Изобретение относитс к и тульсно технике и может быть использовано при конструировании измерительной аппаратуры и в системах св зи. Известен частотньш демодул тор, содержащий усилитель-ограничитель, два элемента совпадени и триггер, к выходу которого подключен блок фазовой автоподстройки частоты l.Недостаток этого демодул тора низка помехоустойчивость. Наиболее близким по технической сущности к изобретению вл етс устройство , содержащее усилитель-ограничитель , вход которого соединен с входной шиной устройства, два элемента совпадени , соединенные последовательно триггер и блок фазо вой автоподстройки частоты, выход которого соединен с выходной шиной и инвертор ЕЗ . . Данньй демодул тор характеризует с низкой помехоустойчивостью, так как в устройстве выдел ютс пересеч ни сигналом нулевого уровн , котор при значительных шумах имеют частые ложные пересечени . Цель изобретени - повьппение помехоустойчивости демодул тора. Дл достижени поставленной цели в демодул тор частотно-манипулированных сигналов, содержащий усилитель-ограничитель , вход которого соединен с входной шиной устройства два элемента совпадени и соединенные последовательно триггер и блок фазовой автоподстройкй частоты, выход которого соединен с выходной шиной, дополнительно введены соедин ные последовательно ключ и регистр сдвига, первый и второй перемножители , перрьй, второй счетчики и эле мент сравнени , причем выход усилител -ограничител соединен с входом ключа, первьй управл ющий вход которого соединен с первой шиной такт вых импульсов, а второй управл ющий вход - с первым выходом регистра сдв га и первыми входами первого и второго перемножителей, вторые входы к торых соединены соответственно с вторым и третьим выходами регистра сдвига, а выходы - с первыми входами первого и второго элементов совп дени соответственно, выходы которых соединены соответственно с информационными входами первого и вто рого счетчиков,информационные выхС)ды которых соединены с первыми и вторыми входами элемента сравнени , выход которого соединен с первьм входом триггера, второй вход которого соединен с синхровходами первого и второго счетчиков и первой шиной тактовых импульсов, синхровход регистра сдвига и второй вход второго элемента совпадени соединены с второй щиной тактовых импульсов, а второй вход первого элемента совпадени соединен с третьей шиной тактовых импульсов. На фиг.1 представлена функциональна схема предлагаемого демодул тора частотно-манипулированных сигналов; на фиг.2 - временные диаграммы его работы. Демодул тор содержит усилительограничитель 1, ключ 2, регистр 3 сдвига, перемножители 4 и 5, элементы 6 и 7 совпадени , счетчик 8, элемент . 9 сравнени , счетчик (О,.триггер 11, блок 12 фазовой автоподстройки частоты. Временные диаграммы работы устройства слдержат: а - нулева посылка , содержаща с в демодулируемом сигнале; 5 - модулированный входной сигнал, соотвётстйующий нулевой посылке информацииJ Ь - сжатьм во времени сигнал ,на первог выходерегистра 3 сдвига;- 2 - сжатый во времени сигнал на втором выходе регистра 3 сдвига; q - сжатый во времени сигнал на третьем выходе регистра 3 сдвига; е - сигнал на выходе перемножител 4 - - сигнал на выходе перемножител 5; - сигнал на втором входе элемента 6 совпадени ; U - сигнал на втором входе элемента 7 совпадени , - результат счета счетчиков;8 и 10 в конце каждого временного интервала /,„ , где if - тактова частота передаваемой информации, П - посто нное число. Демодул тор частотно-манипулированных сигналов содержит усилительограничитель 1 , вход которого соединен с входной шиной устройства, два элемента 6 и 7 совпадени , соединенные последовательно триггер 11 и блок 12 фазовой автоподстройки частоты , выход которого соединен с выходной шиной, соединенные последовательно ключ 2 и регистр 3 сдвига, перемножители 4 и 5, Счетчики 8 и 10,и элемент 9 сравнени , причем выход усилител -ограничител 1 соединен с вхо3 дом ключа 2, первый управл ющий вхо которого соединен с первой шиной тактовых импульсов, а второй управл ющий вход - с первым выходом регистра 3 сдвига и первыми входами п множителей 4 и 5, вторые входы кото рых соединены соответственно с вторыми и третьим выходами регистра 3 сдвига, а выходы - с первыми входами элементов 6 и 7 совпадени , выхо ды которых соединены соответс,тзенно информационными йходами счетчиков 8 и 10, информационные выходы котор соединены с первыми и вторыми входа элемента 9 сравнени , выход которог соединен с первым входом триггера, второй вход которого соединен с син хровходамисчетчиков 8 и 10 и первой шиной тактовых импульсов, синхр вход регистра 3 сдвига и второй вхо элемента 7 совпадени соединен с второй шиной тактовых импульсов, а 9торой вход элемента 6 совпадени соединен с третьей шиной тактовых импульсов. Усилитель-ограничитель 1 может быть вьшолнен в виде триггера Шмитт с нулевым гистерезисом, преобразующим синусоидальньй входной сигнал в пр моугольные импульсы. Перемножители 4 и 5 могут быть выполнены из соединенных последовательно сумматора по (одулю два и инвертора. Элемент 9 сравнени осу ществл ет функцию сравнени двух цифровых сигналов и может быть выполнен , например, на микросхеме . 134 СП1. Триггер 11 может быть типовым D -триггером. Блок 12 фазовой а:втоподстройки частоты может быть вьтолнен, например по авт. св. № 555553, кл. Н 04 L 27/14. Демодул тор частотно-манипулированных сигналов работает следукшщм образом. Входной частотно-манип.улированньй сигнал с помощью усилител -ограничител 1 преобразуетс в пр моугольные импульсы..Выборки полученной последовательности с частотой п через ключ 2 записываютс в первый разр д регистра 3 сдвига i где производитс их рециркул ци со cкopocт,ьюi. п . Во врем рециркул ции ключ 2 пропускает выходной сигнал регистра 3 сдвига на его вход. К моменту записи последующей выборки входной последовательности состо ние ре 77 гистра 3 сдвига соответствует состо нию , с которого началась предыдуща рециркул ци . Поэтому при поступлении последующего продвигающего импульса на вход регистра 3 сдвига , предыдуща выборка запишетс во второй разр д регистра 3 сдвига, а насто ща - в первый и т.д. Таким образом, входной сигнал компрессируетс (сжимаетс ) в ц раз. С помощью двух коррел тЬров, образованных соединенными последовательно Соответственно перемножител ми 4,5Jэлементами 6,7 совпадени и счетчиками 8,10 производитс вычисление коррел ционных функций компрессированных сигналов, которые сравниваютс по величине в элементе 9 сравнени . Дп согласовани по частотам заполнени единичной и нулевой посьшок входного.сигнала входы перемножите- . лей4 и 5 подключены к разр дам регистра 3 .сдвига таким образом, чтобы обеспечивались задержки медцу опорным компрессированным сигналом, сни- , маемым с выхода регистра 3 сдвига и сигналами с выходов предшес- вующих ( . ( разр дов на величины ( где i,- - частота заполнени единичной посылки; ij - частота заполнени нулевой посыпки), что соответствует задержкам каждой компрессированной посыпки на 1 „ 2 2 где tif - период частоты i, ; Jig период частоты ij, . В качестве опорных последовательностей используетс тот же входной сигнал в компрессированном виде с соответствукшщх выходов регистра 3 сдвига, са9инутый ,относительно себ Il li дл автокоррел торов единичный и нулевой посылок соответственно . В этом с.лучае ньщеление посылок производитс путем сравнени автокоррел ционных функций. При поступлении на вход устройства одной из посылок , коррел тор, настроенный на эту посьтку, вычисл ет автокоррел ционный интеграл, а второй - шумовую составл ющую. Сравнение результатов интегрировани и каждый дискрет времени дл компрессированных сигналов позвол ет определить значение принимаемой посылки. Дл правильного восстановлени посыпок при выбранном сдвиге между входным и опорным сигналами необходимо обеспечить нормирование одно автокоррел ционной функции относительно другой. Это св зано с тем, что при поступлении входного сигнал меньшей частоты на автокоррел торе этого сигнала обеспечиваетс фазоВЫЙ сдвиг II. тогда как на другом I 2 ; коррел торе, настроенном н другую частоту, фазовый сдвиг поступающего сигнала будет в раз мень ij I ше. Пр поступлении сигнала большей Частоты на автокоррел торе, этого сиг нала сдвиг также равен г., а на - 2 , коррел торе другой частоты фазовьи сдвиг будет в k раз больше. Следовательно , при вьделении сигналов меньшей и :больтей частот шумовые составл ющие будут различны и будут отличатьс друг от друга в k раз. Кроме того, дл устранени краевых искажений при восстановленной огибающей необходимо ввести поправку в формировании коррел ционных фунюций компрессированных посьток, учитывающую различную несогласованность по частоте заполнени противо ложных посылок дл каждого коррел тора ( 8 фиг.2), С этой целью выс кочастотное заполнение на вход счет чика 8 необходимо подавать с.весом. определ емым отношением К -(дл г случа i, , i2 ), т.е. с частотой в К раз большей, чем на вход счетчика 10. Так, например, дл случа передачи информации частотами 1300 и 2100 Гц на вход счетчика 8 необходимо подавать частоту заполнени i, а на вход счетчика 10 - 1,6 i . В блоке 12 фазовой автоподстройки частоты осуществл етс выделение полутактовой составл ющей информацион ного сигнала, совпадающей с максимумом коррел ции посыпок входного сигнала . С помощью полутактовых импульсов обеспе иваетс регенераци принимаемой информации методом стробировани восстановленного сигнала во временном положении, соответствующем максимальной коррел ции, принимаемой посьшки. I Таким образом, введение в предла-гаемьй демодул тор новых блоков и св зей позвол ет исключить пороговую обработку входного сигнала, заменив ее временным сжатием входного сигнала в кольцевом регистре сдвига, вычислением коррел ционных функций единичной и нулевой посылок с помощью перемножителей , счетчиков и элементов совпа-дени и сравнение коррел ционных функ-i ций сигнала с коррел ционными функци ми шумовых составл ющих и за счет этого повысить многократно помехоустойчивость устройства.The invention relates to the technique and can be used in the design of measuring equipment and in communication systems. There is a known demodulator containing an amplifier-limiter, two elements of coincidence and a trigger, to the output of which the phase-locked loop is connected. The disadvantage of this demodulator is low noise immunity. The closest in technical essence to the invention is a device comprising an amplifier-limiter, the input of which is connected to the input bus of the device, two coincidence elements, connected in series by a trigger and a block of phase-locked loop, the output of which is connected to the output bus and the inverter E3. . This demodulator is characterized with low noise immunity, since the device is distinguished by crossing zero-level signals, which have frequent false intersections with considerable noise. The purpose of the invention is to increase the noise immunity of the demodulator. To achieve this goal, the demodulator of frequency-manipulated signals, containing an amplifier-limiter, the input of which is connected to the input bus of the device, two coincidence elements and connected in series a trigger and a block of phase self-tuning frequency, the output of which is connected to the output bus, additionally connected are connected in series and the shift register, the first and second multipliers, the perry, the second counters, and the comparison element, with the output of the amplifier-limiter connected to the key input, the first control The first input of which is connected to the first bus of clock pulses, and the second control input to the first output of the shift register and the first inputs of the first and second multipliers, the second inputs to which are connected respectively to the second and third outputs of the shift register, and the outputs to the first inputs of the first and second elements of coincidence, respectively, the outputs of which are connected respectively to the information inputs of the first and second counters, information outputs of which are connected to the first and second inputs of the comparison element, output D which is connected to the first trigger input, the second input of which is connected to the synchronous inputs of the first and second counters and the first clock bus, the synchronous input of the shift register and the second input of the second match element are connected to the second clock width, and the second input of the first match element is connected to the third bus clock pulses. Figure 1 shows the functional diagram of the proposed frequency-manipulated signal demodulator; figure 2 - timing charts of his work. The demodulator contains an amplifier limiting 1, a key 2, a shift register 3, multipliers 4 and 5, elements 6 and 7 of coincidence, counter 8, an element. 9 comparisons, a counter (O, trigger 11, phase-locked loop 12. The time diagrams of the device will hold: a - a zero signal containing c in the demodulated signal; 5 - a modulated input signal corresponding to zero information sending J b - compress the signal in time , on the first output register 3 shift; - 2 - signal compressed in time at the second output of shift register 3; q - signal compressed in time at the third output of shift register 3; e - signal at the output of multiplier 4 - - signal at the output of multiplier 5; signal on the second the input of the coincidence element 6; U is the signal at the second input of the coincidence element 7, is the result of counting the counters; 8 and 10 at the end of each time interval, where, is if the clock frequency of the transmitted information, P is a constant number. The manipulated signal contains an amplifier-limiter 1, the input of which is connected to the input bus of the device, two elements 6 and 7 of coincidence, connected in series by a trigger 11 and a phase locked loop 12, the output of which is connected to the output bus, connected in series by a key 2 and shift register 3, multipliers 4 and 5, Counters 8 and 10, and reference element 9, the output of amplifier-limiter 1 is connected to the input of key 2, the first control input of which is connected to the first bus of clock pulses, and the second control the input is with the first output of the shift register 3 and the first inputs n of the multipliers 4 and 5, the second inputs of which are connected respectively to the second and third outputs of the shift register 3, and the outputs to the first inputs of coincidence elements 6 and 7, whose outputs are connected respectively, tsenno information ihody counters 8 and 10, the information outputs of which are connected to the first and second inputs of the comparison element 9, the output of which is connected to the first trigger input, the second input of which is connected to the synchronous inputs of counters 8 and 10 and the first clock pulse bus, the sync input of the shift register 3 and the second element 7 the coincidence is connected to the second clock pulse bus, and the second input of the coincidence element 6 is connected to the third clock pulse bus. Limiting amplifier 1 can be implemented as a Schmitt trigger with zero hysteresis, which converts the sine-wave input signal into square impulses. The multipliers 4 and 5 can be made of an adder connected in series (two or two inverters. Comparison element 9 performs the function of comparing two digital signals and can be performed, for example, on a microchip. 134 SP1. Trigger 11 can be a typical D trigger Phase a: block 12: frequency tuning can be executed, for example, according to autor St. 555553, class H 04 L 27/14. The demodulator of the frequency-manipulated signals works as follows. The input frequency-controlled signal with the help of amplifiers - limit 1 transform cs into rectangular pulses. The sampling of the resulting sequence with frequency n through key 2 is recorded into the first bit of shift register 3 i where they are recirculated with speed, i. p. During recirculation, key 2 passes the output of shift register 3 by its input. By the time of recording the subsequent sampling of the input sequence, the state of 77 registrar 3 shift corresponds to the state from which the previous recirculation began. Therefore, when a subsequent push pulse arrives at the input of the shift register 3, the previous sample is written in the second register shift register 3, and the present sample is written in the first one, and so on. Thus, the input signal is compressed (compressed) by q times. Using two correlators formed in series by correspondingly 4.5J multipliers, 6.7 coincidence elements, and counters 8.10, the correlation functions of the compressed signals are calculated, which are compared in magnitude in the comparison element 9. Dp match the filling frequency of the single and zero input input signal. Input multiply. Leu4 and 5 are connected to the bits of the 3. shift register in such a way as to ensure the delays are supported by a compressed reference signal removed from the output of the 3 shift register and signals from the previous outputs (. (bits to the values (i, - - filling frequency of a single parcel; ij - filling frequency of zero dressing), which corresponds to the delays of each compressed dressing by 1-2.2 where tif is the frequency period i,; Jig is the frequency frequency ij. The reference signal used in the compressed sequences is at Idea with the corresponding outputs of the shift register 3, which is self-contained, relatively self Il li for autocorrelators, single and zero parcels, respectively. In this case, the parcels are calculated by comparing the autocorrelation functions. When the device arrives at the input of one of the parcels, the correlator configured for this entry, calculates the autocorrelation integral, and the second, the noise component. The comparison of the integration results and each time sampling for the compressed signals allows us to determine the value of the received my package In order to properly restore the dressings at the selected shift between the input and reference signals, it is necessary to ensure the normalization of one autocorrelation function relative to another. This is due to the fact that when the input signal arrives at a lower frequency on the autocorrelator of this signal, phase shift II is provided. whereas on the other I 2; the correlator of the torus tuned to a different frequency, the phase shift of the incoming signal will be less than ij I above. When a signal of a higher frequency arrives at the autocorrelator, this shift signal is also equal to r, and at –2, the correlator of a different frequency, the phase shift will be k times larger. Consequently, when the signals are smaller and the frequencies are greater, the noise components will be different and will differ from each other by a factor of k. In addition, in order to eliminate the edge distortions in the case of the reconstructed envelope, it is necessary to introduce an amendment in the formation of correlation functions of the compressed portions that take into account the different inconsistencies in the frequency of filling in the opposite premises for each correlator (8, figure 2). Chika 8 must be served with weight. defined by the ratio K - (for the i case i, i2), i.e. with a frequency of K times greater than the input of the counter 10. For example, for the case of transmitting information of frequencies 1300 and 2100 Hz, the filling frequency i must be fed to the input of counter 8, and 1.6 i to the input of counter 10. In block 12 of the phase-locked loop, the semi-clock component of the information signal is selected, which coincides with the maximum correlation of the sprinkling of the input signal. Using half-pulse pulses, the received information is regenerated by gating the recovered signal in a temporary position corresponding to the maximum correlation received by the reference. Thus, the introduction of new blocks and links into the proposed demodulator makes it possible to eliminate the input signal threshold processing, replacing it with a temporary compression of the input signal in the ring shift register, calculating the correlation functions of the unit and zero parcels with the help of multipliers, counters and elements match and compare the correlation functions of the signal i with the correlation functions of the noise components and thereby improve the device’s multiple noise immunity.
1/2.11 / 2.1