SU1626314A1 - Digital signal synthesizer - Google Patents
Digital signal synthesizer Download PDFInfo
- Publication number
- SU1626314A1 SU1626314A1 SU884445186A SU4445186A SU1626314A1 SU 1626314 A1 SU1626314 A1 SU 1626314A1 SU 884445186 A SU884445186 A SU 884445186A SU 4445186 A SU4445186 A SU 4445186A SU 1626314 A1 SU1626314 A1 SU 1626314A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- output
- accumulator
- memory
- phase
- input
- Prior art date
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
Изобретение относитс к радиотехнике. Цель изобретени - повышение быстродействи и обеспечение внутриимпульсной манипул ции фазой формируемых линейно- частотно-модулированных сигналов. Цифровой синтезатор сигналов содержит первый накопитель 1, формирователи 1 у равл ющих сигналов, второй накопитель 3, комбинационный сумматор 4, регистр 5 пам ти , блок 6 пам ти, цис| p03H-innrri uii - обраэователь (ЦАП) 7. полосовой Я Формирователь 2 состоит из генератора гм пульсов, двоичного с1 ет1П Кэ, пс-рв го f r пам ти, первого коммутатора, второго см мутатора и второго блока пам ги. На выхода первого накопител 1 формируютс кы приращений фазы формируемых за один такт работы устройства. Н/ вихпде второго накопител 3 формируютс кодп фазы синтезируемого сигнала вдиг; речные моменты времени. Результирующий когд фазы фиксируетс в регистре 5 и поступает на входы блока 6 пам ти, где хранитс преобразовани в функцию синуга. амплитудных выборок преобразуют п ЦАП 7 в аналоговую величину 1 зп ли, 2 ил. (ЛThe invention relates to radio engineering. The purpose of the invention is to increase the speed and provide intrapulse manipulation of the phase of the generated linear frequency modulated signals. The digital signal synthesizer contains the first accumulator 1, the formers 1 of equalizing signals, the second accumulator 3, the combination adder 4, the register 5 of memory, the block 6 of memory, cis | p03H-innrri uii - generator (DAC) 7. Bandwidth generator Shaper 2 consists of a generator of gm pulses, a binary c1 et kp, ps-pv r f r memory, the first switch, the second cm mutator, and the second memory block. At the output of the first accumulator 1, phase increments are formed which are formed during one cycle of operation of the device. N / wihpde second accumulator 3 are formed kodp phase synthesized signal vdig; river times. The resulting phase phase is fixed in register 5 and fed to the inputs of memory block 6, where the conversion to the sync function is stored. Amplitude samples convert p DAC 7 to analog value 1 zp li, 2 Il. (L
Description
где KH-IKI (r) - выходной код первого накопител 1 в зз псимости от такта работы устройства . Таким образом на выходе первого накопител 1 формируютс коды приращений фазы формируемых сигналов за один такт работы устройства Указанные коды поступают на вход второго накопител 3, где осуществл етс их суммирование. На выходе второго накопител 3 формируютс коды фазы синтезируемого сигнала в дискретные моменты времени, численное значение которых определ етс соотношениемwhere KH-IKI (r) is the output code of the first storage device 1, in the case of operation of the device. Thus, at the output of the first accumulator 1, the codes of phase increments of the generated signals are formed during one operation cycle of the device. These codes enter the input of the second accumulator 3, where they are summed up. At the output of the second accumulator 3, the codes of the phase of the synthesized signal are formed at discrete points in time, the numerical value of which is determined by the ratio
нпnp
22
(r)S(KuJHj+2 К/г)(r) S (KuJHj + 2 K / g)
г - 1г 1 Jg - 1 g 1 J
NN
fint U- 2(КОЦ + I Кд) . (6) |N| r 1r 1jfint U- 2 (KOTS + I Kd). (6) | N | r 1r 1j
При JTGM второе слагаемое в правой части выражени (6) реализуетс автоматически путем переполнени второго накопител 3, емкость которого эквивалента 2л. Таким образом на выходе второго накопител 3 формируетс последовательность кодов фазы, численные значени которых измен ютс в соответствии с законом полинома второй степени, что соответствует синтезу личейно-частотно-модулированно- го сигнала В комбинационном сумматоре 4 выходньн коды второго накопител 3 суммируютс с кодом фазового сдвига К , который поступает с п того выхода формировател 2. В течение длительности формируемого сигнала код фазового сдвига K/Vfl на п том выходе формировател 2 несколько раз измен етс . Количество манипул ций фазы и элементарных частей в формируемом сигнале определ етс числом двоичных разр дов i, которые используютс дл адресации второго блока 14 пам ти в формирователе 2. Таким образом, на выходе комбинационного сумматора 4 формируетс последовательность кодов фазы, котора соответствует закону изменени фазы сложного линейно-частотно-модулированного фазоманипулированного сигнала и описываетс выражениемWith JTGM, the second term on the right-hand side of expression (6) is realized automatically by overflowing the second accumulator 3, the capacity of which is equivalent to 2 liters. Thus, at the output of the second accumulator 3, a sequence of phase codes is formed, the numerical values of which change in accordance with the law of the second degree polynomial, which corresponds to the synthesis of a time-frequency-modulated signal. In the combiner 4, the output codes of the second accumulator 3 are summed with the phase shift code. K, which comes from the fifth output of the former 2. During the duration of the generated signal, the phase shift code K / Vfl at the fifth output of the former 2 changes several times. The number of phase manipulations and elementary parts in the generated signal is determined by the number of binary bits i, which are used to address the second memory block 14 in the former 2. Thus, at the output of the combiner 4, a sequence of phase codes is formed, which corresponds to the law of phase variation linear-frequency-modulated phase-shift keyed signal and is described by the expression
где 1/.1 (r) - кодообразующа последовательность .where 1 / .1 (r) is the coding sequence.
Результирующий код фазы К (г) формируемого сигнала фиксируетс синхронизирующими импульсами в регистре 5.The resulting phase code K (g) of the generated signal is fixed by the synchronizing pulses in register 5.
Сформированные коды фазы Ку (г) формируемого сигнала с выхода регистра 5 поступают на входы адресации блока 6 пам ти, в котором записана таблица преобразовани , соответствующа функции синуса. ТакимThe generated phase codes Ku (r) of the generated signal from the output of register 5 are fed to the addressing inputs of memory block 6, in which the conversion table is written corresponding to the sine function. So
образом в блоке 6 пам ти осуществл етс преобразование фаза-синус и на его выходе формируютс коды амплитудных выборок синтезируемого линейно-частотно- модулированного фазоманипулироваиногоThus, in the memory block 6 phase-sine conversion is performed and at its output codes of amplitude samples of the synthesized linear-frequency-modulated phase-shift keyed are generated.
сигнала. Указанные коды поступают на вход ЦАП 7, где преобразуютс в соответствующую аналоговую величину. В результате этого на выходе ЦАП 7 формируетс дискретный сигнал. Переход от дискретного кsignal. These codes are fed to the input of the DAC 7, where they are converted to the corresponding analog value. As a result, a discrete signal is generated at the output of the D / A converter 7. The transition from discrete to
непрерывному сигналу осуществл етс с помощью полосового фильтра 8, полоса пропускани которого согласована с полосой частот формируемого сигнала.the continuous signal is carried out using a bandpass filter 8, the bandwidth of which is matched with the frequency band of the generated signal.
Процесс формировани линейно-частотно-модулированного фазоманипулиро- ванного сигнала заканчиваетс в момент установлени на третьем выходе двоичного счетчика 10 низкого уровн напр жени .The process of forming a linear-frequency-modulated phase-shifted signal ends at the moment when a low voltage level of the binary counter 10 is established at the third output.
При этом содержимое старших q разр дов двоичного счетчика 10 измен етс на единицу и соответ ственно измен етс код адресации первого блока 11 пам ти. Последнее приводит к тому, что на первом и второмIn this case, the contents of the higher q bits of the binary counter 10 change by one and the addressing code of the first memory block 11 changes accordingly. The latter leads to the fact that the first and second
выходах формировател 2 формируютс новые коды скорости частотной модул ции К а и начальной частоты Код последующего формируемого сигнала. Далее процесс установки цифрового синтезатора сигналовThe outputs of the former 2 form new codes for the frequency modulation rate K a and the initial frequency The code of the subsequent generated signal. Next, the installation process of the digital signal synthesizer
в исходное состо ние и формировани выходного сигнала аналогичен описанному. Можно формировать линейно-частотно-модулированные сигналы без внутриимпульс- ной фазовой манипул ции. Это достигаетс in the initial state and the formation of the output signal is similar to that described. It is possible to form linear-frequency-modulated signals without intrapulse phase shift keying. This is achieved
в том случае, если с второго выхода первого блока 11 пам ти на управп ющий вход второго блока 14 пам ти поступает запрещающий сигнал, под действием которого в теиение всей длительности линейно-частотно-модулированного сигнала на выходах второго блока 11 пам ти формируетс нулевой код фазового сдвига.In the event that from the second output of the first memory block 11 to the control input of the second memory block 14, a inhibitory signal is received, under the influence of which the zero phase code is generated over the entire duration of the linear-frequency-modulated signal at the outputs of the second memory block 11 shear.
Таким образом, цифровой синтезатор сигналов обладает широкими функциональными возможност ми и позвол ет осуществл ть внутриимпульсную фазовую манипул цию в формируемом сигнале. Кроме того, цифровой синтезатор сигналов обладает быстродействием, так как реализована минимальна по аппаратурным затратам структура вычислител кодов фазы формируемого линейно-частотно-модулированного сигнала. В данном случае вычислитель кодов фазы состоит из двух последовательно включенных первого и второго накопителей 1 и 3, синхронизаци которых осуществл етс одновременно от одного формировател 2, т.е. при вычислении кодов фазы формируемого сигнала, преобразовани кодов фазы в коды амплитуды и цифроаналоговым преобразовании используетс конвейерный метод вычислений . Повышение быстродействи устройства достигаетс путем соответствующего разделени необходимых вычислительных операций по различным тактам работы устройства. Например, если передним фронтом очередного синхронизирующего импульса в регистр ЦАП 7 записываетс код амплитуды дл момента времени tr, то этим же синхроимпульсом в регистр 5 записываетс код фазы сигнала дл момента времени (tr + Т), в регистр второго накопител 3 записываетс код фазы формируемого сигнала дл момента времени (tr + 2Т), а в регистр первого накопител 1 записываетс код приращени фазы формируемого сигнала дл момента времени (tr + ЗТ).Thus, the digital signal synthesizer has a wide functionality and allows for intrapulse phase shift manipulation in the generated signal. In addition, the digital signal synthesizer has a high-speed performance, since the structure of the calculator of the phase codes of the generated linear-frequency-modulated signal is implemented at minimum hardware costs. In this case, the phase code calculator consists of two sequentially connected first and second accumulators 1 and 3, which are synchronized simultaneously from one generator 2, i.e. when calculating the phase codes of the generated signal, converting the phase codes into amplitude codes, and using the digital-analog conversion, a pipeline computational method is used. Improving the speed of the device is achieved by appropriately separating the necessary computational operations according to the various device operation cycles. For example, if the leading edge of the next clock pulse writes the amplitude code for time tr to the DAC register 7, then the same clock signal writes the phase code of the signal for time (tr + T) to the second clock 3, the phase code of the generated signal is written to the register of the second signal accumulator for the moment of time (tr + 2T), and the register of the phase increment of the generated signal for the moment of time (tr + 3T) is written into the register of the first accumulator 1.
Использование конвейерного метода вычислений позвол ет добитьс максимального быстродействи устройства в целом. Минимальный период импульсов синхронизации в данном случае определ етс максимальным временем выполнени одной из необходимых операций. В предлагаемом устройстве наибольшее врем необходимо дл выполнени операции суммировани в первом или втором накопител х 1 и 3, разр дность которых не менее двадцати двоич- ных разр дов. Поэтому минимальное значение периода синхронизирующих импульсов предлагаемого устройства определ етс соотношениемThe use of a pipelined computational method makes it possible to achieve the maximum speed of the device as a whole. The minimum period of synchronization pulses in this case is determined by the maximum execution time of one of the necessary operations. In the proposed device, the longest time is needed to perform the summation operation in the first or second accumulators 1 and 3, the size of which is not less than twenty binary bits. Therefore, the minimum period of the clock pulses of the device is determined by the ratio
Т 1сл ,T 1sl,
(8)(eight)
где ten - врем выполнени операции сложени в накапливающем сумматоре (накопителе );where ten is the execution time of the addition operation in the accumulating adder (accumulator);
t - врем сложени в комбинацион- ном сумматоре;t is the addition time in the combinational adder;
t3 - врем задержки в буферном регистре , вход щем в состав первого или второго накопител 1,3.t3 is the delay time in the buffer register included in the first or second drive 1.3.
Claims (2)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU884445186A SU1626314A1 (en) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | Digital signal synthesizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU884445186A SU1626314A1 (en) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | Digital signal synthesizer |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU1626314A1 true SU1626314A1 (en) | 1991-02-07 |
Family
ID=21383261
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU884445186A SU1626314A1 (en) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | Digital signal synthesizer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU1626314A1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2452085C1 (en) * | 2011-07-07 | 2012-05-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Марийский государственный технический университет | Digital computing synthesizer for multifrequency telegraphy |
-
1988
- 1988-06-20 SU SU884445186A patent/SU1626314A1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Кочемасов В.Н. и др. Формирование сигналов с линейной частотной модул цией. - М.: Радио и св зь, 1983, с. 55-58. Алешин В.Г. и др. Конспект лекций по курсу Радиопередающие устройства. Синтезаторы частоты. - М.: Московский энергетический ин-т, 1978, с. 34-37. * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2452085C1 (en) * | 2011-07-07 | 2012-05-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Марийский государственный технический университет | Digital computing synthesizer for multifrequency telegraphy |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4972360A (en) | Digital filter for a modem sigma-delta analog-to-digital converter | |
US4691293A (en) | High frequency, wide range FIR filter | |
US3935386A (en) | Apparatus for synthesizing phase-modulated carrier wave | |
US3959637A (en) | Digital filter | |
US4100369A (en) | Device for numerically generating a wave which is phase modulated and which is free from unwanted modulation products | |
US3914695A (en) | Data transmission with dual PSK modulation | |
SU1626314A1 (en) | Digital signal synthesizer | |
EP0608664B1 (en) | Method of filtering high resolution digital signals and corresponding architecture of digital filter | |
CA1292520C (en) | Jitter-invariant switched capacitor pulse shaper | |
US4179672A (en) | Phase modulation system for combining carrier wave segments containing selected phase transitions | |
US4534037A (en) | Method and apparatus for scrambled pulse-code modulation transmission or recording | |
SU1497708A1 (en) | Digital synthesizer of linear-frequency-modulated signals | |
SU1241518A1 (en) | Device for generating signal with multiple differential phase shift modulation | |
SU1734188A1 (en) | Varying-frequency signal synthesizer | |
JPS5725755A (en) | Waveform superposed fsk modulator | |
SU1702328A1 (en) | Radio signal simulator | |
SU1123034A1 (en) | Device for calculating values of functions of two variables | |
SU1589366A1 (en) | Digital frequency synthesizer | |
SU1552345A1 (en) | Digital synthesizer of frequency-modulated signals | |
SU1277419A1 (en) | Device for transmission of discrete signals | |
SU1720143A1 (en) | Variable frequency signal synthesizer | |
SU1166266A1 (en) | Noise generator | |
SU1598198A2 (en) | Signal shaper | |
SU1438006A1 (en) | Device for counting the unit number of binary code by modulo k | |
SU1672551A1 (en) | Signal conditioner with amplitude and angle modulation |