SU866756A2 - Adaptive corrector - Google Patents
Adaptive corrector Download PDFInfo
- Publication number
- SU866756A2 SU866756A2 SU792855558A SU2855558A SU866756A2 SU 866756 A2 SU866756 A2 SU 866756A2 SU 792855558 A SU792855558 A SU 792855558A SU 2855558 A SU2855558 A SU 2855558A SU 866756 A2 SU866756 A2 SU 866756A2
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- additional
- inputs
- output
- subchannel
- input
- Prior art date
Links
Description
Изобретение относитс к электросв зи и может быть использовано в системах передачи данных дл коррекции линейных искажений сигналов с многократной относительной фазовой модул цией (ОФМ). По основному авт. св. 657626 известен адаптивный корректор, содержащий синфазный и квадратурный подкансшы, в которых первый вход каж дого из п аттенюаторов соединен через соответствующий коррел тор с выходом синусного и косинусного преобразовател соответственно, второй вход каждого из аттенюаторов синфазного подкансша соединен с вторым входом соответствующего аттенюатора квадратурного подканала и с соответствующим отводом линии задержки, центральный отвод которой соединен с выходом каждого из п аттенюаторов синфазного подканала и с первым входом сумматора, второй вход которого соединен через фазовращатель с выходом каждого из п аттенюаторов квадра турного подканала, при этом выход сумматора подключен -через ограничитель амплитуд к первым входам формировател строб-импульса и блока опорных импульсов, вторые входы которых соединены с выходом блока тактовых импульсов, выход формировател строб-импульса подключен к первому входу фазового дискриминатора, выход которого подключен к другому входу коррел торов синфазного и квадратурного подканалов и к первому входу каждого из п синусных преобразователей синфазного подканала, сигнальные входы которых соединены с сигнальными входами косинусных преобразователей квадратурного подканала , другие входы которых объединены и соединены с выходом элемента задержки , вход которого ооединен с выходом формировател строб-импульса, а выход блока опорных импульсов подключен к второму входу фазового дискриминатора, управл ющий вход блока тактовых импульсов объединен с входом устройства, выходом которого вл етс выход сумматора 1. Однако данный адаптивный корректор имеет большую остаточную погрешность корректировани . Цель изобретени - уменьшение остаточной погрешности корректировани . Дл достижени поставленной цели в адаптивный корректор, содержащий синфазный и квадратурный подканалы.The invention relates to telecommunications and can be used in data transmission systems for correcting linear distortions of signals with multiple relative phase modulation (OFM). According to the main author. St. 657626 A adaptive equalizer is known that contains in-phase and quadrature sub-clusters, in which the first input of each of the attenuators is connected through a corresponding correlator to the output of the sine and cosine transducer, respectively, the second input of each of the in-phase sub-antenna attenuators is connected to the second input of the corresponding quadrature subchannel subchannel and each of the attenuators of the in-phase subcanstage connected to the second input of the corresponding quadrature subchannel subchannel and each of the attenuators of the in-phase subcancial and connected to the second input of the corresponding quadrature subchannel subchannel and each attenuator of the in-phase subcategory connected to the second input of the corresponding quadrature subchannel subchannel and each attenuator of the common-mode subcategory are connected to the second input of the corresponding quadrature subchannel subchannel and each attenuator. a corresponding tap of the delay line, the central tap of which is connected to the output of each of the in-phase subchannel attenuators and to the first input of the sums torus, the second input of which is connected via a phase shifter to the output of each of the attenuators of the quad subchannel, while the output of the adder is connected — through the amplitude limiter to the first inputs of the strobe pulse former and the reference pulse unit, the second inputs of which are connected to the output of the clock pulses; the strobe pulse former is connected to the first input of the phase discriminator, the output of which is connected to another input of the correlators of the in-phase and quadrature subchannels and to the first input of each of s sinus common-mode subchannel transducers, the signal inputs of which are connected to the signal inputs of the cosine quadrature subchannel converters, the other inputs of which are combined and connected to the output of the delay element, whose input is connected to the output of the strobe pulse former, and the output of the reference pulse unit is connected to the second input of the phase discriminator, the control input of the clock pulses is combined with the input of the device, the output of which is the output of the adder 1. However, this adaptive equalizer has more greater residual adjustment error. The purpose of the invention is to reduce the residual error of the adjustment. To achieve this goal, an adaptive equalizer containing in-phase and quadrature subchannels.
в которых первый вход каждого из п аттенюаторов соединен через соответствующий корректор с выходом синусного и косинусного преобразовател соответственно, второй вход каждого из п аттенюаторов синфазного подканала соединен с вторым входом соответствующего аттенюатора квадратурного подканала и с соответствующим отводом линии задержки, центральный отвод которой соединен с выходом каждого из п аттенюаторовсинфазного подканала и с первымвходом сумматора , второй вход которого соединен через фазовращатель с выходом каждого из п аттенюаторов квадратурного подканала, при этом выход сумматора подключен через ограничитель амплитуд к первым входам формировател строб-импульса и блока опорных импульсов, вторые входы которых-соединены с выходом блока тактовых импульсов, выход формировател стробимпульса подключен к первому входу фазового дискриминатора, выход которого подключен к другому входу коррел торов синфазного и квадратурного подканалов и к первому входу каждого из п синусных преобразователей синфазного подканала, сигнальные входы которых соединены с сигнальными входами косинусных преобразователей квадратурного подканала, другие вход которых объединены и соединены с выходом элемента задержки, вход которого соединен с выходом формировател строб-импульса, а выход блока опорных импульсов подключен к второму входу фазового дискриминатора, упу1авл ющий вход блока тактовых импульсов объединен с входом устройства , выходом которого вл етс выход сумматора,вв.едены решающий блок, полосовой фильтр, дополнительные сумматор и фазовращатель, дополнителный синфазный подканал с d звень ми, состо щими из аттенюатора, коррел тора и синусного преобразовател , дополнительный квадратурный подканал с d звень ми, состо щими из ат тенюатора; коррел тора и косинусноно преобразовател , и лини задержки дискретного сигнала с d звень ми, состо щими из элемента пам ти и коммутатора, при этом выход ограничите амплитуд подключен к первому входу решающего блока,, второй вход которого соединен с выходом блока опорных импульсов, а третий вход соединен с блоком тактовых импульсов один из выходов решающего блока вл етс другим выходом устройства, а другие выходы подключены к входам элементов пам ти, управл ющие входы которых соединены с блоком тактовых импульсов, выходы Кс1ждого элемента пам ти подключены к управл ющим входам соответствующих коммутаторов, сигнальные входы коммутаторов соединены с дополнительными выходами блока опорных импульсов, выходы коммутаторов подключены к сигнальным входам аттенюаторов и к первым входам соответствующих синусных преобразователей и косинусных преобразовтелей дополнительных синфазного и квадратурного подканалов, выходы аттенюаторов дополнительного синфазного подканала подключены к первому входу дополнительного сумматора, а выходы аттенюаторов дополнительного квадратурного подканала через дополнительный фазовращатель подключены ко второму входу дополнительного сумматора, выход которого через полосовой фильтр подключен к дополнительному входу сумматора, вторые вхо синусных преобразователей дополнительного синфазного подканала соединены с выходом формировател стробимпульса , а вторые входы косинусных преобразователей дополнительного квадратурного подканала соединены с выходом элемента задержки, выходы синусных и косинусных преобразователей дополнительных синфазного и квадратурного подканалов соединены с первыми входами соответствующих коррел торов , вторые входы которых соединены с выходом фазового дискриминатора , а выходы коррел торов подключены к соответствующим управл ющим входам аттенюаторов дополнительных синфазного и квадратурного подканалов , Iin which the first input of each of the attenuators is connected through a corresponding equalizer to the output of a sine and cosine converter, respectively, the second input of each of the in-phase subchannel attenuators is connected to the second input of the corresponding quadrature subchannel attenuator and the corresponding branch of the delay line, the central branch of which is connected to the output of each from p attenuators to an in-phase subchannel and to the first input of the adder, the second input of which is connected via a phase shifter to the output of each of the p att Nyuatora quadrature subchannel, while the output of the adder is connected through an amplitude limiter to the first inputs of the strobe-pulse shaper and the reference pulse block, the second inputs of which are connected to the output of the clock pulse block, the output of the strobe pulse shaper is connected to the first input of the phase discriminator, the output of which is connected to another the input correlators of the in-phase and quadrature sub-channels and to the first input of each of the n sinus in-phase converters of the sub-channel whose signal inputs are connected to the cosmic transducer inputs of the quadrature subchannel, the other inputs of which are combined and connected to the output of the delay element, the input of which is connected to the output of the strobe pulse former, and the output of the reference pulse unit are connected to the second input of the phase discriminator, the controlling input of the clock pulse unit is combined with the input of the device The output of which is the output of the adder, the decision block, the bandpass filter, the additional adder and the phase shifter, the additional common-mode subchannel with d links, with Remaining from an attenuator, a correlator and a sine converter, an additional quadrature subchannel with d links consisting of an attenuator; a correlator of a torus and a cosine transducer, and a delay line of a discrete signal with d links consisting of a memory element and a switch, while output limit the amplitudes connected to the first input of the decision unit, the second input of which is connected to the output of the reference pulse unit, and the third the input is connected to the clock pulses unit; one of the outputs of the decision block is the other output of the device, and the other outputs are connected to the inputs of the memory elements, the control inputs of which are connected to the clock pulses section, the outputs X1 of each The memory is connected to the control inputs of the corresponding switches, the signal inputs of the switches are connected to the additional outputs of the reference pulse unit, the outputs of the switches are connected to the signal inputs of the attenuators and to the first inputs of the corresponding sine converters and cosine converters of the additional in-phase and quadrature subchannels connected to the first input of the additional adder, and the outputs of the attenuator extra kva The secondary subchannel is connected via an additional phase shifter to the second input of the additional adder, the output of which is connected to the additional input of the adder via a band-pass filter, the second inputs of the sinus transducers of the additional in-phase subchannel are connected to the output of the strobe pulse former, and the second inputs of the cosine transducers of the additional quadrature channel are connected to the chromium pulse connector. outputs of sine and cosine transducers additional in-phase and quadrature sub-channels are connected to first inputs of the corresponding correlators, the second inputs of which are connected to the output of the phase discriminator, and the outputs of correlators are connected to respective control inputs of the attenuators additional I and Q sub-channels, I
На чертеже представлена структурна электрическа схема адаптивного корректора сигналов .The drawing shows a structural electrical circuit of an adaptive signal equalizer.
Корректор содержит синфазный 1 и квадратурный 2 подкангшы пр мого фильтра, состо щие из аттенюаторов 3, коррел торов 4, синусных 5 и косинусных б преобразователей, сумматор 7, фазовращатель 8, блок 9 тактовых импульсов, усилитель-ограничитель 10, формирователь 11 стробимпульса , блок 12 опорных импульсов, элемент 13 задержки, фазовый дискриминатор 14, линию 15 задержки аналогового сигнала, состо щую из элементов 16 задержки, решающий блок 17, элементы 18 пам ти и коммутаторы 19, синусные 20 и косинусные 21 преобразователи , коррел торы 22 и аттенюаторы 23, дополнительный сумматор 24, дополнительный фазовращатель 25 и полосовой фильтр 26. Дополнительный синфазный подканал 27 обратного фильтра состоит из d звеньев, содержащих аттенюатор 23, коррел тор 22 и синусный преобразователь 20. Лини 28 задержки дискретного сигнала обратного фильтра состоит из d звеньев, содержащих элемент 18 пам ти и коммутатор 19. Дополнительный квадратурный подканал 29 обратного фильтра состоит из d звеньев, содержащих аттенюатор 23, коррел тор 22 и косинусный преобразователь 21. В адаптивном корректоре сигналов ОФМ реализован критерий минимума среднего квадрата фазовой ошибки. Настр1ойка параметров корректора осуществл етс в соответствии с алго ритмом: (Г(4 r sie- i ie (i-E)li (iH)-l Cir S4i)8 ° ftot r e-i-e)-. ,(Hi) wtir « 4r)e t ocif9l -,)li , (,4i)-tv,(i)Sigv,cos,-..j гдеоб( ц.() ,d.g(; - коэффициенты пере дачи аттенюатора синфазного подканала пр мого фильтра соответственно на (1+1)-м и i-OM шагах подстройки, включенного к Е-ому отводу аналогово линии задержки; f(.) , PjCi) коэффициенты передачи аттенюатора квадра турного подканала пр мого фильтра соответственно (1+1).-м и i-ом шагах подстройки, включенного к 6-ому отводу аналоговой линии задержки; ыИ+О И (I) коэффициенты передачи аттенюатора синфазного подканала обратного фильтра соответственно на (i+l)-M и i-OM шагах подстройки, включенного к т-ому отводу дискретной линии задержки; Ру, ) коэффициенты передачи аттенюатора квадратурного подканала обратного фильтра.соответственно на (1+1)-м и i-OM шагах подстройки, включенног к т-ому отводу дискретной линии задержки; - шаг изменени коэффициентов передачи аттенюаторов ;eign знак ошибки корректировани на 1-ом шаге подстройки, определ емый знаком отклонени вектора откорректированно сигнала от вектора эталонного сигнала; о() абсолютное значение фазы вектора сигнала на выходе корректора на i-OM шаге подстройки; )- абсолютное значение фазы вектора сигна ла на 6-ом отводе линии задержки пр мого фильтра; ) - абсолютное значение фазы вектора квантованного сигнала на т-ом отводе линии задержки обратного фильтра. Корректор работает следующим образом. Корректируемый аналоговый полосовой сигнал подаетс на вход линии 15 задержки пр мого фильтра. С отводов линии 15 задержки сигнал попадает через аттенюаторы 3 в сумматор 7 в синфазном подканале 1 и через фазовращатель в квадратурном подканале 2 С выхода сумматора 7 сигнал попадает через усилитель-ограничитель 10 на блок 12 опорных импульсов и формирователь 11 строб-импульса в решающий блок 17, на вторые входы которого подаютс тактовые .И1 1пульсы от блока 9 тактовых импульсов. В формирователе 11 осуществл етс формирование короткого стрОб-импульса, совпадающего по времени с первым фронтом наполн ющего колебани полосового сигнала, следующего после фронта тактового импульса. В блоке .12 опорных импульсов формируютс импульсы пр моугольной формы с частотой }Nfg (где N - число вариантов фаз передаваемого сигнала, fo частота несущего колебани ), фронты которых соответствуют идеальным положени м вектора корректируемого сигнала. Одновременно в этом блоке вырабатываетс N колебаний пр моугольной формы с основной частотой fo, фазы которых сдвинуты друг относительно друга на 21C|N. Положение сформированного стробимпульса сравниваетс в фазовом дискриминаторе 14 с положением фронта опорного колебани . Результат сравнени дает значение множител sign(Y) . Полученный строб-импульс, кроме фазового дискриминатора 14, поступает также на синусные преобразователи 5 синфазного подканала 1 пр мого фильтраИ на синусные преобразователи 20 дополнительного синфазного подканала 27 обратного фильтра . В синусных преобразовател х 5 и 20 происходит стробирование указанным строб-импульсом сигналов с отводов линии задержки пр мого фильтра и с отводов линии задержки обратного фильтра, В результате стробировани получают сигнал,соответствующий множителю ,(-(-.J fi пр мом фильтре и ,-У( в обратном фильтре, после чего умножают полученный знак на знак с выхода фазового дискриминатора 14 в коррел торе 4 и в зависимости от знака полученного произведени аттенюаторы синфазного канала пр мого и обратного фильтров измен ют коэффициент передачи на Д . Перестройка аттенюаторов квадратурного канала осуществл етс аналогичным образом, с той лишь разницей, что во втором сомножителе алгоритма вместо знака синуса вычисл етс знак косинуса разности фаз. В схеме корректора зто достигаетс за счет использовани другого строб-импульса, полученного из вышеуказанного строб-импульса путем задержки на четверть периода несущего колебани . Дл этого используетс элемент 13 зешержки, с выхода которого новый строб-импульс подаетс на косинусные преобразователи 6 квадратурного подканала пр мого фильтра и косинусные преобразователи 21 дополнительного квадратурного подканала обратного фильтра. Работа этих преобразователе не отличаетс от работы синусных преобразователей 5 и 20.The corrector contains in-phase 1 and quadrature 2 sub-kangs of the direct filter, consisting of attenuators 3, correlators 4, sine-5 and cosine b converters, adder 7, phase shifter 8, block 9 clock pulses, limiting amplifier 10, shaper 11 pulse generator, block 12 reference pulses, a delay element 13, a phase discriminator 14, an analog signal delay line 15 consisting of delay elements 16, a decisive block 17, memory elements 18 and switches 19, sine-wave 20 and cosine-21 converters, correlators 22 and attenuators 23 , additional adder 24, additional phase shifter 25 and band-pass filter 26. Additional in-phase subchannel 27 of the return filter consists of d links containing attenuator 23, correlator 22 and sinus converter 20. Line 28 delay of a discrete signal of the return filter consists of d links containing element 18 memory and a switch 19. The additional quadrature subchannel 29 of the inverse filter consists of d links containing an attenuator 23, a correlator 22 and a cosine converter 21. In the adaptive equalizer of the OFM signals, van minimum criterion of the mean square of the phase error. Adjustment of the parameters of the corrector is carried out in accordance with the algorithm: (T (4 r sie-i ie (i-E) li (iH) -l Cir S4i) 8 ° ftot r e-i-e) -. , (Hi) wtir "4r) et ocif9l -,) li, (, 4i) -tv, (i) Sigv, cos, - .. j somewhereb (center (), dg (; - common-mode subchannel attenuator transmission coefficients direct filter, respectively, at the (1 + 1) -th and i-OM steps of trimming, connected to the E-th tap of the analog delay line; f (., PjCi) transfer coefficients of the attenuator of the quad-channel subchannel of the direct filter, respectively (1 + 1 ) .- m and i-th adjustment steps included to the 6th tap of the analog delay line; PI + O AND (I) transfer coefficients of the attenuator of the in-phase subchannel of the return filter, respectively, at (i + l) -M and i-OM adjustment steps included W to the t-th tap of the discrete delay line; Py;) transfer coefficients of the attenuator of the quadrature subchannel of the return filter. Respectively at the (1 + 1) -m and i-OM tuning steps included to the t-th tap of the discrete delay line; - step of changing the attenuators transfer coefficients; eign is the sign of the correction error at the 1st step of the adjustment, determined by the sign of the vector deviation of the corrected signal from the vector of the reference signal; o () the absolute value of the phase of the vector of the signal at the output of the corrector at the i-OM adjustment step; ) - the absolute value of the phase of the signal vector on the 6th tap of the delay line of the direct filter; ) - the absolute value of the phase of the vector of the quantized signal at the m-th rejection of the delay of the reverse filter. Corrector works as follows. An adjustable analog bandpass signal is applied to the input of the forward filter delay line 15. From the taps of the delay line 15, the signal enters through the attenuators 3 to the adder 7 in the in-phase subchannel 1 and through the phase shifter in the quadrature subchannel 2. From the output of the adder 7, the signal enters through the limiting amplifier 10 to the block 12 of the reference pulses and the strobe pulse former 11 to the decisive block 17 , the second inputs of which are supplied with clock. AND1 1 pulses from a block of 9 clock pulses. In the former 11, a short STORB pulse is formed which coincides in time with the first edge of the filling oscillation of the band signal following the front of the clock pulse. In block .12 of the reference pulses, square-shaped pulses are formed with a frequency} Nfg (where N is the number of phases of the transmitted signal, fo carrier frequency), the fronts of which correspond to the ideal positions of the vector of the corrected signal. At the same time, N rectangular-shaped oscillations with the fundamental frequency fo are generated in this block, the phases of which are shifted relative to each other by 21C | N. The position of the formed strobe is compared in phase discriminator 14 with the position of the front of the reference oscillation. The result of the comparison gives the value of the multiplier sign (Y). The received strobe-pulse, in addition to the phase discriminator 14, is also fed to the sinus transducers 5 of the in-phase subchannel 1 direct filter and the sinus transducers 20 of the additional in-phase subchannel 27 of the inverse filter. In the sinus transducers 5 and 20, the specified strobe pulse gates signals from the forward filter delay line taps and from the reverse filter delay line taps. As a result of gating, a signal corresponding to the multiplier filter is obtained (- (-. J fi direct filter and -Y (in the reverse filter, then multiply the resulting sign by the sign from the output of the phase discriminator 14 in the correlator 4, and depending on the sign of the received product, the attenuators of the forward and reverse filter common-mode channel change the transmission coefficient by The quadrature channel attenuators are rearranged in a similar way, with the only difference that in the second factor of the algorithm, the cosine sign of the phase difference is calculated instead of the sine sign. In the corrector scheme, this is achieved by using a different strobe pulse obtained from the strobe pulse above by a quarter of the carrier period of the oscillation. To do this, use a pivot element 13, from the output of which a new strobe-pulse is fed to cosine transducers 6 of the quadrature subchannel directly of the filter and cosine converters 21 additional quadrature inverse filter subchannel. The operation of these transducers does not differ from the operation of sinus transducers 5 and 20.
В решающем блоке 17 в каждый i-ый момент отсчета формируютс информационные символы в последовательном коде, поступающие на выход 2, и, кроме того, формируетс К-разр дна (K-fog N) кодова комбинаци , соответствующа истинной фазе переданного элемента сигнала. Кодовые Кразр дные комбинации поступают в линию 28 задержки дискретного сигнала , состо щую из К-разр дных элементов 18 пам ти, управление элементами 1Ь пам ти осуществл етс тактовым колебанием, поступающим от блока 9. К-разр дные кодовые комбинации с каждого отвода линии 28 задержки по К-шинам поступают на коммутаторы 19. На другие N входов этих комму-, таторов поступают опорные колебани , вырабатываемые в блоке 12.В соответствии в поступившими на управл ющие входы коммутаторов кодовыми комбинаци ми на их выходах формируютс последовательности пр моугольных импульсов посто нной амплитуды с основной частотой f. Фазы этих импульсов соответствуют истинным фазам переданного сигнала. Регенерированные элементы сигнала с выходов коммутаторов 19 поступают на первые входы аттенюаторов 23 и первые входы синусных 20 и косинусных 21 преобразрвателей дополнительных синфазного 27 и квадратурного 29 подканалов обратного фильтра.In decision block 17, information symbols in a sequential code arriving at output 2 are generated at every i-th time of reference, and, in addition, a K-fog of the code combination corresponding to the true phase of the transmitted signal element is generated. Code Crashes arrive at a discrete signal delay line 28 consisting of K-bit memory elements 18, memory elements 1b are controlled by a clock wave coming from block 9. C-bit code combinations from each tap of line 28 delays on K-buses arrive at the switches 19. The reference oscillations are received at the other N inputs of these commutators, produced in block 12. In accordance with the code combinations received at the switch inputs of the switches, the following combinations are formed at their outputs of constant amplitude rectangular pulses with a fundamental frequency f. The phases of these pulses correspond to the true phases of the transmitted signal. The regenerated elements of the signal from the outputs of the switches 19 are fed to the first inputs of attenuators 23 and the first inputs of sinus 20 and cosine 21 converters of additional in-phase 27 and quadrature 29 subchannels of the reverse filter.
Работа блоков 20 - 23 аналогична работе блоков 3 - 5.The work of blocks 20 - 23 is similar to the work of blocks 3 - 5.
Сигналы со всех аттенюаторов 23 дополнительного синфазного подканала 27 поступают на первый вход дополнительного сумматора 24, на второ вход которого через дополнительный Фазовргицатель 25 на 7С/2 поступают сигналы со всех аттенюаторов 23 дополни тельного квадратурного подканала 29. С выхода дополнительного сумматора 24 квантованной обр.атной св зи через полосовой :фильтр 26 поступает на третий вход сумматора 7. Выход сумматора вл етс выходом аналого-откорректированногс сигнала .The signals from all attenuators 23 of the additional in-phase subchannel 27 arrive at the first input of the additional adder 24, the second input of which through the additional Phasor 25 at 7C / 2 receives signals from all the attenuators 23 of the additional quadrature subchannel 29. From the output of the additional adder 24 of the quantized obatnaya communication through the bandpass: filter 26 is fed to the third input of the adder 7. The output of the adder is the output of the analog-corrected signal.
Введение квантованной обратной св зи (решающей обратной св зи) в адаптивном корректоре сигналов многократной ОФМ позвол ет существенно снизить веро тность ошибки, так как в цепи обратной св зи циркулируют сигналы, очищенные от помех, дающие The introduction of quantized feedback (decisive feedback) in the adaptive corrector of the signals of the multiple RPMs can significantly reduce the likelihood of error, since the signals cleared from interference circulate in the feedback circuit, giving
возможность компенсировать искажени сигнала типа последстви практически полностью.the ability to compensate for signal distortion of the effect type almost completely.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU792855558A SU866756A2 (en) | 1979-12-14 | 1979-12-14 | Adaptive corrector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU792855558A SU866756A2 (en) | 1979-12-14 | 1979-12-14 | Adaptive corrector |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU657626 Addition |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SU866756A2 true SU866756A2 (en) | 1981-09-23 |
Family
ID=20866111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU792855558A SU866756A2 (en) | 1979-12-14 | 1979-12-14 | Adaptive corrector |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| SU (1) | SU866756A2 (en) |
-
1979
- 1979-12-14 SU SU792855558A patent/SU866756A2/en active
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100312836B1 (en) | Adaptive array transceiver | |
| US3846583A (en) | Digital communication systems | |
| CA1096005A (en) | Variable phase shifter for adaptive echo cancellers | |
| US3524023A (en) | Band limited telephone line data communication system | |
| US4053713A (en) | Multi-channel multiplex data transmission system | |
| US5920286A (en) | Stabilisation of phased array antennas | |
| EP0340014A2 (en) | Adaptive multiharmonic phase jitter compensation | |
| JPS63174419A (en) | Digital signal compensator | |
| SU866756A2 (en) | Adaptive corrector | |
| US4225832A (en) | Self-adapting equalizer | |
| NO174609B (en) | Adaptive frequency domain equalizer for digital radio line systems (D LS) | |
| EP0480674B1 (en) | Binary phase shift key modulator | |
| US6608532B2 (en) | Circuit configuration for producing a quadrature-amplitude-modulated transmission signal | |
| CA1286002C (en) | Frequency synthesis method and a synthesizer apparatus using this method | |
| US4020288A (en) | System for data transmission through the channels of a frequency division multiplex system | |
| SU769748A1 (en) | Adaptive corrector | |
| SU649142A1 (en) | Phase-modulated signal adaptive corrector | |
| JPH01245712A (en) | Transversal filter | |
| SU657626A1 (en) | Adaptive corrector | |
| RU2024199C1 (en) | Adaptive digital corrector | |
| JPH0774684A (en) | Radio communication system and equipment | |
| SU862367A1 (en) | Automatic corrector of band non-synchronized channels | |
| JPH06104855A (en) | Fading simulator | |
| SU964980A1 (en) | Two-dimensional adaptive filter | |
| SU595866A1 (en) | Adaptive signal corrector with phase modulation |