SE518113C2 - Metod och anordning för att förbättra strömstyrande D/A- omvandling - Google Patents

Description

75 20 25 30 518113 _2_ kopplade, varvid digitala insignalbitar bi, i = O, l, ..., N-1, där bN¿ är den mest signifikanta biten (MSB) bestämmer vilken strömkälla SIR, k = O, l, ..., N-l, vilket löser eller åtminstone reducerar som skall anslu- tas till utgàngen, det ovannämnda problemet med felanpassning mellan strömkäl- lorna.

Det är i detta hänseende ett särskilt syfte med uppfinning- en att àstadkomma en metod som är enkel, snabb, exakt, effektiv, tillförlitlig och lätt att installera, och som särskilt är billig. Ännu ett syfte med uppfinningen är att åstadkomma en sàdan metod, som kan implementeras med användning av ett minimum av komponenter.

Enligt en först aspekt på uppfinningen uppnàs dessa jämte andra syften med en metod, i vilken strömmen Iná, under D/A-omvandlingen, från den största strömkällan SIN¿ ersätts med en ström IN4, där _ N-Z IN-, = (-2 IJHW, varvid I; är strömmen frán strömkällan SIH och Imut är strömmen fràn en ytterligare enhetsströmkälla.

Metoden betecknas enkel MSB-kalibrering (Most Significant Bit), eftersom den endast kompenserar för strömmen lig frán den största strömkällan SIN¿. Metoden implementeras före- trädesvis sà att D/A-omvandlaren kalibreras före D/A- omvandling. Kalibreringen innefattar att strömmarna Iya och »v ky mäts och att den största skillnaden AI mellan de upp- mätta strömmarna blidas och lagras. Ersättningen som utförs under omvandlingen innefattar sedan att strömmen lgy bildas genom att strömskillnaden AI subtraheras fràn den största strömkällans ström IN¶. 10 75 20 25 518113 _3..

Enligt en andra aspekt pà uppfinningen uppnås dessa jämte andra syften medelst en metod, i vilken strömmarna Ina, ïu¿f H.

., SlNf, där c är ett positivt heltal större än l, LFC, fràn de c st största strömkällorna Sïflí, SINQ, I EI'- sätts med strömmarna IN4, LFZ, ..., Lßc, där __ N-c-l IN-c =( Z IkJ+Ium RIU i vilket uttryck Ik är strömmen fràn strömkällan SI, och IUM; är strömmen fràn en ytterligare enhetsströmkälla.

Denna metod kallas allmänt MSB-kalibrering eftersom den fràn de c st kompenserar för strömmarna IN¿, Lag, Iwf, S IN-c - största strömkällorna SIN¿, SIN¿, ..., Denna metod kan implementeras pà samma sätt som metoden enligt den första aspekten pá uppfinningen, men företrädes- vis implementeras metoden genom följande kalibrering före D/A-omvandlingen: -w - strömmarna IN¶, INQ, , Le, och IN4 mäts, - stromskiiinaaen AIM = :Nny - 1,4 bildas och - strömskillnaderna AIN¿ = IN¿ - ïßz, ..., Alwf = Inn - ïhc bildas som bràkdelar av Alyn.

Ersättningen under omvandling omfattar att resp strömmar ~ .v Q4, Lkz, ..., ïßc bildas genom att resp strömskillnad AIN¿, AIN¿, ..., Alwf subtraheras fràn resp ström IN¿, IN¿, . _ , IH--r - Företrädesvis ástadkommes bràkdelarna genom tidigare känne- dom om den relativa felanpassningen mellan de N st binärt viktade strömkällorna. 10 75 20 25 30 518113 _4_ Ännu ett syfte med föreliggande uppfinning är att åstadkom- ma strömstyrande N-bitars D/A-omvandlare, som omfattar N st digitala ingångar, vilka var och en tar emot en digital insignalbit bi, i = 0, l, ..., N-l, varvid bN¿ är den mest signifikanta biten (MSB); en analog utgång; och N st binärt viktade strömkällor SIK, k = O, 1, ..., N-l, som kan anslu- tas till nämnda analoga utgång, varvid varje strömkälla Sïk omfattar 2k enhetsströmkällor Slumf med samma styrka som är parallellkopplade, varvid de digitala insignalbitarna anger k = O, 1, ..., N-1, tas till den analoga utgången, vilken strömkälla SIK, som skall anslu- i vilken omvandlare metoden enligt uppfinningens första och andra aspekter kan imple- menteras.

Enligt en tredje aspekt på föreliggande uppfinning åstad- kommes sålunda en sådan D/A-omvandlare som vidare omfattar en ytterligare enhetsströmkälla och organ för att ersätta strömmen IN4 ~ från den största strömkällan SIw¿ med en ström ITM , där _ N-Z 1N-1=(2 fuj+ïunxf k-O varvid Ik är strömmen från strömkällan SIX och Imnt är strömmen från nämnda ytterligare enhetsströmkälla.

Enligt en fjärde aspekt på föreliggande uppfinning åstad- kommes en sådan D/A-omvandlare, som vidare omfattar en ytterligare enhetsströmkälla och organ för att ersätta IN-:f .., IN-cf Sïwf, ., Sïflf, där c är ett positivt heltal med strömmarna ~ N ~ strömmarna Iflg, från de c st största strömkäl- lorna SIN¶, större än l, Q4, k¿, ..., kü, där 10 75 20 25 518113 _5_ NI 2 I ..- ll ß'_'\ 7 T <> 'i N _ I' \.__-..J + Tâ ï 1 2 | . u \< -1 I I _ ll f? 2 M: l _ _ I' \.__) + *~ å i vilka uttryck Ik är strömmen från strömkällan SIK och Iumt är strömmen från nämnda ytterligare enhetsströmkälla.

D/A-omvandlarna enligt uppfinningen kan omfatta en ström- spegel för att bilda ovannämnda strömskillnader, vilka kan lagras och återställas i ett nät innefattande en kondensa- Transistorerna innefattar både NMOS- och PMOS-transistorer. tor och transistorer anslutna parallellt.

En stor fördel med föreliggande uppfinning är att den kan tillämpas pà ett helt analogt sätt utan införande av någon A/D-omvandling.

Ytterligare särdrag hos och fördelar med uppfinningen fram- går av den detaljerade beskrivningen nedan av utföringsfor- mer av uppfinningen.

Kortfattad beskrivning av ritningarna Föreliggande uppfinning förstàr man bättre genom den detal- jerade beskrivningen nedan av föredragna utföringsformer av den med hänvisningar till ritningarna, som endast är avsed- da att illustrera och således inte begränsa föreliggande uppfinning.

Fig la visar schematiskt en strömstyrande D/A-omvandlare, och fig lb visar schematiskt en enhetsströmkälla med mot- svarande anpassningsfel. p ~ § | o nu 70 75 20 25 30 35 518113 _6__ Fig 2a visar schematiskt en uppsättning enhetsströmkällor med definierade riktningar och positioner, och fig 2b visar ett exempel pà en tilldelning av enhetskällor till specifi- ka bitar för en 6-bitars D/A-omvandlare.

Fig 3a är ett diagram över rampresponsen för den 6-bitars D/A-omvandlaren i fig 2b med matchande egenskapskonstanter kx =O och ky = uppfinningen, 0,1 utan den enkla MSB-kalibreringen enligt och fig 3b är ett diagram över rampresponsen för samma omvandlare när den enkla MSB-kalibreringen enligt uppfinningen används.

Fig 4a visar schematiskt ett exempel pà hur man utför den enkla MSB-kalibreringen pà ett rent analogt sätt, och fig 4b visar schematiskt ur man utför den motsvarande kompense- ringen under D/A-omvandling.

Fig 5a och 5b är diagram över rampresponsen för den 6- bitars D/A-omvandlaren i fig 2b med matchande egenskapskon- stanter kx =0 och ky = rade MSB-kalibreringen enligt uppfinningen. 0,1 när man använder den generalise- Fig 5a är ett exempel när c är satt till ett (vilket stämmer överens med den enkla MSB-kalibreringen), och fig 5b är ett exempel när c är satt till två.

Fig 6a visar schematiskt ett exempel pà hur man utför den (c=2> och fig 6b visar schematiskt hur man utför den generaliserade MSB-kalibreringen logt sätt, motsvarande kompenseringen under D/A-omvandling. pä ett helt ana- Fig 7 visar fyra enkla tonspektra för en 14-bitars D/A- omvandlare med matchande egenskapskonstanter kx = 0,000l och ky = 0,000l för olika antal kalibrerade bitar (C = O, l, 2 resp 3).

Detaljerad beskrivning av utföringsformer I förklarande och inte begränsande syfte anges i beskriv- t.ex. ningen nedan specifika detaljer, speciella tekniker 10 15 20 25 30 35 51 8 1 1 3 n 1 u ø a n nu _7_ och tillämpningar för att ge en grundlig insikt om förelig- gande uppfinning. För en fackman är det emellertid uppen- bart att föreliggande uppfinning kan utföras i andra utfö- ringsformer som skiljer sig vad gäller dessa specifika detaljer. I andra exempel är detaljerade beskrivningar av välkända metoder och anordningar utelämnade för att inte tynga beskrivningen av föreliggande uppfinning med onödiga detaljer.

Såsom visas schematiskt i fig la är den strömstyrande D/A- omvandlaren av CMOS-typ lämpad för höghastighets- och högupplösningstillämpningar. Den grundläggande strukturen erfordrar inte några àterkopplingsslingor och ingen opera- Effekt- verkningsgraden är nästan 100% eftersom all ström leds till (typiskt 50 Den i fig la visade N-bitars D/A-omvandlaren är kon- tionsförstärkare och sålunda är bandbredden stor. utgången, där avslutningen är en resistiv last ohm). struerad med användning av N st binärt viktade strömkällor Slk, k = O, 1, ..., N-l, där källan SIR alstrar strömmen Ik.

För att förbättra matchningen utnyttjar varje strömkälla SIK 2k parallella enhetsströmkällor Slumï, av vilka var och en alstrar enhetsströmmen Iumt. bi, i = O, 1, ..., N-1, anslutas till utgången. Den minst signifikanta biten (MSB) De digitala insignalbitarna väljer vilka strömkällor som skall (LSE) Den är b@ och den mest signifikanta biten är bN¿. totala strömmen ges således av Im(n) = (bN_l(n)-2N'l+ +b1(n)-2+b°(n))-Iun¿, = XQg-[unü (1) där X(n) b@(n)} vid samplingsögonblicket n. är den binära insignalkoden X(n) = {bN_¿(n),..., Missanpassningsfelet, som hör samman med en viktad ström- källa Ik är utformat som en ytterligare parallell strömkäl- la med amplituden At såsom visas i fig lb. 70 75 20 25 51 3 1 1 3 Éï: : a u o co _8_ Vidare är enhetskällorna arrangerade i en uppsättning med 2” källor i x-riktningen och 2”M källor i y-riktningen, som är indicerade som i fig 2a.

Modelleringen av felanpassningsfelet skall nu beskrivas ytterligare. Såsom nämnts modelleras felanpassningsfelet, som hör samman med en viktad strömkälla Ik som en ytterli- gare parallell strömkälla med amplituden AK. Enhetsström- källorna är utformade pà samma sätt som de binärt viktade källorna, sàledes en nominell strömkälla parallellt med en felkälla i(a, b) = I,,,,¿,+ö(a,b) (2) Med detta beteckningssätt får man k Ik = 2 ' Iuni: 0) A, = z 501,11) (a. b):|'(a. b) e I, Enligt artikeln "Matching Properties of MOS Transistors", M. J. M. Pelgrom mfl, IEEE J. of Solid-State Circuits, vol 24, sid 1433-9, okt 1989, integrerade MOS-transistorer ses som en effekt av tva typer nr 5, kan denna felanpassning hos av parametervariationer. Den första typen av parametervari- ation är slumpvis utan någon korrelation mellan transisto- rerna, och den andra är en deterministisk variation som härrör från det faktum att oxidtjocklek, jonimplantering etc ofta uppvisar en cirkulär fördelning över brickan.

Studier över strömstyrande D/A-omvandlare (tex artikeln "A Low-Power Stereo 16-bit CMOS DIA Converter för Digital Audio", H. J. Schouwenaars mfl, IEEE J. of Solid-State Circuits, vol 23, sid 1290-7, dec 1988, approximation varierar linjärt över chipsare- nr 6, visar att felen med god an. Antar man att sà är fallet kan man uttrycka felkällorna SOIII 70 75 20 25 30 518113 _9__ öm. b) = k, - (a - åsznßv) + k,- (b -åsgnunj (4) där kx och ky är konstanter som beskriver de linjärt grade- rade egenskaperna hos enhetskällorna. Termerna %sign(a) och (b) nâgra enhetskällor med index a = äsign kompenserar för det faktum att det inte finns O eller b = O. man ekv 3 och ekv 4 kan man erhálla värden på Ak uttryckt i Kombinerar kx och ky. Dessa uttryck är givetvis avhängiga av vilka enhetskällor som valts för att bilda en viss binärt viktad strömkälla.

Fig 2b visar ett exempel pa hur man anger enhetskällor för en 6-bitars D/A-omvandlare, en typ som är allmänt känd för att vara dàlig pà att undertrycka deterministisk, linjärt graderad felanpassning. I sadana anordningar kan emellertid felet i MSB, där N och M är indexera- nämnda olika AK uttryckas i form av AN-¿, àtminstone för de N - M st MSB'na, de som i fig 2a, nágot som kan användas för att förenkla felestimeringen.

Kalibreringstekniken enligt uppfinningen kommer nu att beskrivas i form av en enkel MSB-kalibrering med hänvis- ningar till fig 3 och 4.

Beroende pà det stora antalet enhetskällor i MSB'n är detta troligen biten med det största felet. Idén med denna enkla MSB-kalibrering är att eliminera detta fel med substitutio- HER N-2 llv-lfifN-l = ZI/:æfluniz (5) -0 Inn; kan erhållas medelst dummy-enhetskällan i fig. 2b. I praktiken kan det finnas flera enhetskällor tillgängliga för det ändamålet pà chipset. o o ø - o» 70 15 20 25 30 35 .nu oc a q 518 1 1 s _lO_ Fig 3a är ett diagram över rampresponsen för den 6-bitars D/A-omvandlaren i fig 2b med matchande egenskapskonstanter k, = O och ky = uppfinningen, O,l utan den enkla MSB-kalibreringen enligt och fig 3b är ett diagram över rampresponsen för samma omvandlare, när den enkla MSB-kalibreringen en- ligt uppfinningen används.

Man ser att D/A-omvandlarens linearitet ökas mycket när det stora felet i övergången mellan ZN* - l = Oll...llbmäm och 2N-1 = lertid ett förstärkningsfel, lOO...00bU@K avlägsnas. MSB-kalibreringen inför emel- såsom framgår av fig 3ä och 3b (olika lutningar) men detta påverkar inte D/A-omvandlarens prestanda. (5) måste mätas. Eftersom det finns tillgång till både IN¿ och »w Substitueringen av ekv kan utföras utan att någon ström QA kan strömskillnaden AI=IN4-kg konstrueras med använd- ning av en strömspegel, såsom visas i fig 4a och 4b. Ström- men AI lagras i ett strömminne, och under operation subtra- heras AI från Iw¿ vilket ger utsignalen från MSB-ström- källan, såsom visas i fig 4a och 4b.

Den begränsning med denna metod är att strömminnet sanno- likt måste vara en kondensator, som bibehåller rätt styr- spänning hos en transistor (såsom visas i fig 6a och 6b), och denna kondensator uppvisar laddningsläckage vilket gör det nödvändigt att omkalibrera D/A-omvandlaren efter viss, exempelvis i förväg bestämd tid.

En generaliserad MSB-kalibreringsteknik enligt uppfinningen kommer nu att avhandlas. I fig 3a och 3b kan man se stor ökning av D/A-omvandlarens linearitet med den enkla MSB- kalibreringstekniken, men det finns fortfarande fel i över- gångarna hos den näst mest signifikanta biten MSB-l och den tredje mest signifikanta biten MSB-2 etc, fel som också kan reduceras för att uppnå önskade prestanda hos D/A- omvandlaren. Under antagandet att c bitar kalibreras (den 51 ß 11å _.ll_ enkla MSB-kalibreringen motsvarar c = l) generaliseras ekv (5) till _ N-c-l IN-cæIN-C ={ Z Ikjq-Iunit _ kIO N-c-l IN-c4-l9ïN-C+1=( Z IkJ+íN-C+Iunít E10 _ N-C-l N-4 _ IN_3(-)1N_3 ={ z Ikjå-K z Ijjfll-Ium-t 1 k-O IN-c _ N-c-l -3 _ IN_2(")IN_2=( Z z Ij)+Ium-, 1-o j-N-C _ N-c-l -2 _ z-o 1=N-c I fig 5a och 5b visas rampresponsen för samma D/A- omvandlare som förut, denna gång kalibrerad med c = l (sam- ma exempel som visas i fig 3b) och c = 2, och som man ser förbättrar kalibrering MSB-l liksom även MSB ytterligare D/A-omvandlarens linearitet.

I det följande beskrivs tva grundläggande principer för att implementera den generaliserade MSB-kalibreringen. Ett sätt att kalibrera de c MSB'na är att utföra algoritmen i ekv 6 med användning av samma slags kretsar som i fig 4a och 4b för att konstruera de olika 1. Detta kan konsumera en mängd komplexa kretsar och stor chipsarea, och därför kan det vara lämpligt att använda vetskapen om felanpassningen, som beskrevs i felanpassningsmodelleringsstycket ovan.

Eftersom felen beroende pá linjärt graderad felanpassning kan uttryckas som felet i MSB, åtminstone som en god ap- proximation för nâgra MSB'n, behöver man endast konstruera denna felström, som uppträdde i den enkla MSB- kalibreringen, och använda denna ström för att konstruera alla andra kompenseringsströmmar. Som ett exempel pà detta kommer de tva MSB'na för den 6-bitars D/A-omvandlaren som 10 15 20 25 30 518115 _l2_ att kalibreras. Med detta sätt att välja enhetskällor är det tidigare användes som ett exempel i denna beskrivning, känt att felet i MSB-l övergangen, som är markerad b i fig 3a, kan uttryckas som felet i MSB-övergángen, som är marke- rad a i fig 3a, som b = a/4. Med användning av ekv (6) får man HU. I iN-2 = IN-z-b = [Ar-rå (7) I fig 6a och 6b nedan visas en krets för implementering av (7). satorn för att de fyra vänstraste NMOS-transistorerna skall kalibreringen i ekv I kalibreringsfasen laddas konden- bibehålla strömmen a, dvs vardera transistorn har kollek- torströmmen a/4. I operationsfasen bibehåller kondensatorn fortfarande samma laddning, sa att vardera transistorn har kollektorströmmen a/4. En av transistorerna används för att subtrahera strömmen a/4 fràn In¿, medan de övriga fem an- För att kretsen i fig 6a och b skall fungera mäste a vara ett posi- vänds för att subtrahera strömmen 5a/4 fràn Inn. tivt heltal. Om a är negativt kan kalibreringen utföras med användning av samma krets med PMOS-transistorer i stället för NMOS-transistorer. Eftersom tecknet för a är okänt, erfordras tvà kalibreringsnät, ett NMOS-transistornät och ett PMOS-transistornät äamt en komparator för att bestämma tecknet för a och därmed vilket nät som skall användas.

Resultatet i frekvensdomänen fràn simulering av D/A- omvandlare med utnyttjande av MSB-kalibrering för olika värden pa c presenteras nu med hänvisning till fig 7. D/A- omvandlarstrukturen som används är en 14-bitars D/A-omvand- lare, som är konstruerad pà samma sätt som 6-bitarsomvand- laren i fig 2 med M = 8, (LSB/enhetskälla). I spektrumet för D/A-omvandlaren med en fullskalig sinusform och en gradient om kx = ky = 0,000l tillämpas fig 7 visas signal- pa ingàngen och för olika värden pa c. De viktiga frekvens- domänegenskaperna signal/brus och distorsionsförhàllande 10 15 20 25 30 35 518113 _13- (SNDR) (SFDR) visas också i fig 7. För en 14-bitars D/A-omvandlare är SNDR begränsat och störfri-dynamiskt omràde till 86 dB beroende på kvantiseringsbrus, och kalibrering 2 ger SNDR = 78 dB, svarar ett effektivt anta bitar om 12,5 bitar, vilket mot- en förbätt- ring med 3 bitar jämfört med den okompenserade D/A- av D/A-omvandlaren med c = omvandlaren.

Med denna mycket enkla kalibreringsteknik uppnár man en D/A-omvandlare med mycket bra prestanda.

Med den i denna beskrivning beskrivna MSB-kalibreringen är det möjligt att erhålla bra prestanda hos D/A-omvandlaren utan komplicerade layouttyper, randomisering eller DEM- tekniker, som annars används.

Kalibreringen kan göras helt analog, och eftersom felan- passningsfelen är analoga till sin natur är det lämpligt att inte använda A/D-omvandlare och utföra kalibreringen i en digital domän, eftersom dessa A/D-omvandlare är svåra att tillverka med hög precision, upptar utrymme pà chipset och förbrukar energi.

Med användning av vetskapen om linjärt graderad felanpass- såsom beskrivits ovan, kan felen hos många bitar tex MSB'n, och kalibreringskretsarna kan förenklas ytterligare. ning, estimeras med användning av felet hos en bit, En fördel med den beskrivna kalibreringstekniken är att den relativt lilla kompenseringsströmmen lagras och aterställs, i stället för den relativt stora MSB-strömmen. När ström- minnet är utsatt för laddningsläckage uppnàr man i sämsta fallet prestanda hos en okalibrerad strömstyrande D/A- kalibrerade MSB- skulle laddningsläckage omvandlare. Om i stället den kompletta, strömmen lagrades i strömminnet, har mycket värre inverkan pà D/A-omvandlarens prestanda. 70 15 20 4 . | - .a 518113 _14..

Den här beskrivna kalibreringstekniken har bland annat följande fördelar: - Enkel och effektiv teknik.

- Inget behov av komplicerade layouttyper, randomisering eller DEM-tekniker.

- Ingen felmätning eller A/D-omvandling erfordras.

- Kalibrering av den lilla kompenseringsströmmen hos en nàgotsànär väl fungerande D/A-omvandlare i stället för kalibrering av hela MSB-strömmen resulterar i färre fel när kalibreringen mankerar beroende pá felanpassning el- ler laddningsläckage.

Vidare kan laddningsläckage i strömminnet medföra behov av omkalibrering, och felanpassning påverkar även kalibre- ringskretsarna.

Det är uppenbart att uppfinningen kan varieras pà ett fler- tal sätt. Sådana variationer skall inte anses ligga utanför uppfinningens ram. Alla sàdana modifieringar, som skulle vara uppenbara för en fackman, är avsedda att ligga inom patentkravens skyddsomfàng.

Claims (33)

10 75 20 25 30 35 518113 _15.. Patentkrav

1. l. Metod för att använda en strömstyrande N-bitars D/A- omvandlare innefattande N st binärt viktade stromkällor Slk, k = O, l, ..., N-l, gemensam utgáng, där varje strömkälla SI, innefattar 2” som är anslutningsbara till en enhetsströmkällor Slumt med samma styrka, som är parallell- i = O, 1, ..., där bW¿ är den mest signifikanta biten (MSB), k = O, l, ..., N-I, anslutas till utgången, kännetecknad av steget att under kopplade, N-l, mer vilken strömkälla SIM varvid digitala insignalbitar bn bestäm- som skall D/A-omvandlingen ersätts strömmen I»¿ fràn den största ~ strömkällan Slna med en ström INJ, där _ N-Z 1,-, = Lz gyfzw, -0 i vilket uttryck Ik är strömmen fràn strömkällan SI; och Iumt är strömmen fran en ytterligare enhetsströmkälla.

2. Metod enligt kravet l, D/A-omvandlaren före D/A-omvandling, varvid kalibreringen som innefattar kalibrering av innefattar stegen att: - strömmarna Ina och ÄN nátes och - strömskillnaden AI mellan de uppmätta strömmarna kostrue- ras, - varvid ersättningssteget innefattar bildandet av strömmen 'kg genom att subtrahera strömskillnaden AI fràn strömmen IN¿ hos den största strömkällan.

3. Metod enligt kravet 2, strueras medelst en strömspegel. varvid strömskillnaden AI kon-

4. Metod enligt kravet 2 eller 3, lagras i ett strömminne. varvid strömskillnaden AI

5. Metod enligt kravet 4, varvid strömskillnaden AI lagras genom uppladdning av en kondensator. _l6_

6. Metod enligt något av kraven 2-5, varvid kalibreringen upprepas efter en i förväg bestämd tidrymd.

7. Metod enligt nagot av föregaende krav, varvid strömkäl- lorna är integrerade MOS-transistorer.

8. Metod för att använda en strömstyrande N-bitars D/A- omvandlare innefattande N st binärt viktade strömkällor SIK, k = O, 1, ..., N-l, som är anslutningsbara till en gemensam utgång, varvid varje strömkälla SI, innefattar 2“ enhetsströmkällor Slumi med samma styrka, som är parallell- kopplade, varvid digitala insignalbitar bi, i = O, 1, ..., N-1, där bwi är den mest signifikanta biten (MSB), bestäm- mer vilken strömkälla SIR, k = O, 1, ..., N-l, som skall anslutas till utgången, kännetecknad av steget att under D/A-omvandlingen ersätts strömmarna Iwfl, Iw¿,__ Iwü, från de c st största strömkällorna SIN¶, SINQ, ..., SINf, där c är ett positivt heltal större än l, med strömmarna :kw p.. IN_¿, ..., IN_C, där i vilka uttryck I, är strömmen fràn strömkällan SIK, och Iam: är strömmen från en ytterligare enhetsströmkälla.

9. Metod enligt kravet 8, som innefattar kalibrering av D/A-omvandlaren före D/A-omvandling, varvid kalibreringen innefattar stegen att: 5 10 75 20 25 30 35 n ; . o .n 518113 _ 17 _ - strömmarna IN_~_, I,»\1-_~, IW? och ÄH, im TWC mätes och " Strömskillnaderna AIM-l = Ijg-l _ ïN_l, Aïyp: = IN-l _ ïN_2, ~ .., Aïpp; = IN-g '_ IN_C bildas, - varvid ersättningssteget innefattar att resp strömmar ~. ~. »_- kq, k¿, ..., .kw bildas genom att resp strömskillnad AIN¿, AIN¿, _, Alan subtraheras frán resp ström IN¿, IN-l/ .. IN-c- -r

10. Metod enligt kravet 8, som innefattar kalibrering av D/A-omvandlaren före D/A-omvandling, varvid kalibreringen innefattar stegen att: ~ - strömmarna IN¿, L%;,__” Iaf och l§4 mätes, - scrömskiiinaden AIM = :ät-_ - ïNq bildas och - strömskillnaderna AI»¿ = Lt¿ - ïßz, ..., Alwf = Iuf - ~ kw bildas som bràkdelar av Aïflfl, - varvid ersättningssteget innefattar att resp strömmar N ~ ~ kg, k_¿, ..., Iwæ bildas genom att resp strömskillnad AIN4, AIN¿, .., AIW1 subtraheras fràn resp ström IN¿, IN-Z/ ..., IN-c-

11. ll. Metod enligt kravet 10, varvid bràkdelarna bildas genom tidigare vetskap om den relativa felanpassningen mellan D/A-omvandlarens N st binärt viktade strömkällor.

12. Metod enligt något av kraven 9-11, varvid strömskillna- den AI»¿ konstrueras medelst en strömspegel.

13. Metod enligt något av kraven 9-12, varvid strömskillna- derna AINn, AIN@, ., Alan lagras i ett strömminne.

14. Metod enligt kravet 13, lagras genom uppladdning av en kondensator. varvid strömskillnaden Alma varvid strömskillnaderna AIN¿, f»

15. Metod enligt kravet 14, Alyf, ., AIN@ àterställs för att bilda resp ström IN4, ~ Lhz, ..., Iwæ medelst en parallellkopplad kondensator, som styr transistorerna. 10 15 20 25 30 51 s 1 1 z

16. Metod enligt kravet 15, transistorer i beroende av att strömskillnaderna Alfifl, AIN-lf varvid transistorerna är NMOS- ., Alwf är positiva.

17. Metod enligt kravet 15, varvid transistorerna är PMOS- transistorer i beroende av att strömskillnaderna AIN¿, AIN¿, ., Almfl är negativa.

18. Metod enligt nagot av kraven 10-17, varvid kalibrering- en upprepas efter en i förväg vald tidrymd.

19. Metod enligt något av kraven 10-18, varvid strömkällor- na är integrerade MOS-transistorer.

20. Strömstyrande N-bitars D/A-omvandlare innefattande: - N st digitala ingàngar, som vardera tar emot en digital insignalbit bi, i = O, 1, ..., N-1, (MSB), varvid bw¿ är den mest signifikanta biten - en analog utgàng och - N st binärt viktade strömkällor SIR, k = O, 1, ..., N-1, som är anslutningsbara till nämnda analoga utgång, varvid varje strömkälla Sïk innefattar 2* enhetsströmkällor SI? nn, som har samma styrka och är parallellkopplade, - varvid de digitala insignalbitarna anger vilken strömkäl- la Sïi, k = O, 1, ..., N-1, analoga utgången, som skall anslutas till den kännetecknad av en ytterligare enhetsströmkälla samt organ för att ersätta strömmen IN¿ fràn den största strömkällan ~ SI»¿ med en ström INJ, där _ N-Z 1,,_,=L2 qyfzw, -0 i vilket uttryck Ik är strömmen fràn strömkällan S11 och Iumí är strömmen fràn nämnda ytterligare enhetsströmkälla. o | u o nu 70 15 20 25 30 35 518113 _l9_

21. D/A-omvandlare enligt kravet 20, som därjämte innefat- tar kalibreringsorgan för kalibrering av D/A-omvandlaren, varvid kalibreringsorganet innefattar: - organ för mätning av strömmarna Inn och lg* och - organ för att konstruera strömskillnaden AI mellan de uppmätta strömmarna, varvid D/A-omvandlaren innefattar organ för att under D/A- omvandling bilda strömmen ï§4 genom att subtrahera ström- skillnaden AI fràn strömmen IN¿ hos den starkaste strömkäl- lan.

22. D/A-omvandlare enligt kravet 21, varvid organet för att konstruera strömskillnaden innefattar en strömspegel.

23. D/A-omvandlare enligt kravet 21 eller 22, varvid ström- skillnaden AI lagras i ett strömminne, som särskilt inne- fattar en kondensator.

24. D/A-omvandlare enligt något av kraven 20-23, varvid strömkällorna är integrerade MOS-transistorer.

25. - N st digitala ingångar, Strömstyrande N-bitars D/A-omvandlare innefattande: som vardera tar emot en digital insignalbit bi, i = O, l, ..., N-l, (MSB), varvid bwä är den mest signifikanta biten - en analog utgång och - N st binärt viktade strömkällor Slk, k = O, l, ..., N-l, som är anslutningsbara till nämnda analoga utgäng, varvid varje strömkälla SI; innefattar 2“ enhetsströmkällor SIW nn, som har samma styrka och är parallellkopplade, - varvid de digitala insignalbitarna anger vilken strömkäl- la Sïk, k = O, 1, ..., N-1, analoga utgàngen, som skall anslutas till den kännetecknad av en ytterligare enhetsströmkälla samt organ för att ersätta strömmarna Ifin, Ln;,___ Ltï, SIN-¿, ..., SIn_,, positivt heltal större än l, med strömmarna IN4, fran de c st : största strömkällorna SIN¿, där c är ett ~ ~ IH, IN_C , där n n u o u nu 10 75 20 25 51 s 1 1 3 šï* _20_ i vilka uttryck Ik är strömmen fràn strömkällan SIR, och IUM; är strömmen från den ytterligare enhetsströmkällan.

26. D/A-omvandlare enligt kravet 25, som innefattar organ för kalibrering av D/A-omvandlaren, varvid kalibreringsor- ganet innefattar: - organ för mätning av strömmarna IN4, Lag, _H Inc och 1%” ïbm ïNfi och - organ för att bilda strömskillnaderna AIN¿ = IN@ - Ißz, ., AIM = IM - IM, - varvid ersättningsorganet innefattar organ för att forma resp strömmar ih” kä, ..., :hc genom att resp ström- skillnad AIN¿, AIN¿, ., Alwf subtraheras från resp Stl-”Öm IN-i/ IN-:f IN-c- ..,

27. D/Afomvandlare enligt kravet 25, som innefattar organ för kalibrering av D/A-omvandlaren, varvid kalibreringsor- ganet innefattar: mätning av strömmarna Iyfi, Lh¿, - organ för IN¶ och ïww .., - organ för att bilda strömskillnaden AIN¿ = Ing -> Q4 och - organ för att bilda strömskillnaderna AI»¿ = IH¿ - lvl, _, AIN1 = Iwf - ïwc som bràkdelar av Alflfi, - varvid ersättningsorganet innefattar organ för att forma resp strömmar iwl, Lßz, ..., ißc genom att resp ström- skillnad AIN¿, AIN¿, _, Aïmm subtraheras från resp StJ-”Öm IN-i/ IN-:f , IN-c- 10 15 20 51 s 1 1 s ëïfš _21..

28. D/A-omvandlare enligt kravet 27, varvid organet för att bilda brákdelarna är konstruerade genom tidigare vetskap om den relativa felanpassningen mellan de N st binärt viktade strömkällorna.

29. D/A-omvandlare enligt nagot av kraven 26-28, varvid nämnda organ för att bilda strömskillnaderna innefattar en strömspegel.

30. D/A-omvandlare enligt nágot av kraven 26-29, varvid formningsorganet innefattar en kondensator och transisto- rer, som är parallellkopplade.

31. D/A-omvandlare enligt kravet 30, varvid transistorerna utgörs av NMOS-transistorer.

32. D/A-omvandlare enligt kravet 30 eller 31, varvid tran- sistorerna utgörs av PMOS-transistorer.

33. D/A-omvandlare enligt nagot av kraven 25-32, varvid strömkällorna är integrerade MOS-transistorer.