SE468920B - Adaptiv utjaemnare ingaaende i mottagaren foer ett datatransmissionsmedium - Google Patents

Description

_[>_.

CO 10 'IS 2D 25 \ F.) _2- REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Vid dataöverföring medelst den s k ZBIQ-koden sker en omkodning av två databitar (ÛÛ,Ûl,lÛ,ll) åt gången samtidigt, varvid fyra olika nivåer bildas, en sk kvarternär kod. Dessutom utsänds en ny ZBIGJ-puls före det att en föregående sådan puls avslutats. Detta ger enligt ovan på mottagarsidan upphov till en eller flera föregångare (precursor part) och ett antal efterföljare (postcursors part).

Den ovannämnda kända utjämnaren med två filter för att utjämna de båda delarna kan bli kostsam eftersom det första filtret för att utjämna före- gångarna kommer att ha ett flertal sk "tappar". Det blir därigenom svårt att realisera, eftersom flera tappar gör att samplingshastigheten måste ökas för att filtret skall kunna konvergera. Man vill dessutom kunna bibehålla en samplings- hastighet som är lika med baudhastigheten (dvs. lika med hastigheten hos de överförda pulserna). En sådan samplingshastighet medför emellertid att filtren ej säkert konvergerar inom praktiska gränser för olika typer av överförings- medier.

Utjämnaren enligt föreliggande uppfinning innehåller ett första och ett andra filter för utjämning av föregångarna resp. efterföljarna, vilka uppstår vid användning av överlappande flernivåkoder, exempelvis en ZBlG-kod. Utjäm- naren enligt uppfinningen är emellertid begränsad till det fall att endast en föregångare av betydelse uppträder före huvudpulsen som skall detekteras på mottagarsidan, medan övriga föregångare är försumbara. Utjämnaren år således anpassad för användning vid transmission medelst ovannämnda typ av koder. Ändamålet med föreliggande uppfinning är således att åstadkomma en ut- jämnare med två adaptiva filter för utjämning av föregångsdelen respektive efterföljardelen, där filtret för utjämning av föregångsdelen har förenklats beroende på karaktären hos den använda transmissionskoden.

Utjämnaren är därvid kännetecknad så som det framgår av patentkravets 1 kännetecknande del. 10 15 20 25 468 920 -3- FIGURBESKRIVNING Uppfinníngen skall närmare beskrivas med hänvisning till bifogad ritning där Figur l visar ett tidsdiagram över utsända pulser; Figur 2 visar ett tidsdiagram över en mottagen puls; Figur 3 visar ett blockschema över en utjämnare enligt uppfinningen; Figurerna lia-llb visar utseendet av en normaliserad insignal till utjämnaren enligt uppfinningen resp. dess utsignal.

UTFÖRINGSFORMER I figur l visas tidsdiagrammet för de pulser som utsände från transmissions- systemets sändsida, och som via ett transmissionsmedium, exempelvis en kabel mattas av systemets mottagarsida. Figur 1 visar speciellt s k masker av ZBlQ- pulser Pl, P2, P3, dvs. varje utsänd puls har ett toleransomràde som befinner sig inom de trapetsformade begränsningarna för varje puls. I diagrammet enligt figur 1 antas pulsen Pl ha en amplitud =+3, pulsen P2 ha en amplitud =-3 och pulsen P3 ha en amplitud =+l. Pulserna Pl-PB' motsvarar därvid de bínära parkombinationerna 10,00 och ll. Varje puls har en utsträckning i tiden = T + 3T/4 varvid pulsen Pl startar vid tiden tÜ-3T/4, pulsen P2 vid tiden tÛ+TI4 och puls P3 vid tiden t0+T+T/4. Pulserna Pl-P3 utsänds således överlappande dvs puls P2 startar före det att puls Pl avslutats. Detta ger en överförings- hastighet (baud)=l/T. Varje puls kan anta fyra nivåer +3, J, -l och +l svarande mot de binära kombinationerna l0,00,0l och ll.

Då pulserna Pl-P3 genomlöpt transmissionsmediet kommer varje puls att bli fördröjd och distorderad. Figur 2 visar utseendet för exempelvis pulsen Pl efter transmission och vid mottagning. Pâ mottagarsidan finns ett fast (icke-adaptivt) analogt filter som utjämnar varvid man fâr ett utseende enligt figur 2 (streckmarkerade kurvan) för en utsänd puls. I ungefär samma ögonblick som pulsen mottas sker en sampling vid tiden tl-ZT och med en samplingsfrek- vens = bittiden = T. Det första samplet betecknas med h_2. Vid tl - T fas ett andra sampel betecknat h_1 och vid t2 fås ett sampel ho som antas motsvara maxvärdet hos den mottagna signalen (fjärrsignalen). Fördröjningen över mediet blir således lika med tl-tu. Efterföljande sampel betecknas hl, hZ, osv. Samplen 46 CO 10 15 2D 25 30 V) BJ Q _4- h_2 och h_l är de s k föregångarna ("precursors") och samplen hl, h2 o s v de s k efterföljarna ("postcursors").

För att fa en korrekt detektering av överfört data är det av vikt att föregångarna h_2 och h_l kan elimineras sa att detektering sker enbart pa värdet av ho. I förut kända utjämnare finns ett första transversalfilter med ett antal tappar som i möjligaste man eliminerar föregångarna, medan efterföljarna elimineras av ett andra transversalfilter. Föreliggande utjämnare har ocksa tva filter men utnyttjar det faktum hos den använda koden att föregångaren h_l är dominerande förutom hu medan h_2 kan försummas.

Figur 3 visar närmare ett blockschema över utjämnaren enligt uppfinningen.

Den inkommande fjärrsignalen U enligt figur 2, som antas ha blivit utjämnad i ett förfilter (ej visat) uppträder vid ingangen av en förstärkarenhet AE. Denna enhet har en viss adaptiv förstärkningsfaktor, som kompenserar för dämpningen hos transmissionsmediet. Förstärkningsfaktorn adapterar i beroende av detekte- rat data w och en felsignal e enligt nedan sa att den inkommande signalen u normeras till en normerad utsignal u'.

Utjämnaren innehaller ett första utjämningsfilter Fl och ett andra utjämnings- filter F2, med ett antal tappar. Utgangen av filtret Fl är ansluten till plusingangen av en första adderkrets Al vars utgång är ansluten dels till en beslutskrets B, dels till plusingangen av en andra adderkrets A2. Beslutskretsen B ger över sin utgang den önskade mottagna datasignalen och är ansluten till ingången av det andra utjämningsfiltret FZ. Över filtrets F2 utgang fas en signal y och denna utgang är ansluten till minusingangen hos adderkretsen Al.

Vidare är beslutskretsens B utgang ansluten till minusingangen hos den andra adderkretsen A2. De bada adderkretsarna Al och A2 verkar därvid som skillnadsbildare för signalerna x, y och utsignalen w.

I beslutskretsen B utförs en bestämning av den inkommande signalen v=x-y jämfört med ett antal tröskelvärden som för den använda ZBIQ-koden med nivaerna +3, +l, -l, -3 kan vara +5, +2, O, -2, -5. En insignal v med ett visst värde ger en utsignal w fran beslutskretsen B enligt nedanstående tabell: 10 15 20 25 30 4.:..

CA C37) 9 i J CI' _ 5- intervall v Utsignal w +5 +5>v>+2 +3 +2>v>fl +l Û>v>-2 -l -2>v>-5 -3 -5>v -3 Vidare fås från adderkretsen A2 en felsignal e till enheten AE enligt nedan- stående tabell: Insignal v Utsignal w Fel e Valt adapteringssteg i AE v>+5 +3 e>0 0 +5>v>+3 +3 >0 -l +3>v>+2 +3 <0 +2>v>+l +1 >0 +l>v>0 +l <0 +l 0>v>-1 -l >0 +l -l>v>-2 -l <0 -2>v>-3 -3 >0 -3>v>-5 -3 <0 -1 -S>v -3 <0 0 Beslutskretsens utgångsstorhet w skall anta någon av den kvarternära kodens nivåer för detektering av insignalen U. Då signalen u' filtreras i utjämnaren fås en utsignal v=(x-y), som bestäms av beslutskretsen B. Felet e anger i vilken riktning v avviker från det beslutade värdet w och tillförs därför dels förstärkarenheten AE samt multiplikatorerna Mll i Fl och M2l-M2n i filtret FZ.

Det första utjämningsfiltret Fl skall eliminera föregångaren h_l hos den från enheten AE erhållna normerade signalen u' och filtret F2 skall eliminera efterföljarna hl, h2,... hos u'. Denna uppdelning är känd. Enligt uppfinningen är utjämningsfiltret Fl utformat med endast en tapp, dvs. består av exempelvis 10 15 20 25 \\ur PO CD -6- ett skiftregíster SHl med tva steg xl och X2 samt en adaptiv multiplikator Mll, jämte en adderkrets A3. Multiplikatorn Mll har en koefficient c som upp- dateras enligt c=c' -(Ac) x e x X1 där c' är det föregående värdet av c Ac = steglängden, dvs ökningen eller minskningen hos c e = felet som utgör skillnaden mellan utsignalen (x-y) från adderkretsen Al och utsignalen w. Utsignalen (x-y) är den signal som dels filtrerats från före- gångarna (i filtret Fl) dels filtrerats från efterföljarna (i filtret F2). Utsignalen w är den beslutade signalen av (x-y). Enligt ovan anger storheten e det fel som bestämmer adapteringen hos utjämnaren förutom adapteringen av enheten AE.

I figur 4a visas närmare hur den inkommande samplade och normerade signalen u' filtreras i filtret Fl i det fall att utjämnaren har konvergerat, dvs ett tillräckligt antal sampel h_2, h_l, hu, h+l osv har behandlats av utjämnarfiltren Fl, F2 (felet ewÛ). Adapteringen av filtret Fl innebär att multiplikatorn Mll inställts så att koefficienten c=-h_ lho. Detta åstadkommas medelst den sk LMS-algoritmen som minimerar felet e och tvingar multiplikatorn Mll att anta ovanstående värde. 1. Tidgunkten -2T och X -0.

Vid denna tidpunkt har skiftregistret SHl laddats så att Xl=h_2 2_ Utgàngen X blir därför U eftersom h_2'>«'0. 2. Tidgunkten -T Skiftregistret SHl innehåller nu värdena Xl=h_l; X2=h_2-x.0. Utgången X blir därför X=h-2*“-1<'(h-1/hâhh-lz/hns»n om h_l< överföringsmediet och förfiltret. 3. TidEunkten 0 Skriftregistret SHl innehåller nu värdena Xl=hÛ, X2=h_l och 10 15 468 920 X=h_l+hÛ(-(h_l/hÛ))=Û exakt 4. TidEunkten +T.

Skiftregistret SHl innehåller nu värdena Xl=h+l, XT-.ho och ><=hn+h+l(-(h_l/hÛ))=hÛ-(h_l x hJrl/ho) fr. :who om h_l< Figur 4b visar utgången X. Det framgår att föregångaren närmast före ho är helt eliminerad (-T). Samplet vid -2T dvs tvâ sampelintervall före ho har modifierats med storheten -hz/ho vilken således anger tillämpbarheten hos filtret Fl i utjämnaren. Det förutsätts vidare att h_2 kan försummas och att h_l ej överstiger c:a 10% av ho. Med dessa förutsättningar fas en förbättring av signal-brusförhallandet av c:a 20 dB. Praktiska försök visar att även efter- följarna dvs hd, h+Z osv dämpas genom införandet av filtret Fl i utjämnaren.

Utjämnaren konvergerar vanligtvis efter c:a äÛJJOÛ sampel för de längsta ledningarna. Koefficienten -(h_ lhu) är samma i multiplikatorn Mll efter konvergensen för samtliga möjliga nivåer hos insignalen u' (+3, +l, -l, -3).

Claims (2)

10 15 20 25 30 35 PATENTRRÄV

1. Adaptiv utj ämnare ingående i mottagaren för ett datatransmis- sionssystem, vilken mottagare innehåller en förstärkarenhet (AE) med styrbar förstärkning för att kompensera en mottagen fjärrsig- nal (u) för transmissionsmediets dämpning och för att avge en normerad, samplad signal (u') som insignal till den efterföljande utjämnaren, varvid insignalen innehåller dels en dominerande samplingskomponent (ho) för detekteringen av fjärrsignalen, dels endast en före denna dominerande komponent uppträdande före- gångare (h_l) av betydelse och dels ett antal efter densamma uppträdande efterföljare (h+l,h+2), samt ett första digitalt filter (Fl) för eliminering av nämnda föregångare och ett andra digitalt filter (F2) jämte en beslutskrets (B) för eliminering av nämnda efterföljare, varvid ett organ (A2) är anordnat för att (G) respektive w) före och efter nämnda beslutskrets (B), k ä n n e - t e c k n a d av att det första digitala filtret (Fl) utformat med endast två tappar av vilka den ena har en adaptiv bilda en felsignal genom jämförelse mellan värdena (v är utj ämnarkoefficient (c), medan den andra har en icke-adaptiv utjämnarkoefficient med värdet 1 och att nämnda felsignal (e) är anordnad att adaptera nämnda adaptiva utj ämnarkoefficient (c) och i beroende av detekterat värde (w) i beslutskretsen samtidigt adaptera förstärkningsfaktorn i nämnda förstärkarenhet (AE).

2. Utjämnare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att det första digitala filtret (Fl) innehåller ett skiftregister (sH1) samplingsvärden av den normerade signalen (u'), varvid den ena med två tappar för att i följd lagra två av nämnda tappen innehåller ett styrbart multiplikatorgan (M11) för att multiplicera det först lagrade samplingsvärdet med nämnda adaptiva utj ämnarkoefficient (c) som beror av nämnda föregångare , nämnda felsignal (e) samt additionsorgan (A3) för att addera det av nämnda dominerande komponent (ho) och av värdet på så erhållna multiplicerade värdet med det andra lagrade värdet (X) filtret erhålles i vilken nämnda föregångare (h_l) är eliminerad. som ej adapterats, varvid en utstorhet från det första