路)以動態地 抑制單載波/雙載波共用接收器之單載波訊號之色彩雜訊（color noise)’進以提升單載波/雙載波共用接收器的通訊品質。 【先前技術】 數位電視系統已經成為現代科技發展的趨勢之一，一般電視系統又 可進一步區分為單載波（single carrier)模式以及多載波（multi⑶出沉) 模式’而數位電視地面多媒體廣播

Bimdcastir^DTMB)為中華人民共和國制訂的一套規格，其係為一 種容許單載波模式與多載波模式同時並存的規範。 藉由前述規範’可使單紐訊號得以與錄波峨相同的硬體 (如單載波/夕載波共用接收II )遂因應而生，藉由僅使用—套硬體架 構來節省接收器之電路成本。 …、而’在單紐模式下’由於單做/雙做共祕㈣並無法順 利遽除其單載波接收訊號y(t)中的雜訊，因此嚴重影響到共用接收器 中，單載波模式時訊號的品質。 ° 201021564 【發明内容】 載波因目的之—赚麵腕蚊賴提出一種單 /二翻欠器’使得經由單載波/多載波共用接收器處理之— 接收訊號免於遭受色彩雜訊干擾而影響到訊號品質。 本發明之-實施例，其係揭露—種單脑多載波共用接收器。

Sx單載波:夕载波共用接收器包含有：―第一離散傅立葉轉換單元、— 第帛域專化器—反離散傅立葉轉換單元、一切割器以及一等化器 補償電路β亥第—離散傅立葉轉換單元係用以依據該單載波/多載波共 用接收器所接收之該接收峨來執行—離散傅立轉換以產生一頻域 訊號’該第-頻鱗化II餘接於轉散傅立葉轉鮮元，用以依據 該頻域域來執行—等域理贿生—第—等化後頻域訊號；該反離 散傅立雜解元係祕於鮮—頻鱗傾，賴依據該第一等化 後頻域訊號來執行—反離散傅立葉轉換運算以產生—第—等化後時域 訊號；該切割器係墟於該反離散傅立葉讎單元，用以依據該第— ❹等化後時域訊絲執行，割運作喊生—切時域訊號；以及該 等化器補償電路制以依據至少該娜後時域訊號來補償該第一等化 後頻域訊號。 根據本發明之另一實施例，其係揭露一種處理一箪载波/多栽波共用 接收器所接收之一接收訊號的方法。該方法包含有以下步驟：依據該 接收訊號來執行一離散傅立葉轉換以產生一頻域訊號；依據該頻域訊 號執行一第一等化處理以產生一第一等化後頻域訊號；依據該第一等 5 201021564 化後頻域減來執行_反離散傅立雜 … 域訊號；依據該第一等化德咖 、 —第一等化後時 來執行一切割運作以產生一切割 後時域及依據至少該 域訊號。 减來補償該第-等化後頻 【實施方式】 二t=明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞 ❹ Ο 硬體，能會用不同的名詞來稱呼同一個元件:本說:書 及後續的^專利範圍並不以名稱的差異來作為區分元件的 方式而是X元件在功能上的差異來作為區分的準則。在通篇 說明書及後續的請求項當中所提及的「包含」係為—開放式的 用語’故應_成「包含但祕定於」。此外，「㊣接」一詞在 此係包3任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述 -第-裝置耗接於-第二裝置，則代表該第—裝置可直接電氣 連接於4第―裝置，或透過其他裝置或連接手段間接地電氣連 接至該第二裝置。 第1 ®為本發明單做/多載波共贿收ϋ之-第-實施例的方塊 示意圖。在本實施例中，單載波/多載波共用接收器100可支援單載波 模式以及雙載波模式，如第1圖所示，單載波/多載波共用接收器100 包含有（但不限定）一第一離散傅立葉轉換單元110、一第一頻域等 化器120、一反離散傅立葉轉換單元14〇、一切割器15〇以及一等化器 201021564 補償電路180。 此外，在本實施例中，等化器補償電路180内具有（但不限定）一 第二頻域等化器130、一第二離散傅立葉轉換單元16〇以及用以調整 第二頻域等化器13〇之係數(可表示為W，(f))的係數調整電路17〇。 本實施例中，等化器補償電路180的設置主要是在頻域中對經由 第-頻域等化器120輸出之第-等化後訊號X_補償，以藉由相關 ©演算法的運算來絲第-等化後訊號x((f)巾的訊_訊（包含上述之 色彩雜訊），使得最後經由切割器15〇所產生之時域訊號，亦即切割後 時脈訊號d(t)，可近似於傳送端所傳送之基頻訊號（可表示為z(t)，未 顯示於第1圖中）。 一般在單載波訊號專用的接收器系統中，由於其主要在時域中進行 訊號處理’因此習知技術可經由一時域等化器輕易地將通道造成的干 ❹擾而齡。細’單做峨—旦經由傅立_換（如前述之離散傅 立葉轉換運算）而由時域轉至頻域，將無法順娜由估計頻域通道響 f進而得到完整的訊號（亦即傳送端傳送之訊號z(t))，因而造成習知 單載波/多載波共用接收器於單載波模式之下具有不佳的單載波訊號 品質。 在本實施例中’將經由第一頻域等化器12〇處理後產生的第一等 -化後頻域峨X(f)交由另整係數之第二頻域等化器13〇來 進行補償，以藉由演算法來補償第—頻域等化器i2G的不理想特性。 7 201021564 詳細來說’在本第-實施例中，可藉由在第一頻域等化器i2〇後 耦接一第二頻域等化器130，並經由一迴授架構（如：由第二頻域等 化器130、反離散傅立葉轉換單元140、切割器15〇、第二離散傅立葉 轉換單元160以及係數調整電路170所構成之迴授機制）計算出第二 頻域等化器130的係數（可表示為W，(f)))。如此一來，可使得單載波 /多載波共用接收器100輸出之訊號(亦即切割後時域訊號(d(t))可趨近 於傳送端所傳送之傳送訊號z⑴。 ❹ 換言之’經由使用等化器補償電路180 (如第二頻域等化器13〇， 係數調整電路170以及第二離散傅立葉轉換單元16〇)之運作，使得 可支援單載波模式以及多載波模式之單載波/多載波共用接收器1〇〇不 僅得以使用一套硬體來支援兩種載波模式，也提升了其於單載波模式 時單載波訊號之品質。 ❹ 請繼續參閱第1圖，接下來將進一步說明本發明之單載波/多載波 共用接收器100的相關運作。在本第一實施例中，假設：第一頻域等 化器120之係數為W(f) ’單載波接收訊號為y(t) ’則經由第一離散傅 立葉轉換單元110進行離散傅立葉轉換運算得到頻域訊號Y(f)，經由 係數為W(f)之第一頻域等化器120進行等化處理後產生第一等化後頻 域訊號X (f)，其可以數學式(1)表示： ⑴ 201021564 中的由色=使_—頻鱗岐⑶無找全齡單做接收訊號 中的色m故本發明藉由演算法 _ 域等化器13G)來對g 乃#化器（例如第-頻 假m 頻域峨x⑴進行補償。簡單來說， 域等化_之係數為，，則將第—等化後頻域訊號X 丄由第一頻域等化S130進行另一等化處理而產生 賴訊號剛，此第二等化後_訊餘，附讀_)表示： (2) X'U) = W\f)*x^ 第二等化後頻域訊號X，(f)更經由反離散傅立葉轉換單元i4〇產生 時域訊號，可表示為第丨圖中之第一等化後時域訊號X⑻。而切割器 ⑼則依據第-等化後時域訊號x，(t)執行切割運算以產生—切割後時 域訊號(亦即第1圖之d(t))。 ❹ 在本第實施例中’第一頻域等化器120以及第二頻域等化器13〇 係刀别為"J適性遽、波器(a(japtive册er) ’因此可動態地調整其係數。在 本發明之一實施例中，第一頻域等化器120之係數可採用最小均方誤 差（Minimum Mean Squared Error，MMSE)的方式來求得。比方說， 傳送端之時域訊號表示為z(t)，接收端之基頻訊號（如單载波接收訊 號y(t))可視為一個與時域通道響應h(t)以及雜訊n(t)相關之函數： (3) •K0 = c〇n(/i ⑺，z(f)) + ”(/) 201021564 而數學式(3)之頻域表示式為： Y(f) = H(f)*Z(f) + N(f) =中’第一頻域等化器120之係數w(f)可經由一期望值運算來加以 若採用最小均方誤差運算’可由數學式⑶求出第一頻 器12〇 之係數W(f): ⑹ 町)=7———_"·(/)__ (丨彻丨2+尺*咖(/)| 2]) 其中係為頻域通道響應Η(ί)之共輛複數，尺為一常數，而 ❹期望值：4丨乳°丨2]係正比於雜訊能量。 由於在單載波/多載波共用接收器100中，單載波模式之訊號（單 載波接收訊號y(t))轉換至頻域（γ(ί))之後，頻域之雜訊N(f)並非為 單純的白雜訊。請注意到，由於在頻域中N(f)的能量很難準確的運算 而往往影響到其單載波訊號的訊號品質，故在本發明中，採用等化器 補償電路(如等化器補償電路180)的方式，以藉由採用數學運算的方式 對第一等化後頻域訊號X©做進一步的補償運算來進一步確保於單^ 201021564 訊號 器130之係數w，(f) 續參㈣1 ®，在本實施例巾，第二頻域等化 可經由一期望值運算來加以求出： ⑺ ❹在本魏例中，若採用最小均方運算為例，則可由數學式 第二頻域等化器130之係數W，(f): 对尤(/)*(£>(/)-ΡΓ (/)* x(/))] (8) 本發明之另一實施例中，假設單載波/雙載波共用接收器100之第 二頻域等化器13G，其係數w’_初始值設為丨，且假設於每一個區 ❹塊(block)調整-次第二頻域等化器13〇之係數w，(f)，此時第二頻域 等化器130之係數W，(f)之調整可以由數學式(9)表示如下：

Wn\f) = ψη_λ'(/) + stepsize * X(f) * conj(D(f) - X\f)) (9) .其中：切割後頻域訊號D(f)為切割後時脈d⑴訊號的頻域表示式， 其係經由第二離散傅立葉轉換單元16〇進行反離散傅立葉轉換而產 生。經由前述揭露之運算以及相關硬體架構，可收斂到一組第二頻域 等化器130之係數W’(f) ’使得咖⑺—『⑺^⑺丨2}被最小化，進而確 11 201021564 保了經由蝴ϋ 15G輸出之蝴後時脈職d綱訊號品質。 ❹ 藉由本發明之等化器補償電路18〇，單載波/多载波共用接收器12〇 得以在雜訊訊號N⑽交大的時候，得以動態調整出相對應之〜，(料也 就是說：在N(f)過大時藉由解數學式⑺以得到具有較小值的％，⑼。 換言之’藉由使用演算法以及相對應之硬體架構，等化器補償電路18〇 得以對等化後減做顯崎顺麵_糾脈峨d(t)，進而提 升單載波/多載波共用接收器100的效能。 請注意到’前述之揭露僅為說明之用而不為本發明的限制條件之 -。舉例來說，在不違背本發囉神之下，於其他實施射亦可經由 適當的設計來進行相對應的電路架構調整。 請參閱第2圖’第2圖為本發明單載波/多載波共用接收器之一第 二實施例的方塊示意圖。單載料載波共祕收器2料支援單載波 模式以及雙載波模式’在本第二實施例中，等化器補償電路挪為一 個於時域中進行運算之電路，用以於時域中對經由第一頻域等化器 创輸出之第-等化後訊號孙做適當補償，以消除/衰減訊號中的雜 如第2圖所示，等化器補償電路27〇包含有（但不蚊）：一時域 等化器2似及-係數調整電路260。其中時域等化器轉接於反 離散傅立葉轉換單元230與切割器25〇之間，用以依據由切割器⑽ 輪出之切割後時脈訊號d_及反離散傅立葉轉換單元23()之輪出1 12 201021564 號(第一等化後a寺域訊號χ⑼來對經由第一頻域等化器DO處理 -等化後頻域訊號聊補償。 的第 在第2圖中，第一頻域等化器220以及時域等化器240係為可摘 而第一頻域等化器之係數w(f)係依據頻域通道響應^⑺來 將以求*。時域等化器240係經由單載波/多載波共用接收器200控制 係數㈤整電路26〇以動態調整時域等化器之係數(可表示為w，⑼。 © 由於第2圖所示之單載波/多載波共用接收H 2〇0之架構以及其操 作原理大致上相同於第i圖所示之單載波/多載波共用接收器麵，而 兩者主要不同之處在於第1 ®巾料化關償電路18G係運作於頻域 中’而第2圖中的等化器補償電路270貝ij運作於時域中，由於熟習此 項技'者於閱讀①以上有關第丨騎*之單載波/多載波共用接收器 =〇的說明之後應能_地瞭解$ 2 @所示之單毅/多紐共用接收 益200的架構及其操作原理，故進一步的說明便在此省略而不再加以 〇贅述。 此外。在本發财’使用前述之演算法來調整等化⑽數亦僅為說 明之用。舉說’在本㈣之其他實關巾，第二躺等化器⑽ 之，數W (Q以及時域等化器24〇之係數w，(t)亦可採用除了最小均方 决算法之外的其他運算方式。舉例來說，可採用遞迴最小平方 〇wsiveLeastSquarc ’ LMS)或任何其他演算法來加以實施而這些 設計變化亦屬本發明的範嚕。 13 201021564 在本發明中，等化器補償電路（亦即等化器補償電路18〇或27〇) 中亦可依據設計需求或系統狀態來加以調整，比方說，在得到理想的 切割後時脈訊號d(t)後，可選擇性地停止係數調整電路(亦即係數調整 電路Π0或26〇)之運作而維持等化器（亦即第二頻域等化器⑽或時 域等化器240)之係數；又或者，可依據設計需求設^區塊⑼响的 大小，來調整計算等化器（亦即第二頻域等化器13〇或時域等化器 之係數的時間間隔。 ❹也就是說’使用第1圖錢第2财的電岭構並不為本發 明的限制條件之-，且前述所示之第丨圖與第2圖均為方塊示 意圖以作為說明之用，並不代表單載波/多載波共用接收器 100、期的實際結構’任何不違背本發明精神且可達到同樣效 果的單載⑽賴共賴收H架構㈣於本發明的糾。

用接收nj 第3圖為本發明應驗單載⑽載波共 、主-刭°〆除早載波接收訊號之色彩雜訊的方法流程圖。請 =程=實質上可達到相同的結果’並不-定需要遵照第3圖所 ” ’驟順序來依序進行。本流程包含有以下步驟： 步驟302:依據單載糾栽波共用接收器所接收之單載波 接收訊號y(t)來執行一離散傅立葉轉換以產生 一頻域訊號γ⑺。 依據頻域訊號Y(f)執行H化處理以產生 201021564 一第一等化後頻域訊號x⑴。 步驟306 :依據第一等化後頻域訊號X⑴來執行一反離散 傅立葉轉換運算以產生一第一等化後時域訊號 (比方說在第1圖中，第一等化後頻域訊號X(f) 在經由第二頻域等化器130進行補償後產生第 二等化後頻域訊號X’(f)，則經由反離散傅立葉 轉換單元240運算後產生第一等化後時脈訊號 © x’(t)。舉第2圖之共用接收器200為例，貝ij第 一等化後頻域訊號X⑴直接經由反離散傅立葉 轉換單元230運算後產生第一等化後時脈訊號 x(t))。 步驟408:依據第一等化後時域訊號X ‘⑴執行一切割運作 以產生一切割後時域訊號d(t)。舉例來說，對單 載波/雙載波共用接收器100而言，第一等化 後時域訊號X(f)在經由第二頻域等化器130、反 離散傅立葉轉換單元140處理後產生第一等化 後時域訊號x’(t)，切割器150即可藉由對第一 等化後時域訊號X’⑴進行運算來產生切割後時 域訊號d(f)。對單載波/雙載波共用接收器200 而言，第一等化後頻域訊號X⑴在經由反離散 傅立葉轉換單元230以及時域等化器240處理 15 201021564 ㉙由對第-等化後時域訊號χ’⑴進行運算後產 生切割後時域訊號d(t)。 v驟10依據至少切割後時域訊號d(t)來補償第一等化 後頻域訊號増。舉例來說，對單載波/雙載 波共用接收器100而言’等化器補償電路18〇依 據切割後時域訊號d(t)與第—等化後時域訊號 ❿ X⑺來調整第二頻域等化器130的係數 W，(f)以 達到補償第一等化後頻域訊號χ⑺的目的；對 於對單載波/雙載波共用接收器2〇〇而言，等化 器補償電路270依據切割後時域訊號d(t)與第一等 化後時域§fl號x(t)來調整時域等化器240的係數 w⑴以達到補償第一等化後頻域訊號χ⑴（對 應於第一等化後時域訊號x(t))的目的。 Q 请注意到，在第3圖之流程中，第二等化處理係為一可適 性滤波處理（adaptive filtering process)，而調整該第二等化 處理之係數的方法可藉由執行一最小均方（Least Mean Square， LMS )運算、一遞迴最小平方（Recursive Least Square, LMS ) 運鼻或其他濟算法來對第二等化處理之係數（亦即第二頻域等 化器130之係數W’(f)或時域等化器24〇之係數w，⑴）進行調 整。 ^ 由於經由單載波/雙載波共用接收器100、200來消除單載 16 201021564 波接收訊號y(t)中雜訊（如色彩雜訊）的詳細說明已於前述揭 露說明之，故有關第3圖之流程的詳細說明便在此省略而不再 贅述。 、總結來說，任何單錢賊制魏^以及其相關方 去(可同時支援單載波模式以及雙載波模式之單載波/多載波共 用接收器）若根據本發明所揭露之技術而使用—補償架構（等 ❹化器補償電路180、270)來對經由第一頻域等化器12〇、22〇 =產生之輸出進行補償’便可有效地解決接收端訊號中色彩雜 民，問題以提升單載波/多載波共用接收器議、綱中單載波 錢之訊號品質。此外，任何採用等化器補償運算（不論在頻 域或是在時域之中）以補償第一頻域等化器之特性（亦即第一 频域等化器所產生之等化輸出）的方法以及其相關架構皆屬於 本發明之範疇而落於本發明的保護範疇之中。 ❹卩上所述僅為本發明之實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之 岣等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。 【圖式簡單說明】 第1圖為本發明單載波/多載波共用接收器之第一實施例的方塊示意 圖。 第2圖為本發明單載波/多載波共用接收器之另一實施例的方塊示意 圖。 第3圖為本發明應用於單載波/多載波共用接收器中以消除單 17 201021564 載波接收訊號之色彩雜訊的方法流程圖。 【主要元件符號說明】 100、200 單載波/雙載波共用接收器 110、210 第一離散傅立葉轉換單元 120、220 第一頻域等化器 130 第二頻域等化器 140、230 反離散傅立葉轉換單元 ❿ 150、250 切割器 160 第二離散傅立葉轉換單元 170 '260 係數調整電路 180、270 等化器補償電路 240 時域等化器 ◎ 18

Claims (1)

1. 201021564 七、申請專利範圍： 1·-種單载波/多載波共用接收器包含有： 一第一離賴立轉換單元，肋依據該單載糾做共用接收 β斤接收之接收訊號來執行一離散傅立葉轉換以產生一頻 域訊號； 第頻域等化器’輕接於該第一離散傅立葉轉換單元，用以依據 —鞠域訊絲執行—等倾舰產生ϋ化魏域訊號； 離散傅立葉轉換單元，輕接於該第一頻域等化器用以依據該 第等化後頻域訊號來執行一反離散傅立葉轉換運算以產生 一第一等化後時域訊號； 一切割器，耗接於該反離散傅立葉轉換單元，用贱據該第-等化 —々後時域訊絲執行—切割運作以產生—_後時域訊號；以及 —等化器補償電路’肋依據至少肋割後時域訊號來補償該第一 等化後頻域訊號。 ❹ 2.如專利範㈣丨項所述之單載波/多載波共賴㈣，其中該等 化器補償電路包含有： 、μ -第二，域等化器’输於該第—頻域等化器與該反離散傅立葉轉 換單元之間，用以依據該第一等化後頻域訊號來執行一等化處 理以產生一第二等化後頻域訊號，其中該反離散傅立葉轉換單 兀係依據該第二等化後頻域訊號來產生該第一等化後時域訊 號； ' 離散傅立轉換單元，祕於該帛二賴等邮與該切割 19 V 201021564 器，用以依據該切割後時域訊號來執行一反離散傅立葉轉換以 產生一切割後頻域訊號；以及 一係數調整電路，耦接於該第二頻域等化器，用以依據該第一等化 後頻域訊號與S亥切割後頻域訊號來調整該第二頻域等化器之 係數。 3. 如申睛專利範圍第2項所述之單載波/多載波共用接收器其中該第 二頻域等化器係一可適性濾波器。 Ο 4. 如申β月專利範圍第2項所述之單載波/多載波共用接收器，其中該係 f ι電路係依據至4該第—等化後頻域訊號與該蝴後頻域訊號 執仃-最小财（LeastMean Square, LMS)運算關銳第二頻域 等化器之係數。 .1專利範圍第2項所述之單載婦載波共用接收器，其中該係數 ❹=電聽少該第—雜類域峨與购職賴訊號執行 4 s 小平方（Reewsive Uast %画，LMs ) 頻域等化器之係數。 正/第一 输恤/嫩共用接收 器，其中該等 第-等化後時域職，其中軸㈣係依據1 時與減__轉鮮元之間， m:二.·等化後時域訊號來執行-等化處理以產生一 該第二等化後時域 20 201021564 訊號來產生該切割後時域訊號；以及 一係數調整電路，耦接於該時域等化器，用以依據該第一等化後時 域訊號與該切割後時域訊號來調整該時域等化器之係數。 «-· 7. 如申請專利範圍第6項所述之單載波/多載波共用接收器，其中該時 域等化器係一可適性濾波器。 8. 如申請專利範圍第6項所述之單載波/多載波共用接收器，其中該係 Ο 數調整電路係至少依據該第一等化後時域訊號與該切割後時域訊號 執行一最小均方（Least Mean Square, LMS)運算以調整該時域等化 器之係數。 9. 申請專利範圍第6項所述之單載波/多載波共用接收器，其中該係數 調整電路係至少依據該第一等化後時域訊號與該切割後時域訊號執 行一遞迴最小平方（Recursive Least Square，LMS )運算以調整該時 ❹ 域等化器之係數。 10. 如申請專利範圍第丨項所述之單載波/多載波共用接收器，其中該接 收訊號為一單載波訊號。 11. 一種處理一單載波/多載波共用接收器所接收之一接收訊號的方 法，包含有： 依據該接收訊號來執行一離散傅立葉轉換以產生一頻域訊號； - 依據该頻域訊號執行一第一等化處理以產生一第一等化後頻域訊 21 201021564 號； 依據该第-等化後頻域訊號來執行—反離散傅立葉轉換運算以產 生一第一等化後時域訊號； 依據該第-等化後時域訊號來執行—切割運作以產生—切割後時 域訊號；以及 依據至少物雖時域訊絲補償該第—等化後頻域訊號。 12·如”專纖圍第u項所述之方法，其中： 補仞該第一等化後頻域訊號之步驟包含有： 依據該第-等化_域訊縣執行H化處理喊生一第 二等化後頻域訊號； 依據該切割_脈訊號來執行—反離散傅立葉轉換以產生一切 割後頻域訊號；以及 依據該第-等化後頻域域與物織賴訊絲調整該第二 等化處理之係數；以及 ❹產生該第—等化後時域訊號之步驟包含有： 據等化後頻域訊號來執行—反離散傅立葉轉換運算以 產生該第一等化後時域訊號。 其中該第二等化處理係—可 13·如申請專利範圍第12項所述之方法， 適性濾波處理。 其中調整該第二等化處理之 14·如申請專利範圍第12項所述之方法， 係數的步驟包含有： 22 201021564 9 依據至少該第一等化後頻域訊號與該切割後頻域訊號執行一最小 均方（LeastMean Square，LMS)運算以調整該第二等化處理 之係.數。 15.申請專利範圍第12項所述之方法，其中調整該第二等化處理之係 數的步驟包含有： 依據至少該第一等化後頻域訊號與該切割後頻域訊號執行一遞迴 最小平方（RecurSiveLeastSquare，LMS )運算以調整該第二 ® 等化處理之係數。 16.如申請專利範圍第U項所述之方法，其中： 補償該第一等化後頻域訊號之步驟包含有： 依據該第-等化後時域訊絲執行—第二等化處理以產生一第 二等化後時域訊號；以及 依據該第-等化後時域滅與物霞時域訊絲調整該第二 ❹ 等化處理之係數；以及 產生該切割後頻域訊號的步驟包含有： 依據該第二等倾時域峨來產生該蝴後喊訊I 其中該第二等化處理係一可 其中調整該第二等化處理之 17.如申請專利範圍第μ項所述之方法 適性濾波處理。 18.如申請專利範圍第16項所述之方法 係數的步驟包含有： 23 201021564 依據=少該第-等化後時域訊號與該切割後時域訊號執行—最小 勺方（LeaStMeanSquare，LMS)運算以調整該第二等化處理之 係數。 19.申睛專利範圍帛16項所述之方法，其中調整該第二等化處理之係 數的步驟包含有： 依據至少該第一等化後時域訊號與該切割後時域訊號執行一遞迴 ❹ 最小平方（RecursiveLeast Square，LMS )運算以調整該第二等 化處理之係數。 20·申請專利範圍第n項所述之方法，其中該接收訊號為一單載波訊 號。 八、圓式： 24