SE535279C2 - Analys av tillståndet hos maskin med roterande del - Google Patents

Description

535 279 2 kommer att orsaka analysanordningen att utföra en maskinkonditionsövervaknings- funktion. En sådan maskinkonditionsövervakningsfunktion kan innefatta stötpulsmätning.

US 6 053 047 beskriver en accelerometer, använd som vibrationssensor, insamlande analog vibrationsdata som levereras till en A/D-omvandlare som tillhandahåller digitala vibrationsdata till en processor 90. Enligt US 6 053 047 utför processom digital band- passtiltrering av digitala vibrationsdata, Iikriktning av den filtrerade signalen, och lågpassfiltrering av den likriktade signalen för att alstra en lågfrekvenssignal. Lågfre- kvenssignalen passeras genom en kondensator för att alstra en demodulerad signal. En FFT utförs pà den demodulerade signalen 116 för att alstra ett vibrationsspektrum.

US 6 053 047 utlär också att beräkna resonansfrekvensen för varje fysisk väg från ac- celerometem till olika vibrationskällor i motorn och US 6 053 047 utlär att utföra detta kalibreringssteg innan motorn lämnar fabriken. Altemativt mäste sådan kalibrering av varje fysisk väg från olika vibrationskällor till accelerometem utföras med användning av en kalibrerad hammare, enligt US 6 053 047.

Sammanfattning En aspekt av uppfinningen avser en anordning för analys av tillståndet hos en maskin som har en del som roterar med en rotationshastighet, innefattande: en första sensor anordnad att generera en analog elektrisk mätsignal (SEA) i bero- ende av mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av nämnda del; en analog-till- -digital-omvandlare (44) för sampling av den analoga mätsignalen vid en samplingsfre- kvens (fs) för att generera en digital mätdatasignal (SMD) i beroende av nämnda mottagna analoga mätdata; varvid den digitala mätdatasignalen (SMD) har en första sig- nal-till-brus-förhållande-nivå; en första decimator för utförande av decimering av den digitala mätdatasignalen (SMD, SENV) för att åstadkomma en första digital signal (SMD, SEMV) som har en första reducerad samplingsfrekvens (fSR1); en andra decimator (470, 470A, 470B), varvid den andra decimatorn (470, 470A, 4706) har 10 15 20 25 30 535 279 3 en första ingång för mottagande av den första digitala signalen (SMD, SENV) och en andra ingång för mottagande av en signal indikerande en variabel rota- tionshastighet (fRm) som âr associerad med nämnda del; en tredje ingång för mottagande av en signal indikerande en utsignalsamp- lingsfrekvensinställningssignal; varvid den andra decimatom (470, 470A, 4708) är anordnad att generera en andra digital signal (SREm) som har en andra reducerad samplingsfrekvens (fsm) i be- roende av den första digitala signalen (SMD, SENV), signalen indikerande en relevant rotationshastighet (fROT) och signalen indikerande en utsignalsamplingsfrekvensinställningssignaI så att antalet samplingsvärden per varv av den roterande delen hålls vid ett väsentligen konstant värde; och en förbättrare som har en ingång för mottagning av den andra digitala signalen (SRED2); varvid förbättraren är anordnad att mottaga ett första flertal (ILENGTH) samplings- värden, varvid den andra digitala signalen (SREM) representerar mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av nämnda del under en varaktighet i tid; varvid förbättraren är anordnad att utföra en korrelation så att en utsignalsekvens (O) alstras varvid repetitiva amplitudsignalkomponenter förstärks i förhållande till sto- kastiska signalkomponenter, en evaluator (230) för utförande av en tillståndsanalysfunktion (F1, F2, Fn) för analys av maskinens tillstånd i beroende av den andra digitala signalen (SRED2).

Enligt en utföringsform av anordningen är den första decimatom anordnad att reducera samplingsfrekvensen med en heltalsfaktor (M).

Uppfinningen avser också ett tillståndsövervakningssystem innefattande en stötpulsmätsensor associerad med ett planetväxelsystem (700) för gene- rering av en analog signal; en A/D-omvandlare kopplad att mottaga den analoga signalen; ett flertal signalbehandlingsfunktioner (94, 240, 250, 310, 470, 320). 10 15 20 25 30 535 279 4 Uppfinningen avser också ett förfarande för drift av ett finlt-impuls-svar-filter med en ingång (480) för mottagande av detekerade insignaldatavärden (S(j)) hörande till en digital mätdatasignal (Sno) beroende av mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av en axel, varvid den digitala mätdatasignalen (SMD) har en samplingsfrekvens (f$R1); och en ingång för mottagning av en signal indikerande en rotationshastighet hos en övervakad roterande del vid en tid som är associerad med detekteringen av nämnda insignaldatavärden (S(j)): och ett minne (604) anordnat att mottaga och lagra datavär- dena (S(j)) och information indikerande den motsvarande rotationshastigheten (fR0T); och en värdegenerator (606) anordnad att generera ett bråktalsvärde (D); och ett flertal FIR-filter-tappar som har individuella filtervärden; varvid förfarandet innefattar steget att interpolera ett filtervärde.

Kort figurbeskrivning För enkel förståelse av föreliggande uppfinning kommer den att beskrivas med hjälp av exempel och med hänvisning till bifogade ritningar i vilka: Fig. 1 visar ett schematiskt blockschema av en utföringsform av ett konditionsanalyssy- stem 2 enligt en utföringsform av uppfinningen.

Fig. 2A är ett schematisk blockschema av en utföringsform av en del av tillståndsana- lyssystemet 2 som visas i Fig. 1.

Fig. 28 är ett schematisk blockschema av en utföringsforrn av ett sensorgränssnitt.

Fig. 2C är en illustration av en mätsignal från en vibrationssensor.

Fig. 2D illustrerar en mätsignalamplitud genererad av en stötpulssensor.

Fig. 2E illustrerar en mätsignalamplitud genererad av en vibrationssensor.

Fig. 3 är en förenklad illustration av en stötpulsmätsensor enligt en utföringsform av uppfinningen.

Fig. 4 är en förenklad illustration av en utföringsform av minnet 60 och dess innehåll.

Fig. 5 är ett schematiskt blockschema av en utföringsform av analysapparaten vid en kundplats med en maskin 6 som har en rörlig axel.

Fig. 6 illustrerar ett schematiskt blockschema av en utföringsform av förprocessom en- ligt en utföringsform av föreliggande uppfinning.

Fig. 7 illustrerar en utföringsform av utvärderaren 230.

Fig. 8 illustrerar en annan utföringsform av utvärderaren 230. 10 15 20 25 30 535 279 5 Fig. 9 illustrerar en annan utföringsform av förprocessom 200.

Fig. 10A är ett flödesdiagram som illustrerar utföringsformer av ett förfarande för förbätt- ring av repetitiva signalmönster i signaler.

Fig. 10B är ett flödesdiagram som illustrerar ett förfarande för alstring av en digital ut- signal.

Fig. 11 är en schematisk illustration av ett första minne som har ett flertal minnesposi- fionen Fig. 12 är en schematisk illustration av ett andra minne som har ett flertal minnesposi- tioner t.

Fig. 13 är en schematisk illustration av en exemplifierande utsignal SMDP innefattande två repetitiva signalsignaturer.

Fig. 14A illustrerar ett antal sampelvärden i den signal som levereras till decimatorns 310 ingång.

Fig. 14B illustrerar utsignalsampelvärden för motsvarande tidsperiod.

Fig. 15A illustrerar en decimator enligt en utföringsfonn av uppfinningen.

Fig. 15B illustrerar en annan utföringsform av uppfinningen.

Fig 16 illustrerar en utföringsform av uppfinningen innefattande en decimator och en förbättrare såsom beskrivs ovan, och en bràktalsdecimator.

Fig. 17 illustrerar en utföringsform av bråktalsdecimatorn.

Fig. 18 illustrerar en annan utföringsform av bråktalsdecimatorn, Fig. 19 illustrerar en decimator och en annan utföringsform av bråktalsdecimatorn.

Fig. 20 är ett blockschema av en decimator och ytterligare en utföringsform av bràktals- deceimeraren, Fig. 21 är ett flödesschema som illustrerar en utföringsform av ett förfarande för drift av decimatorn och bràktalsdecimatom enligt Fig. 20.

Fig. 22A, 22B & 22C beskriver ett förfarande som kan implementeras som ett datorpro- gram.

Fig. 23 är en frontalvy som illustrerar ett planetväxelsystem.

Fig. 24 är en schematisk sidovy av planetväxelsystemet 700 enligt Fig. 23, betraktat i pilens SW riktning i Fig. 23.

Fig. 25 illustrerar en analog version av en exemplifierande signal alstrad av och utmatad av förprocessom 200 (se Fig. 5 och Fig. 16) i beroende av signaler detekterade av den åtminstone en sensorn 10 när planetväxelsystemet roterar. 10 15 20 25 30 535 279 6 Fig. 26 illustrerar ett exempel på en del av högamplitudområdet 702A av signalen som visas i Fig. 25.

Fig. 27 illustrerar ett exemplifierande frekvensspektrum av en signal innefattande en liten periodisk stöming 903 såsom illustrerats i F ig. 26.

Fig. 28 illustrerar ett exempel på ett stycke av den exemplifierande signalen som visas i Fig. 25.

Fig. 29 illustrerar ytterligare en utföringsform av ett tillståndsanalyssystem enligt en utfö- ringsform av uppfinningen.

Fig. 30 är ett blockschema som illustrerar delar av signalbehandlingsarrangemanget enligt Fig. 29 tillsammans med användargränssnittet och displayen.

Detaljerad beskrivning av utföringsformer I följande beskrivning kan liknande särdrag i olika utföringsforrner indikeras med samma referenssiffror.

Fig. 1 visar ett schematiskt blockschema av en utföringsform av ett tillståndsanalyssy- stem 2 enligt en utföringsform av uppfinningen. Referenssíffra 4 avser en kundplats med en maskin 6 som har en rörlig del 8. Den rörliga delen kan innefatta lager 7 och en axel 8 som, när maskinen äri drift, roterar. Drifttillstàndet hos axeln 8 eller hos lagret 7 kan fastställas i beroende av vibrationer som har sitt ursprung från axeln och/eller lagret när axeln roterar. Kundplatsen 4, som också kan refereras till såsom kunddelen eller användardelen, kan exempelvis vara platsen för en vindfarrn, d v s en grupp vindturbi- ner på en plats, eller platsen för ett pappersbruk, eller någon annan tillverkningsanläggning som har maskiner med rörliga delar.

En utföringsform av tillstàndsanalyssystemet 2 är driftklart när en sensor 10 är fäst på eller vid en mätpunkt 12 pà höljet till en maskin 6. Fastän Fig. 1 endast illustrerar två mätpunkter 12, skall det förstås att en plats 4 kan omfatta vilket som helst antal mät- punkter 12. Tillståndsanalyssystemet 2 som visas i Fig. 1, innefattar en analysanordning 14 för analys av tillståndet hos en maskin på basis av mätvärden som levereras av sen- som 10. 10 15 20 25 30 535 279 7 Analysanordningen 14 har en kommunikationsport 16 för dubbelriktad datakommunika- tion. Kommunikationsporten 16 är anslutningsbar till ett kommunikationsnätverk 18, exempelvis via ett datagränssnitt 19. Kommunikationsnätverket 18 kan vara det världs- omspännande lntemet, också känt som lntemet. Kommunikationsnätverket 18 kan också innefatta ett publikt kretskopplat telefonnät.

En serverdator 20 är ansluten till kommunikationsnätverket 18. Servem 20 kan innefatta en databas 22, in/ut-användargränssnitt 24 och databearbetningshårdvara 26, och en kommunikationsport 29. Serverdatorn 20 är placerad på en plats 28, som är geografiskt separat från kundplatsen 4. Serverplatsen 28 kan vara i en första stad, såsom den svenska huvudstaden Stockholm, och kundplatsen kan vara i en annan stad, såsom Stuttgart, Tyskland eller Detroit i Michigan, USA. Alternativt kan serverplatsen 28 vara i en första del av en stad och kundplatsen vara i en annan plats av samma stad. Server- platsen 28 kan också refereras till såsom leverantörsdel 28, eller leverantörsdelsplats 28.

Enligt en utföringsform av uppfinnlngen innefattar en central styrplats 31 en styrdator 33 som har databearbetningshårdvara och mjukvara för övervakning av ett flertal maskiner vid kundplatsen 4. Maskinema 6 kan vara vindturbiner eller växellådor som används i vindturbiner. Altemativt kan maskinerna innefatta maskinen i exempelvis ett pappers- verk. Styrdatom 33 kan omfatta en databas 22B, ln/ut-användargränssnitt 24B och databearbetningshårdvara 26B, och en kommunikationsport 29B. Den centrala styrplat- sen 31 kan vara separerad från kundplatsen 4 av ett geografiskt avstånd. Medelst kommunikationsporten 29B kan styrdatom 33 vara kopplad att kommunicera med ana- lysanordning 14 via port 16. Analysanordningen 14 kan leverera mätdata som är delvis bearbetad så att ytterligare signalbearbetning och/eller analys kan utföras vid central- platsen 31 av styrdatom 33.

Ett leverantörsföretag upptar leverantörsdelsplatsen 28. Leverantörsföretaget kan sälja och leverera analysanordningar 14 och/eller mjukvara för användning i en analysanord- ning 14. Leverantörsföretaget kan också sälja och leverera analysmjukvara för användning i styrdatom vid den centrala styrplatsen 31. Sådan analysmjukvara 94, 105 diskuteras i samband med Fig. 4 nedan. Sådan analysmjukvara 94, 105 kan levereras via sändning över Kommunikationsnätverket18. 10 15 20 25 30 535 279 8 Enligt en utföringsform av systemet 2 är anordningen 14 en bärbar anordning som kan vara kopplad till kommunikationsnätverket 18 frân tid till annan.

Enligt en annan utföringsfonn av systemet 2 är anordningen 14 ansluten till kommuni- kationsnätverket 18 väsentligen kontinuerligt. Således kan anordningen 14 enligt denna utföringsform väsentligen alltid vara "on-line-tillgänglig" för kommunikation med leve- rantörsdatom 20 och/eller med styrdatom 33 vid styrplats 31.

Fig. 2A är ett schematiskt blockschema av en utföringsform av en del av tillständsana- lyssystemet 2 som visas i Fig. 1. Tillständsanalyssystemet, såsom illustrerat i Fig. 2A, omfattar en sensorenhet 10 för alstring av ett mätvärde. Mätvärdet kan vara beroende av rörelse eller, närmare bestämt, beroende av vibrationer eller stötpulser orsakade av lager när axeln roterar.

En utföringsform av tillståndsanalyssystemet 2 är driftsfähigt när en anordning 30 är fast monterad på eller vid en mätpunkt på en maskin 6. Anordningen 30 som är monterad vid mätpunkten kan kallas för en stud 30. En stud 30 kan innefatta en anslutningskopp- ling 32 till vilken sensorenheten 30 är löstagbart fästbar. Anslutningskopplingen 32 kan exempelvis innefatta dubbla startgängor för att göra det möjligt för sensorenheten att mekaniskt kopplas ihop med studen medelst 'A varvs vridning.

En mätpunkt 12 kan innefatta en gängad fördjupning i maskinens hölje. En stud 30 kan ha ett utskjutande stycke med gängor som motsvarar gängoma hos fördjupningen för att möjliggöra för studen att fästas stadigt vid mätpunkten genom införande av studen i fördjupningen som en bult.

Altemativt kan en mätpunkt 12 innefatta en gängad fördjupning i maskinens hölje. och sensorenheten 10 kan innefatta motsvarande gängor så att den kan direkt föras in iför- djupningen. Altemativt är mätpunkten märkt på maskinens hölje endast medelst ett målat märke.

Maskinen 6, som exemplifieras i Fig. 2, kan ha en roterande axel med en viss axeldia- meter d1. Axeln i maskinen 24 kan rotera med en viss rotationshastighet V1 när maskinen 6 är i användning. 10 15 20 25 30 535 279 9 Sensorenheten 10 kan vara kopplad till anordningen 14 för analys av maskinens till- stånd. Med hänvisning till Fig. 2A, innefattar analysanordningen 14 ett sensorgränssnitt 40 för mottagande av en mätsignal eller mätdata, som alstras av sensom 10. Sensor- gränssnittet 40 är kopplat till ett databearbetningsorgan 50 som kan styra analysanord- ningens 14 drift i enlighet med programkod. Databearbetningsorganet 50 är också kopplat till ett minne 60 för lagring av programkoden.

Enligt en utföringsforrn av uppfinningen innefattar sensorgränssnittet 40 en ingång 42 för mottagande av en analog signal, varvid ingången 42 är ansluten till en analog-till- digital-omvandlare 44 (A/D-omvandlare 44), vars digitala utgång är kopplad till databe- arbetningsorganet 50. A/D-omvandlaren 44 samplar den mottagna analoga signalen med en viss samplingsfrekvens fs för att leverera en digital mätdatasignal SMD som har en viss samplingsfrekvens fs och varvid amplituden hos varje sampel beror av amplitu- den på den mottagna analoga signalen vid samplingstidpunkten.

Enligt en annan utföringsforrn av uppfinningen, som illustreras i Fig. 2B, innefattar sen- sorgränssnittet 40 en ingång 42 för mottagning av en analog signal SEA från en stötpuls mätsensor. en konditioneringskrets 43 kopplad att mottaga den analoga signalen, och en A/D-omvandlare 44 kopplad att mottaga den konditionerade analoga signalen från konditioneringskretsen 43. A/D-omvandlaren 44 samplar den mottagna konditionerade analoga signalen med en viss samplingsfrekvens fs så att den levererar en digital mät- datasignal SMD som har en viss samplingsfrekvens fs och vari amplituden hos varje sampel beror av amplituden på den mottagna analoga signalen vid samplingstid- punkten.

Samplingsteoremet garanterar att bandbegränsade signaler (d v s signaler som har en maximal frekvens) kan rekonstrueras perfekt ur sina samplade versioner, om samp- lingsfrekvensen fs är mer än dubbla maximumfrekvensen fsEAmax hos den analoga signal SEA som skall övervakas. Den frekvens som är lika med hälften av samplingsfre- kvensen är därför en teoretisk gräns för den högsta frekvens som otvetydigt kan representeras av den samplade signalen SMD. Denna frekvens (halva samplingsfre- kvensen) kallas Nyquist-frekvensen i det samplade systemet. Frekvenser över Nyquist- frekvensen fN kan observeras i den samplade signalen, men deras frekvens är tvetydig.

Detta innebär att en frekvenskomponent med frekvens f inte kan särskiljas från andra 10 15 20 25 30 535 279 10 komponenter med frekvenser B*fN + f, och B*fN - f för heltal B skilda från noll. Denna tvetydighet, känd som aliasing (eng. aliasing) kan hanteras genom filtrering av signalen med ett anti-aliasing-filter (vanligen ett Iågpassfilter med gränsfrekvens nära Nyquist- frekvensen) innan omvandling till den samplade diskreta representationen.

För att tillhandahålla en säkerhetsmarginal i termer av att tillåta ett icke-idealt filter att ha en viss flank i frekvenssvaret, kan samplingsfrekvensen väljas till ett värde högre än 2.

Således, enligt utföringsformer av uppfinningen, kan samplingsfrekvensen ställas till fs = k * fsEAmax där k är en faktor som har ett värde högre än 2,0 Således kan faktorn k väljas till ett värde högre än 2,0. Företrädesvis kan faktorn k väl- jas till ett värde mellan 2,0 och 2,9 för att tillhandahålla en bra säkerhetsmarginal och samtidigt undvika att generera onödigt många sampelvärden. Enligt en utföringsforrn väljs faktom k fördelaktligen sà att 100*k/Z ger ett heltal. Enligt en utföringsform kan faktom k sättas till 2,56. Att välja k till 2,56 ger resultatet att 100*k = 256 = 2 upphöjt till 8.

Enligt en utföringsforrn kan samplingsfrekvensen fs hos den digitala mätdatasignalen SMD fixeras till ett bestämt värde fs, såsom exempelvis fs = 102 kHz.

Således kommer maximumfrekvensen fSEAmaX hos den analoga signalen SEA, när samp- lingsfrekvensen fs fixeras till ett bestämt värde fs, att vara: fseAmax = fs / k där fsEAma, är den högsta frekvens som skall analyseras i den samplade signalen. 10 15 20 25 30 535 279 11 Således kommer maximumfrekvensen fsEAma, hos den analoga signalen SEA, när samp- lingsfrekvensen fs är fixerad till ett bestämt värde fs = 102 400 Hz, och faktom k är satt till 2,56, att vara: fsgAmax = fs / k = 102 400/2,56 = 40 kHz Således genereras en digital mätdatasignal SMD, med en viss samplingsfrekvens fs, i beroende av den mottagna analoga mätsignalen SEA. Digitalutgången 48 hos A/D-om- vandlaren 44 är kopplad till databearbetningsorganet 50 via en utgång 49 hos sensorgränssnittet 40 så att den levererar den digitala mätdatasignalen SMD till databe- arbetningsorganet 50.

Sensorenheten 10 kan innefatta en vibrationssignalomvandlare, varvid sensorenheten är utformad för att fysiskt kopplas till mätpunktens anslutningskoppling så att maskinvib- rationer vid mätpunkten överförs till vibrationssignalomvandlaren. Enligt en utförings- form av uppfinningen innefattar sensorenheten en signalomvandlare som har ett piezoelektriskt element. När mätpunkten 12 vibrerar, så kommer sensorenheten 10, eller åtminstone en del av den, också att vibrera och signalomvandlaren alstrar då en elektrisk signal vars frekvens och amplitud beror av den mekaniska vibrationsfrekven- sen resp. vibrationsamplituden vid mätpunkten 12. Enligt en utföringsform av uppfin- ningen är sensorenheten 10 en vibrationssensor, som tillhandahåller en analog amplitudsignal om exempelvis 10 mV/g i frekvensområdet 1,00-10 000 Hz. En sådan vibrationssensor är konstruerad att leverera väsentligen samma amplitud om 10 mV oavsett om den utsätts för accelerationen 1 g (9,82 m/sz) vid 1 Hz, 3 Hz eller 10 Hz.

Således har en typisk vibrationssensor ett linjärt svar inom ett specificerat frekvensin- tervall upp till ca 10 kHz. Mekaniska vibrationer i det frekvensområdet, som har ur- sprung i roterande maskindelar, orsakas vanligen av obalans eller felaktig uppriktning.

Når den är monterad på en maskin, har en linjär-svar-vibrationssensor emellertid typiskt också ett flertal olika mekaniska resonansfrekvenser som beror av den fysiska vägen mellan sensom och vibrationskällan.

En skada i ett rullager orsakar relativt skarpa elektriska vågor, kända som stötpulser, som rör sig längs en fysisk väg i maskinens hölje innan de når sensom. Sådana stöt- 10 15 20 25 30 535 279 12 pulser har ofta ett brett frekvensspektmm. Amplituden hos en rullagerstötpuls är typiskt lägre än amplituden hos en vibration som orsakas av obalans eller felaktig uppriktning.

Stötpulssignaturemas breda frekvensspektrum möjliggör för dem att aktivera ett "ring- ande svar' eller en resonans vid en resonansfrekvens associerad med sensom.

Således kan en typisk mätsignal från en vibrationssensor ha en vågforrn som visas i Fig. 2C, d v s en dominant lâgfrekvenssignal med ett överlagrat mer högfrekvent resonant “ringande svar' med lägre amplitud. För att möjliggöra analys av stötpulssig- naturen, som ofta har sitt ursprung i en lagerskada, måste lågfrekvenskomponenten filtreras bort. Detta kan åstadkommas medelst ett högpassfilter eller medelst ett band- passfilter. Emellertid måste dessa filterjusteras så att lågfrekvenssignaldelen blockeras medan högfrekvenssignaldelen levereras vidare. En individuell vibrationssensor kom- mer typiskt att ha en resonansfrekvens associerad med den fysiska vägen från en stöt- pulssignalkälla, och en annan resonansfrekvens associerad med den fysiska vägen från en annan stötpulskälla, såsom nämns i US 6 053 047. Filterjustering syftande till att le- verera vidare högfrekvenssignaldelen kräver således individuell anpassning när en vibrationssensor används.

När ett sådant filter är korrekt justerat kommer den resulterande signalen att bestå av stötpuIssignaturen/signaturerna. Analysen av stötpulssignaturen/signaturema som här- rör ur en vibrationssensor försämras emellertid något av det faktum att amplitudsvaret såväl som resonansfrekvensen till sin natur varierar i beroende av den individuella fy- siska vägen från stötpulssignalkålloma.

Fördelaktligen kan dessa nackdelar associerade med vibrationssensorer åtgärdas ge- nom nyttjande av en stötpulsmätsensor. Stötpulsmätsensom är konstruerad och anpassad att tillhandahålla en förutbestämd mekanisk resonansfrekvens såsom be- skrivs närmare nedan.

Denna egenskap hos stötpulsmätsensorn ger fördelaktligen repeterbara mätresultati det att utsignalen från en stötpulsmätsensor har en stabil resonansfrekvens väsentligen oberoende av den fysiska vägen mellan stötpulssignalkällan och stötpulssensorn. Vi- dare tillhandahåller ömsesidigt olika individuella stötpulssensorer mycket små, om några, awikelser i resonansfrekvens. 10 15 20 25 30 535 279 13 En fördelaktig effekt av detta är att signalbehandlingen förenklas, i det att filter inte mås- te justeras individuellt, till skillnad frán de fall som beskrivits ovan då vibrationssensorer används. Vidare är amplitudsvaret från stötpulssensorer väldefinierat så att en individu- ell mätning tillhandahåller pålitlig information när mätningen utförs i enlighet med tillbörliga mätmetoder definierade av S.P.M. Instrument AB.

Fig. 2D illustrerar en mätsignalamplitud genererad av en stötpulssensor, och Fig. 2E illustrerar en mätsignalamplitud genererad av en vibrationssensor. Båda sensorer har utsatts för samma serie mekaniska stötar utan det typiska lågfrekvenssignalinnehållet.

Såsom tydligt syns i Fig. 2D och 2E år varaktigheten hos ett resonanssvar pà en stöt- pulssignatur från stötpulssensom kortare än motsvarande resonanssvar pà en stötpulssignatur från vibrationssensom.

Denna stötpulsmätsensorns egenskap att tillhandahålla distinkta stötpulssignatursvar har den fördelaktiga effekten att tillhandahålla en mätsignal ur vilken det är möjligt att särskilja mellan olika mekaniska stötpulser som inträffar inom en kort tidsrymd.

Enligt en utföringsform av uppfinningen är sensom en stötpulsmätsensor. Fig. 3 är en förenklad illustration av en stötpulsmätsensor 10 enligt en utföringsforrn av uppfin- ningen. Enligt denna utföringsform innefattar sensorn en del 110 som har en viss massa eller vikt och ett piezoelektriskt element 120. Det piezoelektriska elementet 120 är något flexibelt så att det kan komprimeras och expandera när det utsätts för extem kraft. Det piezoelektriska elementet 120 är försett med elektriskt ledande lager 130 resp. 140 på motstàende ytor. När det piezoelektriska elementet 120 krymper och expanderar gene- rerar det en elektrisk signal som fångas upp av de ledande lagren 130 och 140. Således omvandlas en mekanisk vibration till en analog elektrisk mätsignal SEA, som levereras på utsignalanslutningarna 145, 150. Det piezoelektriska elementet 120 kan placeras mellan vikten 110 och en yta 160 som, under drift, är fysiskt fäst vid mätpunkten 12. såsom illustreras i Fig. 3.

Stötpulsmätsensorn 10 har en resonansfrekvens som beror av sensoms mekaniska karakteristika, såsom massan m av viktdelen 110 och elasticiteten hos det piezoelekt- riska elementet 120. Således har det piezoelektriska elementet en elasticitet och en 10 15 20 25 30 535 279 14 fiäderkonstant k. Den mekaniska resonansfrekvensen fRM för sensom är därför bero- ende av massan m och fiäderkonstanten k.

Enligt en utföringsforrn av uppfinningen kan sensoms mekaniska resonansfrekvens fRM fastställas med följande ekvation: fRM = 1/(27I) (GKV1) Enligt en annan utföringsform kan den faktiska mekaniska resonansfrekvensen för en stötpulsmätsensor 10 också bero av andra faktorer, såsom hur sensorn är fäst vid ma- skinens 6 hölje.

Den resonanta stötpulsmätsensom 10 är således speciellt känslig för vibrationer som har en frekvens pà eller nära den mekaniska resonansfrekvensen fRM. Stötpulsmätsen- sorn 10 kan konstrueras så att den mekaniska resonansfrekvensen fRM är någonstans i området från 28 kHz till 37 kHz. Enligt en annan utföringsforrn är den mekaniska reso- nansfrekvensen fm någonstans i områdetfràn 30 kHz till 35 kHz.

Således har den analoga elektriska mätsignalen en elektrisk amplitud som kan variera över frekvensspektrat. I syfte att beskriva den teoretiska bakgrunden, kan det antagas att om stötpulsmätsensom 10 skulle utsättas för mekaniska vibrationer med identisk amplitud inom alla frekvenser från exempelvis 1 Hz till exempelvis 200 000 kHz, så kommer amplituden pà den analoga signalen SEA från stötpulsmätsensom att ha ett maximum vid den mekaniska resonansfrekvensen fRM, eftersom sensom kommer att uppvisa resonans när den "knuffas" med den frekvensen.

Med hänvisning till Fig. 2B, mottager konditioneringskretsen 43 den analoga signalen SEA. Konditioneringskretsen 43 kan konstrueras till att vara en impedansanpassnings- krets anordnad att anpassa in-impedansen hos A/D-omvandlaren såsom den uppfattas från sensoranslutningarna 145, 150 så att en optimal signalöverföring inträffar. Således kan konditioneringskretsen 43 fungera så att den anpassar in-impedansen 21,, betraktat från sensoranslutningarna 145, 150 så att en maximal elektrisk effekt levereras till A/D- omvandlaren 44. Enligt en utföringsform av konditioneringskretsen 43 matas den ana- loga signalen SEA till en transformators primärlindning, och en konditionerad analog 10 15 20 25 30 535 279 15 signal levereras av en transforrnatorns sekundärlindning. Primärllndningen har n1 varv och sekundärlindningen har n2 varv, varvid förhållandet n1/n2 = m2. Således är AID- omvandlaren 44 kopplad att mottaga den konditionerade analoga signalen från kondi- tioneringskretsen 43. ND-omvandlaren 44 har en in-impedans 244, och A/D-omvand- larens in-impedans betraktad från sensoranslutningarna 145, 150 kommer att vara (n1In2)2 * 244, när konditioneringskretsen 43 är inkopplad mellan sensoranslutningarna 145, 150 och A/D-omvandlarens 44 ingångsanslutningar.

A/D-omvandlaren 44 samplar den mottagna konditionerade analoga signalen med en viss samplingsfrekvens fs så att den levererar en digital mätdatasignal SMD med en viss samplingsfrekvens fs där amplituden pà varje sampel beror av amplituden hos den mot- tagna analoga signalen vid samplingstidpunkten.

Enligt utföringsfonner av uppfinningen levereras den digitala mätdatasignalen SMD till ett organ 180 för digital Signalbehandling (se Fig. 5).

Enligt en utföringsform av uppfinningen innefattar organet 180 för digital signalbehand- ling dataprocessorn 50 och programkod för att orsaka dataprocessom 50 att utföra digital signalbehandling. Enligt en utföringsform av uppfinningen utgörs processom 50 av en digital signalprocessor. Den digitala signalprocessorn kan också kallas DSP.

Med hänvisning till Fig. 2A, är databehandlingsorganet 50 kopplat till ett minne 60 för lagring av programkoden. Programminnet 60 är företrädesvis ett icke-flyktigt minne.

Minnet 60 kan vara ett läs/skrivminne, d v s möjliggörande både läsning av data från minnet och skrivning av ny data till minnet 60. Enligt en utföringsform utgörs program- minnet 60 av ett FLASH-minne. Programminnet 60 kan innefatta ett första minnes- segment 70 för lagring av en första uppsättning programkod 80 som är exekverbar så att den styr analysapparaten 14 att utföra basala funktioner (Fig. 2A och Fig. 4). Pro- gramminnet kan också omfatta ett andra minnessegment 90 för lagring av en andra uppsättning programkod 94. Den andra uppsättningen programkod 94 i det andra min- nessegmentet 90 kan innefatta programkod för att orsaka analysapparaten att bearbeta den detekterade signalen, eller signalema, så att den genererar en förbearbetad signal eller en uppsättning förbearbetade signaler. Minnet 60 kan också innefatta ett tredje minnessegment 100 för lagring av en tredje uppsättning programkod 104. Uppsättning- 10 15 20 25 30 535 279 16 en programkod 104 i det tredje minnessegmentet 100 kan innefatta programkod för att orsaka analysapparaten att utföra en utvald analysfunktion 105. När analysfunktionen utförs kan den orsaka analysapparaten att presentera ett motsvarande analysresultat pà användargränssnittet 106 eller att leverera analysresultatet på porten 16 (se Fig. 1 och Fig. 2A och Fig. 7 och 8).

Databearbetningsorganet 50 är också kopplat tili lås/skrivminnet 52 för datalagring. Vi- dare kan databearbetningsorganet 50 vara kopplat till ett analysanordnings- kommunikationsgränssnitt 54. Analysanordningskommunikationsgränssnittet 54 tillhandahåller dubbelriktad kommunikation med ett mätpunktkommunikationsgränssnitt 56 som är fäst bart på vid elleri närheten av mätpunkten på maskinen.

Mätpunkten 12 kan omfatta en anslutningskoppling 32, en läsbar och skrivbar informa- lionsbärare 58, och ett mätpunktkommunikationsgränssnitt 56.

Den skrivbara informationsbäraren 58, och mätpunktkommunikationsgränssnittet 56 kan tillhandahållas i en separat anordning 59 placerad i närheten av studen 30, såsom illu- streras i Fig. 2. Altemativt kan den skrivbara informationsbäraren 58, och mätpunktkommunlkationsgränssnittet 56 tillhandahållas inom studen 30. Detta beskrivs i större detalj i WO 98/01831, vars innehåll härmed inkorporeras genom hänvisning.

Systemet 2 är anordnat att tillåta dubbelriktad kommunikation mellan mätpunktkommu- nikationsgränssnittet 56 och analysanordningskommunikationsgränssnittet 54.

Mätpunktkommunikationsgränssnittet 56 och analysanordningskommunikationsgräns- snittet 54 är företrädesvis konstruerat att tillåta trådlös kommunikation. Enligt en utföringsform är måtpunktkommunikationsgrånssnittet och analysanordningskommuni- kationsgränssnittet konstruerade att kommunicera med varandra via radiofrekvens- signaler (RH-signaler. Denna utföringsform innefattar en antenn i mätpunktkommunika- tionsgränssnittet 56 och en annan antenn i analysanordningskommunikationsgräns- snittet 54.

Fig. 4 är en förenklad illustration av en utföringsforrn av minnet 60 och dess innehåll.

Avsikten är att den förenklade illustrationen skall förmedla förståelse av den generella idén att lagra olika programfunktioner i minnet 60, och det är inte nödvändigtvis en kor- 10 15 20 25 30 535 279 17 rekt teknisk beskrivning av det sätt på vilket ett program skulle lagras i en riktig minnes- krets. Det första minnessegmentet 70 lagrar programkod för att styra analysanordningen 14 att utföra basala uppgifter. Fastän den förenklade illustrationen enligt Fig. 4 visar pseudokod skall det förstås att programkoden 80 kan utgöras av ma- skinkod, eller programkod på vilken som helst nivå som kan exekveras eller interpreteras av databearbetningsorganet 50 (Fig. 2A).

Det andra minnessegmentet 90, illustrerat i Fig. 4, lagrar en andra uppsättning pro- gramkod 94. När den körs på databearbetningsorganet 50 kommer programkoden 94 i segment 90 att orsaka analysanordningen 14 att utföra en funktion, såsom en digital signalbehandlingsfunktion. Funktionen kan omfatta en avancerad matematisk bearbet- ning av den digitala måtdatasignalen SMD. Enligt utiöringsformer av uppfinningen år programkoden 94 anordnad att orsaka processororganet 50 att utföra signalbehand- lingsfunktioner som beskrivs i anslutning till Fig. 5, 6, 9 och/eller Fig. 16 i detta dokument.

Såsom beskrivs ovan i samband med Fig. 1 kan ett datorprogram för styming av ana- lysanordningens funktion laddas ner från serverdatom 20. Detta betyder att det program-som-skall-laddas-ner sänds över kommunlkationsnätverket 18. Detta kan gö- ras genom att modulera en bärvåg att bära programmet över kommunlkationsnätverket 18. Således kan det nerladdade programmet laddas in i ett digitalt minne, såsom minnet 60 (se Fig. 2A och 4). Således kan ett signalbehandlingsprogram 94 och/eller ett ana- lysfunktionprogram 104, 105 mottagas via en kommunikationsport, såsom port 16 (Fig. 1 & 2A), så att det laddas in i minnet 60. På liknande sätt kan ett signalbearbet- ningsprogram 94 och/eller ett analysfunktionprogram 104, 105 mottagas via kommunikationsport 29B (Fig. 1) så att det laddas in i ett programminnesutrymme l da- tom 26B eller i databasen 228.

En aspekt av uppfinningen avser en dataprogramprodukt, såsom ett programkodorgan 94 och/eller programkodorgan 104, 105 som är laddbart i ett digitalt minne hörande till en anordning. Dataprogramprodukten innefattar mjukvarukodstycken för utförande av signalbearbetningsförfaranden och/eller analysfunktioner när nämnda produkt körs på en databearbetningsenhet 50 i en anordning för analys av tillståndet hos en maskin. 10 15 20 25 30 535 279 18 Uttrycket "körs pà en databearbetningsenhet" betyder att dataprogrammet plus databe- arbetningsenheten utför ett förfarande av den sort som beskrivs i detta dokument.

Ordalydelsen "en dataprogramprodukt, laddbar i ett digitalt minne i en tillståndsanalys- anordning" betyder att ett datorprogram kan föras in i det digitala minnet i en tillståndsanalysanordning så att man erhåller en tillståndsanalysanordning programme- rad att vara kapabel att, eller anordnad att, utföra ett förfarande av den sort som beskrivs ovan. Uttrycket ”laddad i ett digitalt minne i en tillståndsanalysanordning" bety- der att tillstàndsanalysanordningen som programmerats på detta sätt är kababel att, eller anordnad att, utföra ett förfarande av den sort som beskrivs ovan.

Den ovannämnda datorprogramprodukten kan också vara Iaddbar till ett datorläsbart medium, såsom en kompaktskiva eller DVD. Ett sådant datorläsbart medium kan an- vändas för leverans av programmet till en kund.

Enligt en utföringsform av analysanordningen 14 (Fig. 2A) innefattar den ett användar- inmatningsgränssnitt 102, varmed en operatör kan interagera med analysanordningen 14. Enligt en utföringsform innefattar användarinmatningsgränssnittet 102 en uppsätt- ning knappar 104. En utföringsform av analysanordningen 14 innefattar ett användarutgångsgränssnitt 106. Användarutgångsgränssnittet kan innefatta en display- enhet 106. När databearbetningsorganet 50 kör en basal programfunktion som tillhandahålles i den basala programkoden 80, möjliggör databearbetningsorganet 50 användarinteraktion medelst användarinmatningsgränssnittet 102 och displayenheten 106. Uppsättningen knappar 104 kan vara begränsad till ett fåtal knappar, såsom ex- empelvis fem knappar såsom illustreras i Fig. 2A. En central knapp 107 kan användas för en ENTER- eller SELECT-funktion, medan andra mer perifera knappar kan använ- das för att flytta en markering pà displayen 106. På detta sätt skall förstås att symboler och text kan matas in i anordningen 14 via användargränssnittet. Displayenheten 106 kan exempelvis visa ett antal symboler, såsom bokstäverna i ett alfabet, medan markö- ren är rörlig på displayen i beroende av användarinmatning så att användaren tillåts mata in information.

Fi. 5 är ett schematiskt blockschema av en utföringsform av analysanordningen 14 vid en kundplats 4 med en maskin 6 som har en rönig axel 8. Sensom 10, som kan vara en 10 15 20 25 30 535 279 19 stötpulsmätsensor, visas fäst vid en maskinkropp 6 så att den fångar upp mekaniska vibrationer och så att den levererar en analog mätsignal SEA som är indikativ av de de- tekterade mekaniska vibrationema till sensorgränssnittet 40. Sensorgränssnittet 40 kan vara konstruerat såsom beskrivs i samband med Fig. 2A eller 2B. Sensorgränssnittet 40 levererar en digital mätdatasignal SMD till ett organ 180 för digital Signalbehandling.

Den digitala mätdatasignalen SMD har en samplingsfrekvens fs, och amplitudvärdet på varje sampel beror av amplituden hos den mottagna analoga mätsignalen SEA vid samplingstidpunkten. Enligt en utföringsform kan samplingsfrekvensen fs för den digita- la mätdatasignalen SMD fixeras till ett visst värde fs, såsom exempelvis fs = 102 kHz.

Samplingsfrekvensen fs kan styras av en klocksignal som levereras av en klocka 190, såsom illustreras i Fig. 5. Klocksignalen kan också levereras till organet 180 för digital Signalbehandling. Organet 180 för digital Signalbehandling kan alstra information om tidsvaraktigheten hos den mottagna digitala mätdatasignalen SMD i beroende av den mottagna digitala mätdatasignalen SMD, klocksignalen och sambandet mellan samp- lingsfrekvensen fs och klocksignalen, eftersom varaktigheten mellan två på varandra följande sampelvärden är lika med TS = 1lfs.

Enligt utföringsformer av uppfinningen innefattar organet 180 för digital signalbehand- ling en förprocessor 200 för utförande av en förbearbetning av den digitala mätdatasignalen SMD för att leverera en förbearbetad digital signal SMoP på en utgång 210. Utgången 210 är kopplad till en ingång 220 på en evaulator 230. Evaluatom 230 är anordnad att utvärdera den förbearbetade digitala signalen Snap så att den levererar ett resultat av utvärderingen till ett användargränssnitt 106. Alternativt kan resultatet av utvärderingen levereras till en kommunikationsport 16 så att sändning av resultatet möj- liggörs exempelvis till en reglerdator 33 vid en reglerplats 31 (se Fig. 1).

Enligt en utföringsform av uppfinningen, kan funktionerna som beskrivs i samband med de funktionella blocken i organet 180 för digital signalbehandling, förprocessor 200 och evaluator 230 åstadkommas medelst dataprogramkod 94 och/eller 104 som beskrivs i samband med minnesområdena 90 och 100 i samband med Fig. 4 ovan.

En användare kan behöva endast ett fåtal basala övervakningsfunktioner för detektering av huruvida tillståndet hos en maskin är normalt eller onormalt. Vid detektering av ett 10 15 20 25 30 535 279 20 onormalt tillstånd, kan användaren kalla på specialiserad professionell underhållsperso- nal för att fastställa problemets exakta karaktär, och för att utföra det nödvändiga underhållsarbetet. Den professionella underhållspersonalen behöver och använder ofta ett brett sortiment av evalueringsfunktioner som gör det möjligt att fastställa arten av, och/ eller orsaken till, ett onormalt maskintillstånd. Således kan olika användare av en analysanordning 14 ställa mycket olika krav på anordningens funktion. Uttrycket kondi- tioneringsövervakningsfunktion används i detta dokument för en funktion för detektering av huruvida tillståndet hos en maskin är normalt eller något försämrat eller onormalt.

Uttrycket konditionsövervakningsfunktion innefattar också en utvärderingsfunktion som gör det möjligt att fastställa arten av, och/eller orsaken till, ett onormalt maskintillstånd.

Exempel på maskintillståndsövervakninqsfunktioner Tillståndsövervakningsfunktionerna F1 ,F2. . .Fn innefattar funktioner såsom: vibrationsanalys, temperaturanalys, stötpulsmätning, spektrumanalys av stötpulsmätda- ta, snabb Fourier-transformation av vibrationsmätdata, grafisk presentation av tillståndsdata på ett användargränssnitt, lagring av tillståndsdata i en skrivbar inforrna- tionsbärare på nämnda maskin, lagring av tillståndsdata i en skrivbar informationsbärare i nämnda anordning, tachometring, obalansdetektering och feldetek- teringsuppriktning.

Enligt en utföringsform innefattar anordningen 14 följande funktioner: F 1 = vibrationsanalys, F2 = temperaturanalys, F3 = stötmätning, F4 = spektrumanalys av stötpulsmätdata, F5 = snabb Fourier-transformation av vibrationsmätdata, F6 = grafisk presentation av tillståndsdata på ett användargränssnitt, F7 = lagring av tillståndsdata i en skrivbar informationsbärare på nämnda maskin, F8 = lagring av tillståndsdata i en skrivbar informationsbärare 52 i nämnda anordning, F9 = tachometring, F10 = obalansdetektering, och F11 = feluppriktningsdetektering, 10 15 20 25 30 535 279 2] F12 = hämtning av tillståndsdata från en skrivbar informationsbärare 58 på maskinen, F13 = utförande av vibrationsanalysfunktion F1 och utförande av funktionen F12 "hämt- ning av tillståndsdata från en skrivbar informationsbärare 58 på maskinen" för att möjliggöra en jämförelse eller trendning baserad på aktuell vibrationsmätdata och histo- riska vibrationsmätdata, F14 = utförande av temperaturanalys F2; och utförande av funktionen ”hämtning av till- ståndsdata från en skrivbar inforrnationsbärare 58 på maskinen" för att möjliggöra en jämförelse eller trendning baserad på aktuell temperaturmätdata och historiska tempe- raturmätdata, F15 = upphämtning av identifikationsdata från en skrivbar informationsbärare 58 på maskinen.

Utföringsforrner av funktionen F7 "lagring av tillståndsdata i en skrivbar informationsbä- rare pà maskinen", och F13 vibrationsanalys och upphämtning av tillståndsdata beskrivs mer noggrant i WO 98/01831, vars innehåll härmed inkorporeras genom hän- visning.

Fig. 6 illustrerar ett schematiskt blockschema av en utföringsform av förprocessom 200 enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning. l denna utföringsform kopplas den digitala mätdatasignalen SMD till ett digitalt bandpassfilter 240 som har en undre gräns- frekvens fLc, en övre gränsfrekvens fuc och en passbands-bandbredd mellan de övre och undre gränsfrekvensema.

Det digitala bandpassfiltrets 240 utgång är anslutet till en digital enveloper 250. Enligt en utföringsfonn av uppfinningen levereras utsignalen från envelopem 250 till en utgång 260. Förprocessoms 200 utgång 260 är kopplad till det digitala signalbearbetningsorga- nets 180 utgång 210 för leverans till evaluatoms 230 ingång 220.

Det digitala bandpassfiltrets 240 övre och undre gränsfrekvenser kan väljas så att sig- nalens SMD frekvenskomponenter vid sensorns resonansfrekvens fRM är inom pass- bands-bandbredden. Såsom nämnts ovan åstadkommes en förstärkning av den mekaniska vibrationen genom att sensorn är mekaniskt resonant vid resonansfrekven- sen fRM. Således återger den analoga mätsignalen SEA ett förstärkt värde för vibration- erna vid och kring resonansfrekvensen fRM. Detta innebär att bandpassfiltret enligt 10 15 20 25 30 535 279 22 utföringsforrnen enligt Fig. 6 fördelaktligen undertrycker signalen vid frekvenser under och över resonansfrekvensen fRM, så att mätsignalens komponenter vid resonansfre- kvensen fRM ytterligare förstärks. Fördelaktligen begränsar det digitala bandpassfiltret 240 ytterligare det i mätsignalen inneboende bruset, eftersom varje bruskomponent un- der den undre gränsfrekvensen fre, och över den övre gränsfrekvensen fUC också elimineras eller dämpas. Vid användning av en resonant stötpulsmätsensor 10 som har en mekanisk resonansfrekvens fRM i ett område från ett lägsta resonansfrekvensvärde fRML till ett högsta resonansfrekvensvärde fRMU så kan således det digitala bandpassfilt- ret 240 konstrueras att ha en undre gränsfrekvens = fRML, och en övre gränsfrekvens fur; = fRMU. Enligt en utföringsforrn är den undre gränsfrekvensen fw = fRML = 28 kHz, och den övre gränsfrekvensen fUC = fRMU = 37 kHz.

Enligt en annan utföringsforrn är den mekaniska resonansfrekvensen fRM någonstans i området från 30 kHz till 35 kHz, och det digitala bandpassfiltret 240 kan då konstrueras att ha en lägre gränsfrekvens fw = 30 kHz och en övre gränsfrekvens fuc = 35 kHz.

Enligt en annan utföringsform kan det digitala bandpassfiltret 240 vara konstruerat att ha en undre gränsfrekvens fLC som är lägre än det lägsta resonansfrekvensvärdet fRM, och en övre gränsfrekvens fm; som är högre än det högsta resonansfrekvensvärdet fRMU. Exempelvis kan den mekaniska resonansfrekvensen fRM vara en frekvens i områ- det från 30 kHz till 35 kHz, och det digitala bandpassfiltret 240 kan då vara konstruerat att ha en undre gränsfrekvens fLC = 17 kHz, och en övre gränsfrekvens fUC = 36 kHz.

Således, levererar bandpassfiltret 240 en digital passbandmätdatasignal SF med ett för- delaktigt lågt brusinnehåll och reflekterande mekaniska vibrationeri passbandet. Den digitala passbandmätdatasignalen SF levereras till en enveloper 250.

Den digitala envelopem 250 mottager således den digitala passbandmätdatasignalen SF som kan återge en signal som har positiva såväl som negativa amplituder. Med hän- visning till Fig. 6 likriktas den mottagna signalen av en digital likriktare 270, och den likriktade signalen kan filtreras av ett tillvalbart lågpassfilter 280 för att alstra en digital envelopsignal SENV. 10 15 20 25 30 535 279 23 Signalen SENV är således en digital representation av en envelopsignal som alstras i beroende av den filtrerade mätdatasignalen SF. Enligt några utföringsfomier av uppfin- ningen kan det tillvalbara lågpassfiltret 280 elimineras. En sådan utföringsform diskuteras i samband med Fig. 9 nedan. Det tillvalbara Iågpassfiltret 280 i enveloper 250 kan således elimineras när decimatorn 310, som diskuteras i samband med Fig. 9 nedan, innefattar en lågpassfilterfunktion.

Enligt den i Fig. 6 visade utföringsforrnen av uppfinningen levereras signalen SENV till förprocessoms 200 utgång 260. Den förbearbetade digitala signalen SMDp som levere- ras på utgången 210 (Fig. 5) är således den digitala envelopsignalen SENV.

Emedan, enligt känd teknik, analoga anordningar för alstring av en envelopsignal i be- roende av en mätsignal använder en analog likriktare vars inneboende balanseringsfel introduceras i den resulterande signalen, kommer den digitala envelopern 250 att förde- laktligen alstra en sann likriktning utan balanseringsfel. Den digitala envelopsignalen SENV kommer således att ha ett gott signal-till-brus-förhållande, eftersom det faktum att sensom är mekaniskt resonant vid resonansfrekvensen i det digitala bandpassfiltrets 240 passband leder till en hög signalamplitud och det faktum att signalbehandlingen utförs i den digitala domänen eliminerar tillägg av brus och eliminerar tillägg av balanse- ringsfel.

Med hänvisning till Fig. 5 levereras den förbearbetade digitala signalen SMDP till evalua- torns 230 ingång 220.

Enligt en annan utföringsform är filtret 240 ett högpassfilter med gränsfrekvens fLc.

Denna utföringsforrn förenklar konstruktionen genom att ersätta bandpassfiltret med ett högpassfilter 240, vilket därigenom lämnar lågpassfiltreringen till ett annat lågpassfilter nedströms, såsom Iågpassfiltret 280. Högpassfiltrets 240 gränsfrekvens fLC väljs till ap- proximativt värdet på det lägsta förväntade mekaniska resonansfrekvensvärdet fRMU hos den resonanta stötpulsmätsensorn 10. När den mekaniska resonansfrekvensen fRM är någonstans inom området från 30 kHz till 35 kHz, kan högpassfiltret 240 vara konstrue- rat att ha en lägre gränsfrekvens fLC = 30 kHz. Den högpassfiltrerade signalen levereras sedan till likriktaren 270 och vidare till Iågpassfiltret 280. Enligt en utföringsform skall det vara möjligt att använda sensorer 10 som har en resonansfrekvens någonstans inom 10 15 20 25 30 535 279 24 området från 20 kHz till 35 kHz. För att åstadkomma detta kan högpassfiltret 240 kon- strueras att ha en lägre gränsfrekvens fu; = 20 kHz.

Fig. 7 illustrerar en utföringsfonn av evaluatom 230 (se även Fig. 5). Evaluatom 230 enligt utföringsfomten enligt Fig. 7 innefattar en tillståndsanalysator 290 som är anord- nad att mottaga en för-bearbetad digital signal SMDp indikerande tillståndet hos maskinen 6. Tillståndsanalysatorn 290 kan styras att utföra en utvald tillståndsanalys- funktion medelst en väljarsignal som levereras på en styringång 300. Väljarsignalen som levereras på styringång 300 kan alstras medelst användarinteraktion via använ- dargränssnittet 102 (se Fig. 2A). När den valda analysfunktionen innefattar snabb Fourier-transforrn, så ställs analysatorn 290 in av väljarsignalen 300 att operera på en insignal i frekvensdomänen.

Beroende av vilken typ av analys som skall utföras kan tillståndsanalysatorn 290 opere- ra på en förbearbetad digital insignal SMDP i tiddomänen, eller på en förbearbetad digital insignal SMDP i frekvensdomänen. Således kan FFT 294, beroende av väljarsignalen som levereras på styringången 300, ingå såsom visas i Fig. 8, eller så kan signalen SMDp levereras direkt till analysatom 290 såsom illustreratsi Fig. 7.

F ig. 8 illustrerar en annan utföringsform av evaluatom 230. l utföringsformen enligt F ig. 8 innefattar evaluatorn 230 en tillvalbar snabb Fourier-transformerare (eng: Fast Fourier Transforrner) 294 kopplad att mottaga signalen från evaluatorns 230 ingång 220. Utsignalen från FFT i transformeraren 294 kan levereras till analysatom 290.

För att analysera tillståndet hos en roterande del är det önskvärt att övervaka de detek- terade vibrationema under en tillräckligt lång tid för att kunna detektera repetitiva signaler. Vissa repetitiva signalsignaturer indikerar ett försämrat tillstånd hos den rote- rande delen. En analys av en repetitiv signalsignatur kan också indikera typen av försämrat tillstånd. En sådan analys kan också resultera i detektering av graden av för- sämrat tillstånd.

Sålunda kan mätsignalen innefatta åtminstone en vibrationssignalkomponent SD som beror av en vibrationsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga delen 8; varvid nämnda vibrationssignalkomponent har en repetitionsfrekvens ff, som beror av rotationshastig- 10 15 20 25 30 535 279 25 heten fROT hos den rotationsmässigt rörliga delen 8. Vibrationssignalkomponenten som beror av vibrationsrörelsen hos den rotationsmässigt rörliga delen 8 kan därför vara in- dikativ av ett försämrat tillstånd eller en skada hos den övervakade maskinen. Faktum är att ett förhållande mellan repetitionsfrekvensen fo hos vibrationssignalkomponenten SD och rotationshastigheten fRQT hos den rotationsmässigt rörliga delen 8 kan indikera vilken mekanisk del det är som har en skada. Således kan det vara möjligt att, i en ma- skin som har ett flertal rörliga delar, identifiera en individuell något skadad del medelst behandling av mätsignalen med användning av en analysfunktion 105, innefattande en frekvensanalys.

En sådan frekvensanalys kan innefatta snabb Fourier-transformering av mätsignalen innefattande vibrationssignalkomponenten SD. Den snabba Fourier-transformationen (FFT) använder en bestämd frekvensupplösning. Denna bestämda frekvensupplösning, som kan uttryckas i tenner av frekvensfack, bestämmer gränsen för särskiljning mellan olika frekvenser. Termen "frekvensfack" (eng: frequency bins) kallas ibland "linjer" (eng: lines). Om en frekvensupplösning tillhandahållande Z frekvensfack upp till axelhastighe- ten önskas, så är det nödvändigt att spela in signalen under X axelvarv. l samband med analysen av roterande delar kan det vara intressant att analysera sig- nalfrekvenser som är högre än rotationsfrekvensen fROT hos den roterande delen. Den roterande delen kan innefatta en axel och lager. Axelrotationsfrekvensen fROT kallas ofta "order1". De intressanta lagersignalema kan uppträda ca 10 gånger per axelvarv (order 10), d v s en skaderepetitionsfrekvens fD (mätt i Hz) dividerad med rotationshastigheten fRQT (mätt i rotationer per sekund, rps) är lika med 10 Hz/rps, d v s order y = fDIfROT = 10 Hz/rps. Vidare kan det vara intressant att analysera övertoner av lagersignalema, så det kan vara intressant att mäta upp till order 100. Då en maximal order benämnes Y. och det totala antalet frekvensfack l den FFT som skall användas benämnes Z, så gäller följande: Z=X*Y. Omvänt gäller att X=Z/Y, där X är antalet varv hos den övervakade axeln under vilka den digitala signalen analy- seras; och Y är en maximumorder; och Z är frekvensupplösningen uttryckt som ett antal frekvensfack 10 15 20 25 30 535 279 26 Överväg ett fall där den decimerade digitala mätsignalen SMDp (se Fig. 5) levereras till FFT-analysatorn 294, såsom beskrivs i Fig. 8: l ett sådant fall, när FFT-analysatom 294 är inställd för Z = 1 600 frekvensfack, och användaren är intresserad av att analysera frekvenser upp till order Y = 100, då blir X-värdet: X=Z/Y = 1 600/100 = 16.

Således är det nödvändigt att mäta under X = 16 axelvarv när Z = 1 600 frekvensfack önskas och användaren är intresserad av att analysera frekvenser upp till order Y = 100.

Frekvensupplösningen Z hos FFT-analysatom 294 kan vara inställbar med användning av användargränssnittet 102, 106 (Fig. 2A).

Således kan frekvensupplösningsvärdet Z för tillståndsanalysfunktionen 105 och/eller signalbehandlingsfunktionen 94 (Fig. 4) vara inställbar med användning av användar- gränssnittet 102, 106 (Fig. 2A).

Enligt en utföringsform av uppfinningen är frekvensupplösnlngen Z inställbar genom att välja ett värde Z från en grupp av värden. Gruppen av valbara värden för frekvensupp- lösningen Z kan innefatta Z = 400 Z = 800 Z = 1 600 Z = 3 200 Z = 6 400 Såsom nämnts ovan, kan samplingsfrekvensen fs vara fixerad till ett visst värde såsom exempelvis fs = 102 400 kHz, och faktom k kan vara inställd på 2,56, vilket därmed le- der till att maximumfrekvensen att analysera fsEAma, blir: fggAmax = fs / k = 102 400/2,56 = 40 kHz För en maskin som har en axel med en rotationshastighet fROT = 1 715 rpm = 28,58 rps leder ett valt ordervärde Y = 100 till att den högsta frekvens som kan analyseras blir 10 15 20 25 30 535 279 27 fRQT * Y = 28,58 rps * 100 = 2 858 Hz FFT-transformeraren 294 kan anordnas att utföra snabb Fourier-transform (eng: Fast Fourier Transforrn) på en mottagen insignal som har ett bestämt antal sampelvärden.

Det är fördelaktigt när detta bestämda antal sampelvärden är inställt till ett jämnt heltal som kan divideras med två (2) utan att leda till ett bràktal.

Således kan en datasignal som representerar mekaniska vibrationer med ursprung ur rotation av en axel innefatta repetitiva signalmönster. Ett visst signalmönster kan såle- des repeteras ett visst antal gånger per varv för den axel som övervakas. Vidare kan repetitiva signaler uppträda med inbördes olika repetitionsfrekvens. l boken “Machinery Vibration Measurements and Analysis" av Victor Wowk (lSBN 0-07- 071936-5), tillhandahàlles ett antal exempel på inbördes olika repetitionsfrekvenser på sid. 149: "Fundamenta| train frequency (FTF) Ball spin (BS) frequency Outer Race (OR) inner race (lR)" Boken tillhandahåller också formler för beräkning av dessa specifika frekvenser på sid. 150. Innehållet i boken "Machinery Vibration Measurements and Analysis" av Victor Wowk, inkorporeras härmed medelst hänvisning. Speciellt inkorporeras härmed medelst hänvisning de ovannämnda formlerna för beräkning av dessa specifika frekvenser. En tabell på sid. 151 i samma bok indikerar att dessa frekvenser också varierar beroende på lagertillverkare, och att FTF kan ha en lagerfrekvensfaktor om 0,378; BS kan ha en lagerfrekvensfaktor om 1,928; OR kan ha en lagerfrekvensfaktor om 3,024; och IR kan ha en lagerfrekvensfaktor om 4,976 10 15 20 25 30 535 279 28 Frekvensfaktom multipliceras med rotationshastigheten hos axeln för att erhålla repeti- tionsfrekvensen. Boken indikerar att för en axel som har en rotationshastighet om 1 715 rpm, d v s 28,58 Hz, kan repititionsfrekvensen för en puls som har sitt ursprung i ytterbanan (eng: Outer Race (0R)) hos ett lager av standardtypen 6311 vara ca 86 Hz; och FTF-repetitionsfrekvensen kan vara 10,8 Hz.

När det övervakade lagret roterar vid en konstant rotationshastighet kan en sådan fre- kvens diskuteras antingen i termer av repetitioner per tidsenhet eller i termer av repetitioner per varv hos den axel som övervakas, utan att distingera mellan dessa båda. Om emellertid maskindelen roterar med en Laflpgl rotationshastighet komplice- ras frågan ytterligare, såsom diskuteras nedan i samband med Fig. 16, 17 och 20.

Maskineri som uppvisar plötsliga skador Vissa sorters maskineri kan lida komplett maskinfel eller haveri mycket plötsligt. För vissa maskintyper, såsom roterande delar i en vindkraftstation, har haveri visat sig in- träffa plötsligt och som komplett överraskning för underhållspersonalen och maskinägaren. Sådant plötsligt haveri orsakar stora kostnader för maskinägaren och kan orsaka andra negativa sidoeffekter exempelvis om maskindelar faller av som ett resultat av oväntat maskinhaveri.

Uppfinnaren insåg att det finns en speciellt hög brusnivå i de mekaniska vibrationema hos vissa maskiner, och att sådana brusnivåer hämmar detekteringen av maskinskador.

För vissa typer av maskiner har således konventionella metoder för förebyggande till- ståndsövervakning misslyckats att tillhandahålla tillräckligt tidig och/eller pålitlig vaming för begynnande tillstàndsförsämringar. Uppfinnaren konkluderade att det kan finnas en mekanisk vibration VMD som indikerar ett försämrat tillstånd i sådana maskiner, men att konventionella metoder för mätning av vibrationer hittills kan ha varit otillräckliga.

Uppfinnaren insåg också att maskiner som har långsamt roterande delar är bland de typer av maskiner som verkarvara speciellt utsatta för plötsliga haverier.

Med insikten att en speciellt hög brusnivå i de mekaniska vibrationerna hos vissa ma- skiner hämmar detekteringen av maskinskador, kom uppfinnaren fram till ett förfarande 10 15 20 25 30 535 279 29 för att möjliggöra detektering av svaga mekaniska signaleri en brusig omgivning. Så- som nämnts ovan, beror repetitionsfrekvensen fo hos vibrationssignalkomponenten SD i mätsignalen SEA av en mekanisk vibration VMD som indikerar en begynnande skada hos en roterbar del 8 i den övervakade maskinen 6. Uppfinnaren insåg att det kan vara möj- ligt att detektera en begynnande skada, d v s en skada som just börjar utvecklas, om en motsvarande svag signal kan urskiljas.

Således kan mätsignalen innefatta åtminstone en vibrationssignalkomponent SD som beror av en vibrationsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga delen 8; varvid vibrations- signalkomponenten har en repetitionsfrekvens fo som beror av rotationshastigheten fROT hos den rotationsmässigt rörtiga delen 8. Förekomsten av en vibrationssignalkomponent som beror av vibrationsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga delen 8 kan därför till- handahålla en tidig indikation på ett försämrande tillstånd eller en begynnande skada hos den övervakade maskinen.

I en vindturbinapplikation kan den axel vars lager analyseras rotera med en hastighet som är lägre än 120 rpm, d v s axelrotationsfrekvensen fROT är mindre än 2 varv per sekund (rps). l bland roterar en sådan axel som skall analyseras med en hastighet som är lägre än 50 varv per minut (rpm), d v s en axelrotationsfrekvens fRoT som är mindre än 0,83 rps. Faktum är att rotationshastigheten typiskt kan vara lägre än 15 rpm. Eme- dan en axel som har en rotationshastighet om 1 715 rpm, såsom diskuteras i den ovan- nämnda boken, åstadkommer 500 varv på bara 17,5 sekunder; så tar det 10 minuter för en axel som roterar med 50 rpm att åstadkomma 500 varv. Vissa stora vindkraftstatio- ner har axlar som typiskt kan rotera med 12 rpm = 0,2 rps.

När ett lager som skall analyseras är associerat med en långsamt roterande axel, och lagret övervakas av en detektor som genererar en analog mätsignal SEA som samplas med en samplingfrekvens fs om ca 100 kHz, blir således antalet samplade värden som associeras med ett helt varv hos axeln mycket stort. Som ett illustrerande exempel krä- ver det 60 miljoner (60 000 000) sampelvärden vid en samplingsfrekvens om 100 kHz för att beskriva 500 varv när axeln roterar med 50 rpm. 10 15 20 25 30 535 279 30 Vidare tar det mycket tid att utföra avancerad matematisk analys av signalen när signa- len innefattar så många sampel. Således är det önskvärt att reducera antalet sampel per sekund innan man genomför vidare bearbetning av signalen SENV.

Fig. 9 illustrerar en ytterligare utföringsforrn av förprocessom 200. Utföringsforrnen av förprocessom 200 enligt Fig. 9 innefattar ett digitalt bandpassfilter 240 och en digital enveloper 250 såsom beskrivs ovan i samband med Fig. 6. Såsom beskrivs ovan är den digitala signalen SENV en digital representation av en envelopad signal som är alst- rad i beroende av den filtrerade mätdatasignalen SF.

Enligt utföringsformen av förprocessom 200 enligt Fig. 9, levereras den digitala envelo- pade signalen SENV till en decimator 310 anordnad att alstra en digital signal SRED som har en reducerad samplingsfrekvens fsm. Decimatom 310 fungerar att alstra en digital utsignal där tiden mellan två konsekutiva sampelvärden är längre än tiden mellan två konsekutiva sampelvärden i insignalen. Decimatorn beskrivs närmare i samband med Fig. 14 nedan. Enligt en utföringsform av uppfinningen kan det tillvalbara làgpassfiltret 280 elimineras, såsom nämnts ovan. När, i utföringsformen enligt Fig. 9, signalen som alstras av den digitala likriktaren 270 levereras till decimatom 310, som innefattar låg- passfiltrering, kan làgpassfiltret 280 elimineras.

En utgång 312 hos decimatom 310 levererar den digitala signalen SRED till en ingång 315 hos en förbättrare 320. Förbättraren 320 är kapabel att mottaga den digitala signa- len SRED och i beroende därav generera en utsignal SMDP. Utsignalen SMDP levereras till utgångsporten 260 hos förprocessorn 200.

Fig. 10A är ett flödesschema som illustrerar utföringsformer av ett förfarande för att för- bättra repetitiva signalmönsteri signaler. Detta förfarande kan fördelaktligen nyttjas för att förstärka repetitiva signalmönster i signaler som representerar tillståndet hos en ma- skin som har en roterande axel. Förbättraren 320 kan vara konstruerad att fungera i enlighet med förfarandet som illustreras i Fig. 10A.

Förfarandestegen S1000 till S1040 i Fig. 10A representerar förberedande åtgärder att vidtaga i syfte att göra inställningar innan faktisk alstring av utsignalvärdena. När väl de 10 15 20 25 30 535 279 31 förberedande åtgärdema har utförts, kan utsignalvärdena beräknas, såsom beskrivs med hänvisning till steg S1050.

Fig. 10B är ett flödesschema som illustrerar ett förfarande för alstring av en digital ut- signal. Närmare bestämt illustrerar Fig. 10B ett förfarande att generera en digital utsignal när förberedande åtgärder som beskrivs i samband med stegen S1000 till S1040 i Fig. 10A har utförts.

Med hänvisning till steg S1000 i Fig. 10A, fastställs en önskad längd OLENGTH för utsig- nalen SMDP.

Fig. 11 är en schematisk illustration av ett första minne som har ett flertal minnesposi- tioner i. Minnespositionema i i det första minnet lagrar ett exempel på en insignal l innefattande en sekvens av digitala värden. Exempelinsignalen används för att beräkna utsignalen SMDP enligt utföringsforrner av uppfinningen. Fig. 11 visar några av många konsekutiva digitala värden för insignalen l. De digitala värdena 2080 i insignalen l illu- strerar endast ett fåtal av de digitala värden som finns i insignalen. I Fig. 11 separeras två varandra intilliggande digitala värden i insignalen av en tidsvaraktighet tdena. Värdet bara är inversen av en samplingsfrekvens fsR hos den insignal som mottages av förbätt- raren 320 (se Fig. 9 & Fig. 16).

Fig. 12 är en schematisk illustration av ett andra minne som har ett flertal minnesposi- tioner t. Minnespositionerna t hos det andra minnet lagrar en exempelutsignal SMDP innefattande en sekvens av digitala värden. Således illustrerar Fig. 12 ett stycke av ett minne som har digitala värden 3090 lagrade i konsekutiva minnespositioner. Fig. 12 visar konsekutiva digitala värden för utsignalen SMDP. De digitala värdena 3090 i utsig- nalen SMDP illustrerar endast ett fåtal av de digitala värden som finns i utsignalen. l Fig. 12 kan två varandra intilliggande digitala värden vara tidsmässigt separerade av en tidsvaraktighet mena.

Med hänvisning till steg S1000 i Fig. 10, kan den önskade längden OLENGTH 3010 i ut- signalen SMDP väljas så att det är möjligt att använda utsignalen SMDP för att analysera vissa frekvenser i utsignalen. Om, exempelvis, lägre frekvenser är av intresse så krävs en längre utsignal än om högre frekvenser är av intresse. Den lägsta frekvens som kan 10 15 20 25 30 535 279 32 analyseras med användning av utsignalen är 1/(OLENGTH * man), där OLENGTH år antalet sampelvärden i utsignalen. Om fsR är samplingsfrekvensen hos insignalen l, så kommer tiden tagna mellan varje sampelvärde att vara 1lfsR. Såsom nämnts ovan så kan repetiti- va signalmönster uppträda i en datasignal som representerar mekaniska vibrationer. En mätsignal såsom signalen SENV som levereras av envelopern 250 och signalen SRED som levereras till förbättraren 320 kan således innefatta åtminstone en vibrationssignal- komponent SD som beror av en vibrationsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga delen 8; varvid vibrationssignalkomponenten SD har en repetitionsfrekvens fD som beror av rotationshastigheten fRQT hos den rotationsmässigt rörliga delen 8. För att vara säker på att detektera förekomsten av ett repetitivt signal mönster som har en repetitionsfrekvens fREp = fD = 1/(OLENGTH * tdena) så måste således utsignalen SMDP innefatta åtminstone OLENGTH digitala värden, när konsekutiva digitala värden i utsignalen SMDP är separerade av en tidsvaraktighet tdena.

Enligt en utföringsforrn kan användaren mata in ett värde som representerar en lägsta repetitionsfrekvens fRgpmin för detektering såväl som information om en lägsta förväntad rotationshastighet för den axel som skall övervakas. Analyssystemet 2 (Fig. 1) innefattar funktionalitet för att beräkna ett lämpligt värde för variabeln OLENGTH i beroende av des- sa värden.

Altemativt kan, med hänvisning till Fig. 2A, en användare av analysanordningen 14 stäl- la in värdet OLENGTH 3010 på utsignalen SMDp genom att mata in ett motsvarande värde via användargränssnittet 102.

I ett nästa steg S1010 väljs en längdfaktor L. Längdfaktorn L avgör hur väl stokastiska signaler undertrycks i utsignalen SMDP. Ett högre värde på L ger mindre stokastiska sig- naleri utsignalen SMDP än ett lägre värde på L. Således kan längdfaktom L kallas ett signaI-till-brus-förhållande-förbättrarvärde. Enligt en utföringsform av förfarandet så är L ett heltal mellan 1 och 10, men L kan också sättas till andra värden. Enligt en utförings- form av förfarandet kan värdet L vara förinställt i förbättraren 320. Enligt en annan utföringsfomt av förfarandet matas värdet L in av en användare av förfarandet via an- vändargränssnittet 102 (Fig. 2A). Värdet på faktom L har inflytande på beräkningstiden som krävs för att beräkna utsignalen. Ett större värde på L kräver längre beräkningstid än ett lägre värde pä L. 10 15 20 25 30 535 279 33 Därefter, i steg 81020, ställs ett startpositionsvärde SSTART in. Startpositionen SNART är en position i insignalen I.

Startpositionen SSTART ställs in för att undvika eller sänka förekomsten av icke-repetitiva mönster i utsignalen SMDP. När startpositionen SSTART är inställd så att en del 2070 av insignalen innan startpositionen har en längd som svarar mot ett visst tidsintervall TsroKAsnsUnAx så kommer stokastiska signaler med en motsvarande frekvens fS-OKAS- “SKJMAX och högre frekvenser att dämpas i utsignalen O, SMDP.

I ett nästa steg S1030 beräknas den nödvändiga längden på indatasignalen. Den nöd- vändiga längden på indatasignalen beräknas i steget S103O enligt ekvation (1) nedan: (1) |LENGTH = Ouawerrfl- + SSTART + ÛLENGTH Därefter, i ett steg S1040, beräknas en längd CLENGTH i indatasignalen. Längden CLENGTH är den längd över vilken beräkning av utdatasignalen utförs. Denna längd CLENGTH beräknas enligt ekvation (3) nedan. (3) CLENGTH = |LENGTH - SsTART - ÛLENGTH EKVEÜOH (3) kan OCKSÉ SkflVâS SOITI ||_ENGTH = CLENGTH + SSTART + ÛLENGTH Utsignalen beräknas sedan i ett steg S1050. Utsignalen beräknas enligt ekvation (5) nedan. I ekvation (5) beräknas ett värde för utsignalen för ett tidvärde t i utsignalen. i: CLENGTH (5) SMQPÜ) = ZIU) * Kf + SSIUFI + t) däl' 1 S I S ÛLENGTH i=1 Utsignalen SMDP har en längd OLENGTH, såsom nämnts ovan. För att erhålla hela utsig- nalen SMDP måste ett värde för varje tidvärde från t = 1 till t = OLENGTH beräknas med ekvation (5). l Fig. 11 illustrerar ett digitalt värde 2081 ett digitalt värde som används i beräkningen av utsignalen. Det digitala värdet 2081 illustrerar ett digitalt värde som an- vänds i beräkningen av utsignalen då i = 1. Det digitala värdet 2082 illustrerar ett annat digitalt värde som används i beräkningen av utsignalen. Hänvisningssiffra 2082 hänvi- 10 15 20 25 30 535 279 34 sar till det digitala värdet l(1 + ssmar H) i ekvation (5) ovan, näri = 1 och t = 1. Således illustrerar referenssiffra 2082 det digitala sampelvärdet vid position nummer P i insigna- len: P =1+ SsTART +1= SsrART + 2 l Fig. 12, hänvisar referenssiffra 3091 till det digitala sampelvärde SMDPQ) i utsignalen därt = 1.

En annan utföringsform av förfarandet för drift av förbättraren 320 för förbättring av re- petitiva mönster i signaler representerande tillståndet hos en maskin som har en roterande axel kommer nu att beskrivas. Enligt en utföringsform kan längden OLENGTH vara förinställd i förbättraren 320. Enligt andra utföringsformer av förfarandet kan läng- den OLENGTH ställas in medelst användarinmatning genom användargränssnittet 102 (Fig. 2A). Enligt en föredragen utföringsforrn av förfarandet ställs variabeln OLENGTH till ett jämnt heltal som kan divideras med två (2) utan att leda till ett bräktal. Genom att välja variabeln OLENGTH enligt denna regel anpassas fördelaktligen antalet sampel i ut- signalen så att det är lämpligt för användning i den tillvalbara snabba Fourier-trans- formeraren 294. Således kan variabeln OLENGTH, enligt utföringsforrner av förfarandet, företrädesvis sättas till ett tal såsom exempelvis 1024, 2048, 4096.

I en speciellt fördelaktig utföringsforrn sätts värdet SSTART, i steg S1020, så att delen 2070 av insignalen som är innan startpositionen har samma längd som utsignalen 3040 d V S SsTART = ÛLENGTH- Såsom nämnts i samband med ekvation (1) ovan är den nödvändiga längden av indata- signalen |LENGTH = ÛLsNerl-FL + SsTART 't ÛLENGTH Genom att sätta SSTART = OLENGTH i ekvation (1) åstadkommes således |LENGTH = ÛLENGTHW + ÖLENGTH + ÛLENGTH = OLENGTH*L + ÛLENGTH * 2 10 15 20 25 30 535 279 35 Således kan den nödvändiga längden hos insignalen uttryckas i termer av längden hos utsignalen enligt ekvation (6) nedan. (5) |LENGTH = (LÜYÛLENGTH där L är längdfaktom som diskuterats ovan, och OLENGTH är antalet digitala värden i ut- signalen, såsom diskuterats ovan.

Längden CLENGTH kan beräknas, i denna utföringsform av uppfinningen, enligt ekvation (7) nedan. (7) CLENGTH = L * ÛLENGTH När de förberedande åtgärderna som beskrivs med hänvisning till stegen 51000 till S1040 i Fig. 10A har utförts, kan den digitala utsignalen alstras medelst ett förfarande som beskrivs med hänvisning till Fig. 10B. Enligt en utföringsform av uppfinningen, ut- förs förfarandet med hänvisning till Fig. 10B medelst en DSP 50 (Fig. 2A). lett steg S1100 (Fig. 10B) mottager förbättraren 320 en digital insignal I som har ett första flertal ILENGTH sampelvärden på en ingång 315 (se Fig. 9 och/eller Fig. 16). Som påpekats ovan kan den digitala insignalen I representera mekaniska vibrationer härrö- rande från rotation av en axel så långt att rotationen orsakar en vibration som har en repetitionsperiod TR.

De mottagna signalvärdena lagras (steg S1120) i ett insignallagringssegment i ett da- taminne som är associerat med förbättraren 320. Enligt en utföringsform av uppfinningen kan dataminnet utgöras av läs/skrivminnet 52 (Fig. 2A). l ett steg S1130 sätts variabeln t, som används i ekvation (5) ovan, till ett startvärde.

Startvärdet kan vara 1 (ett).

I steg S1140 beräknas ett utsignalsampelvärde SMDp(t) för sampel nummer t. Beräk- ningen kan använda nedanstående ekvation: 10 15 20 25 30 535 279 36 í =CLENG TH SMDP(t) = [(1) * 1(i + ssmr: + z) Det resulterande sampelvärdet SMDpü) lagras (steg S1150, Fig. 10B) i ett utsignal- lagringssegment av minnet 52 (se Fig. 12).

I steget S1160 kontrollerar förfarandet värdet på variabeln t, och om värdet på t representerar ett nummer som är lägre än det önskade antalet utsignalvärden OLENGTH så utförs ett steg S1160 för ökning av värdet hos variabeln t innan stegen S1140, S1150 och S1160 upprepas.

Om, i steg S1160, värdet på t representerar ett nummer som är lika med det önskade antalet utsignalvärden OLENGTH så utförs ett steg S1180. l steg S1180 levereras utsignalen O, SMDP på utgång 260 (se Fig. 9 och/eller Fig. 16).

Som nämnts ovan, kan en datasignal som representerar mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av en axel innefatta repetitiva signalsignaturer, och en viss signal- signatur kan således repeteras ett visst antal gånger per varv för den axel som över- vakas. Vidare kan ett flertal sinsemellan olika repetitiva signalsignaturer uppträda, varvid de sinsemellan olika repetitiva signalsignaturema kan ha sinsemellan olika repetitionsfrekvens. Förfarandet för förbättring av repetitiva signalsignaturer i signaler, såsom beskrivits ovan, möjliggör fördelaktligen samtidig detektering av flera repetitiva signalsignaturer som har sinsemellan olika repetionsfrekvens. Detta möjliggör fördelakt- ligen samtidig detektering av exempelvis en innerring-lagerskade-signatur och en ytterring-lagerskade-signatur i en enda mätnings- och analyssession, såsom beskrivs nedan.

Fig. 13 är en schematisk illustration av en exemplifierande utsignal SMDp innefattande två repetitiva signalsignaturer 4010 och 4020. Utsignalen SMDP kan innefatta fler repetitiva signalsignaturer än de som illustreras i Fig. 13, men i illustrativt syfte visas endast två repetitiva signalsignaturer. Bara några av många digitala värden för de repetitiva signalsignaturema 4010 och 4020 visas i Fig. 13. 10 15 20 25 30 535 279 37 I Fig. 13 illustreras ytterringsfrekvenssignalen (eng: Outer Race frequency signal, OR) 4020 och innerringsfrekvenssignalen (eng: lnner Race frequency signal, IR) 4010.

Såsom kan ses i Fig. 13 har ytterringsfrekvenssignalen (OR) 4020 en lägre frekvens än lnnerringsfrekvenssignalen (IR) 4010. Repetitionsfrekvensen för ytterringsfrekvens- signalen (OR) 4020 och innerringsfrekvenssignalen (IR) 4010 är 1/'|'0R resp. 1/'l'|R.

I de ovan beskrivna utföringsfomiema av förfarandet för drift av förbättraren 320 för förstärkning av repetitiva signalmönster så förstärks de repetitiva signalmönstren vid beräkning av utsignalen i steg 81050. En högre förstärkning av de repetitiva signal- mönstren åstadkommes om faktom L ges ett högre värde, i steg 81010, än om L ges ett lägre värde. Ett högre värde på L betyder att en längre insignal ILENGTH krävs i steg 81030. En längre insignal lLENGTH resulterar därför i en högre förstärkning av de repetitiva signalmönstren i utsignalen. Således ger en längre lnsignal ILENGTH effekten att bättre undertrycka stokastiska signaler i förhållande till de repetitiva signalmönstren i utsignalen.

Enligt en utföringsform av uppflnningen kan heltalsvärdet ILENGTH väljas i beroende av en önskad mängd dämpning av stokastiska signaler. I en sådan utföringsform kan längdfaktom L bestämmas i beroende av det valda heltalsvärdet ILENGTH.

Betrakta nu en exemplifierande utföringsform av förfarandet för drift av förbättraren 320 för förstärkning av repetitiva signalmönster där förfarandet används för förstärkning av ett repetitivt signalmönster med en viss lägsta frekvens. För att kunna analysera det repetitiva signalmönstret med nämnda viss lägsta frekvens krävs en viss längd på utsignalen.

Som nämnts ovan, resulterar användandet av en längre indatasignal i beräkningen av utsignalen i att det repetitiva signalmönstret förstärks mer än om en kortare indatasignal används. Om en viss förstärkning av det repetitiva signalmönstret krävs så är det därför möjligt att använda en viss längd på insignalen för att åstadkomma denna vissa för- stärkning av det repetitiva signalmönstret.

Betrakta följande exempel för att illustrera det ovannämnda förfarandet: 10 15 20 25 30 535 279 38 Ett repetitivt signalmönster med en lägsta repetitionsfrekvens fl är av intresse. För att säkerställa detektering av en sådan repetitiv signal, är det nödvändigt att alstra en utsignal som är kapabel att indikera en komplett cykel, d v s den behöver representera en tidsvaraktighet T. = 1/f,. När konsekutiva utsignalsampelvärden separeras av en samplingsperiod tdella så kommer det minimala antalet sampelvärden i utsignalen att bli ÛLENGTi-imin = Tl/ïaeica- Såsom nämnts ovan så ökar mängden förstärkning av den repetitiva signalen med insignalens längd.

Som nämnts ovan, fungerar förfarandet som beskrivs med hänvisning till Fig. 10-13 ovan att förstärka repetitiva signalsignaturer i en sekvens av mätdata som har sitt ursprung i en roterande axel. Ordalydelsen "repetitiv signalsignatur" skall förstås att vara sampelvärden [x(t), x(t+T), x, (t+2T), . . . . ..x(t+nT)] innefattande en amplitud- komponent som har ett icke stokastiskt amplltudvärde, och där en varaktighet T mellan dessa sampelvärden är konstant, så länge axeln roterar med en konstant rotations- hastighet. Med hänvisning till Fig. 13 skall det förstås att digitala värden 4010 resulterar av förstärkning av ett flertal repetitiva signalvärden i insignalen l (se Fig. 11)varvid insignalvärdena är separerade i tiden av en varaktighet TlR. Således kan i det fallet deduceras att den "repetitiva signa|signaturen" relaterar till en skada på lageranord- ningens innerring, när repetitionsperioden TlR motsvarar en kul-passagefrekvens vid innerringen. Detta förutsätter givetvis vetskap om axeldiametem och rotationshastig- heten. Vidare kan det, när det finns en sådan "repetitiv signalsignatur"-signa|kompo- nent, finnas ett repetitivt signalkomponentvärde x så att x(t) har liknande amplitud som x(t+T) som har liknande amplitud som x(t+2T), som har liknande amplitud som x(t+nT)x, osv. När det finns en sådan "repetitiv signalsignatur" i insignalen, så kan den fördelakt- ligen detekteras med användning av det ovan beskrivna förfarandet, även när den repetitiva signalsignaturen är så svag att den alstrar en amplitudkomponent som är mind re än de stokastiska signalkomponentemas amplitudkomponent.

Det förfarande som beskrivs i samband med Fig. 10-13 kan utföras av analys- anordningen 14 när processorn 50 exekverar den motsvarande programkoden 94, såsom diskuteras i samband med Fig. 4 ovan. Dataprocessorn 50 kan innefatta en central processorenhet (eng: central processing unit) för styrning av analysanordning- 10 15 20 25 30 535 279 39 ens 14 drift, såväl som en digital signalprocessor (DSP). DSP:n kan anordnas att faktiskt köra programkoden 90 för att orsaka analysanordningen 14 att utföra programmet 94 orsakande förfarandet som beskrivs ovan i samband med Fig. 10-13 att utföras. Den digitala signalprocessorn kan vara av exempelvis typen TMS320C6722, som tillverkas av Texas lnstruments. På detta sätt kan analysanordningen 14 fungera att utföra alla signalbehandlingsfunktioner 94, innefattande filtreringsfunktionen 240, envelopingfunktionen 250, decimeringsfunktionerna 310 & 470 samt förbättrings- funktionen 320.

Enligt en annan utföringsform av uppfinningen, kan signalbehandlingen delas mellan anordningen 14 och datorn 33, som nämnts ovan. Således kan anordningen 14 mottaga den analoga mätsignalen SEA och alstra en motsvarande digital signal SMD, och sedan leverera den digitala signalen SMD till styrdatom 33, tillåtande ytterligare signal- behandlingsfunktioner 94 att utföras vid styrplatsen 31.

Decimering av samplingsfrekvens Såsom diskuterats ovan i samband med Fig. 9, kan det vara önskvärt att tillhandahålla en decimator 310 för att sänka samplingsfrekvensen hos den digitala signalen innan leverans till förbättraren 320. En sådan decimator 310 reducerar fördelaktligen antalet sampel i den signal som skall analyseras, och reducerar därmed mängden minnes- utrymme som krävs för lagring av den signal som skall användas. Decimatom möjliggör också en snabbare bearbetning i den efterföljande förbättraren 320.

Fig. 14A illustrerar ett antal sampelvärden i signalen som levereras till decimatoms 310 ingång, och Fig. 14B illustrerar utgångssampelvärden för motsvarande tidsperiod. Den signal som matas in till decimatom 310 har en samplingsfrekvens fs. Såsom kan ses har utsignalen en reducerad samplingsfrekvens fsm. Decimatom 310 är anordnad att utföra en decimering av den digitalt envelopade signalen SENV så att den levererar en digital signal SRED som har en reducerad samplingsfrekvens fsm så att utsampel- frekvensen är reducerad med en heltalsfaktor M jämfört med ingàngssampelfrekvensen fs. 10 15 20 25 30 535 279 40 Således innefattar utsignalen SRED endast var Mze sampelvärde som finns i insignalen SENV. Fig. 14B illustrerar ett exempel där M är 4, men M kan vara vilket som helst positivt heltal. Enligt en utföringsform av uppfinningen kan decimatom fungera såsom beskrivs i US 5 633 811, vars innehåll härmed inkorporeras medelst hänvisning.

Fig. 15A illustrerar en deoimator 310 enligt en utföringsform av uppfinningen. I utför- ingsformen 310A av decimatorn 310 enligt Fig. 15A filtrerar och decimerar ett kamfilter 400 den inkommande signalen med ett förhållande om 1621. Detta innebär att utsignal- sampelfrekvensen är reducerad med en första heltalsfaktor M1 om sexton (M1 = 16) jämfört med insignalsampelfrekvensen. Ett finit impulssvarsfilter (eng: finite impulse response, F IR, filter) 401 mottager utsignalen från kamfiltret 400 och tillhandahåller en ytterligare reduktion av samplingsfrekvensen med en andra heltalsfaktor M2. Om heltalsfaktorn M2 = 4, så resulterar FIR-filtret 401 i en 4:1-reduktion av samplings- frekvensen, och dämied resulterar decimatom 310A i en total decimering om 64:1.

Fig. 15B illustrerar en ytterligare utföringsform av uppfinningen, vari utföringsform 310B av decimatorn 310 innefattar ett lågpassfilter 402, följt av en sampelväljare 403.

Sampelväljaren 403 är anordnad att plocka ut var Mze sampel fràn signalen som mottages från lågpassfiltret 402. Den resulterande signalen SREm har en samplings- frekvens om fsm = fs/M, där fs är samplingsfrekvensen hos den mottagna signalen SENV. Gränsfrekvensen för lågpassfiltret 402 styrs av värdet M.

Enligt en utföringsform är värdet M förinställt till ett visst värde. Enligt en annan utför- ingsform kan värdet M vara inställbart. Decimatorn 310 kan vara inställbar att utföra en vald decimering M:1, varvid M är ett positivt heltal. Värdet M kan mottagas på en port 404 på decimatorn 310.

Gränsfrekvensen hos lågpassfiltret 402 är fsm/(G * M) Hertz. Faktorn G kan väljas till ett värde om två (2,0) eller ett värde högre än två (2,0). Enligt en utföringsform väljs värdet G till ett värde mellan 2,5 och 3. Detta möjliggör fördelaktligen undvikande av tvetydig- het. Làgpassfiltret 402 kan utgöras av ett FIR-filter.

Signalen som levereras av làgpassfiltret 402 levereras till en sampelväljare 403.

Sampelväljaren mottager värdet M på en port och signalen från làgpassfiltret 402 på en 10 15 20 25 30 535 279 41 annan port, och den genererar en sekvens av sampelvärden i beroende av dessa in- signaler. Sampelväljaren är anordnad att plocka ut var Mze sampel från den signal som mottages från làgpassfiltret 402. Den resulterande signalen SRED1 har en sampel- frekvens fsm = 1/M * fs, där fs är samplingsfrekvensen hos en signal SENV som mottages på en port 405 hos decimatorn 310.

Ett förfarande för att kompensera för variabel axelhastighet Såsom nämnts ovan, kan en i insignalen förefintlig repetitiv slgnalsignaturfördelaktligen detekteras med användning av det ovan beskrivna förfarandet, även när den repetitiva signalsignaturen är så svag att den genererar en amplitudkomponent som är mindre än de stokastiska signalkomponentemas amplitud.

Emellertid kan axelns rotationshastighet i vissa applikationer variera. Utförande av det förfarande som beskrivits med hänvisning till Fig. 10-13, nyttjande en insignal- mätsekvens där axelrotationshastigheten varierar, leder till en försämrad kvalitet på den resulterande utsignalen SMDp.

Således är det ett syfte med en aspekt av uppfinningen att åstadkomma lika hög kvalitet på det resulterande blocket Y när axelns rotationshastighet varierar som när axelns rotationshastighet är konstant under hela mätsekvensen.

Fig. 16 illustrerar en utföringsform av uppfinningen innefattande en decimator 310 och en förbättrare 320, såsom beskrivits ovan, samt en bråkdalsdecimator 470.

Emedan decimatorn 310 fungerar att decimera samplingsfrekvensen med M:1, där M är ett heltal, innefattar utföringsforrnen enligt Fig. 16 en bråktalsdecimator 470 för decimering av samplingsfrekvensen med U/N, där både U och N år positiva heltal, enligt en utföringsforrn av uppfinningen. Således möjliggör fördelaktligen bråkdalsdecimatom 370 decimering av samplingsfrekvensen med ett bråktal. Enligt en utföringsform kan värdena för U och N väljas att vara i intervallet från 2 till 2 000. Enligt en utföringsform kan värdena för U och N väljas att vara i intervallet från 500 till 1 500. Enligt ytterligare en annan utföringsforrn kan värdena för U och N väljas att vara i intervallet från 900 till 1 100. 10 15 20 25 30 535 279 42 I utföringsforrnen enligt Fig. 16 levereras utsignalen från decimatom 310 till en väljare 460. Väljaren möjliggör val av signal att mata in till förbättraren 320. När tillstånds- övervakning utförs på en roterande del som har en konstant rotationshastighet, kan väljaren 460 vara ställd i läget att leverera signalen SRED som har samplingsfrekvens fsm till förbättrarens 320 ingång 315, och bråkdalsdecimatorn 470 kan vara avstängd.

När tillståndsövervakning utförs på en roterande del som har en variabel rotations- hastighet, kan bråktalsdecimatorn 470 vara aktiverad och väljaren 460 ställd i läge att leverera signalen SRED; som har en samplingsfrekvens fsm till förbättrarens 320 ingång 315.

Bràktalsdecimatorn 470 har en ingång 480. lngàngen 480 kan vara kopplad att mottaga utsignalen från decimatom 310. Brâktalsdecimatom 470 har också en ingång 490 för mottagande av information som indikerar axelns 8 rotationshastighet.

En hastlghetsdetektor 420 (se Fig. 5) kan tillhandahållas för att leverera en signal indikerande rotationshastigheten fROT hos axeln 8. Hastighetssignalen kan mottagas pà en port 430 hos bearbetningsorganet 180, därmed möjliggörande för bearbetnings- organet 180 att leverera den hastighetssignalen till ingång 490 hos bråktalsdecimatorn 470. Rotationshastigheten fam hos axeln 8 kan tillhandahållas uttryckt i varv per sekund, d v s Hertz (Hz).

Fig. 17 illustrerar en utföringsform av bråktalsdecimatom 470 möjliggörande förändring av samplingsfrekvensen med ett bråktal U/N, där U och N är positiva heltal. Detta möjliggör en mycket noggrann styming av samplingsfrekvensen fsRz för leverans till förbättraren 320, vilket därmed möjliggör mycket god detektering av svaga repetitiva signalsignaturer även när axelhastigheten varierar.

Hastighetssignalen, mottagen på bråktalsdecimatoms 470 ingång 490, levereras till en bràktalsgenerator 500. Bråktalsgeneratorn 500 genererar heltalsutsignaler U och N på utgångama 510 resp. 520. U-utsignalen levereras till en uppsamplare 530. Upp- samplaren 530 mottager signalen SRED (se Fig. 16) via ingång 480. Uppsamplaren 530 innefattar en sampelintroducerare 540 för introduktion av U-1 sampelvärden mellan varje sampelvärde som mottages på port 480. Varje sådant adderat sampelvärde förses 10 15 20 25 30 535 279 43 med ett amplitudvärde. Enligt en utföringsform har varje sådant adderat sampelvärde nollamplitud (O).

Den resulterande signalen levereras till ett lågpassfilter 550 vars gränsfrekvens styrs av värdet U som levereras av bråktalsgeneratorn 500. Lågpassfiltrets 550 gränsfrekvens är fsRz/(WU) Hertz. Faktom K kan väljas till ett värde om två (2) eller ett värde högre än två (2)- Den resulterande signalen levereras till en decimator 560. Declmatom 560 innefattar ett lågpassfilter 570 vars gränsfrekvens styrs av värdet N som levereras av bråktals- generatom 500. Gränsfrekvensen för lågpassfiltret 570 är f$R2/(K*N) Hertz. Faktorn K kan väljas till ett värde om två (2) eller ett värde högre än två (2).

Den signal som levereras av làgpassfiltret 570 levereras till sampelväljaren 580.

Sampelväljaren mottager värdet N på en port och signalen från lågpassfilter 570 på en annan port, och den genererar en sekvens av sampelvärden i beroende av dessa insignaler. Sampelväljaren är anordnad att plocka ut var Nze sampel ur den från låg- passfiltret 570 mottagna signalen. Den resulterande signalen SREDZ har en samplings- frekvens om fsRg = U/N * fsm, där fsm är samplingsfrekvensen hos en signal SRED mottagen på port 480. Den resulterande signalen SREDZ» levereras på en utgångsport 590.

Lågpassfiltren 550 och 570 kan utgöras av FlR-filter. Detta eliminerar fördelaktligen behovet att utföra multiplikationer med de noll-amplitudvärden som introduceras av sampelintroducerare 540.

Fig. 18 illustrerar ytterligare en utföringsform av bråktalsdecimatom 470. Utförings- formen enligt Fig. 18 reducerar fördelaktligen mängden beräkningar som krävs för att alstra signalen SREDZ.

I utföringsformen enligt Fig. 18 har lågpassfiltret 570 eliminerats, så att den signal som levereras av lågpassfiltret 550 levereras direkt till sampelväljare 580. När bråktals- decimatom 470 utgörs av hårdvara så reducerar F ig. 18 fördelaktligen mängden hårdvara vilket därmed reducerar produktionskostnaden. 10 15 20 25 30 535 279 44 När bråktalsdecimatom 470 utgörs av mjukvara så reducerar utföringsformen enligt Fig. 18 fördelaktligen mängden programkod som behöver exekveras, vilket därmed minskar belastningen pà processom och ökar exekveringshastigheten.

Med hänvisning till Fig. 17 och 18 har den resulterande signalen SRED2, som levereras på bråktalsdecimatoms 470 utgångsport, en samplingsfrekvens om fsRg = U/N * fsm, där fsm är samplingsfrekvensen hos en signal SRED mottagen på port 480. Bråktalsvärdet U/N beror av en frekvensreglersignal mottagen på ingángsport 490. Såsom nämnts ovan, kan frekvensreglersignalen vara en signal indikerande rotationshastigheten hos axeln 8, som kan levereras av hastighetsdetektor 420 (se F ig. 1 och/eller Fig. 5).

Hastighetsdetektom 420 kan utgöras av en pulsgivare, som tillhandahåller en pulssignal med en lämpligt vald upplösning för att möjliggöra den önskade noggrannheten i hastighetssignalen. Enligt en utföringsform levererar pulsgivaren 420 en he|t-varv- -markeringssignal en gång per helt varv för axeln 8. En sådan varvmarkerarsignal kan vara i form av en elektrisk puls som har en flank som kan detekteras noggrant och som indikerar ett visst rotationsläge för den övervakade axeln 8.

Enligt en annan utföringsform, kan pulsgivaren 420 leverera många pulssignaler per varv hos den övervakade axeln, så att den möjliggör detektering av hastighets- variationer även inom ett axelvarv.

Enligt en utföringsform styr bråktalsgeneratom 500 värdena hos U och N så att den reducerade samplingsfrekvensen FSR; har ett sådant värde att en signal SREM tillhandahálles där antalet sampel per varv hos axeln 8 är väsentligen konstant, oberoende av hastighetsvariationer hos axeln 8.

Således: Ju högre värden på U och N, desto bättre är förmågan hos bråktalsdecimatom 470 att hålla antalet sampelvärden per varv hos axeln 8 till ett väsentligen konstant värde.

Den bråktalsdecimering som beskrivs med hänvisning till Fig. 17 och 18 kan åstad- kommas genom att utföra motsvarande förfarandesteg, och detta kan uppnås medelst ett dataprogram 94 lagrat i minnet 60, såsom beskrivits ovan. Datorprogrammet kan 10 15 20 25 30 535 279 45 exekveras av en DSP 50. Altemativt kan datorprogrammet exekveras av en Field Programmable Gate Array krets (FPGA).

Det förfarande som beskrivs i samband med Fig. 10-13 och decimeringen som beskrivs med hänvisning till Fig. 17 och 18 kan utföras av analysanordningen 14 när processom 50 exekverar motsvarande programkod 94, såsom diskuterats i samband med Fig. 4 ovan. Dataprocessom 50 kan innefatta en central processorenhet (CPU) 50 för styming av driften av analysanordningen 14, såväl som en digital signalprocessor (DSP) 50B.

DSP:n 50B kan anordnas att faktiskt köra programkoden 90 för att alstra analysanord- ningen 14 att exekvera programmet 94 orsakande förfarandet som beskrivs ovan i samband med Fig. 10-13 att exekveras. Enligt en annan utföringsform är processorn 50B en Field Programmable Gate Array krets (FPGA).

Fig. 19 illustrerar en decimator 310 och en ytterligare utföringsform av bråktals- decimator 470. Decimator 310 mottager signalen SENV som har en samplingsfrekvens fs på en port 405, och ett heltal M på en port 404, såsom beskrivits ovan. Decimatorn 310 levererar en signal SRED1 som har en samplingsfrekvens fsm på en utgång 312, som är kopplad till en ingång 480 hos bråktalsdecimatorn 470A. Utsignalsamplingsfrekvensen f$R1 äl' fsR1 = fs/M där M är ett heltal.

Bråktalsdecimator 470A mottager signalen SRED1, som har en samplingsfrekvens fsm, som en sekvens av datavärden S(j), och den levererar en utsignal SREW som en annan sekvens av datavärden R(q) på sin utgång 590.

Bråktalsdecimator 470A kan innefatta ett minne 604 anordnat att mottaga och lagra datavärdena S(j) såväl som information indikativ av den motsvarande hastigheten fRQT hos den övervakade roterande delen. Minnet 604 kan således lagra varje datavärde S(j) så att det är associerat med ett värde indikerande rotationshastigheten hos den övervakade axeln vid tidpunkten för detektering av det sensorsignalvärde SEA-värde som motsvarar datavärdet S(j). 10 15 20 25 30 535 279 46 Bråktalsdecimatom 470A är anordnad att läsa datavärdena S(j) såväl som information indikerande den motsvarande rotationshastigheten fROT från minnet 604 när den genererar utsignaldatavärden R(q).

Datavärdena S(j) som läses från minnet 604 levereras till sampelintroducerare 540 för introducering av U-1 sampelvärden mellan varje sampelvärde som mottages på porten 480. Varje sådant tillagt sampelvärde förses med ett amplitudvärde. Enligt en utförings- form har varje sådant tillagt sampelvärde en noilamplitud (O).

Den resulterande signalen levereras till ett lågpassfilter 550 vars gränsfrekvens styrs av värdet U som levereras av bràktalsgenerator 500, såsom beskrivits ovan.

Den resulterande signalen levereras till en sampelväljare 580. Sampelväljaren mottager värdet N på en port och signalen från làgpassfiltret 550 på en annan port, och den genererar en sekvens av sampelvärden l beroende av dessa insignaler. Sampelväljaren är anordnad att plocka ut var N:e sampelvärde ur signalen som mottages från lågpass- filtret 550. Den resulterande signalen SREM har ett sampelvärde fsm = U/N * fsru, där fsm är samplingsfrekvensen hos en signal SRED2 mottagen på port 480. Den resulterande signalen SREm leverears på en utgångsport 590.

Samplingsfrekvensen fsRz för utsignaldatavärdena R(q) är således lägre än insignal- samplingsfrekvensen fsm med en faktor D. D kan ställas in till ett godtyckligt tal större än 1, och det kan vara ett bråktal. Enligt föredragna utföringsforrner är faktom D ställbar till värden mellan 1,0 till 20,0. Enligt en föredragen utföringsform är faktorn D ett bráktal ställbart till ett värde mellan ca 1,3 och ca 3,0. Faktom D kan erhållas genom att ställa heltalen U och N till lämpliga värden. Faktorn D är lika med N dividerat med U: D=N/U Enligt en utföringsform av uppfinningen är heltalen U och N inställbara till stora heltal för att möjliggöra faktom D = N/U att följa hastighetsvarlationer med ett minimum av onoggrannhet. Genom att välja variablema U och N till heltal större än 1 000 erhålles en fördelaktigt hög noggrannhet i anpassning av utsampelfrekvensen för att följa 10 15 20 25 30 535 279 47 förändringar i den övervakade axe|ns rotationshastighet. Så innebär exempelvis inställning av N till 500 och U till 1 001 att D = 2,002.

Variabeln D ställs till ett lämpligt värde vid början av en mätning och det värdet associeras med en viss rotationshastighet för en roterande del som skall övervakas.

Därefter, under tillståndsövervakningssessionen, justeras bràkvärdet D automatiskt i beroende av rotationshastigheten hos den roterande del som övervakas så att den signal som matas ut på porten 590 tillhandahåller ett väsentligen konstant antal sampelvärden per varv för den övervakade roterande delen.

Såsom nämnts ovan, kan pulsgivaren 420 leverera en hel-varv-markör-signal en gång per helt varv för axeln 8. En sådan hel-varv-markör-signal kan vara i form av en elek- trisk puls som har en flank som kan detekteras noggrant och som är indikativ av ett visst rotationsläge för den övervakade axeln 8. Denna hel-varv-markör-signal, som kan refereras till som en indexpuls, kan alstras på en utgång av pulsgivaren 420 i beroende av detektering av ett nollvinkelmönster på en kodskiva som roterar när den övervakade axeln roterar. Detta kan åstadkommas på flera sätt, såsom är väl känt för fackmannen inom området. Kodskivan kan exempelvis vara försedd med ett nollvinkelmönster som alstrar en nollvinkelsignal för varje skivans varv. Hastighetsvariationema kan detekteras exempelvis genom att registrera en "helt-varv-markör" i minnet 604 varje gång den övervakade axeln passerar det bestämda rotationsläget, och genom att associera denna “helt-varv-markören" med ett sampelvärde s(j) som mottages vid samma tid- punkt. På detta sätt kommer minnet 604 att lagra ett större antal sampel mellan två på varandra följande helvarvsmarkörer när axeln roterar långsammare eftersom AID- -omvandlaren levererar ett konstant antal sampel fs per sekund.

Fig. 20 är ett blockschema av decimator 310 och ytterligare en annan utföringsform av bråktalsdecimator 470. Denna bråktalsdecimatorutföringsforrn benämnes 470B.

Bràktalsdecimator 470B kan innefatta ett minne 604 anordnat att mottaga och lagra datavärdena S(j) såväl som information indikativ av den motsvarande rotations- hastigheten fRQT hos den övervakade roterande delen. Således kan minnet 604 lagra varje datavärde S(j) så att det associeras med ett värde som indikerar rotations- hastigheten hos den övervakade axeln vid tidpunkten för detektering av sensor- signalens SEA signalvärde svarande mot datavärdet S(j). 10 15 20 25 30 535 279 48 Bråktalsdecimator 470B mottager signalen SRED1, som har en samplingsfrekvens fsm, som en sekvens av datavärden S(j), och den levererar en utsignal SREDZ, som har en samplingsfrekvens fsRg, som en annan sekvens av datavärden R(q) på sin utgång 590.

Bråktalsdecimator 470B kan innefatta ett minne 604 anordnat att mottaga och lagra datavärdena S(j) såväl som information indikativ av den motsvarande rotations- hastigheten fRQT hos den övervakade roterande delen. Minnet 604 kan lagra datavärden S(j) i block så att varje block är associerat med ett värde som indikerar en relevant rotationshastighet hos den övervakade axeln, såsom beskrivs nedan i samband med Fig. 21.

Bråktalsdecimator 470B kan också innefatta en bråktalsdecimeringsvariabelgenerator 606, som är anordnad att generera ett bråktalsvärde D. Bråktalsvärdet D kan vara ett flyttal. Således kan bråktalet styras till ett flyttalsvärde i beroende av ett mottaget hastighetsvärde fRm så att flyttalsvärdet indikerar hastighetsvärdet fROT med en viss onogrannhet. Vid implementering med en lämpligt programmerad DSP, såsom nämnts ovan, kan onoggrannheten hos flyttalsvärdet bero av DSP:ns förmåga att generera flyttalsvärden.

Vidare kan bråktalsdecimatorn 470B också innefatta ett FlR-filter 608. FIR-filtret 608 är ett lågpass-FIR-filter so har en bestämd lågpass-gränsfrekvens anordnad för deci- mering med en faktor DMAX. Faktom DMAX kan ställas till ett lämpligt värde, exempelvis 20,000. Vidare kan bråktalsdecimatom 470B också innefatta en filterparameter- generator 610.

Drift av bråktalsdeoimatom 470B beskrivs med hänvisning till Fig. 21 och 22 nedan.

Fig. 21 är ett flödesschema som illustrerar en utföringsform av ett förfarande för drift av decimatorn 310 och bråktalsdecimatorn 470B enligt Fig. 20.

I ett första steg S2000, lagras rotationshastigheten FROT hos den del som skall till- ståndsövervakas i minnet 604 (Fig. 20 och 21), och detta kan göras vid väsentligen samma tidpunkt som mätning av vibrationer eller stötpulser börjar. Enligt en annan utföringsforrn övervakas rotationshastigheten hos den del som skall tillståndsövervakas 10 15 20 25 30 535 279 49 under en tidsperiod. Den högsta detekterade hastigheten FROTW och den lägsta detekterade hastigheten FROTmm kan lagras, exempelvis i minnet 604 (Fig. 20 & 21).

I steg S2010 analyseras de lagrade hastighetsvärdena i syfte att fastställa huruvida rotationshastigheten varierar. Om hastigheten bedöms vara konstant, kan väljaren 460 (Fig. 16) automatiskt ställas i läget att leverera signalen SRED med en sampelfrekvens fsm till ingången 315 hos förbättrare 320, och bråktalsdecimator 470, 47OB kan stängas av. Om hastigheten bedöms vara variabel, så kan bråktalsdecimatom 470, 47OB automatiskt aktiveras och väljaren 460 ställs automatiskt i läget att leverera signalen SRED; med samplingsfrekvens fsRg till ingången 315 hos förbättraren 320.

I steg S2020, visar användargränssnittet 102, 106 det lagrade hastighetsvärdet fROT eller hastighetsvärdena fRofmln, timma, , och begär att en användare matar in ett önskat ordervärde OV. Såsom nämnts ovan benämnes axelrotationsfrekvensen fROT ofta som "order 1". De intressanta signalerna kan uppträda ca 10 gånger per axelvarv (Order 10).

Vidare kan det vara intressant att analysera övertoner till vissa signaler, så det kan vara intressant att mäta upp till order 100 eller order 500 eller till och med högre. Således kan en användare mata in ett ordemummer OV med användning av användar- gränssnittet 102. l steg S2030 fastställs en lämplig utsignalsampelfrekvens fsRg. Enligt en utföringsform ställs utsignalsampelfrekvensen fsRg till fsnz = C * OV * fRoTmin där C är en konstant som har ett värde högre än 2,0 OV är ett tal som indikerar förhållandet mellan rotationshastigheten hos den övervakade delen och repetitionsfrekvensen för den signal som skall analyseras fgofml., är en lägsta förväntad rotationshastighet hos den övervakade delen under en kommande mätsession. Enligt en utföringsforrn är värdet fRQTmln en lägsta rotationshastighet detekterad i steg S2020, som beskrivits ovan.

Konstanten C kan väljas till ett värde om 2,00 (två) eller högre med hänsyn taget till samplingsteoremet. Enligt utföringsformer av uppfinningen kan konstanten C vara förinställd till ett värde mellan 2,40 och 2,70 10 15 20 25 30 535 279 50 där k är en faktor som har ett värde högre än 2,0 Således kan faktom k väljas till ett värde högre än 2,0. Enligt en utföringsform väljs faktorn C fördelaktligen så att 100*C/2 ger ett heltal. Enligt en utföringsform kan faktorn C ställas till 2,56. Att välja C till 2,56 leder till att 100* C = 256 = 2 upphöjt till 8. l steg S2040 väljs heltalsvärdet M i beroende av den detekterade rotationshastigheten fROT för den del som skall övervakas. Värdet på M kan automatiskt väljas beroende av den detekterade rotationshastigheten för den del som skall övervakas så att den mellanliggande reducerade samplingsfrekvensen fsm blir högre än den önskade utsignalsamplingsfrekvensen fsm. Värdet på den reducerade samplingsfrekvensen fsm väljs också i beroende av hur mycket variation i rotationshastighet som förväntas under mätsessionen. Enligt en utföringsform är samplingsfrekvensen fs hos A/D-omvandlaren 102,4 kHz. Enligt en utföringsform är heltalsvärdet M ställbart till ett värde mellan 100 och 512 så att mellanliggande reducerade samplingsfrekvensvärden fsm blir mellan 1 024 Hz och 100 Hz. l steg S2050 fastställs ett bråktalsdecimatorvariabelvärde. När rotationshastigheten för den del som skall tillståndsövervakas varierar så kommer bràktalsdecimatorvariabel- värdet D att variera i beroende av momentant detekterat hastighetsvärde.

Enligt en annan utföringsform av stegen S2040 och S2050 ställs heltalsvärdet M så att den mellanliggande reducerade samplingsfrekvensen fsm är åtminstone lika många procent högre än fsm (fastställd i steg S2030 ovan) som förhållandet mellan högsta detekterade hastighetsvärdet fRQTmaX delat med det lägsta detekterade hastighetsvärdet fRofmin. Enligt denna utföringsfonn ställs ett maximalt bråktalsdecimatorvariabelvärde DMAX till ett värde DMAX = fRQTmaX/fjqoïmin, och ett minimumbràktalsdecimatorvariabelvärde DM|N ställs till 1,0. Därefter utförs en momentan realtidsmätning av det faktiska hastig- hetsvärdet fROT och ett momentant bråktalsvärde D ställs in i enlighet därmed. fROT är ett värde som indikerar en uppmätt rotationshastighet för den roterande del som skall övervakas 10 15 20 25 30 535 279 51 l steg S2060 startas den faktiska mätningen, och en önskad total varaktighet för mätningen kan fastställas. Denna varaktighet kan fastställas i beroende av vilken grad av undertryckning av stokastiska signaler som behövs i förbättraren. Således kan den önskade totala varaktigheten för mätningen ställas så att den motsvarar, eller så att den överstiger, den varaktighet som behövs för att åstadkomma en insignal ILENGTH, som diskuterats ovan i samband med Fig. 10A till 13. Såsom nämnts ovan i samband med Fig. 10A till 13, leder en längre insignal ILENGTH till effekten bättre undertryckning av stokastiska signaler i förhållande till de repetitiva signalmönstren i utsignalen.

Den totala varaktigheten för mätningen kan också fastställas i beroende av ett önskat antal varv för den övervakade delen.

När mätning startas, mottager decimatom 310 den digitala signalen SENV vid en frekvens fs och den levererar en digital signal SREm med en reducerad frekvens fsm = fs/M till ingång 480 hos bråktalsdecimatorn. I det följande diskuteras signalen SRED1 i termer av en signal som har sampelvärden S(j), därj är ett heltal.

I steg S2070, lagra datavärden S(j) i minne 604, och associera varje datavärde med ett rotationshastighetsvärde fRQT. Enligt en utföringsforrn av uppfinningen läses och lagras rotationshastighetsvärdet fROT med en frekvens om fRR = 1 000 gånger per sekund.

Denna läs- & lagrafrekvens fRR kan ställas till andra värden beroende på hur mycket hastigheten fRQT hos den övervakade roterande delen varierar. l ett efterföljande steg S2080, analysera de lagrade rotationshastighetsvärdena, och dela upp de lagrade datavärdena S(j) i block av data beroende på rotationshastighets- värdena. På detta sätt kan ett antal block med datavärden S(j) alstras, där varje block med datavärden S(j) är associerat med ett rotationshastighetsvärde. Rotations- hastighetsvärdet indikerar rotationshastigheten hos den övervakade delen när just detta block med datavärden S(j) lagrades. De individuella datablocken kan vara av ömsesidigt olika storlekar, d v s individuella block kan innehålla sinsemellan olika antal datavärden S(j).

Om, exempelvis, den övervakade roterande delen först roterade vid en första hastighet fRon under en första tidsperiod, och den därefter ändrade hastighet till att rotera vid en 10 15 20 25 30 535 279 52 andra hastighet fRon under en andra, kortare, tidsperiod, så kan de lagrade data- värdena S(j) delas upp i två datablock, där det första datablockets värden associeras med det första hastighetsvärdet fRQn, och det andra datablockets värden associeras med det andra hastighetsvärdet fRofg. l detta fall skulle det andra datablocket innehålla färre datavärden än det första datablocket eftersom den andra tidsperioden var kortare.

När alla de lagrade datavärdena S(j) har delats upp i block, och alla block har associerats med ett rotationshastighetsvärde, så fortsätter förfarandet, enligt en utföringsform, med att utföra steg S2090. l steg S2090, välj ett första block med datavärden S(j), och fastställ ett bråktalsdeci- matorvärde D svarande mot det associerade rotationshastighetsvärdet fam. Associera detta bråktalsdecimatorvärde D med det första blocket datavärden S(j). När alla blocken har associerats med ett motsvarande bråktalsdecimatorvärde D, så fortsätter förfarand- et, enligt en utföringsform, med att utföra steg S2090. Således anpassas värdet på bråktalsdecimatorvärdet D i beroende av hastigheten fROT.

I steg 82100, välj ett block av datavärden S(j) och det tillhörande bråktalsdecimator- värdet D, som beskrivits i steg S2090 ovan. l steg S2110, generera ett block med utsignalvärden R i beroende av det valda blockets insignalvärden S och det associerade bråktalsdecimatorvärdet D. Detta kan göras som beskrivs med hänvisning till Fig. 22.

I steg 82120, kontrollera om det finns några återstående insignaldatavärden att behandla. Om det finns ett ytterligare block med insignaldatavärden att behandla, så upprepa steg S2100. Om det inte finns något återstående block med insignaldatavärden att behandla så är måtsessionen komplett.

Figurerna 22A, 22B och 22C illustrerar ett flödesschema av en utföringsforrn av ett förfarande för drift av bråktalsdecimatom 47OB enligt Fig. 20.

I ett steg S2200, mottag ett block med insignaldatavärden S(j) och ett associerat specifikt bråktalsdecimatorvärde D. Enligt en utföringsform, är de mottagna data såsom 10 15 20 25 30 535 279 53 beskrivs i steg 82100 för Fig. 21 ovan. lnsignaldatavärdena S(j) i det mottagna blockets insignaldatavärden S är alla associerade med det specifika bråktalsdecimatorvärdet D.

I stegen 82210 till 82390 anpassas FIR-filtret 608 för det specifika bråktalsdecimator- värde D som mottages i steg 82200, och en uppsättning motsvarande utsignalvärden R(q) genereras. Detta beskrivs närmare nedan. l ett steg 82210, väljs filterinställningar som är lämpliga för det specifika bråktals- decimatorvärdet D. Såsom nämnts i samband med Fig. 20 ovan, är FIR-filtret 608 ett lågpass-FIR-filter som har en bestämd lågpassfrekvens anpassad för decimering med en faktor DMAX. Faktom DMAX kan ställas till ett lämpligt värde, exempelvis 20. Ett filter- förhållandevärde FR ställs till ett värde i beroende av faktorn DMAX och det specifika bråktalsdecimatorvärdet D som mottagits i steg 82200. Steg 82210 kan utföras av en filterparametergenerator 610 (Fig. 20).

I ett steg S2220, välj ett startpositionsvärde x i det mottagna insignaldatablocket s(j).

Det bör noteras att startpositionsvärdet x inte behöver vara ett heltal. FlR-filtret 608 har en längd FLENGTH och startpositionsvärdet x kommer då att väljas i beroende av filter- längden FLENGTH och filterförhållandevärdet FR. Filterförhållandevärdet FR är såsom ställts in i steg 82210 ovan. Enligt en utföringsforrn, kan startpositionsvärdet x ställas till XI '-' FLENeTH/FR- l ett steg 82230 förbereds ett filtersummavärde SUM, och ställs till ett initialt värde, såsom exempelvis SUM: = 0,0 l ett steg 82240 väljs en position j som ligger före och bredvid positionen x i de mottagna insignaldata. Positionen j kan väljas som heltalsdelen av x.

I ett steg 82250 välj en position Fpos i FIR-filtret som svarar mot den valda positionen j i de mottagna insignaldata. Positionen Fpos kan vara ett bråktal. Filterpositionen Fpos kan, i förhållande till filtrets mittposition, fastställas att vara FPOS = KX-l) * FR] 10 15 20 25 30 535 279 54 där FR är filterförhållandevärdet.

I steg 82260, kontrollera om det fastställda filterpositionsvärdet Fpos är utanför tillåtna gränsvärden, d v s pekar på en position utanför filtret. Om det inträffar, så fortsätt med steg 82300 nedan. Annars fortsätt med steg 82270.

I ett steg 82270, beräknas ett filtervärde medelst interpolation. Det bör noteras att bredvid varandra förefintliga filterkoefficientvärden i ett FIR-lågpassfilter i allmänhet har likartade numeriska värden. Således kommer ett interpolationsvärde att vara fördelaktigt noggrant.

Först beräknas ett heltalspositionsvärde IFpos: IFpos: = Heltalsdelen av Fpos Filtervärdet Fval för positionen Fpos kommer att bli: Fval = A(IFpos) + [A(lFpos+1) - A(IFpos)] * [Fpos - lFpos] där A(IFpos) och A(IFpos+1) är värden i ett referensfilter, och filterpositionen Fpos är en position mellan dessa värden.

I ett steg 82280, beräkna en uppdatering av filtersummavärdet SUM i beroende av signalpositionen j: SUM: = SUM + Fval * 8(j) I ett steg 82290, gà till en annan signalposition: Ställ] := j-1 Därefter, gå till steg 82250. 10 15 20 25 30 535 279 55 I ett steg 2300, väljs en position j som ligger efter och bredvid positionen x i de mottagna insignaldata. Denna position j kan väljas som heltalsdelen av x. plus 1 (ett), d v sj := 1 + Heltalsdelen av x I ett steg S2310 välj en position i FIR-filtret som svarar mot den valda positionenj i de mottagna insignaldata. Positionen Fpos kan vara ett bràktal. Filterpositionen Fpos kan fastställas att, iförhàllande till filtrets mittposition, vara F pos = [(j-x) * FR] där FR är filterförhållandevärdet.

I steg S2320, kontrollera om det fastställda filterpositionsvärdet Fpos är utanför tillåtna gränsvärden, d v s pekar på en position utanför filtret. Om det inträffar, så fortsätt med steg S2360 nedan. Annars fortsätt med steg S2330.

I ett steg S2330, beräknas ett filtervärde medelst interpolation. Det bör noteras att ömsesidigt närliggande filterkoefficientvärden i ett FlR-lågpassfllter i allmänhet har likartade numeriska värden. Således blir ett interpolationsvärde fördelaktigt noggrant.

Först beräknas ett heltalspositionsvärde lFpos: lFpos := Heltalsdelen av Fpos Filtervärdet Fval för positionen Fpos kommer att bli: Fva|(Fpos) = A(IFpos) + [A(|Fpos+1) - A(IFpos)] * [Fpos - lFpos] där A(IFpos) och A(|Fpos+1) är värden i ett referensfilter, och fllterpositionen Fpos är en position mellan dessa värden.

I ett steg S2340, beräkna en uppdatering av filtersummavärdet SUM i beroende av signalpositlonen j: 10 15 20 25 30 535 279 se suivi := suivl + Fval * S0) l ett steg 82350, gå till en annan signalposition: Ställ j := j+1 Därefter, gå till steg 82310.

I ett steg 2360, leverera ett utsignaldatavärde R(j). Utsignaldatavärdet R(j) kan levereras till ett minne så att konsekutiva utsignaldatavärden lagras i konsekutiva minnespositioner. Det numeriska värdet på utsignalvärdet R(j) är: R(j) := SUM l ett steg 82370, uppdatera positionsvärdet x: x := x + D I ett steg 82380, uppdatera positionsvärdetj ii = i+1 l ett steg 82390, kontrollera om önskat antal utsignaldatavärden har alstrats. Om det önskade antalet utsignaldatavärden inte har alstrats, så gå till steg 82230. Om det önskade antalet utsignaldatavärden har alstrats, så gå till steg 82120 i förfarandet som beskrivs med hänvisning till Fig. 21.

Således är steg 82390 utformat att säkerställa att ett block med utsignalvärden R(q), svarande mot det block insignalvärden 8 som mottages i steg 82200, alstras, och att när utsignalvärden R svarande mot insignaldatavärdena S har alstrats så skall steg 82120 i Fig. 21 utföras. 10 15 20 25 30 535 279 57 Förfarandet som beskrivs med hänvisning till Fig. 22 kan implementeras som en dataprogram-subrutin, och stegen S2100 och S2110 kan implementeras som ett huvudprogram.

Enligt ytterligare en utföringsfonn av uppfinningen, kan kompensationen för variabel axelhastighet åstadkommas genom att styra klockfrekvensen som genereras av klockan 190. Såsom nämnts ovan, kan en hastighetsdetektor 420 (se Fig. 5) tillhandahållas för att leverera en signal som indikerar rotationshastigheten fROT hos axeln 8. Hastighets- signalen kan mottagas på en port 430 hos bearbetningsorganet 180, vilket möjliggör för bearbetningsorganet 180 att styra klockan 190. Således kan bearbetningsorganet 180 ha en port 440 för leverans av en klockstyrsignal. Således kan bearbetningsorganet 180 vara anordnat att styra klockfrekvensen i beroende av den detekterade rotations- hastigheten fROT.

Som nämnts i samband med Fig. 2B, beror samplingsfrekvensen hos A/D-omvandlaren på klockfrekvensen. Således kan anordningen 14 vara anordnad att styra klockfrekvensen i beroende av den detekterade rotationshastigheten fROT så att antalet sampelvärden per varv hos den övervakade roterande delen hålls vid ett väsentligen konstant värde även när rotationshastigheten varierar.

Enligt ytterligare en annan utföringsfonn av uppfinningen, kan förbättrarfunktionaliteten 320, 94 åstadkommas medelst ett förfarande för alstring av autokorrelationsdata såsom beskrivs i US 7 010 445, vars innehåll härmed inkorporeras medelst hänvisning.

Speciellt kan den digitala signalprocessom 50 innefatta funktionalitet 94 för utförande av upprepade Fourier-transformationer på de digitaliserade signalerna för att tillhandahålla autokorrelationsdata.

Tillståndsövervakning av Växelsystem Det bör noteras att utförlngsformer av uppfinningen också kan användas för att övervaka, bevaka och detektera tillståndet hos växellådesystem. Några utförlngsformer tillhandahåller speciellt fördelaktiga effekter vid övervakning av planetväxelsystem omfattande planetväxlar, växlar och/eller växellådor. Dessa kommer att beskrivas mer i 10 15 20 25 30 535 279 58 detalj nedan. Planetväxlar, växlar och/eller växellådor kan också benämnas planet- överföringar, växlar och/eller växellådor.

Fig. 23 är en frontalvy som illustrerar ett planetväxelsystem 700. Planetväxelsystemet 700 omfattar åtminstone ett eller flera yttre kugghjul 702, 703, 704 som rör sig runt ett centralt kugghjul 701. De yttre kugghjulen 702, 703, 704 benämnes vanligen planet- kugghjul, och det centrala kugghjulet 701 benämnes vanligen solkugghjul. Planetväxel- systemet 700 kan också innefatta användningen av en yttre ringväxel 705, vanligen också benämnd annulus. Planetväxlarna 702, 703, 704 kan innefatta ett antal P kuggar 707, solkugghjulet 701 kan omfatta ett antal S kuggar 708, och annulus 705 kan omfatta ett antal A kuggar 706. Antalet A kuggar på annulus 705 är anordnade att ingripa med de P kuggarna på planetkugghjulen 702, 703, 704, som i sin tur också är anordnade att ingripa med de S kuggarna på solkugghjulet 701. Det skall emellertid noteras att sol- kugghjulet 701 vanligen är större än planetkugghjulen 702, 703, 704 varför illustrationen som visas i Fig. 23 inte skall uppfattas som begränsande i detta avseende. När det är olika storlekar på solkugghjulet 701 och planetkugghjulen 702, 703, 704 kan analys- anordningen 14 också särskilja mellan detekterade tillstånd hos olika axlar och kugghjul hos planetväxelsystemet 700, såsom framgår ur det följande.

I många planetväxelsystem hålls en av dessa tre baskomponenter, d v s solkugghjulet 701, planetkugghjulet 702, 703, 704 eller annulus 705 stationärt. En av de två åter- stående komponentema kan då fungera som ingång och tillhandahålla kraft till planet- växelsystemet 700. Den sista återstående komponenten kan då fungera som en utgång och motta effekt från planetväxelsystemet 700. Förhållandet mellan ingångsrotation och utgàngsrotation beror av antalet kuggar på varje kugghjul, och på vilken av komponent- erna som hålls stationärt.

Fig. 24 är en schematisk sidovy av planetväxelsystemet 700 i Fig. 23, betraktad i riktning av pilen SW i Fig. 23. Ett exemplifierande arrangemang 800, innefattande planetväxelsystemet 700, kan innefatta åtminstone en sensor 10 och åtminstone en analysanordning 14 enligt uppfinningen som beskrivits ovan. Arrangemanget 800 kan, exempelvis, användas som växellåda för vindturbiner. 10 15 20 25 30 535 279 59 I en utföringsform av arrangemanget 800, hålls annulus 705 fixerat. En roterbar axel 801 har ett flertal rörliga armar eller bärare 801A, 801 B, 801 C anordnade att hålla planetkugghjulen 702, 703, 704. Vid tillhandahållande av en inmatningsrotation 802 till den roterbara axeln 801, kan den roterbara axeln 801 och de rörliga armama 801A, 801 B, 801 C och planetkugghjulen 702, 703, 704 tjäna som en ingång och tillhandahålla kraft till planetväxelsystemet 700. Den roterbara axeln 801 och planetkugghjulen 702, 703, 704 kan då rotera i förhållande till solkugghjulet 701. Solkugghjulet 701, som kan vara monterat på en roterbar axel 803, kan således tjäna som en utgång och mottaga kraft från planetväxelsystemet 700. Denna konfiguration åstadkommer en ökning i växelförhållande G =1+ -' å Exempelvis kan växelförhållandet G, vid användning som växellåda i en vindturbin, vara anordnat så att utgångsrotationen är ca 5-6 gånger så hög som ingångsrotationen.

Planetkugghjulen 702, 703, 704 kan vara monterade, via lager 7A, 7B resp. 7C, på de rörliga armama eller bärama 801A, 801B resp. 801C (såsom visas i båda F ig. 23-24).

Den roterbara axeln 801 kan vara monterad i lager 7D. På liknande sätt kan den roterbara axeln 803 vara monterad i lager 7E, och solkugghjulet 701 kan vara monterat, via lager 7F, på den roterbara axeln 803.

Enligt en utföringsform av uppfinningen, kan den åtminstone en sensorn 10 vara fäst på eller vid en mätpunkt 12 på det fixerade annulus 705 hos planetväxelsystemet 700.

Sensom 10 kan också vara anordnad att kommunicera med analysanordningen 14.

Analysanordningen 14 kan vara anordnad att analysera tillståndet hos planetväxel- systemet 700 på basis av mätdata eller signalvärden som levereras av sensorn 10 såsom beskrivs ovan i detta dokument. Analysanordningen 14 kan innefatta en utvärderare 230 enligt ovan.

Fig. 25 illustrerar en analog version av en exemplifierande signal som alstras av och levereras av förprocessorn 200 (se Fig. 5 eller Fig. 16) i beroende av signaler detekterade av den åtminstone en sensom 10 vid rotation av planetväxelsystemet 700 i arrangemanget 800. Signalen visas under en varaktighet TREV, som representerar signalvärden detekterade under ett varv för den roterbara axeln 801. Det skall förstås 10 15 20 25 30 535 279 60 att signalen som levereras av förprocessom 200 på port 260 (se Fig. 5 och Fig. 16) kan levereras till ingång 220 på evaulatom 230 (se Fig. 8 eller Fig. 7).

Såsom kan ses ur signalen i Fig. 25, så stiger signalens amplitud eller utsignal när vart och ett av planetkugghjulen 702, 703, 704 passerar sensoms 10 mätpunkt 12 i arrange- manget 800. Dessa stycken av signalen benämnes i det följande som högamplitud- regionema 702A, 703A, 704A, som kan omfatta högamplitudspikar 901. Det kan också visas att det totala antalet spikar 901, 902 i signalen över ett varv för den roterbara axeln 801, d v s under tidsperioden TREV, direkt korrelerar med antalet kuggar på annulus 705. Om, exempelvis, antalet kuggar på annulus 705 är A = 73, så blir det totala antalet spikar i signalen under tidsperioden TREV 73; eller om antalet kuggar på annulus 705 ärA = 75, så blir det totala antalet spikar i signalen under tidsperioden TREV 75, etc. Detta har visat sig vara korrekt under förutsättning att det inte finns några fel eller brister i kugghjulen 702, 703, 704, 705 i arrangemanget 800.

Fig. 26 illustrerar ett exempel på ett stycke av högamplitudregionen 702A i den signal som visas i Fig. 25. Detta signalstycke kan genereras när planetkugghjulet 702 passerar sitt mekaniskt närmaste läge till måtpunkten 12 och sensom 10 (se Fig. 23- -24). Det har noterats att små periodiska stömingar eller vibrationer 903, som illustreras i Fig. 26, emellanåt kan uppträda. Dessa små periodiska stömingar 903 har kopplats till förekomsten av fel, brister eller slitage i lagren 7A, som visas i Fig. 23-24, som kan vara monterat på en av de roterbara armarna 801A. De små periodiska störningarna 903 kan således utbreda sig (eller translatera (eng: translate)) från ett lager 7A genom planet- kugghjulet 702 i planetvåxelsystemet 700, till annulus 705 där de små periodiska störningarna 903 kan fångas upp av sensorn 10 såsom beskrivs ovan exempelvis i samband med Fig. 1-24. På liknande sätt kan fel. brister eller slitage i lagren 7B eller 7C monterade till en av de rörliga armama 801 B eller 801C också alstra sådana små periodiska störningar 903 som på samma sätt som ovan kan fångas upp av sensorn 10.

Det bör också noteras att de små periodiska störningama 903 också kan ha sitt ursprung i fel, brister eller slitage i lagren 7F som kan vara monterade till den roterande axeln 803. Detektion av dessa små periodiska stömingari signalen kan indikera att lagren 7A, 7B, 7C och/eller 7F börjar att försämras eller indikera att de år vid gränsen till sin aktiva livslängd. Detta kan exempelvis vara viktigt eftersom det kan bidra till att 10 15 20 25 30 535 279 61 förutsäga när planetväxelsystemet 700 och/eller arrangemanget 800 är i behov av underhåll eller utbyte.

Enligt en utföringsform av uppfinningen kan tillståndsanalysatom 290 i analys- anordningens 14 evaluator 230 vara anordnad att detektera dessa små periodiska störningar 903 i den mottagna signalen fràn sensorn 10. Detta möjliggörs av de ovan beskrivna utföringsformema av uppfinningen. De små periodiska störningarna 903 kan också benämnas stötpulser 903 eller vibrationer 903. Enligt en utföringsform av uppfinningen möjliggör analysanordningen 14 med användning av en förbättrare 320 såsom beskrivits ovan detektering av dessa stötpulser 903 eller vibrationer 903 med ursprung från lager 7A (eller 7B, 7C eller 7F) med användning av en sensor 10 monterad på annulus 705 såsom beskrivits ovan. Fastän den mekaniska stötpulsen eller vibrationssignalen såsom den fångas upp av sensom 10 fäst vid annulus 705 kan vara svag, möjliggör tillhandahållandet av en förbättrare 320, såsom beskrivits ovan, att övervaka lagrens 7A (eller 7B, 7C eller 7F) tillstånd fastän den mekaniska stötpulsen eller vibrationssignalen har utbrett sig via ett eller flera av planetkugghjulen 702, 703 eller 704.

Såsom tidigare nämnts och visats i Fig. 7-9, kan tillståndsanalysatom 290 utföra lämplig analys genom att bearbeta en signal i tidsdomänen, eller en signal i frekvensdomänen.

Detektering av de små periodiska stömingarna 903 i den mottagna signalen från sensom 10 beskrivs emellertid lämpligen i frekvensdomänen, såsom visas i Fig. 27.

Fig. 27 illustrerar ett exemplifierande frekvensspektrum för en signal innefattande en liten periodisk stöming 903 såsom illustreras i Fig. 26. Signalens frekvensspektrum innefattar en topp 904 vid en frekvens som är direkt korrelerad med kuggingreppen för kuggarna hos planetkugghjulen 702, 703, 704 och annulus 705. Faktum är att frekvensen för toppen 904 i frekvensspektrat är placerad vid A x Q, där A är det totala antalet kuggar i annulus 705, och Q är antalet varv per sekund gjorda av den roterbara axeln 801, när rotation 802 sker vid en konstant rotationshastighet.

I tillägg till toppen 904 i frekvensspektrat, kan den lilla periodiska stömingen 903 som illustreras i Fig. 26 alstra toppar 905, 906 vid frekvenser f1, f; centrerade kring toppen 10 15 20 25 30 535 279 62 904 i frekvensspektrat. Topparna 905, 906 vid frekvensema f1, f; kan således också benämnas som ett symmetriskt sidband kring centertoppen 904. Enligt en exemplifierande utförlngsform av uppfinningen, kan tillstândsanalysatorn 290 vara anordnad att detektera dessa en eller flera toppar i frekvensspektrat, och således vara anordnat att detektera små periodiska stömingar i den signal som mottages från sensorn 10. Det kan alltså visas att topparna 905, 906 vid frekvensema f1, f2 förhåller sig till centertoppen 904 enligt ekvationerna Eq. 1-2: fi = (A X Ql-(fn x fm) (Eq- 1) fz = (A X Q)+(fb X f7o2) (Eq- 2) där A är det totala antalet kuggar l annulus 705; Q är antalet varv per sekund för den roterbara axeln 801; och fD är en repetitionsfrekvens för den repetitiva signalsignaturen som kan indikera ett försämrat tillstånd; och fm är antalet varv per sekund av planeten 702 kring sitt eget centrum.

Den repetitiva signalslgnaturens repetitionsfrekvens fD indikerar den av de roterande delar som ger upphov till den repetitiva signalsignaturen. Den repetitiva signalsign- aturens repetitionsfrekvens fp kan också användas för att särskilja mellan olika typer av försämrat tillstånd, såsom diskuterats ovan exempelvis i samband med Fig. 8. Således kan en för den repetitiva signalsignaturen detekterad repetitionsfrekvens fp indikera en Fundamental train frequency (FTF), en Ball spin (BS) frequency, en Outer Race (OR) frequency, eller en Inner Race (IR) frequency som hör till ett lager 7A, 7B, 7C eller 7F i planetväxelsystemet 700 i arrangemanget 800 enligt Fig. 24.

Således kan, såsom beskrivits ovan, en datasignal representerande mekaniska vibrationer med ursprung ur rotation av en eller flera axlar, såsom roterbara axeln 801 och/eller roterbara axeln 803 (se Fig. 23-24), innefatta ett flertal repetitiva signal- signaturer, och vissa signalsignaturer kan således repeteras ett visst antal gånger per varv för en av de övervakade axlarna. Vidare kan ett flertal sinsemellan olika repetitiva signalsignaturer uppstå, där de sinsemellan olika repetitiva signalsignaturema kan ha sinsemellan olika repetitionsfrekvenser. Förfarandet för förbättring av repetitiva signalsignatureri signaler möjliggör fördelaktligen, såsom beskrivits ovan, samtidig 10 15 20 25 30 535 279 63 detektering av många repetitiva signalsignaturer som har sinsemellan olika repetitions- frekvenser. Detta möjliggör fördelaktligen samtidig övervakning av ett flertal lager 7A, 7B, 7C, 7F associerade med olika axlar 801, 803 med användning av en enda detektor 10. Den samtidiga övervakningen kan också utnyttja det faktum att storleken på sol- kugghjulet 701 och planetkugghjulen 702, 703, 704 vanligen är av olika storlek, vilket ytterligare kan möjliggöra lättare detektering av vilka av lagren 7A, 7B, 7C, 7F i Fig. 23- -24 det är som alstrar de små periodiska stömingarna 903, och således vilka av lagren 7A, 7B, 7C, 7F i Fig. 23-24 som kan vara i behov av underhåll eller utbyte. Förfarandet för förbättring av repetitiva signalsignatureri signaler, som beskrivits ovan, gör det också fördelaktligen möjligt att särskilja mellan exempelvis en lager-innerrings- skadesignatur (eng: Bearing Inner Race damage signature) och en lager-ytterrings- skadesignatur (eng: Bearing Outer Race damage signature) i en enda mät- och analyssession.

Det relevanta värdet för Q, representerande rotationshastigheten för planetkugghjulen 702, 703, 704 kan indikeras av en sensor 420 (se Fig. 24). Sensom 420 kan vara anordnad att alstra en signal som indikerar axelns 803 rotation i förhållande till annulus 705, och ur denna signal kan det relevanta värdet förQ beräknas när antalet kuggar hos annulus 705, planetkugghjulen 702, 703, 704 och solkugghjulet 701 är kända.

Fig. 28 illustrerar ett exempel på ett stycke av den exemplifierande signalen som visas i Fig. 25. Detta exemplifierande stycke visar ytterligare ett exempel på ett fel eller skada som tillståndsanalysatom 290 kan vara anordnad att detektera på ett liknande sätt som beskrivits ovan. Om en kugge på ett eller flera av kugghjulen 701, 702, 703, 704, 705 skulle gå sönder eller bli väsentligt nerslitet, kan konditionsanalysatom 290 vara anordnad att detektera att en kugge är trasig eller nersliten eftersom detta också kommer att alstra en periodisk störning, d v s p g a avsaknaden av kuggingrepp för den saknade eller nedslitna kuggen. Detta kan vara detekterbart av konditionsanalysatom 290 i, exempelvis, det frekvensspektrum för signalen som mottages från sensorn 10.

Det bör också noteras att denna sorts fel eller skada kan detekteras av konditions- analysatorn 290 i vilken som helst typ av kugghjul och/eller Växelsystem. Frekvensen för denna sorts kuggingreppsfel, eller ingreppsfel, lett kugghjul och/eller växelsystem är ofta beläget vid en signifikant högre frekvens än, exempelvis, frekvensema f1, f2 i Fig. 27. 10 15 20 25 30 535 279 64 Fig. 29 illustrerar ytterligare en utföringsform av ett tillståndsanalyssystem 2 enligt en utföringsform av uppflnningen. Sensorn 10 är fysiskt associerad med en maskin 6 som kan innefatta ett Växelsystem 700 som har ett flertal roterbara delar (se Fig. 1 & Fig. 29). Växelsystemet enligt F ig. 29 kan vara planetväxelsystemet 700 enligt Fig. 24.

Planetväxelsystemet 700 kan, exempelvis, användas som växellåda för vindturbiner.

Sensorenheten 10 kan vara en stötpulsmätsensor anordnad att alstra en analog signal SEA innefattande en vibrationssignalkomponent som beror av en vibrationsrörelse hos en rotationsmässigt rörlig del i Växelsystemet 700. Sensom 10 levererar den analoga signalen SEA till ett signalbearbetningsarrangemang 920.

Signalbearbetningsarrangemanget 920 kan innefatta ett sensorgränssnltt 40 och ett databearbetningsorgan 50. Sensorgränssnittet 40 innefattar en A/D-omvandlare 44 (Fig. 2A, Fig. 2B) som alstrar den digitala mätsignalen SMD. A/D-omvandlaren 44 är kopplad till databearbetningsorganet 50 så att den levererar den digitala mätdata- signalen SMD till databearbetningsorganet 50.

Databearbetningsorganet 50 är kopplat till ett användargränssitt 102. Användargräns- snittet 102 kan innefatta användarinmatningsorgan 104 som möjliggör en användare att tillhandahålla användarindata. Sådan användarindata kan innefatta val av önskad analysfunktion 105, 290, 290T, 290F (Fig. 4, Fig. 7, Fig. 8), och/eller inställningar för signalbearbetningsfunktioner 94, 250, 310, 470, 470A, 470B, 320, 294 (se Fig. 4, Fig. 30).

Användargränssnittet 102 kan också innefatta en displayenhet 106, såsom beskrivs exempelvis i samband med Fig. 2A och Fig. 5.

Fig. 30 är ett blockschema som illustrerar delarna av signalbearbetningsarrangemanget 920 enligt Fig. 29 tillsammans med användargränssnittet 102, 104 och displayenheten 106.

Sensorgränssnittet 40 innefattar en ingång 42 för mottagning av en analog signal SEA från en stötpulsmätsensor och en A/D-omvandlare 44. En signalkonditionerare 43 (Fig. 2B) kan tillvalbart också tillhandahållas. A/D-omvandlaren 44 samplar den 10 15 20 25 30 535 279 65 mottagna analoga signalen med en viss samplingsfrekvens fs så att den levererar en digital mätdatasignal SMD som har en bestämd samplingsfrekvens fs.

Samplingsfrekvensen fs kan vara inställd till fs = K * fsEAmax där k är en faktor som har ett värde högre än 2,0 Således kan faktom k väljas till ett värde högre än 2,0. Företrädesvis kan faktorn k väljas till ett värde mellan 2,0 och 2,9 för att undvika tvetydighetseffekter. Genom att välja faktom k till ett värde högre än 2,2 uppnås en säkerhetsmarginal med avseende pâ tvetydighetseffekter, såsom nämnts ovan i detta dokument. Faktorn k kan väljas till ett värde mellan 2,2 och 2,9 för att därigenom tillhandahålla denna säkerhetsmarginal och samtidigt undvika att alstra onödigt många sampelvärden. Enligt en utföringsform väljs faktom k fördelaktligen så att 100*k/2 ger ett heltal. Enligt en utföringsform kan faktom k ställas till 2,56. Valet av k till 2,56 ger 100*k = 256 = 2 upphöjt till 8.

Enligt en utföringsform kan den digitala mätdatasignalens SMD samplingsfrekvens fs fixeras till ett bestämt värde fs, såsom exempelvis fs = 102,4 kHz.

När samplingsfrekvensen fs är fixerad till ett bestämt värde fs så kommer således frekvensvärdet fSEAma, för den analoga signalen SEA att bli: fseAmax = fs/k där fssAmax är den högsta frekvens som skall analyseras i den samplade signalen.

När samplingsfrekvensen fs är fixerad till ett bestämt värde fs = 102,4 kHz, och faktom k är ställd till 2,56, kommer således den analoga signalens SEA maximala frekvens fsEAma, att vara: fSEAma, = fs / k = 102 400/2,56 = 40 kHz Den digitala mätdatasignalen SMD som har samplingsfrekvens fs mottages av ett filter 240. Enligt en utföringsforrn är filtret 240 ett högpassfilter som har en gränsfrekvens fLC.

Denna utföringsforrn förenklar konstruktionen genom att ersätta bandpassfiltret, som beskrivs i samband med Fig. 6, med ett högpassfilter 240. Högpassfiltrets 240 gräns- 10 15 20 25 30 535 279 66 frekvens fLC väljs till approximativt värdet för det lägsta förväntade mekaniska resonans- värdet fRMU hos den resonanta stötpulsmätsensorn 10. När den mekaniska resonans- frekvensen fRM är någonstans i intervallet från 30 kHz tiil 35 kHz, kan högpassfiitret 240 vara konstruerat att ha en undre gränsfrekvens fLC = 30 kHz. Den högpassfiitrerade signalen levereras sedan till likriktaren 270 och vidare till lågpassfiltret 280.

Enligt en utföringsform skall det vara möjligt att använda sensorer 10 som har en resonansfrekvens någonstans i intervallet från 20 kHz till 35 kHz. För att åstadkomma detta kan högpassfiltret 240 vara konstruerat att ha en undre gränsfrekvens fu; = 20 kHz.

Utsignalen fràn det digitala filtret 240 levereras till en digital enveloper 250.

Emedan anordningar enligt känd teknik för att generera en enveiopsignal i beroende av en mätsignal använder en analog likriktare som oundvikligen leder till att ett balanser- ingsfel tillförs i den resulterande signalen, så kommer den digitala envelopem 250 fördelaktligen att alstra en sann likriktning utan balanseringsfel. Således kommer den digitala envelopsignalen SENV att ha ett gott Signal-till-Brus-förhållande, eftersom sensom är mekaniskt resonant vid resonansfrekvensen i det digitala filtrets 240 pass- band vilket leder till en hög signalamplitud. Att signalbearbetningen utförs i den digitala domänen eliminerar dessutom tillförsel av brus och eliminerar tillförsel av balanserings- fel.

Enligt en utföringsform av uppfinningen kan det tillvalbara lågpassfiltret 280 i enveloper 250 elimineras. Detta innebär att det tillvalbara lågpassfiltret 280 i enveloper 250 elimineras eftersom decimatom 310 innefattar en lågpassfilter-funktion. Således inne- fattar envelopern 250 enligt Fig. 30 i praktiken en digital likriktare 270, och den signal som alstras av den digitala likriktaren 270 levereras till en heltaisdecimator 310, som innefattar làgpassfiltrering.

Heltalsdecimatom 310 är anordnad att utföra en decimering av den digitalt envelopade signalen SENV så att den levererar en digital signal SRED som har en reducerad samplingsfrekvens fsm så att utsamplingsfrekvensen reduceras med en heltalsfaktor M jämfört med ingångssamplingsfrekvensen fs. 10 15 20 25 30 535 279 67 Värdet M kan vara inställbart i beroende av en detekterad rotationshastighet fRof.

Decimatorn 310 kan vara inställbar att utföra en vald decimering M:1, där M är ett positivt heltal. Värdet M kan mottagas på en decimatorns 310 port 404.

Heltalsdecimeringen utförs företrädesvis i ett flertal steg med användning av lågpass- finitimpulssvarsfilter (eng: Low pass Finite lmpulse Response Filters), där varje FlR-filter är ställbart till en önskad decimeringsgrad. En fördel som uppnås med utförande av decimeringen i ett flertal filter är att endast det sista filtret behöver ha en brant flank. Ett FIR-filter med brant flank måste oundvikligen ha många tappar, d v s ett brant FlR-filter måste vara ett långt filter. Antalet FIR-tappar är en indikation på 1) mängden minne som behövs för att implementera filtret, 2) antalet beräkningar som behövs, och 3) mängden "filtrering" som filtret kan utföra; sammanfattningsvis innebär fler tappar en större stoppbandsundertryckning, mindre rippel, smalare filter etc. Ju kortare filter desto snabbare kan det således utföras av DSP:n 50. Längden på ett F IR-filter är också proportionellt mot den uppnàbara decimeringsgraden. Enligt en utföringsforrn av heltalsdecimatorn utförs decimeringen därför i mer än två steg.

Enligt en föredragen utföringsfomi utförs heltalsdecimeringen i fyra steg: M1, M2, M3 & M4. Den totala decimeringen M är lika med M1*M2*M3*M4.

Detta kan åstadkommas genom att tillhandahålla en bank med olika FlR-filter, som kan kombineras i flera kombinationer för att åstadkomma en önskad total decimering M.

Enligt en utföringsform finns det åtta olika FIR-filter i banken.

Den maximala decimeringsgraden i det sista, 4:e, steget är fem (M4 = 5), vilket fördelaktligen leder till ett skäligen kort filter som har endast 201 tappar. På detta sätt kan FIR-filtren i stegen 1, 2 och 3 tillåtas ha ett till och med ännu lägre antal tappar.

Detta möjiggör faktiskt för filtren i stegen 1, 2 och 3 att ha 71 tappar var eller ännu mindre. För att åstadkomma en total decimering om M = 4 000, är det möjligt att välja de tre FIR-filter som tillhandahåller decimering M1 = 10, M2 = 10 och M3 = 10 och FIR- -filtret som tillhandahåller decimering M4 = 4. Detta leder till en utsignalsampelfrekvens fsm = 25,6, när fs = 102 400 Hz. och ett frekvensintervall om 10 Hz. Dessa fyra FIR- filter kommer att ha totalt 414 tappar, och ändå blir den resulterande stoppbands- 10 15 20 25 30 535 279 68 undertryckningen mycket god. Faktum är att om decimeringen med M = 4 000 skulle utföras i bara ett enda steg skulle det ha krävt ca 160 000 tappar för att åstadkomma en lika god stoppbandsundertryckning.

Utgången 312 från heltalsdecimator 310 är kopplad till en bråktalsdecimator 470 och till en ingång hos en väljare 460. Väljaren möjliggör ett val av vilken signal som skall matas in till förbättraren 320.

När tillståndsövervakning utförs på en roterande del som har en konstant rotations- hastighet, kan väljare 460 ställas i läge att leverera signalen SRED med samplings- frekvensen fsm till ingång 315 på förbättrare 320, och bråktalsdecimator 470 kan stängas av. När tillståndsövervakning utförs på en roterande del som har en variabel rotationshastighet, kan bråktalsdecimator 470 aktiveras och väljaren 460 ställs i läget att leverera signalen SREDZ med samplingsfrekvens fsRz till ingången 315 på förbättrare 320.

Bråktalsdecimatorn 470 kan utgöras av bråktalsdecimator 470B, 94 innefattande ett adapterbart FIR-filter 608, såsom beskrivs i samband med Fig. 20, 21 och 22 och Fig. 4.

Bråktalsdecimatorn 470 är kopplad att leverera en decimerad signal SRED; som har en lägre samplingsfrekvens fsm till väljaren 460 så att när tillståndsanalysatorn är inställd att övervaka en maskin med variabel rotationshastighet, så levereras utsignalen från bråktalsdecimatorn 470B till förbättraren 320.

Förbättrare 320, 94 kan utformas såsom beskrivs i samband med Fig. 10A, 10B, 11, 12 och 13 samt Fig. 4. Den mätsignal som matas in till förbättraren 320 är signalen SRED (se Fig. 30), som också illustreras i Fig. 11 såsom innefattande ILENGTH sampelvärden.

Signalen SRED benämnes också som I och 2060 i beskrivningen av Fig. 11. Förbättrar- signalbehandlingen innefattar diskret autokorrelation av den diskreta insignalen SRED.

Utsignalen 0, som också benämns SMDP illustreras i Fig. 12 och 13.

Mätsignalen SRED1, SRED, som kan utgöra insignal till förbättraren, kan innefatta åtminstone en vlbrationssignalkomponent S0 som beror av en vibratlonsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga delen; där vibrationssignalkomponenten har en repetitions- 10 15 20 25 30 535 279 69 frekvens fD som beror av den första delens rotationshastighet fRm. Signalkomponentens SD repetitionsfrekvens fD kan vara proportionell mot rotationshastigheten fRm hos den övervakade roterande delen.

Två olika skadesignaturer SD1, SD2 kan ha olika frekvenser fd1, fd2 och ändå bli förstärkta, d v s SNR-förbättrade, av förbättraren. Förbättraren 320 är således fördel- aktligen anordnad att förstärka olika signaturer Sm, S02 som har sinsemellan olika repetitionsfrekvenser fm och fD2. Båda repetitionsfrekvenserna fm och fD2 är proportion- ella mot rotationshastigheten fROT hos den övervakade roterande delen, emedan fm är skild från fD2 (fm<>fp2). Detta kan uttryckas matematiskt påföljande sätt: fD1 = K1 * fRQT, 0Ch fD2 = k2 * fRm, där k1 och k2 är positiva reella värden, och k1<>k2, och k1 är större än eller lika med ett (1), och k2 är större än eller lika med ett (1) Förbättraren levererar en utsignalsekvens till en ingång på tiddomänanalysatom 290T så att när en användare väljer, via användargränssnittet 102, 104 att utföra en tids- domänanalys, så utför tidsdomänanalysatom 290T, 105 (Fig. 30 & Fig. 4) den valda funktionen 105 och levererar relevanta data till displayen 106. En fördel med förbätt- raren 320 är att den levererar utsignalen i tidsdomänen. Således kan tillståndsövervak- ningsfunktioner 105, 290T som kräver en insignal i tidsdomänen ställas att operera direkt på signalvärdena iden utsignal som illustreras i Fig. 12 och 13.

När en användare väljer, via användargränssnitt 102, 104 att utföra en frekvensdomän- analys, så levererar förbättraren utsignalsekvensen till Fast Fourier-transformerare 294, och FFT-transformeraren levererar de resulterande frekvensdomändata till frekvens- domänanalysatom 290F, 105 (Fig. 30 & Fig. 4). Frekvensdomänanalysatom 290F, 105 utför den valda funktionen 105 och levererar relevant data till displayen 106. l den utföringsform som visas i Fig. 29 och 30, är det fördelaktigt lätt för en användare att utföra en analys som använder förbättraren och bråktalsdecimatom. 10 15 20 25 30 535 279 70 Nedan beskrivs ett exempel på parameterinställninqar: För att utföra en analys i frekvensdomänen kan användaren mata in följande data via användargränssnittet 102, 104: 1) infonnation som indikerar den högsta intressanta repetitionsfrekvensen fD.

Repetitionsfrekvensen fo är repetitionsfrekvensen för en intressant signatur SD. Denna information kan matas in i fom1 av en frekvens eller i form av ett ordertal Ovfligh som indikerar den intressanta skadesignaturens SD högsta repetitionsfrekvens. 2) infonnation som indikerar den önskade förbättringen av SNR-värdet för den repetitiva signalsignaturen SD. Denna information kan matas in i form av SNR-förbättrarvärdet L.

SNR-förbättrarvârdet L diskuteras också nedan, och i samband med Fig. 10A ovan. 3) lnforrnation som indikerar den önskade frekvensupplösningen i FFT 294, när det är önskvärt att utföra en FFT på den signal som matas ut från förbättraren. Denna kan ställas in som ett värde Z frekvensfack. Enligt en utföringsform av uppfinningen är frekvensupplösningen Z inställbar genom att välja ett värde Z ur en grupp av värden.

Gruppen av valbara värden för frekvensupplösningen Z kan innefatta Z = 400 Z = 800 Z = 1 600 Z = 3 200 Z = 6 400 Fastän signalbehandlingen är ganska komplex har arrangemanget 920 alltså konstruerats för att tillhandahålla ett fördelaktigt enkelt användargränssnitt i termer av infonnation som begärs av användaren. När användaren matar in eller väljer värden för de ovannämnda tre parametrama, kommer alla övriga värden att automatiskt ställas in eller vara förinställda i arrangemanget 920. 10 15 20 25 30 535 279 71 SNR-förbättrarvärdet L Den signal som skall matas in till förbättraren kan innefatta en vibrationssignal- komponent som beror av en vibrationsrörelse hos den roterbart rörliga delen; där vibrationssignalkomponenten har en repetitionsfrekvens fi; som beror av den första delens rotationshastighet fRm; varvid mätsignalen innefattar brus såväl som nämnda vibrationssignalkomponent så att mätsignalen har ett första signal-brus-förhållande med avseende på nämnda vibrationssignalkomponent. Förbättraren alstrar en utsignal- sekvens (O) som har repetitiva signalkomponenter svarande mot nämnda minst en vibrationssignalkomponent så att utsignalsekvensen (O) har ett andra signal-brus- -förhàllandevärde med avseende på nämnda vibrationssignalkomponent. Uppfinnaren har genom mätningar konstaterat att det andra signal-brus-förhållandevärdet är väsentligt högre än det första signal-brus-förhållandet när SNR-förbättrarvärdet L är inställt till värde ett (1).

Vidare har uppfinnaren genom mätningar konstaterat att när SNR-förbättrarvärdet L ökas till L = 4 så fördubblas det resulterande SNR-värdet med avseende på nämnda vibrationssignalkomponent jämfört med det till L = 1 associerade SNR-värdet. En ökning av SNR-förbättrarvärdet L till L = 10 förefaller ge en förbättring av det associerade SNR-värdet med en faktor 3 för vibrationssignalkomponenten i utsignalen, jämfört med SNR-värdet för samma insignal när L = 1. När SNR-förbättrarvärdet L ökas från L1 = 1 till L2 kan således det resulterande SNR-värdet öka med kvadratroten ur Lz.

Vidare kan användaren göra en inställning sà att arrangemanget 920 upprepat utför mätningen. Användaren kan ställa in arrangemanget att upprepa mätningen med en viss repetitionsperiod TpM, d v s så att det alltid startar en ny mätning när tiden TpM har förflutit. TpM kan ställas in att vara 1 vecka, eller 1 timme eller 10 minuter. Det värde som skall väljas för denna repetitionsfrekvens beror av de relevanta mätförhållandena.

Eftersom förbättrarförfarandet kräver en mängd insignaldatavärden, d v s antalet insignalsampelvärden kan vara högt, och det är lämpligt för mätning på långsamt roterande delar, kan mätningens varaktighet ibland bli ganska lång. Således finns en risk att användarinställningama för mätrepetitionsfrekvensen är inkompatibel med mätningarnas varaktighet. Ett av de steg som utförs av arrangemanget 290, omedelbart 10 15 20 25 30 535 279 72 efter mottagande av ovannämnda användarindata, är därför att beräkna ett estimat för den förväntade mätvaraktigheten TM.

Varaktigheten TM är: TM = iusNcTH / fsnz. där ILENGTH är antalet sampel iden signal som skall matas in iförbättraren för att åstadkomma mätningar i enlighet med valda användarinställningar såsom definieras nedan. och fSR2 såsom definieras nedan.

Arrangemanget 920 är också anordnat att jämföra mätvaraktigheten TM med repetitions- periodvärdet TpM som valts av användaren. Om repetitionsperiodvärdet TpM är kortare eller ungefär detsamma som den förväntade mätvaraktigheten TM, är en parameter- reglerare 930 anordnad att tillhandahålla en vamingsindikation via användargränssnittet 102, 106 exempelvis genom en lämplig text på displayen. Vamingen kan också inne- fatta ett ljud eller ett blinkande ljus.

Enligt en utföringsforrn är arrangemanget 920 anordnat att beräkna ett förslag till minsta värde på repetitionsperiodvärdet TpM i beroende av det beräknade estimatet för mätvar- aktigheten TM.

Baserat pà de ovan angivna användarinställningama är signalbehandlingsarrange- mangets 920 parameterreglerare 930 kapabel att ställa in alla parametrar för signal- behandlingsfunktionerna 94 (Fig. 4), d v s heltalsdecimatorinställningama och förbätt- rarinställningarna. Vidare är parameterregleraren 930 kapabel att ställa in alla para- metrar för bràktalsdecimatorn när så krävs. Parameterregleraren 930 är anordnad att ställa in parametern för FFT:n 294 när en frekvensanalys önskas.

Följande garameter kan vara förinställd i arrangemanget 920 (Fig. 30): samplingsfrekvens fs för A/D-omvandlare 40,44.

Föl'ande arameter kan mätas: flm 10 15 20 25 30 535 279 73 Som nämnts ovan kan parametervärdet fam mätas och lagras associerat med mot- svarande sampelvärden för signalen Sam vars sampelvärden matas till bräktals- decimatorn 470B.

Föliande parametrar kan automatiskt ställas in i arrangemanget 920: Samplingsfrekvens i utsignalen från förbättrare 320: Fsm = C *Ov * fROT där C är en konstant med värde högre än 2,0 OV är det ordernummer som matas in av användaren, eller beräknas i beroende av ett högsta frekvensvärde som skall övervakas enligt val av användaren fROT är den momentana uppmätta rotatlonshastigheten för den roterande delen under den faktiska tillståndsövervakningen; M = Det heltalsedecimeringsvärde som skall användas i decimator 310 väljs från en tabell innefattande en uppsättning förutbestämda värden för den totala heltals- decimeringen. För att välja det mest lämpliga värdet M, beräknar parameterregleraren 930 (Fig. 30) först ett ganska närliggande värde M_kalk = fslfsRz * fRQTmin / fRQTmaX där fs & fm definieras ovan, och fRovmin lfaovma, är ett värde som indikerar förhållandet mellan lägsta och högsta rotationshastighet som tillätes under mätningen. Baserat på värdet M_kalk väljer väljaren sedan ett lämpligt värde M ur en lista över förinställda värden. Detta kan exempelvis göras genom att välja det värde M som är närmast lägre än M_kalk ur tabellen som nämns ovan. 10 15 20 25 30 535 279 74 fSR1 = den samplingsfrekvens som skall levereras från heltalsdecimatorn 310. fSR1 ställs till fSR1 = fs / M D är bráktalsdecimatorvärdet för bråktalsdecimatorn. D kan ställas in till D = fsr1/fsr2, där fsr1 och fsr2 är såsom definieras ovan. ÛLENGTH = C * Z där C år en konstant med värde högre än 2,0, såsom exempelvis 2,56 såsom nämnts ovan Z är det valda antalet frekvensfack, d v s information indikerande den önskade frekvensupplösningen i FFT 294, när det önskas utföra en FFT på den signal som matas ut från förbåttraren.

SSIART = OLENGTH ellel' Gfl Våfde högre än ÛLENGTH, dä? OLENGTH äl' SåSOm definefas omedelbart härovan.

|LENGTH = ÛLENGTH * L + SsTART + OLENGTH CLENGTH = |LENGTH - SsTART - ÛLENGTH SMDP(t) = värdena på samplen i utsignalen såsom definieras i ekvation (5) (se Fig. 10A).

Parameterregleraren 930 är således anordnad att alstra de motsvarande inställningsvärdena såsom definieras ovan, och att leverera dem till de relevanta signalbehandlingsfunktionema 94 (Fig. 30 & Fig. 4).

När en utsignal väl har alstrats av förbättraren 320 så kan tillståndsanalysatorn 290 styras att utföra en vald tillstàndsanalysfunktion 105, 290, 290T, 290F medelst en väljarsinal som levereras på en styringång 300 (Fig. 30). Väljarsignalen som 10 15 20 25 30 535 279 75 levereras på styringång 300 kan alstras medelst användarinteraktion med användar- gränssnittet 102 (se Fig. 2A & 30). När den valda analysfunktionen innefattar snabb Fourier-transforrn så kommer analysatorn 290F att ställas in av väljarsignalen 300 att operera på en insignal i frekvensdomänen.

FFT-transforrneraren 294 kan vara anordnad att utföra snabb Fourier-transform på en mottagen insignal som har ett bestämt antal sampelvärden. Det är fördelaktigt när det bestämda antalet sampelvärden är inställt till ett jämnt heltal som kan divideras med två (2) utan att leda till ett bråktal.

Enligt en fördelaktig utföringsform av uppfinningen ställs antalet sampel OLENGTH i utsignalen från förbättraren in i beroende av frekvensupplösningen Z. Förhållandet mellan frekvensupplösningen Z och antalet sampel OLENGTH i utsignalen från förbättraren är: ÛLENGTH = k * Z där OLENGTH är antalet sampelvärden i den signal som levereras från förbättraren 320. k är en faktor som har ett värde högre än 2,0 Faktom k kan företrädesvis väljas till ett värde mellan 2,0 och 2,9 för att tillhandahålla en god säkerhetsmarginal och samtidigt undvika att alstra onödigt många sampel- värden.

Enligt en utföringsform väljs faktorn k fördelaktligen så att 100*k/2 alstrar ett heltal.

Detta val ger värden för OLENGTH som är anordnade att vara lämpade som insignal till FFT-transformeraren 294. Enligt en utföringsform kan faktom k ställas till 2,56. Att välja k till 2,56 leder till 100*k = 256 = 2 upphöjt till 8.

Tabell A indikerar exempel på av användaren valbara frekvensupplösningsvärden Z och motsvarande värden för OLENGTH.

Tabell A 2,56 2,56 2,56 2,56 2,56 2,56 2,56 2,56 400 800 1 600 3 200 6 400 12 800 25 600 51 200 535 279 76 OLENGTH 1 024 2 048 4 096 8 192 16 384 32 768 65 536 131 072

Claims (10)

10 15 20 25 30 535 279 77 Patentkrav

1. Förfarande för analys av tillståndet hos en maskin som har en roterande axel (8), innefattande att: alstra en analog elektrisk mätsignal (SEA) i beroende av mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av axeln (8); varvid mätsignalen (SEA) innefattar åtminstone en vibrationssignalkomponent (SD) som beror av en vibrationsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga axeln (8) och som har en repetitionsfrekvens (fD) som beror av rotationshastigheten (fRQT) hos den rotationsmässigt rörliga axeln (8); sampla den analoga mätsignalen med en ingångssamplingsfrekvens (fs) så att en digital mätdatasignal (SMD) alstras i beroende av nämnda mottagna analoga mätsignal; varvid den digitala mätdatasignalen (SMD) har en första signal-till-brus-förhållande-nivå; filtrera den digitala mätdatasignalen (SMD) så att en filtrerad mätdatasignal alstras; och envelopa den filtrerade mätdatasignalen så att en envelopad signal (SENV) alstras; utföra en decimering av den envelopade signalen (SENv) så att en digital signal (Snsoz) med en reducerad samplingsfrekvens (fsRz) åstadkommes; varvid decimeringen innefattar stegen att: utföra en första decimering av den digitalt envelopade signalen (SENv) för att åstad- komma en första digital signal (SRED, Sam) som har en första reducerad samplingsfrekvens (fsR1); varvid den första reducerade samplingsfrekvensen (fsm) är reducerad med en heltalsfaktor (M)jämfört med ingångssampelfrekvensen (fs); utföra en andra decimering för att åstadkomma en andra digital signal (SREM) som har en andra reducerad samplingsfrekvens (fSR2); och utföra en tillståndsanalysfunktion (F1, F2, Fn, 230, 290, 294) för analys av tillståndet hos maskinen, samt mottagande av en signal indikerande en variabel rotationshastighet (fam) hos den roterande axeln; kännetecknat av att styra den andra reducerade samplingsfrekvensen (fsm) i beroende av signalen indikerande den variabla rotationshastigheten (fROT) så att antalet sampelvärden per varv hos axeln (8) hàlles vid ett väsentligen konstant värde; mottaga den andra digitala signalen (SRm) vid en förbättraringång (315, 320) och, i förbättraren (320), utföra en korrelation så att signalamplitudkomponenter (S0) med 10 15 20 25 30 535 279 78 repetitionsfrekvens (fD) som är proportionell mot rotationshastigheten (fRoT) förstärks i förhållande till stokastiska signalkomponenter; och av att leverera den korrelerade utsignalsekvensen (O, SMoP) till tillståndsanalysfunktio- nen (F1, F2, Fn, 230, 290, 294) så att analysen utförs i beroende av utsignalsekvensen (O, SMDP).

2. Förfarandet enligt krav 1, vidare innefattande att heltalsfaktorn (M) är inställbari beroende av en detekterad rotationshastighet (fRQT).

3. Förfarandet enligt krav 1, vidare innefattande att utföra heltalsdecimeringen i fyra steg.

4. Förfarandet enligt krav 1, varvid förbättrarsignalbehandlingen innefattar diskret autokorrelation av den diskreta insignalen SRED.

5. Förfarandet enligt krav 1, varvid förbättrarfunktionaliteten (320, 94) àstadkommes medelst ett förfarande för alstring av autokorrelationsdata varvid en digital signalprocessor (50) innefattar funktionalitet (94) för utförande av upprepade Fourier-transforrnationer på de digitaliserade signalerna för att tillhandahålla autokorrelationsdata.

6. Anordning för analys av tillståndet hos en maskin som har en del som roterar med en rotationshastighet, innefattande: en första sensor anordnad att generera en analog elektrisk mätsignal (SEA) i beroende av mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av nämnda del; varvid mätsignalen (SEA) innefattar åtminstone en vibrationssignalkomponent (SD) som beror av en vibrationsrörelse hos den rotationsmässigt rörliga delen (8) och som har en repetitionsfrekvens (fp) som beror av rotationshastigheten (fROT) hos den rotationsmässigt rörliga delen (8); en analog-till-digital-omvandlare (44) för sampling av den analoga mätsignalen med en ingångssamplingsfrekvens (fs) så att en digital mätdatasignal (SMD) alstras i beroende av nämnda mottagna analoga mätsignal; varvid den digitala mätdatasignalen (Si/io) har en första signal-till-brus-förhållande-nivå; 10 15 20 25 30 535 279 79 ett digitalt bandpassfilter (240) som är anordnat att filtrera den digitala mätdatasigna- len (SMD) så att en flltrerad mätdatasignal alstras; och en digital enveloper (250) som är ansluten till bandpassfiltrets (240) utgång och anordnad att envelopa den filtrerade mätdatasignalen så att en envelopad signal (SENV) alstras; en första decimator anordnad att utföra en första decimering av den digitalt envelo- pade signalen (SENv) för att åstadkomma en första digital signal (SRED. Snetn) som har en första reducerad samplingsfrekvens (fsR1); varvid den första reducerade samplings- frekvensen (fsR1)är reducerad med en heltalsfaktor (M) jämfört med ingångssampeifrekvensen (fs); en andra decimator (470, 470A, 470B) anordnad att utföra en andra decimering så att en andra digital signal (Stam) med en andra reducerad samplingsfrekvens (fsm) åstadkommas; och en evaluator (230) anordnad att utföra en tillståndsanalysfunktion (F1, F2, Fn, 230, 290, 294) för analys av tillståndet hos maskinen, kännetecknad av att den andra decimatom (470, 470A, 470B) har en första ingång för mottagande av den första digitala signalen (Saso. SREDQ; och en andra ingång för mottagande av en signal indikerande en variabel rotationshas- tighet (fRQT) som är associerad med den rotationsmässigt rörliga delen (8); varvid den andra decimatom (470, 470A, 470B) är anordnad att styra den andra reduce- rade samplingsfrekvensen (fsm) i beroende av signalen indikerande den variabla rotationshastlgheten (fRQT) så att antalet sampelvärden per varv hos den rotationsmäs- sigt rörliga delen (8) hàlles vid ett väsentligen konstant värde; och en förbättrare (320, 94) som har en ingång för mottagning av den andra digitala signalen (SRED2); varvid förbättraren är anordnad att utföra en korrelation så att signal- amplitudkomponenter (S0) med repetitionsfrekvens (fo) som är proportionell mot rotationshastlgheten (fROT) förstärks i förhållande till stokastiska signalkomponenter; samt av att evaluatom (230) är anordnad att utföra tillståndsanalysfunktionen (F1, F2, Fn, 230, 290, 294) i beroende av den korrelerade utsignalsekvensen (O, SMoP).

7. Anordning enligt krav 6, vari den första decimatom är anpassad att reducera samplingsfrekvensen med en heltalsfaktor (M). 10 15 20 535 279 80

8. Anordning enligt krav 7, vari heltalsfaktorn (M) är inställbar till ett värde som är anpassat för mätförhållanden i en mätsession; varvid heltalsfaktom hålles konstant under en mätsession.

9. Anordning enligt något av kraven 6-8, vari: den andra digitala signalen (SReoz) representerar mekaniska vibrationer med ursprung i rotation av nämnda rotationsmåssigt rörliga del (8) så långt att uppträdande av en vibration med en repetitionsperiod (TR) orsakas; varvid förbättraren är anordnad att dela upp den andra digitala signalen (Snsoz) i ett första signalstycke (2070) och ett andra signalstycke; varvid förbättraren är anordnad att alstra en digital utsignal (O) som har ett andra flertal (OLENGTH) Sampel, varvid det andra flertalet (OLENGTH) är ett positivt heltal och lägre än det första flertalet (ILENGTHX varvid den digitala utsignalen (O) alstras i beroende av det första signalstycket (2070) och det andra signalstycket.

10. Anordning enligt något av kraven 6-9, vari den mottagna digitala insignalen (I) innefattar signalkomponenter som har sitt ursprung i ett försämrat tillstånd, varvid försämringssignalkomponenterna är repetitiva med nämnda repetitionsfrekvens (TR).