TW200412093A - QAM receiver having joint gain, carrier recovery and equalization system - Google Patents
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Description
200412093 玖、麗明說曰月 (發明說明應敘明:發明所屬之技術領域、先前技術、內容、實施方式及圖式簡單說明) 【發明所屬之技術領域】 本發明是有關於一種正交調幅(QAM)接收器,且特別是 有關於一種具有增益,載波回復及等化裝置之qAm接收器 【先前技術】 第1圖繪不·個先刖技術正父調幅(quadrature amplitude modulation,QAM)通訊系統6,包含一個傳送器8 來轉換一組輸入位元數列(data)到一個QAM調變類比信 號AqAM,一個通訊頻道9來傳送Aqam信號以作為一個接 鲁 收器10的一個輸入信號BqAM。因為頻道9會引起一些信 號失真及哀減,BQAM信號與Aqam信號有某種程度的差異。 接收器10將bqam信號轉換回data位元數列。aqam信 號包含兩個調變正弦載波彼此90度不同相,而雖然載波佔 據相同的頻帶,傳送器8及接收器1〇可以獨立地調變及解 調變這兩個載波。QAM系統6可以因此以兩倍標準脈波調幅 (PAM)系統的速率傳送資料而不會在位元錯誤速率有任何退 化。 _ 傳送器8包含一個QAM映射電路12來轉換DATA 位元數列成兩個符號數列In和Qne根奈氏及内插濾波器 (R〇〇tNyqUiStandinterpolationfilters)14 以脈波形塑 in 和 Qn符號數列來達到有好的頻譜效率的輸出數列Γη和 Q’n。一個正交調變器(QM)18接著正交調變濾波器14的輸 出數列Γη和Q’n以產生表示這兩個調變載波信號的資料 數列,一個加法器20將它們加總以形成表示Aqam的'一個 單-數列’而-個數位類比轉換@ _)2" 口—個低通濾波 7 200412093 器22將這個數列轉換成Aqam信號。 接收器10包含-個可程式增益放大器(p ^動增益㈣(AGC)電路24所控制的增益來 一 整信號位準到接下來的—個類比數位轉_ (A= 的工作區間。一個低通遽波器27過遽m
:就26數位化低„波器27的輸出以產生^^ 項wn的數列’其中每—帛n個項…低通遽波J 類比信號輸出的第η個取樣。—個正交解調變器(q_28 接者错由乘上兩個彼此9G度㈣相的正弦波數列來解調變 數歹iWn’以產生兩個資料項數歹,j VIn^ vQn。抽樣和根奈氏 濾波30抽樣並過濾數列vIn和vQn以產生和傳送器的 QAM映射電路12所產生的In # Qn數列有相同符號速 率的符號數列rln和rQn。 一個前授等化器_)32過遽u rQn數列來移除 由於頻道9中引起失真的符號間干擾⑽),並且來微調信號 的取樣相位,因此產生,,軟性決策,,符號數列yIn和 yin和yQn軟性決策數列的每一個符號比起由傳送器的
QAM映射電路12所產生原始In和Qn數列的一個對應 符號有更多的位元數,但其值大約相同。一對數位取樣器34 將軟性決琅數列轉換成較低解析度的”硬性決策"數列 和aQn來匹配QAM映射電路12的符號數列輸出in和 Qn。一個QAM反映射電路36將aln和aQn符號數列轉 換成輸出資料數列。 第2圖以一個更簡潔形式繪示第1圖中qam接收器 10的一部分,其中第1圖的數列vjn和vQn是由單一複 數列 vn = vln + jvQn 所表示。同樣地,rn = rln + jrQn,yn = yin 8 200412093 + jyQn,以及 an = aln + jaQn。 弟3圖是由一個時序回復電路39所產生的一個多1 CLK,這個電路調整CLK信號的頻率以盡可能幾乎匹配傳送 器的輸出符號速率。 第2圖中接收器的正交解調變器28包含一對乘法器 41 (第3圖中只顯示一個)來將Wn數列乘上由一個直接數 位頻率合成器(DDFS)43所產生的兩個載波數列以產生複數 列 vn = vln +jQn,其中 一 vln = wn [cos(cotn+0n)],以及 vQn = Wn [-sin(0tn+9n)]. 載波數列模仿彼此90度不同相的兩個載波信號特性。一個載 波回復系統42提供DDFS 43輸入資料0n來控制載波數 列的正交解調變相位角。 第2圖的前授等化器32包含一個複數有限脈衝響應 (FIR)濾波器44來過濾rn數列以產生軟性決策^數列。 yn數列的母一個符號是rn數列之前和之後取樣的一個加權 總和,而權值是由一個FFE轉接電路46提供作為FIR濾 波器44輸入的一組濾波器係數f所決定。FFE轉接電路 46必需調整濾波器係數f來移除造成頻道失真的符號間干 擾(ISI)及微調取樣相位。
第4圖繪示一個QAM接收器大體上類似於第3圖接 收器的一個變形,除了在第4圖中,DDFS43的運作伴隨著 一個以固定速率轉動的一個相位角,而一對乘法器45將FIR 濾波器44的複數輸出數列乘上以^為基礎的複數列來從 yn移除載波成份。 ίο產生一個硬性決策數列 參考第3圖,為了讓接收器 200412093 an來正確表示傳送器的qajv[映射電路i2(第1圖)的 In和Qn輸出數列,所有的控制電路24, 42和46必需合 適地調整它們的輸出控制資料值G,θη和f,且時序回復電 路39必需合適地調整時脈信號clk的頻率。控制電路 24 42和46監視接收器10所產生各種符號數列的各種特 性或彼此間關係,並且改變它們的控制資料輸出使得符號數列 存在所要的特性或關係。在系統啟動時,控制資料的值〇,❷。 和/以及CLK信號的頻率會是不正確的,而複數輸出硬性 決策數列an將不會正確地反應由傳送器的qam映射電路 (弟1圖)所產生的In和Qn數列。然而在接收器1 〇 開始處理一個輸入Bqam信號後,控制電路24,39,42和牝 調整它們的輸出使得an數列正確地表示原始In和數 列。 既然控制電路24,39,42和46的目標是保證接收器1〇 產生正確有價值的硬性和軟性決策符號,則控制電路可以最精 確地蚊如何由硬性及/或軟性決策數列yn和~的監視觀 點來調整它們的輸出。然而0 y值是受到每一個控 制電路調整它的輸出程度的影響’謹慎地協調控制電路24, 9 42和46所採用的演算法是必要的,才能使它們形成一 個穩定控制系統’在其中所有控制輸出都會收斂到正確的值。 各種FFE轉接電路46可能使用來建立ffe係數f 值的先前技術演算法可以被分類成決策導向(DD)或非決策 導向(NDD)»DD演算法比ΝΕω演算法更精確,但一個如 演算法可能不會收斂除# G和^的值以及clk的頻率在 DD演算法可以收斂到正確卿濾波器係數值之前是幾乎正 確的。NDD演算法比# DD演算法是較不精確的,但一此 200412093 NDD演算法可以收斂只要增益控制資料G和clk信號頻 率是幾乎正確的而不管θη的值。一個先前技術卿轉接電 路46在系統啟動後可能起始操作在一個NDD轉接模式,採 用一個NDD演算法來粗調FFE濾波器係數值。在載波回復 電路42之後粗調0n,FFE轉接電路46開始操作在一個 DD模式,採用-個DD演算法來微調卿滤波器係數值。 根據所採用的NDD演算法,FFE轉接電路牝粗調濾 ‘ 波為係數f的能力可以是某種程度地根據目前載波回復電路 42如何正確地估計0n。相反地,載波回復電路42粗調心 的能力是根據FFE轉接電路46粗調等化濾波器係數f的 _ 程度而定。為了解決這個互相依賴的問題,許多先前技術ffe 轉接電路46採用一個"固定模數,,演算法(CMA)在ndd 模式粗調f,因為CMA演算法可以使FFE轉接電路粗調 FFE係數f而不管載波回復電路42是否適當地調整了 θη,只要G和CLK信號頻率的大小是接近正確的。以下的 例子說明先前技術接收器1〇的控制電路如何調整G,0n,f 和CLK信號頻率: 1· AGC 25監視wn並且粗調G。 2·時序回復電路39調整CLK信號到一個匹配預期 VQAM信號符號速率的固定頻率。 3·在AGC 25粗調了增益g之後,採用一個CMA NDD演算法的FFE轉接電路46可以粗調FFE濾波器係 數f。 4·在FFE濾波器係數f粗調之後,載波回復電路42 可以粗調θη。 11 200412093 5.在G ’ θη ’ f和CLK粗調後,yn和an將是幾乎正 確的,觸轉接電路46接著開始採用-個DD演算法。 6· AGC控制器%和時序回復電路%可能開始監視% 及/或an而不是wn,使得它們可以更精確地調整增益〇和 CLK信號頻率。 7.在G ’ f和CLK進一步微調後,載波回復電路42所 採用的演算法可以更進一步微調心。 使用CMA演算法來粗略等化轉接的一個問題是實作一個 CMA演算法的一個電路需要許多昂貴的乘法器。一個減少群 集演异法(RCA)需要較少的乘法器來實作,但在的使用是不 可靠的,因為它不能正確地調整係數值直到〜是幾乎正確 的。所需要的是一個較不昂貴的系統來提供一個qAM接收器 的增盈’載波回復和等化,這個接收器不需要在粗調階段使用 一個CMAFFE轉接演算法。 【發明内容】 有鑑於此,本發明的目的就是在提供一種一個正交調幅 (QAM)接收器數位化一個用來表示第一組複數項數列的類比 QAM #號’以產生表示qam信號連續取樣振幅的一組數位 波形數列。QAM接收器採用一個數位信號處理(DSp)電路來 處理數位波形數列以產生一組軟性決策複數項數列,其中每一 個值疋對應傳送數列項中一個較高解析度的近似值。一對數位 取樣器接著將每一個軟性決策數列項轉換成一個較低解析度 的硬性決策數列項來匹配對應第一組數列的複數項。在處理數 位波形數列時,DSP電路提供有一個由一組控制資料數列θη 所控制解調變相位角的正交解調變,提供由控制資料心所控 12 200412093 制的-個增益,以及提供制_組等㈣波器係數的等化器, 每第1個濾、波器係數是由各別控制資肖&所控制的值。 依據本發明所提出的電路,根據各別的演算法調整控制資 料數歹J θη及控制:貝才斗gn和fi,但所有的演算法都最小化相 對於軟性及硬性決策數列的相同成本函數。因此即使演算法的 收斂是互相依賴的,所有的演算法都會在合適的心,^,和心 值時收斂,因為所有的演算法都有互補性而不是在軟性及硬性 決策數列上的競爭影響。 本說明書所附的申請專利範圍明確地指出並且清楚地主 張本發明的内容。然而藉由閱讀本㈣書剩餘部分並考慮到所 附圖式,在這些圖式中類似的參考特性與類似的元件相關連, 那些習於這技術的人將能了解申請人所認為實施本發明之最 佳形式的操作架構及方法,並且同時了解本發明的進_步優點 及目的。。 【實施方式】 本發明是有關於一個用來處理一個輸入QAM信號 BQAM的正交調幅(QAM)接收器,這個信號代表的是進入一 _ 組複數數位資料項an輸出數列的一個第一組複數資料項In + jQn數列,其中輸出數列的每一第n項心匹配傳送數列的 一個對應第η項In+jQn。雖然如下所述的一個代表QAM 接收器疋發明人所認為實施本發明的一個最佳形式,本說明書 所附專利申請範圍所詳述的發明並不限於如下所述的代表 QAM接收器,而可以被採用以連結其它的qAM接收器架 構。 第5圖以方塊示意圖形式繪示qam接收器50的實 13 200412093 施例接收器50包含一個可程式增益放大器(pGA) $ i來放 大個Bqam 4唬而增亞gn是由一個自動增益控制(AGC) 電路52所控制。一個類比數位轉換器(adc $句以一個時序 回復電路56所產生之時脈信號CLK頻率所控制的速率數 位化放大H 51的輸出’以產生用來表示pGA5i之連續類 比輸出大小的、组數列項為%的數位波形數列。AW電路 52採用-個傳統回授程序根做%數列得到的資訊來連續 地調整增i gn。-個數位信號處理(Dsp)電路57處理% 波形資料數列以產生一個軟性決策複數項數列&,其中每一第 η項yn是對應傳送數列中一個複數項In+jQn的較高解析 度近似。-對數位取樣H 59接著數位取樣(降低解析度)每 一項yn以產生匹配對應項In+jQn的一個輸出,,硬性決策,, 數列項an。數位取樣器59採用一種圓滑技巧來降低數列項 yn的解析度以產生數列項an。 ' DSP電路57提供有—個由—組控制資料數列^所控 制調變相位角的正交調變’提供由控制資牙斗^所控制的一個 增益,以及提供根據-組等化據波器係數卩的等化器,i = _N2 到N1 ’其中N1和N2是大於零的整數。 個轉接電路61 n周整en,gn,^ 的值使得硬性決策 項an正確地匹配透過BQAM傳送數列項為In + jQn的數 列。轉接電路61錢多種演算法,而每—個演算法被設計來 調整轉接電路輸出en,gn,和fi中各自的值,以便最小化相 對於軟性及硬性決策數列項yn “的一個特定成本函數, 這個特定成本函數是選擇來使得#它被最小化時,輸出硬性決 策數列項an將正確地表示傳送的數列項In+jQn。因為所有/的 演算法都最小化相同的成本函數,即使演算法的收斂可能是互 14 200412093 相依賴的,它們都會收斂到正確的0n,gn,和fi值。 第6A和6B圖繪示第5圖中DSp電路57的另一 個實施例,雖然其它的DSP電路架構也是可行的。第6A圖 的DSP電路57包含一對乘法器60(只顯示一個)來將% 數列乘上一對彼此90度不同相由一個數位頻率合成器 (DDFS)62所產生的正弦波數列,以產生一組項為、的複數 列,其中 vn = wn{[cos(cotn + θη)] + + θη)]} 其中ω是ADC取樣時脈CLK的頻率而tn是時間。第5 圖的轉接電路61設定相位角θη的值為γη和 函數。 傳統的抽樣和根奈氏遽波器66過遽並抽才装%數列以 產生-組複數u供作為另—對乘法器68的輸入。乘法 器68/ rn的實部和虛部成分乘上由轉接料η所控制 的曰皿gn ’以產生—組數列S提供作為—個傳統前授 (FFE)濾波器70的輪入。 翰入FFE濾波器70利用轉接電路61 所提供的該組濾波器係數f來 策數列PFFE濟波号7(; f ^數列’以產生軟性決
加从 μ皮器7〇疋一個有a個前級接頭和N 個後級接頭的有限脈衝響應 2 摇徂加々ΠΜ M r V ) /愿渡裔而母第1個接頭 棱供-個各㈣FFE濾波器係冑^,其中 锥碩 {'Νι,"Νι+1,*··5'1>〇Ί.·..5Ν2-1, Ν2}. 使得 i= N1 i ^n-i [1]
其中 G,gn,θη,fi 和 CLK 信號頻率全都已合適地調整, 數 15 200412093 列項an將會正確地匹配由輸入Bqam信號所表示數列中對 應的複數項In+jQn。 第6B圖的DSP電路類似於第6A圖的電路,除了 DDFS62提供非0n函數之固定正弦波數列以及轉接電路61 提供一個0qn函數的增益項ge-jen作為乘法器68的輸入。 NDD模式 系統啟動時,當θη,gn和fi是非常不正確時,轉接電 路61進入一個初始盲目,非決策導向(ndd)模式的運作, 而這運作是藉由估計以下遞迴式來大略調整gn,en,和FFE 係數f: Θη+1 = θη + μ卢 Im[(R^csign(an)-yn)三 yn*] [2] gn+1 = gn.{l+ 三 Re[(R 三 csign(an)-yn)三 yn*]} [3] fi(n+1) = fi⑻ + μ三(R三csign(an)_yn)三sn* for all i<>0,f〇 = 1 [4] 其中 f〇是FFE濾波器70的中心接頭, E[x]表示它的參數x的一個統計平均值, R = E[|Re(an)2|/E[|Re(an)|]5 csign(a„) = sign[Re(an)]+j=sign[Im(an)]5 sign(x) = + 1 for all x >= 0, sign(x) = -1 for all x < 0,
Re[x]是複數參數x的實部成分,
Im[x]是複數參數x的虛部成分, μ是一個固定轉接梯度,以及 =g/|g|2 0 在4-QAM系統中,R = 1。雖然|g|是一個變數,的值可 16 200412093 以被設成常數。 以上關於0n,fi,和gn的每一個遞迴式爭 八攻小化相同的成 本函數CF,其中: CF = E[|yn-R = csign(an)|2] 上面關於θη和gn的式子[2]和[3]可以藉由首先將 以下sn式子代入成本函數CF而得到:
Snz=:rn%gn· eJ6n 設定所產生關於gn之成本函數的偏導數為零並求解 Q β]θη ^ 得到 gn+1 ej6nI = gneJ6n +μ g^(R· Csign( Gn) - Yn)) · yj [ 5 ] 當常數很小時,上面關於θη+1和gn+i的轉接式[2]和 [3]可以分別從以下式子[5]係數的實部和虛部導出 σ { 1 七 μ,(R · Csign( aJ _ γ η)) ·又} 上面關於fi的式子[4]可以藉由將上面關於yn的式子 代入成本函數,設定所產生關於fi《成本函數的偏導數為零 並求解fi而得到。因此操作在NDD模式時,轉接電路6ι 調整每-個參s en,fi,# gn以便最小化相同的成本函數 CF 〇 以估計上面式子[4]來計算每一個FFE濾波器係數 fi’轉接電路61在調整FFE滤波器係數f時提供_ 減少群集演算$ (RCA)。雖然—些先前技術FFE b 用 遇需要一個複雜的NDD載波回復電路以保證θ 200412093 已經被粗調過。為了粗調FFE濾波器係數,先前技術FFE轉 接電路一般會採用CMA演算法,因為這種演算法可以在即使 θη是嚴重地脫離調整範圍時,粗調FFE濾波器係數。
在先前技術QAM接收器中,用來計算增益,相位角和 FFE濾波器係數的演算法是設計來最小化不同的成本函數,因 此這些演算法可以對於軟性及硬性決策數列項、和&有矛 盾影響,這可以避免演算法收斂到合適的、,心和&值即使 它們是互相依賴的。粗略轉接階段中的這種矛盾在先前技術中 是藉由使用,比如說,一個CMA演算法而不是一個rca演 算法來解決,因為不像RCA演算法,一個CMA演算法粗調 FFE ;慮波器係數的能力是不受t的值所影響。 ° 儘管如此,第5圖中轉接電路61可以採用rca形^ 演算法來粗言周FFE渡波器餘fi,因為根據本發明,所使戶 來計算每一個渡波器係數的RCA演算法和使用來調整L =gn值的演算法都是設計來最小化如前所述相同的成本函类 因此在轉接程序中的任一給定時間,用來調整&,βη #
1的^异法都會對yn * an有互補性而不是競爭性的影 曰,此都可以收斂而不管它們彼此依賴的關係。 面遞路Η維持在^目模式_個足夠時間以根據前 持二:2調和fi之後,轉接電路61進入並維 g和f Μ導向(DD)模式,在其中它會合適地微調θη, 心和fi的值以符合互補性演算法的式子: ^g=Im[(an-yn)syn*] gn+l =gn= {1+ μ^[(^Υη)^]} f.(n+l) = (η) 1 1 + ㈣an_yn)ssn for all i<>0 18 200412093 ί〇 在這同樣地,每一個式子都會嘗試最小化相同 CF = E[|yn-an|2]. 山數 第7圖以更詳細的方塊示意圖形式綠示第5 ^中的轉 J電路61。一個邏輯方塊80處理y“"n數列以產生誤 差項[kCSign(an)-yn㈣/],這個項對所有gn,en和&的 NDD模式式子都是共同的。另-個邏輯方塊82處理&和 ^數列以產生誤差項(an-yn)’這個項對所有gn,0n和^的 DD模式式子都是共同的。一個開_ 84㈣咖電路目前 的操作模式從方塊81 # 82中選擇_個誤差項輸出…對乘 法器86將目前選擇的誤差項乘上%的魏a和而 一對數位信號處理方塊88 # 9G處理乘^ 86複數列輸 出的實數和虛數部分,以產生控制資料&和&。一個乘法器 91將開_ 84所選擇的誤差項乘上收斂梯度因數卩,而一組 其中每一方塊各自對應到FFE係數fi的邏輯方塊%處理 乘法器91的輸出以產生對應的FFE係數。 ^ '審視第6圖可以看出,因為用來計算gn,心和&的演 算法的式子是由相同的成本函數導出,他們有許多共同項。因 ^對NDD和DD操作模式都能利用許多共用邏輯而實作演 算法的式子,轉接電路61的製造因此是相對不昂貴的。 由第5圖中接收器5〇完成的轉接程序如下所述: 1.AGC控制電路52採用一個傳統的演算法來根據觀察 %調整增益gn (系統的總增益是&和&的函數,其中增 盈gn提供粗略的增益調整而增益心提供細微的增益調整。) 2·時序回復電路56起始時設定CLK信號頻率為一個 大略是正確的固定值。 19 變=轉接電路61起始操作在NDD模式來粗調正交解調 位角θη,增益gn和所有的FFE係數f。 它合鐘祕在轉接電路61粗調θη,gn和FFE係數f之後, 1到DD模式,在這個模式微調這些係數。 5·當轉接電路61進入DD模式時,時序回復電路56 及二會選擇性地開始採用-個傳統的演算法來根據觀察% 或an凋整CLK信號頻率。 前述朗書及圖式㈣實施本發明最佳形式的代表實施 ❹Γ描述之最佳形式的元件或步驟,示範了本發明的元件或 曰。所附專利_ 4範g所詳述u實施本發明的立它形式 =能的,轉接電路61用來估計以決定en,gn #/、fi之值 、子可以從其它許多成本函數之一的偏導數推導出,比如 CF - E[(Re(yn)2.R2)2 + (Im(yn)2-R2)2] 其中 R ^ E[Re(an)4]/E[Re(an)2]. 第5力圖中DSP電路57除了用第6圖所繪示的代表ο” =路杀構,也可利用各種電路架構中的任一種來完成它的功 。牛例來說,DSP電路57的另一種實施例除了前授等化 =(FFE)也可能採用*策回授等化器(DFE),雖然他們可能 =用個類似的轉接電路來控制一個DFE濾波器的係數。本 發明的另一種實施例可能採用内插式時序回復,其中clk信 號是連續操作的,在這種情況下,比如—個由傳統的時序回^ 電路所控制的内插濾波器會被插入DSp電路中在第6圖的 DEC/RNF濾波器66之間。同樣地,應該了解到第7圖所 繪不轉接電路61的架構只是用來做轉接電路61的各種可 能轉接電路架構的一個例子,因為轉接電路61估計遞迴控制 20 200412093 IΓί ’而這式子是從單—成本函數所導出,且因為許多不同 、成本函數都是合適的,推導出關於θϋ [式子之 本函數的選擇影響了轉接電路的架構。 所附專利申凊範圍因此意指應用在由任一專利申請範圍 所描述it件或步驟的組合所組成的實施本發明的任何形式,包 3和況明書及圖式中所描述之本發明代表實施例所舉例的元 件或步驟功能相同的元件或步驟。 【圖式簡單說明】 第1圖以方塊示意圖形式繪示一種先前技術正交調幅 (QAM)通訊系統, 第2圖以方塊示意圖形式繪示第i圖中qam通訊系 統的接收器, 第3圖以更詳細的方塊示意圖形式繪示第2圖中qam 通訊系統的接收器, 第4圖以洋細的方塊示意圖形式繪示另一種先前技術 QAM接收器, 第5圖以方塊示意圖形式繪示符合本發明之qam接收 器的一種代表實施例, 第6A和6B圖以更詳細的方塊示意圖形式繪示第5圖 中接收器之數位信號處理(DSP)電路的代表實施例, 第7圖以更詳細的方塊示意圖形式繪示第5圖中接收器 之轉接電路的一種代表實施例。
Claims (1)
- 200412093 拾、申請專利範圍 1.種用以將代表一正父調幅(quadrature amplitude modulated,QAM)信號序列轉換成相對應之一硬決策序列之裝 置,該裝置包括: 一類比數位轉換器,用以數位化該QAM信號以產生用以 表示該QAM信號之取樣值之一數位波形序列; 一數位佗號處理(DSP )電路,用以處理該數位波形序列 以產生一軟決定序列,該軟決定序列之每一個數值係為該數位 波形序列中相對應之數值之高解析度近似值,其中,該DSP電 路提供一正交調幅調變,一正交調變相位角係由輸入之一相位 角控制資料所控制’用以提供藉由一增益控制資料所控制之一 可調整增益’以及依據每個係數係分別由不同的係數控制資料 所控制的一等化濾波器係數集,來執行等化功能; 一數位取樣器,用以將該軟決定序列之每該軟決定值轉換 成一硬決定序列中相對應之一硬決定值,每該硬決定值係為相 對應之軟決定值之低解析度近似值;以及 一轉換電路,用以評估複數個具有該硬決定與該軟決定序 列之表示法若為複數個獨立變數,其中,每該表示法係可計算 出一組具有該相位控制資料,該增益控制資料以及每該濾波器 係數之該係數控制資料之值,用以最小化具有該些軟與硬決策 值作為該些獨立變數之一第一成本函數,其中,該轉換電路用 以依據由該些表示法中選取之該組值來設定該相位控制資 料’該增益控制資料以及每該濾波器係數之該係數控制資料。 2·依據申請專利範圍第1項之裝置,其中該些表示法包括 該相位控制資料,該增益控制資料以及每該濾波器係數之該係 數控制資料,使得該硬決定序列值符合該軟決定序列相對應之 22 200412093 值。 控制資:據申凊專利範圍第1項之裝置,其中該些包括該相位 資料貝;斗1該增益控制資料以及每該濾波器係數之該係數控制 八达之表不法係為一方程式,藉由設定該第一成本函數之偏微 刀為〇以得到的解。 θ 據申請專利範圍第3項之裝置,其中,該些表示包括: -1 - θη + ^Im[(R^csign(an)-yn)^y;] f/n+l) μδ=Κ6[(ΚΞ0δίδη(απ)-Υη)=Υη+]} 〜i + ㈣i^sign^-yn)三Sn* for all 1<>0, f〇 = 1 /、中 ®n係為目前該相位控制資料值, h+i係為下一個該相位控制資料值, gn係為目前該增益控制資料值, gn+Ι係為下一個該增益控制資料值, 係為目前第i個濾波器係數之該係數控制資料值, fin+1係為下一個第i個濾波器係數之該係數控制資料值, K及1½係為常數,以及 ^係為該DSP電路產生並要用以等化以產生該軟決定序 之值。 5·依據申請專利範圍第1項之裝置,其中,該第一成本函 數為CF = E[|yn_R^csign(an)|2],其中,E[X]表示它的參數χ的一個 統計平均值, R = E[|Re(an)2|/E[|Re(an)|]5 csign(an) = sign[Re(an)]+j=sign[Im(an)]? sign(x) = + i f〇r all x >= 〇? sign(x) - . i f〇r all x < 〇, Re[x]是複數參數x的實部成分, lm[x]是複數參數χ的虛部成分’以及其中%和⑽係為 23 该軟決定序列及該硬決定序财相對應之值。 6.依據申請專利範圍第"員之裝置,其中,該第一成本函 ^為cF,yn鲁其中’ Ε[χ]表示它的參數X的一個統計平 二 Μ和⑽係為忒軟決定序列及該硬決定序列中相對應之 值。 、7·依據中請專利範圍第1項之裝置,其中,該第-成本函 數為 CF = E[(Re(yn)2-R2)2 + (Im(yn)2_R2)2],其中, R E[Re(an)yE[Re(an)2]’E[x]表示它的參數X的一個統計平均 值,Re[x]是複數參數χ的實部成分,Im[幻是複數參數X 的虛部成分,以及其中yn和an係為該軟決定序列及該硬決定 序列中相對應之值。 8·依據申請專利範圍第i項之裝置,其中,該DSp電路 依據下列方程式: N yn^YJ2[f.%sn.i] i=_Nl 設定該軟決定序列之第η個值為yn ,其中,Sn i是該DSP電路 結合該數位波形序列,該相位控制資料,該增益控制資料所產 生之序列之第(n_i)個值,且為第i個濾波器係數之係數控制 資料,N1及N2為大於〇的整數。 9·依據申請專利範圍第8項之裝置,其中,該第一成本函 數為CF = E[|yn-R^csign(an)|2],其中,Ε[χ]表示它的參數X的一個 統計平均值, / R = E[|Re(an)2|/E[|Re(an)|]? csign(an) = sign[Re(an)]+j=sign[Im(an)]? sign(x) = + 1 for all x >= 0, 24 200412093 sign(x) = · 1 for all x < 〇, Re[x]是複數參數X的實部成分, yn和an係為 該些表示包 Im[x]是複數參數x的虛部成分,以及其中 "亥軟决疋序列及該硬決定序列中相對應之值。 10·依據申請專利範圍第9項之裝置,其中 括· θη+1 ^ θη -f HgSlm[(R^csign(an)-yn)^yn*] 1 — fi η + μ兰(R^csign(an)-yn)三Sn* for all 1<>0, f〇 = 1其中’ θη係為目前該相位控制資料值, θϋ+1係為下一個該相位控制資料值, gn係為目前該增益控制資料值, gn+Ι係為下一個該增益控制資料值, 係為目前第i個濾波器係數之該係數控制資料值, 系為下個第i個;慮波器係數之該係數控制資料值, K及Kg係為常數,以及 〜係為該DSP電路產生並要用以等化以產生該軟決定序列 u · 一種用以將代表一正交調幅(quadrature amplitude φ modulated,QAm)信號序列轉換成相對應之一硬決策序列之方 法,該方法包括: 數位化該QAM信號以產生一數位波形序列,用以表示該 Q AM信號所得之取樣值; 處理該數位波形序列以產生一軟決定序列,該軟決定序列 之每一個數值係為該數位波形序列中相對應之數值之高解析 度近似值,其中,該DSP電路提供一正交調幅調變,一正交調 變相位角係由輸入之一相位角控制資料所控制,用以提供藉由25 200412093 一增盈控制資料所控制之一可調整增益,以及依據每個係數係 分別由不同的係數控制資料所控制的一等化濾波器係數集,來 執行等化功能; 將該軟決定序列之每該軟決定值轉換成一硬決定序列中 相對應之一硬決定值,每該硬決定值係為相對應之軟決定值之 · 低解析度近似值;以及 斤估複數個具有該硬決定與該軟決定序列之表示法若為 複數個獨立變數,其中,每該表示法係可計算出一組具有該相 位控制資料,該增益控制資料以及每該濾波器係數之該係數控 制資料之值,用以最小化具有該些軟與硬決策值作為該些獨立春 變數之一第一成本函數; 依據由該些表示法中選取之該組值來設定該相位控制資 料,該增益控制資料以及每該濾波器係數之該係數控制資料。 12. 依據申請專利範圍第丨丨項之方法,其中該些表示法包 括該相位控制資料,該增益控制資料以及每該濾波器係數之該 係數控制資料,使得該硬決定序列值符合該軟決定序列相對應 之值。 13. 依據申請專利範圍第u項之方法,其中該些包括該相 籲 位控制資料,該增益控制資料以及每該濾波器係數之該係數控 制資料之表示法係為一方程式,藉由設定該第一成本函數之偏 微分為0以得到的解。 14. 依據申請專利範圍第13項之方法,其中’該些表示包 括: ~ ㊀州=θη + pg__sign(an)-ynX] gn+1 = gn 三{1+ 三 Re[(R^csign(an)-yn)syn*]} f;㈣=fi ⑻ + μ三(R^csign(an)_yn>Sn* f〇r 沾 1<>〇,仏=工 其中,θη係為目前該相位控制資料值, 26 200412093 n+l係為下一個該相位控制資料值, gn係為目前該增益控制資料值, gn+Ι係為下一個該增益控制資料值, fi係為目前第丨個濾波器係數之該係數控制資料值, fi係為下一個第丨個濾波器係數之該係數控制資料值, μ及Mg係為常數,以及 之值 Sn係為該Dsp電路產生並要用以等化以產生該軟決定序 列15·依據申請專利範圍第11項之方法,其中,該第一成本 〆數為CF E[|yn-R^cslgn(an)| ]’其中’Ε[χ]表示它的參數X的— 個統計平均值, R = E[|Re(an)2|/E[|Re(an)|]? cslgn(an) = sign[Re(an)]+j^sign[Im(an)]5 sign(x) = + 1 f〇r all x >= 〇5 sign(x) = - 1 f〇r all x < 〇, Re[x]是複數參數x的實部成分, Im[x]是複數參數χ的虛部成分 夕 1 w 77以及其中yn和an係為該軟決定序列及該硬決定序列中相對應之值。 16.依據申請專利範圍第11項之方法,其中,該第-成本 函數為CF = E[丨yn-an]j2]’其中,E[x]表示它的參數χ的一個統計 平均值’yn和an係為該軟決定序列及該硬決定序列中相對岸 之值。 〜 其中,該第一成本 17·依據申請專利範圍第1丨項之方法 函數為 CF = E[(Re(yn)2_R2)2 + (Im(yn)2-R2)2],其中, 表示它的參數χ的一個統計平均 值,Re[x]是複數參數X的實部成分,Im[x]是複數參數χ 27 412093 的虛部成分,以乃甘1 /、中yn和an係為該軟決定序列及該硬決定 序列中相對應之值。 8·依據申δ月專利範圍第11項之方法,其中,該DSP電 路依據下列方程式: Ν κ=Σ2">“ i_=JW 。又定4軟决定序列之第n個值為yn,其中,h i是該DSp電路 結合該數位波形序列,該相位控制資料,該增益控制資料所產 生之序列之第㈣個值,且fi為第i個遽波器係數之係數控制⑩ 資料,N1及N2為大於〇的整數。 I9·依據申請專利範圍第ls項之方法,其中,該第一成本 函數為CFi^-R^signh)丨2]’其中,Ε[χ]表示它的參數X的一 個統計平均值, R = E[|Re(an)2|/E[|Re(an)|]? csign(an) = sign[Re(an)]+j=sign[Im(an)]5 sign(x) = + 1 for all x >= 0, sign(x) = - 1 for all x < 0, _ Re[x]是複數參數x的實部成分, Im[x]是複數參數χ的虛部成分,以及其中yn和⑽係為 該軟決定序列及該硬決定序列中相對應之值。 20·依據申請專利範圍第19項之方法,其中,該些表示包 括·· θη+ι = θη + 三 Im[(R^csign(an)-yn)三 yn*] gn+i = gn={l+ Mg=Re[(R^csign(an)-yn)=yn*]} fi(n+1) = fi⑻ + μ三(R^csign(an)-yn)三sn* for aUI<>0, f0 = i 其中,θη係為目前該相位控制資料值, 28 4 ^ 200412093 n+1,係為下一個該相位控制資料值, gn係為目前該增益控制資料值, gn+1係為下一個該增益控制資料值, fi +係為目前第i個濾波器係數之該係數控制資料值, fin係為下一個第丨個濾波器係數之該係數控制資料值, μ及係為常數,以及 sn係為該DSP電路產生並要用以等化以產生該軟決定序列 之值。29
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---|---|---|---|
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Publications (2)
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7729235B2 (en) | 2005-09-27 | 2010-06-01 | Mediatek Inc. | Method and apparatus for OVSF code generation |
Families Citing this family (23)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7526019B1 (en) * | 2003-03-27 | 2009-04-28 | Broadlogic Network Technologies Inc. | Method and system for providing multi-channel multimode QAM equalization and carrier recovery |
US7372919B1 (en) * | 2003-04-10 | 2008-05-13 | Marvell International Ltd. | Space-time block decoder for a wireless communications system |
US7257078B2 (en) * | 2003-04-17 | 2007-08-14 | Realtek Semiconductor Corp. | Multiple antenna OFDM transceiver and method for transceiving |
US7277685B2 (en) * | 2003-04-17 | 2007-10-02 | Realtek Semiconductor Corp. | Automatic gain control of multiple antenna OFDM receiver |
US7822113B2 (en) * | 2003-12-19 | 2010-10-26 | Broadcom Corporation | Integrated decision feedback equalizer and clock and data recovery |
US7436882B2 (en) * | 2003-12-19 | 2008-10-14 | Broadcom Corporation | Decision feedback equalizer and clock and data recovery circuit for high speed applications |
US7405683B1 (en) | 2004-05-27 | 2008-07-29 | Cypress Semiconductor Corporation | Extending the dynamic range in an energy measurement device |
US7233270B2 (en) * | 2005-01-28 | 2007-06-19 | Realtek Semiconductor Corp. | Receiver capable of correcting mismatch of time-interleaved parallel ADC and method thereof |
TWI387274B (zh) * | 2005-12-07 | 2013-02-21 | Hong-Seok Seo | 使用軟性決策用於正交振幅調變之調解變方法及其裝置 |
US7620381B2 (en) * | 2006-05-21 | 2009-11-17 | Realtek Semiconductor Corp. | Tri-state chopper for frequency conversion |
KR20080020934A (ko) | 2006-09-01 | 2008-03-06 | 한국전자통신연구원 | 통신 시스템의 상향링크 신호 송신 방법, 송신 장치, 생성방법 및 생성 장치 |
US20080181337A1 (en) * | 2007-01-31 | 2008-07-31 | Silicon Laboratories, Inc. | Spur and Distortion Management Techniques for an RF Receiver |
US20100067364A1 (en) * | 2008-09-12 | 2010-03-18 | Francis Swarts | Method and system for variance-based automatic gain control in ofdm systems |
US8446974B2 (en) * | 2010-01-27 | 2013-05-21 | National Instruments Corporation | Blind mechanism for the joint estimation of frequency offset and phase offset for QAM modulated signals |
US8860593B2 (en) * | 2011-04-22 | 2014-10-14 | Renesas Electric Corporation | Data processing system |
US9571198B2 (en) * | 2014-07-25 | 2017-02-14 | Futurewei Technologies, Inc. | Compensation of non-linear transmitter impairments in optical communication networks |
US9584209B2 (en) * | 2014-12-31 | 2017-02-28 | Nxp B. V. | Multiple antenna distributed radio system |
US10404408B1 (en) * | 2016-12-13 | 2019-09-03 | Xilinx, Inc. | Pam multi-level error distribution signature capture |
US10897388B2 (en) | 2017-12-08 | 2021-01-19 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Transmitter, receiver, transmission method, and reception method |
US10833895B2 (en) * | 2018-09-19 | 2020-11-10 | Texas Instruments Incorporated | Receiver with selectable digital equalization filter options |
CN109995431B (zh) * | 2019-04-10 | 2020-10-23 | 大连大学 | 一种快速计算egn模型中高阶噪声系数的方法 |
DE102019131216B3 (de) * | 2019-11-19 | 2021-05-06 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Puls-Amplituden-Modulations-Transceiver, Feldgerät und Verfahren zum Betreiben des Puls-Amplituden-Modulations-Transceivers |
US11601302B2 (en) * | 2020-03-13 | 2023-03-07 | Texas Instruments Incorporated | Receiver synchronization |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3962637A (en) * | 1974-11-11 | 1976-06-08 | Hycom Incorporated | Ultrafast adaptive digital modem |
US4253184A (en) * | 1979-11-06 | 1981-02-24 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Phase-jitter compensation using periodic harmonically related components |
US5386239A (en) * | 1993-05-03 | 1995-01-31 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Multiple QAM digital television signal decoder |
US5754591A (en) * | 1994-08-03 | 1998-05-19 | Broadcom Corporation | System for, and method of, processing quadrature amplitude modulated signals |
US5555534A (en) * | 1994-08-05 | 1996-09-10 | Acuson Corporation | Method and apparatus for doppler receive beamformer system |
US6819514B1 (en) * | 1996-04-30 | 2004-11-16 | Cirrus Logic, Inc. | Adaptive equalization and interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel for magnetic recording |
-
2002
- 2002-12-24 US US10/328,504 patent/US7085328B2/en active Active
-
2003
- 2003-10-29 TW TW092129985A patent/TWI250749B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7729235B2 (en) | 2005-09-27 | 2010-06-01 | Mediatek Inc. | Method and apparatus for OVSF code generation |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20040120422A1 (en) | 2004-06-24 |
TWI250749B (en) | 2006-03-01 |
US7085328B2 (en) | 2006-08-01 |
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