SE458327B

SE458327B - DEVICE IN CONNECTION WITH THE REMOVAL ORGANIZATION

Info

Publication number: SE458327B
Application number: SE7903648A
Authority: SE
Inventors: R F Chiu; M L Kao; Iii P F Kromer; H H Parrish
Original assignee: Racal Milgo Inc
Priority date: 1978-04-26
Filing date: 1979-04-25
Publication date: 1989-03-13
Also published as: JPH0152944B2; FR2433865B1; CH645764A5; SE7903648L; GB2075806B; CA1157917A; FR2435870A1; FR2435870B1; GB2022376B; GB2075806A; GB2075808B; BE875902A; FR2437747A1; FR2433865A1; GB2075807A; GB2076266A; GB2022376A; FR2437747B1; JPS556989A; DE2911845A1

Description

. .nu 458 527 10 15 20 25 30 35 2 lång period av slumpvisa data eller ett inlärningsmönster inne- hållande ett stort antal testpulser. . .nu 458 527 10 15 20 25 30 35 2 long period of random data or a learning pattern containing a large number of test pulses.

Enligt ett känt system föreslås utjämning med utnyttjande av en enda utsänd testpuls, ett fler men systemet fordrar i själva verket tal testpulser. Detta system beskrivs i Bell System Technical Journal, Vol. 50, Nr 6, sidorna 1969-2OU1, i en arti- kel av Robert W. Chang med titeln "A New Equalizer Structure for Fast Start Up Digital Communications".According to a known system, equalization is proposed using a single transmitted test pulse, one more, but the system in fact requires several test pulses. This system is described in the Bell System Technical Journal, Vol. 50, No. 6, pages 1969-2OU1, in an article by Robert W. Chang entitled "A New Equalizer Structure for Fast Start Up Digital Communications".

Ett annat känt system åstadkommer utjämning under varak- tigheten av svaret på två utsända pulser med utnyttjande av en teknik, som approximerar det väkända nolltvingningsschemat (zero-forcing scheme) och icke använder korrelation av signal- sampel. I detta system kräver utjämningen en extra puls för justering eller inställning av linjesignalens fas, så att kor- rekt sampling äger rum. På grund av att detta system utnyttjar ett nolltvingningsschema och sedan endast en approximation där- till, kommer det icke att fungera i samband med en höggradigt distorderad linje eller då hög precision är nödvändig. Även om detta system skulle kunna utnyttjas för drift vid en hastighet av 4800 bitar per sekund, är det icke lämpligt för drift vid den mycket högre datahastighet av 9600 bitar per sekund, vid vilken utjämnaren enligt föreliggande uppfinning kan arbeta.Another known system provides equalization during the duration of the response to two transmitted pulses using a technique which approximates the known zero-forcing scheme and does not use correlation of signal samples. In this system, the equalization requires an extra pulse for adjusting or setting the phase of the line signal, so that correct sampling takes place. Because this system utilizes a zero-force scheme and then only an approximation to it, it will not work in conjunction with a highly distorted line or when high precision is required. Although this system could be used for operation at a speed of 4800 bits per second, it is not suitable for operation at the much higher data rate of 9600 bits per second, at which the equalizer of the present invention can operate.

I IEEE Transactions On Communications, Vol. Com-23, Nr 6, Juni 1975, beskriver P. Butler et al en metod som tillàter'en direkt lösning av en matrisekvation i reala variabler beskrivande inställningarna av utjämnarens uttagskonstanter 1 ett system med enkelt sidband. Denna teknik kräver en mycket längre inlärnings- sekvens för uppnàende av en uppskattning av rimlig noggrannhet än den teknik som föreslås genom föreliggande uppfinning. Dess- utom kan metoden icke lösa en matrisekvation med komplexa vari- abler. Följaktligen kan metoden icke utnyttjas för uppnáende av utjämning 1 ett system med dubbla sidband, vilket däremot är fallet med föreliggande uppfinning.I IEEE Transactions On Communications, Vol. Com-23, No. 6, June 1975, P. Butler et al. Describe a method which allows the direct solution of a matrix equation in real variables describing the settings of the equalizer terminal constants in a single sideband system. This technique requires a much longer learning sequence to achieve an estimate of reasonable accuracy than the technique proposed by the present invention. In addition, the method cannot solve a matrix equation with complex variables. Accordingly, the method cannot be used to achieve equalization in a dual sideband system, which is the case with the present invention.

Ett syfte med föreliggande uppfinning är därför att åstad- komma en utjämnare för datatransmissionssystem, snabbare och är noggrannare. vilken arbetar Ett annat syfte med uppfinningen är att åstadkomma en praktisk utjämnare, som kräver analys av endast en enda utsänd puls för att inledningsvis inställa utjämnarens uttag för ett lO 15 20 25 30 35 458 327 3 brett område av olika linjedistortioner och datahastigheter. Ännu ett syfte med uppfinningen är att åstadkomma en ut- jämnare, varvid utjämingsuttagskonstanterna beräknas exakt i stället för genom användande av approximationer.An object of the present invention is therefore to provide an equalizer for data transmission systems, faster and more accurate. Another object of the invention is to provide a practical equalizer which requires analysis of only a single transmitted pulse to initially set the equalizer socket for a wide range of different line distortions and data rates. Yet another object of the invention is to provide an equalizer in which the equalization withdrawal constants are calculated accurately instead of using approximations.

Ytterligare ett syfte med uppfinningen är att uppnå en dylik exakt beräkning genom en iterativ teknik, vilken genomförs under den tid varunder svaret på en utsänd puls mottages, så att utjämningsuttagskonstanterna beräknas och inställs under inter- vallet mellan slutet på pulstiden och den tidpunkt, då först mot- tagna data når utjämnarens huvuduttag. Ännu ett syfte med uppfinningen är att åstadkomma en ut- jämnare, som kan uppnå en noggrann inledande inställning inom en mycket kort tid, såsom 30 millisekunder vid en datahastighet av 9600 bitar per sekund och 15-20 millisekunder vid en datahastig- het av 4800 bitar per sekund.A further object of the invention is to achieve such an accurate calculation by an iterative technique, which is carried out during the time during which the response of a transmitted pulse is received, so that the equalization withdrawal constants are calculated and set during the interval between the end of the pulse time and the time when received data reaches the equalizer's main socket. Yet another object of the invention is to provide an equalizer which can achieve an accurate initial setting in a very short time, such as 30 milliseconds at a data rate of 9600 bits per second and 15-20 milliseconds at a data rate of 4800 bits per second.

I enlighet med uppfinningen uppnås dessa och andra syften och fördelar genom en apparat i samband med utjämnarorgan som uppvisar de särdrag, vilka är angivna i efterföljande patentkrav.According to the invention, these and other objects and advantages are achieved by means of an apparatus in connection with equalizing means having the features which are stated in the appended claims.

Enligt uppfinningen analyseras sålunda en signal som ut- sänds från en sändare via ett kommunikationsmedium. Denna signal kan inkludera ett enda mottaget pulssvar. Utgående från den mot- tagna signalen bildar apparaten i fas liggande och 900 fasför- skjutna pulssvarssignaler. Dessa pulssvarssignaler kan vara i passbands- eller basbands- eller andra överförda frekvenser; àmp- lade värden från dessa två pulssvarssignaler utnyttjas för att defi- niera en komplex matrisekvation. En komplex matris av denna ekva- tion har element bildade genom auto- och krosskorrelation av samplade värden tagna från de två pulssvarssignalerna. Utjämnaren enligt föreliggande uppfinning löser den sålunda bildade kom- plexa matrisekvationen och erhåller de exakta värdena för inle- dande inställning av samtliga utjämnaruttagen. De inledande ut- jämnarinställningarna kompenserar helt och fullständigt för distortioni.det kommunikationsmedium, via vilket inlärnings- eller inställningssignalen överfördes. Efter inledande inställning med apparaten enligt föreliggande uppfinning sker mera konventionell adaptiv utjämning under mottagning av data.According to the invention, a signal transmitted from a transmitter via a communication medium is thus analyzed. This signal may include a single received pulse response. Based on the received signal, the device forms phase-shifted and 900 phase-shifted pulse response signals. These pulse response signals may be in passband or baseband or other transmitted frequencies; Amplified values from these two pulse response signals are used to define a complex matrix equation. A complex matrix of this equation has elements formed by auto- and cross-correlation of sampled values taken from the two pulse response signals. The equalizer according to the present invention solves the complex matrix equation thus formed and obtains the exact values for the initial setting of all the equalizer sockets. The initial equalizer settings completely compensate for the distortion of the communication medium through which the learning or setting signal was transmitted. After initial adjustment with the apparatus of the present invention, more conventional adaptive equalization occurs while receiving data.

Apparaten enligt uppfinningen har den huvudfördelen att möjliggöra exakt beräkning av utjämningskonstanter utgående från sampel på en tid av en storleksordning lika med varaktigheten av 458 327 10 15 20 25 ÉO 35 Ä en ensam mottagen puls trots stora variationer i den distortion som införs av det medium, via vilket den mott agna pulsen överförs.The apparatus according to the invention has the main advantage of enabling accurate calculation of smoothing constants based on samples at a time of an order of magnitude equal to the duration of a single received pulse despite large variations in the distortion introduced by the medium. via which the received bait pulse is transmitted.

Med utnyttjande a v uppfinningen har en utjämnare konstruerats, vilken kan uppnå inledande utjämning på en tid av storleksord- ningen 3O millisekunder vid en datahastighet av 9600 bitar per sekund. Detta är nära på fem gånger mrmbare än vad utjämning kan uppnås med för närvarande kommersiellt tillgängliga system.Using the invention, an equalizer has been constructed which can achieve initial equalization in a time of the order of 30 milliseconds at a data rate of 9600 bits per second. This is almost five times more measurable than leveling can be achieved with currently commercially available systems.

Enligt uppfinningen genomförs utjämning till svar på en enda mottagen puls, och ett betydelsefullt särdrag hos den föredrag- na apparaten är anordnandet av organ för bestämning av de op- timala punkter, vid vilka pulssvaret skall samplas, innan det- ta mottages. Även om utjämningen i den föredragna utföringsfor- men genomförs med användning av i fas liggande och 900 skjutna pulssvarssignaler vid basbandsfrekvenser, fasför- skulle dylika signaler kunna härledas vid passbands- eller andra överförda frekvenser.According to the invention, equalization is performed in response to a single received pulse, and an important feature of the preferred apparatus is the provision of means for determining the optimal points at which the pulse response is to be sampled before it is received. Although the smoothing in the preferred embodiment is performed using in-phase and 900 offset pulse response signals at baseband frequencies, such signals could be phase-derived at passband or other transmitted frequencies.

Den för närvarande föredragna och såsom bäst betraktade ut- föringsformen för genomförande av den ovan sammanfattade uppfin- ningen kommer nu att beskrivas i detalj under hänvisning till bi- fogade ritning. _ Fig. lA illustrerar den mottagna signal som utnyttjas av utjämnaren enligt den föredragna utföringsformen. Fig. lB och lC illustrerar 900 fasförskjutna komponenter producerade utgående från den mottagna signalen, varvid tidskalan är densamma som i fig. 1A. Fig. 2A är ett principschema som illustrerar uppbyggna- den av och verkningssättet hos utjämnaren enligt den föredragna utföringsformen. Fig. 3 är ett principschema som illustrerar den digitala processor som utnyttjas i den föredragna utföringsfor- men av uppfinningen. Fig. 4 är ett flödesschema som illustrerar den övergripande konstruktion och operation som utnyttjas för att på rätt sätt tidstyra samplingen av den mottagna signalen i den föredragna utföringsformen. Fig. 5 är ett detaljerat flödesschema som illustrerar det förfarande och den apparat som utnyttjas för att detektera närvaron av den mottagna signalen i den föredragna utföringsformen. Fig. 6 är ett detaljerat flödesschema som illu- strerar det förfarande och den apparat som används i den före- dragna utföringsformen för att lämpligt inställa punkterna för sampling av den mottagna signalen. Fig. 7 är ett detaljerat flödesschema som illustrerar det förfarande och den apparat som 10 15 20 25 50 35 40 5 458 527 används i den föredragna utföringsformen för att bestämma in- ställningarna av utjämarens uttagskonstanter utgående frán w samplingarna av den mottagna signalen. Fig. 8 är en fortsätt- ning på flödet enligt fig. 7. Fig. 9 illustrerar en teknik som är lämplig för generering av 900 fasförskjutna signaler för an- vändning i samband med föreliggande uppfinning. Fig. lO illustre- rar en alternativ teknik för generering av 90° fasförskjutna signaler för användning i samband med föreliggande uppfinning.The presently preferred and best regarded embodiment for carrying out the invention summarized above will now be described in detail with reference to the accompanying drawings. Fig. 1A illustrates the received signal used by the equalizer according to the preferred embodiment. Figs. 1B and 1C illustrate 900 phase-shifted components produced from the received signal, the time scale being the same as in Fig. 1A. Fig. 2A is a schematic diagram illustrating the construction and operation of the equalizer according to the preferred embodiment. Fig. 3 is a schematic diagram illustrating the digital processor utilized in the preferred embodiment of the invention. Fig. 4 is a flow chart illustrating the overall construction and operation utilized to properly time sample the received signal in the preferred embodiment. Fig. 5 is a detailed flow chart illustrating the method and apparatus used to detect the presence of the received signal in the preferred embodiment. Fig. 6 is a detailed flow chart illustrating the method and apparatus used in the preferred embodiment to appropriately set the points for sampling the received signal. Fig. 7 is a detailed flowchart illustrating the method and apparatus used in the preferred embodiment to determine the settings of the equalizer terminal constants from the samples of the received signal. Fig. 8 is a continuation of the flow of Fig. 7. Fig. 9 illustrates a technique suitable for generating 900 phase shifted signals for use in connection with the present invention. Fig. 10 illustrates an alternative technique for generating 90 ° phase shifted signals for use in connection with the present invention.

Fig. ll illustrerar en alternativ teknik för generering av 90° fasförskjutna signaler för användning i samband med föreliggande uppfinning.Fig. 11 illustrates an alternative technique for generating 90 ° phase shifted signals for use in connection with the present invention.

Den automatiska adaptiva utjämnaren enligt uppfinningen kan lämpligen införas i samband med det inlärnings- eller in- ställningsmönster som utnyttjas för inställning av automatisk förstärkningskontroll, tidstyrning och utjämning, såsom visas i fig. 1. Inlärningsmönstret i fig. 1 är det analoga demodulerade mönstret vid mottagaren efter transmission eller överföring.The automatic adaptive equalizer according to the invention can be conveniently introduced in connection with the learning or setting pattern used for setting automatic gain control, timing and equalization, as shown in Fig. 1. The learning pattern in Fig. 1 is the analog demodulated pattern at the receiver after transmission or transmission.

Systemet enligt den föredragna utföringsformen är särskilt inrik- tat på tekniken med amplitudmodulering med 900 fasförskjutning (QAM)- Inlärningsmönstret innefattar i följd ett antal baud av enbart bärvàgssignal ll, ett antal baud av enbart klocksignal 13, en tyst eller strypt period 15, en mottagen puls 17 och en ytter- ligare strypt period 19. Inlärningsmönstret kan även innefatta en valfri fininställningssekvens före utsändandet av kunddäta 20.The system according to the preferred embodiment is particularly focused on the technology of amplitude modulation with 900 phase shift (QAM) - The learning pattern sequentially comprises a number of baud of only carrier signal 11, a number of baud of only clock signal 13, a silent or restricted period 15, a received pulse 17 and a further restricted period 19. The learning pattern may also include an optional fine-tuning sequence prior to the transmission of customer data 20.

I den föredragna utföringsformen sänds åtta baud av enbart bärvåg ll och sjutton baud av enbart klocksignal 13. De tysta eller strypta perioderna 15, l9 är tjugusju respektive tjugoen baud långa, och pulsperioden är en baud lång. Varje baudperiod är 416,7 millisekunder. Självfallet kan andra baudperioder utnytt- jas. Vidare beror längden av perioderna ll, 17, 15 och 19 på den maximala distortionen. Dà linjedistortionen är mindre, fordras mindre antal baud för var och en av perioderna, speciellt för perioderna 17, 15 och 19, varför den totala tiden för inställ- ningen blir kortare. Då linjedistortionen är kraftigare, fordras flera baud för varje period, varvid den totala inställnings- eller avstämningstiden kommer att bli längre.In the preferred embodiment, eight baudes are transmitted by carrier only 11 and seventeen baudes by only clock signal 13. The silent or restricted periods 15, 19 are twenty-seven and twenty-one baud long, respectively, and the pulse period is one baud long. Each baud period is 416.7 milliseconds. Of course, other baud periods can be used. Furthermore, the length of periods 11, 17, 15 and 19 depends on the maximum distortion. Since the line distortion is smaller, a smaller number of baud is required for each of the periods, especially for periods 17, 15 and 19, so the total time for the setting becomes shorter. As the line distortion is more powerful, several bauds are required for each period, with the total setting or tuning time becoming longer.

Under den enbart bärvågssignal uppvisande perioden 13 i fig. l detekteras det första infallet av bärvågsenergi på linjen ("bärvåg detekterad"), vilket startar systemdriften, Då 458 327 6 lO 15 20 25 30 55 ÄO "bärvàg detekterad" uppträder, startas en grovtidstyrnings- räknare KSTMX, som i sista hand anteciperar uppträdandet av pulssvaret 17. KSTMX räknar en gång per baud.During the only carrier signal having the period 13 in Fig. 1, the first incident of carrier energy on the line ("carrier detected") is detected, which starts the system operation. When "carrier detected" occurs, a coarse timing is started. - counter KSTMX, which ultimately anticipates the occurrence of the pulse response 17. KSTMX counts once per baud.

Automatisk förstärkningskontroll genomförs därefter på den rena bärvàgssignalen ll. Efter det att ett fastlagt antal baud av enbart bärvåg ll har detekterats, vet systemet att det faktiskt mottager ett inlärningsmönster och nu kan förvänta den rena klocksignalen l3.Automatic gain control is then performed on the pure carrier signal ll. After a fixed number of baud of only carrier l1 has been detected, the system knows that it is actually receiving a learning pattern and can now expect the pure clock signal l3.

Under det rena klocksignalmönstret 13 undersöker apparaten det överförda mönstret för bestämning av de optimala punkterna för sampling av det kommande pulssvaret 17. Apparaten ställs där- efter in för pulssvarssamplingsproceduren. Detförsta steget är att utnyttja den samplingspunkt som beräknats tidigare för att hoppa eller förinställa samplingsklockan till det optimala samp- lingsläget. Det torde sålunda inses, att den föredragna utfö- ringsformen i realiteten samplar svaret på en överförd puls, ehuru andra organ för alstring av signaler representativa för dylika sampel skulle kunna utnyttjas.During the pure clock signal pattern 13, the apparatus examines the transmitted pattern to determine the optimal points for sampling the next pulse response 17. The apparatus is then set for the pulse response sampling procedure. The first step is to use the sampling point calculated earlier to skip or preset the sampling clock to the optimal sampling position. It will thus be appreciated that the preferred embodiment actually samples the response of a transmitted pulse, although other means for generating signals representative of such samples could be used.

Under den tysta eller strypta perioden 15 fortsätter grov- tidstyrningsräknaren KSTMX, vilken inställdes vid detektering av den rena bärvågen, att räkna för att slutligen ange för appa- raten den tidpunkt, vid vilken man skall påbörja samplingen av de i fas liggande och 900 fasförskjutna pulssvaren 17 (fig. lB, lC). Erhållna sampel noteras därefter och lagras och korreleras för bildande av en matris. Efter det att matrisen har bildats, utnyttjas en speciell iterativ teknik för bestämning av de exakta inledande inställnhgarna för utjämnaruttagen, såsom kommer att diskuteras ytterligare senare.During the silent or throttled period 15, the coarse time control counter KSTMX, which was set when detecting the clean carrier, continues to count to finally indicate to the apparatus the time at which the sampling of the in-phase and 900 phase-shifted pulse responses is to begin. 17 (Figs. 1B, 1C). The samples obtained are then noted and stored and correlated to form a matrix. After the matrix has been formed, a special iterative technique is used to determine the exact initial settings of the equalizer sockets, as will be discussed further later.

Den apparat som utnyttjas för genomförande av dessa opera- tioner illustreras idêmässigt i blockform i fig. 2. Apparaten innefattar en sektion 21 med en analog-digitalomvandlare (A/D- -omvandlare) och en automatisk förstärkningskontroll (AGC), en digital processor 23 och en transversell utjämnare 28. Utjämna- ren 28 visas idêmässigt i illustrerande syfte och åstadkommas företrädesvis digitalt, i vilket fall den även skulle kunna visas såsom en del av den digitala processorn 23. rDigital demodulering av QAM-signalen till åstadkommande av i fas liggande och 90° fasförskjutna basbandskomponenter (X resp. Y) åstadkommas företrädesvis i den digitala processorn 23. Den analoga formen för de demodulerade i fas liggande och \.”\ i. 10 15 20 25 50 35 40 7 458 327 900 fasförskjutna basbandskomponenterna visas i fig. lB resp. lC. Demoduleringen kan utföras medelst välkänd teknik och kan eventuellt genomföras medelst härför tilldelad apparatur utan- för den digitala processorn 23. Varken demoduleringstekniken eller tekniken för den automatiska förstärkningskontrollen utgör någon del av föreliggande uppfinning.The apparatus used to perform these operations is conceptually illustrated in block form in Fig. 2. The apparatus comprises a section 21 with an analog-to-digital converter (A / D converter) and an automatic gain controller (AGC), a digital processor 23. and a transverse equalizer 28. The equalizer 28 is illustratively shown for illustrative purposes and is preferably provided digitally, in which case it could also be displayed as part of the digital processor 23. Digital demodulation of the QAM signal to provide in-phase and 90 ° phase-shifted baseband components (X and Y, respectively) are preferably provided in the digital processor 23. The analog form of the demodulated in-phase and \. "\ I. 10 15 20 25 50 35 40 7 458 327 900 phase-shifted baseband components is shown in Figs. lB resp. lC. The demodulation can be performed by means of well-known technology and can optionally be carried out by means of dedicated equipment outside the digital processor 23. Neither the demodulation technique nor the technique for the automatic gain control form any part of the present invention.

De genom demoduleringen producerade X- och Y-faskomponen- terna representerar sampel i digital form av basbandsignalen, varvid Y-komponenten demoduleras medelst en bärvåg 900 fasför- skjuten i förhållande till den bärvåg, varmed X-komponenten demoduleras. För att beräkna den lämpliga samplingstidpunkten under perioden med ren klocksignal tas två sampel per baud i den föredragna utföringsformen. Efter det att den optimala klockfasen är inställd, tar systemet ett sampel per baud. ovannämnda sampel x, Y sänds :111 separata kanal-ei 25, 27 i den transversella utjämnaren 28. Varje kanal 25, 27 inkluderar likformigt åtskilda digitala fördröjningselement 29, 31 och digi- tala multiplicerare 30, 32, 33, 35, såsom är förut känt. Multi- plicerarna 32, 33 multiplicerar fördröjda sampel Xm med konstan- ter cpi och cqi, under det att multiplicerarna 30, 35 multipli- cerar fördröjda sampel Ym med konstanter cpi och cqi. Utsigna- lerna från var och en av multiplicerarna 30, 32, 33, 35 summe- ras av resp. summerare 40, 42, ÄÄ, 46 och matas till en adde- rare 36. Utsignalen från den ena summeraren 46 subtraheras_från utsignalen från den andra summeraren 42 i en summerare 37 för att ge datautsignalen EQX. Utsignalerna från de andra två sum- merarna 40, 44 summeras av en summerare 36 för att ge dataut- signalen EQY.The X and Y phase components produced by the demodulation represent samples in digital form of the baseband signal, the Y component being demodulated by means of a carrier 900 phase-shifted relative to the carrier with which the X component is demodulated. To calculate the appropriate sampling time during the pure clock signal period, two samples are taken per baud in the preferred embodiment. After the optimal clock phase is set, the system takes one sample per baud. the above-mentioned samples x, Y are transmitted: 111 separate channels -i 25, 27 in the transverse equalizer 28. Each channel 25, 27 includes uniformly spaced digital delay elements 29, 31 and digital multipliers 30, 32, 33, 35, as before known. Multipliers 32, 33 multiply delayed samples Xm by constants cpi and cqi, while multipliers 30, 35 multiply delayed samples Ym by constants cpi and cqi. The outputs from each of the multipliers 30, 32, 33, 35 are summed by resp. summer 40, 42, ÄÄ, 46 and fed to an adder 36. The output of one summer 46 is subtracted from the output of the other summer 42 in a summer 37 to give the data output EQX. The output signals from the other two summers 40, 44 are summed by a summer 36 to give the data output signal EQY.

Såsom visas mera i detalj i fig. 3 innefattar den före- dragna utföringsformen av uppfinningen en programmerad mikropro- cessorkonstruktion och en utjämnarenhet. Utjämnarenheten 34 inbe- griper funktionerna hos utjämnaren 28 i fig. 2 och genomför adap- tiv utjämning vid stationärt tillstànd, exempelvis såsom anges i den amerikanska patentskriften 4 035 625, vartill härmed hänvi- sas. I det föredragna utförandet av föreliggande uppfinning inne- håller utjämnarenheten 34 även en del kretsar för åstadkommande av den inledande utjämnarinställningen, såsom kommer att anges mera i detalj nedan.As shown in more detail in Fig. 3, the preferred embodiment of the invention comprises a programmed microprocessor construction and an equalizer unit. The equalizer assembly 34 includes the functions of the equalizer 28 in Fig. 2 and performs adaptive equalization in the steady state, for example, as set forth in U.S. Patent No. 4,035,625, which is incorporated herein by reference. In the preferred embodiment of the present invention, the equalizer unit 34 also includes some circuits for providing the initial equalizer setting, as will be explained in more detail below.

Mikroprocessoruppbyggnaden enligt fig. 3 är konventionell och innefattar ett programminne 16, en programräknare 18 för 458 327 8 10 15 20 25 }O adressering av programminnet 16, en beordringsavkodare 14 för avkodning av instruktioner från programminnet 16 i och för åstad- kommande av styrsignaler samt en aritmetisk enhet 22 för genom- förande av instruktionerna till svar på styrsignalerna från av- kodaren 14. Mikroprocessorkonstruktionen eller -uppbyggnaden innefattar även ett datalagringsminne 26 och en adressavkodare 24 för adressering av minnet. Programminnet 16 är ett konven- tionellt läsminne (ROM) med tillräcklig kapacitet för att lagra instruktionerna för genomförande av utjämningsoperationerna, skall beskrivas nedan, som och kan vara konstruerat av fyra AMD 9216 ROM-brickor. Programräknaren 18 är en konventionell räknare som kan laddas eller hoppstyras alltefter vad som krävs till svar på styrsignaler från beordringsavkodaren 20. Den aritmetiska enhe- ten 22 är likaledes-konventionell till sin uppbyggnad och har tillräcklig kapacitet för att utföra nödvändiga operationer, såsom kommer att beskrivas senare. Dataminnet 26 innefattar min- nesplats för konstanter och 256 ord av direktminnesslag och kan åstadkommas av tre AM9lLl2ADC BAM-brickor och en General Instrument H05-5120-bricka. Direktminnet utnyttjas för att lagra inkommande sampel från pulssvaret 17 och efterföljande data 20, under det att beräkningar pågår.The microprocessor structure according to Fig. 3 is conventional and comprises a program memory 16, a program counter 18 for addressing the program memory 16, a command decoder 14 for decoding instructions from the program memory 16 in order to provide control signals, and an arithmetic unit 22 for executing the instructions in response to the control signals from the decoder 14. The microprocessor structure or structure also includes a data storage memory 26 and an address decoder 24 for addressing the memory. The program memory 16 is a conventional read only memory (ROM) with sufficient capacity to store the instructions for performing the smoothing operations, to be described below, which and may be constructed of four AMD 9216 ROM chips. The program counter 18 is a conventional counter which can be charged or skipped as required in response to control signals from the command decoder 20. The arithmetic unit 22 is likewise conventional in its construction and has sufficient capacity to perform necessary operations, as will be described. later. The data memory 26 includes memory space for constants and 256 words of direct memory type and can be provided by three AM9lLl2ADC BAM chips and a General Instrument H05-5120 chip. The direct memory is used to store incoming samples from the pulse response 17 and subsequent data 20, while calculations are in progress.

Den ovan beskrivna apparaten enligt fig. 3 åstadkommer snabb inledande utjämning genom beräkning av de inledande utjäm- naruttagsmultipliceringskonstanterna på ett mycket snabbt sätt.The apparatus described above of Fig. 3 provides rapid initial equalization by calculating the initial equalizer withdrawal multiplication constants in a very fast manner.

Sättet för denna beräkning och funktionen hos och uppbyggnaden av apparaten enligt fig. 3 kommer nu att förklaras i detalj.The method of this calculation and the operation and construction of the apparatus of Fig. 3 will now be explained in detail.

Multipliceringskonstanterna som skall beräknas betecknas cpl, cpg, cpš... cpi och cql, cqe, cq3...cqi (se fig. 2).The multiplication constants to be calculated are denoted cpl, cpg, cpš ... cpi and cql, cqe, cq3 ... cqi (see Fig. 2).

I komplexform kan utjämnaruttagskonstanterna uttryckas som: ci=cpi+jcqi ,i=l, 2, 3,...n.In complex form, the equalizer withdrawal constants can be expressed as: ci = cpi + jcqi, i = 1, 2, 3, ... n.

För att beräkna utjämnarkonstanternas oi från det par demodulerade pulssvar som visas i fig. lB och lC upptas följande definitioner: 10 15 9 458 327 :TO = :Wxfi + yš) (17 m=l _ M-1 ~ 19 x Y - Y x > <2) rrl - z (xm xml + rm Ymﬂ) + 3 2 (m ml m ml m-s-.i m=l -M'2 '18 Y -Yx) (3) ITZ _ š=l (xmxm+2 + YmXm+2) + 3 š=l(Xm n+2 m m+2 .rTn'l = EMqﬁl(Xmxn+i + YmXm+2) + j E2ï_l(xmXm+l_Ymxm+i) (4) :l x ' m: ' Vidare definieras följande element: X _ . hk = n-q-k JYn-q-k k=1,2 ..n (5) rT0 rTí ri =_ -;- i=l,2 ..n-l (6) I' 0 I ovanstående ekvationer (1) - (6), är Xm och Ym mzte sampel av de i fas varande och 900 fasförskjutna impuls- svarskomponenterna för beräkning av autokorrelationen och kross- korrelationen. Ekvationerna (2), (3), (4) representerar auto- korrelationen och krosskorrelationen av erhållna sampel Xm och Yà.To calculate the smoothing constants oi from the pair of demodulated pulse responses shown in Figs. 1B and 1C, the following definitions are used: TO = 9: Wxfi + yš) (17 m = 1 _ M-1 ~ 19 x Y - Y x> <2) rrl - z (xm xml + rm Ym ﬂ) + 3 2 (m ml m ml ms-.im = l -M'2 '18 Y -Yx) (3) ITZ _ š = l (xmxm + 2 + YmXm + 2) + 3 š = l (Xm n + 2 m m + 2 .rTn'l = EMq ﬁ l (Xmxn + i + YmXm + 2) + j E2ï_l (xmXm + l_Ymxm + i) (4): lx 'm: 'Furthermore, the following elements are defined: X _. hk = nqk JYn-qk k = 1,2 ..n (5) rT0 rTí ri = _ -; - i = 1, 2 ..nl (6) I' In the above equations (1) - (6), Xm and Ym are the same samples of the phase and 900 phase shifted impulse response components for calculating the autocorrelation and the crushing correlation.Equations (2), (3), (4) represents the auto-correlation and the crushing correlation of obtained samples Xm and Yà.

I ovanstående ekvationer 1-6 är M det totala antalet sam- pel som utnyttjas för beräkning av autokorrelationen och kross- korrelationen och n är lika med antalet uttag (M lika med 20 och n lika med 16 i den föredragna utföringsformen), varjämte q är lika med index för det första sampel som faktiskt utnyttjas för beräkning av hk. Det variabla q tar hänsyn till det faktum att i den föredragna utföringsformen icke samtliga tagna sampel utnyttjæß. Med andra ord är n mindre än M, såsom förklaras i detalj senare. Om n är lika med M, gäller q=l.In the above equations 1-6, M is the total number of samples used to calculate the autocorrelation and the crush correlation and n is equal to the number of outlets (M is equal to 20 and n is equal to 16 in the preferred embodiment), and q is equal to the index of the first sample actually used to calculate hp. The variable q takes into account the fact that in the preferred embodiment not all sampled samples are utilized. In other words, n is less than M, as explained in detail later. If n is equal to M, q = 1.

Med dessa definitioner skrivs ekvationerna, som definierar de optimala uttagskonstanterna cl, c2, ...on för en utjämnare med n uttag, på följande sätt i matrisform: 458 327 10 lO 15 _ _ _ _ _ W l irl* rz* ............... r§T_l cl hl r 1 Il* ............... rçkz A CZ hz rz rl 1 r*l... . . . . . . . .. r;r3 . . 1:3 1:2 rl l I*l . . . . . . .. råd; . . o 1 'u n I 0 f ' ' _ _ - . . . l r*l . . šrl. . . _ _ r*l l Cn L-hn I ekvation (7) är r1...r i och hl...hn komplexa konstanter, under det att c 1...cn är komplexa variabler. Asterisken (X) in- dikerar den komplexa_konjugatformen.With these definitions, the equations, which define the optimal withdrawal constants c1, c2, ... on for an equalizer with n outlets, are written in the following matrix form: 458 327 10 lO 15 _ _ _ _ _ W l irl * rz * .. ............. r§T_l cl hl r 1 Il * ............... rçkz A CZ hz rz rl 1 r * l ... . . . . . . . .. r; r3. . 1: 3 1: 2 rl l I * l. . . . . . .. advise; . . o 1 'u n I 0 f' '_ _ -. . . l r * l. . šrl. . . _ _ r * l l Cn L-hn In equation (7) r1 ... r i and hl ... hn are complex constants, while c 1 ... cn are complex variables. The asterisk (X) indicates the complex_conjugate shape.

I enlighet med uppfinningen tillåter en speciell lösning av denna ekvation (7) en exakt iterativ beräkning av uttagskon- stanterna c1...ci inom det tidsintervall som erfordras av inlär- ningsschemat enligt fig. l plus den tidsfördröjning som krävs för data för fortplantning mellan utjämnarens ingång och utgång.In accordance with the invention, a particular solution of this equation (7) allows an accurate iterative calculation of the withdrawal constants c1 ... ci within the time interval required by the learning scheme of Fig. 1 plus the time delay required for data for propagation between equalizer input and output.

I enlighet med denna lösning görs följande definitioner: 2 . el = l _ PlI _ där rl representerar storleken av den komplexa storheten rl, (1) _ S1 - P1 (9) där övre index eller "exponenten" (l) indikerar den första iterationen i=l, och el (1) = nl (io).In accordance with this solution, the following definitions are made: 2. el = l _ PlI _ where r1 represents the magnitude of the complex quantity rl, (1) _ S1 - P1 (9) where the upper index or the "exponent" (l) indicates the first iteration i = 1, and el (1) = nl (io).

Med användning av dessa definitioner blir den exakta iterativa lösningen för uttagskonstanterna som följer: Ul 10 15 20 25 11 458 327 cííïl) (hm - mål emu) rkml) (zi) (11) sííïl) = '(ri+1 +mš1 Smi) ri-mf1) (21) (12) Cši+1) = cši) eêâïâš ífšíà 1 ¿_j _ 1 (13) j(i+1)= sši) + sêåïšš :íšll l 3 j 5 1 (14) ei+l = ei(1- /s(É:â) I 2) (15) am = 1 - cm eiïl Även här indikerar "exponenterna" värdet på variabeln för en särskild iteration. Dessa ekvationer 7-16 utgör ett enkelt medel för att snabbt och exakt beräkna uttagskonstanterna ei 1 den komplexa matrisekvationen (7). Denna iterativa teknik gör det möjligt för apparaten enligt uppfinningen att beräkna konstanter- na oi och inställa utjämnaren för uppnående av inledande utjäm- ning under en total inlärningstid av approximativt 30 millisekun- der från början på den rena bärvågen till den första biten i kunddata i en 2400 baud maskin. Variationer av matrisekvationen (7) kan skrivas ut och lösas genom den ovan illustrerade tekniken inom ramen för föreliggande uppfinning. _ Uppbyggnaden och driften av apparaten enligt fig. 3, såsom den är relaterad till den föredragna utföringsformen av uppfin- ningen, kommer nu att beskrivas ytterligare i detalj 1 samband med fig. 4-8.Using these definitions, the exact iterative solution for the withdrawal constants is as follows: Ul 10 15 20 25 11 458 327 cííïl) (hm - target emu) rkml) (zi) (11) sííïl) = '(ri + 1 + mš1 Smi ) ri-mf1) (21) (12) Cši + 1) = cši) eêâïâš ífšíà 1 ¿_j _ 1 (13) j (i + 1) = sši) + sêåïšš: íšll l 3 j 5 1 (14) ei + l = ei (1- / s (É: â) I 2) (15) am = 1 - cm eiïl Here too, the "exponents" indicate the value of the variable for a particular iteration. These equations 7-16 constitute a simple means of quickly and accurately calculating the withdrawal constants in the complex matrix equation (7). This iterative technique enables the apparatus of the invention to calculate the constants oi and set the equalizer to achieve initial equalization over a total learning time of approximately 30 milliseconds from the beginning of the pure carrier to the first bit of customer data in a 2400 baud machine. Variations of the matrix equation (7) can be printed and solved by the technique illustrated above within the scope of the present invention. The construction and operation of the apparatus of Fig. 3, as it relates to the preferred embodiment of the invention, will now be described in further detail in connection with Figs. 4-8.

Efter det att bärvågen detekterats och klockan KSTMS star- tats, arbetar systemet i enlighet med det flöde som illustreras i flödesschemat i fig. 4. Flödet i fig. 4 illustrerar åstadkom- mandet av den automatiska förstärkningskontrollen, filter, demo- dulering; detektering av närvaro av inlärningsmönster (TPP) och beräkning av den optimala samplingspunkt som skall utnyttjas vid de efterföljande operationerna enligt fig. 7. Två sampel av den rena bärvágssignalen bearbetas för varje baud av de åtta baud som ingår i den rena bärvàgssignalen ll. En räknare N inställs vid -8 för att dirigera operationen. 458 327 10 15 20 25 ÉO 35 40 12 Så länga N är mindre än noll, följs den vänstra grenen 45 av flödesschemat, varvid varje sampel utsätts för en operation H7 för automatisk förstärkningskontroll, en filter- och demodu- leringsoperation Ä9 och en operation 51 för detekteringen av när- varo av inlärnings- eller testmönstret (TPP). Sistnämnda detek- tering kontrollerar sex successiva baud av den rena bärvàgssigna- len och sätter därefter en flagga, som indikerar att ett test- eller inlärningsmönster faktiskt mottages. För varje baud fram- stegas räknaren N ett steg, liksom även räknaren KSTMX.After the carrier is detected and the KSTMS clock is started, the system operates in accordance with the flow illustrated in the flow chart in Fig. 4. The flow in Fig. 4 illustrates the achievement of the automatic gain control, filter, demodulation; detecting the presence of a learning pattern (TPP) and calculating the optimal sampling point to be used in the subsequent operations of Fig. 7. Two samples of the pure carrier signal are processed for each baud of the eight baudes included in the pure carrier signal II. A counter N is set at -8 to direct the operation. 458 327 10 15 20 25 ÉO 35 40 12 As long as N is less than zero, the left branch 45 of the flow chart is followed, each sample being subjected to an operation H7 for automatic gain control, a filter and demodulation operation Ä9 and an operation 51 for the detection of the presence of the learning or test pattern (TPP). The latter detection checks six successive bauds of the pure carrier signal and then sets a flag, which indicates that a test or learning pattern is actually being received. For each baud, the counter N is advanced one step, as is the counter KSTMX.

Då N blir lika med noll, startar den rena klocksignalen 15. AGC fryses och man går över till den högra grenen 53 av flö- desschemat i fig. 4. I grenen 53 genomförs en filter- och demodu- leringsoperation 55, varjämte en test 57 av TPP-flaggan utförs.When N becomes equal to zero, the pure clock signal 15 starts. The AGC is frozen and the right branch 53 of the flow chart in Fig. 4 is switched over. In the branch 53 a filter and demodulation operation 55 is performed, in addition to a test 57 of the TPP flag is performed.

Under antagande av att TPP har detekterats och TPP-flaggan ställts ut, genomförs snabbinläsningsklockoperationen 59. Under denna ope- ration, benämnd FLCLK, beräknar apparaten den optimala samplings- punkten för den förestående pulsen baserat på den demodulerade klocksignalinformationen. Efter det att två sampel för varje baud har demodulerats och använts i FLCLK~processen, framstegas räk- naren KSTMS en enhet, liksom även N-räknaren. Då FLCLK har ut- förts, fortsätter flödet till fig. 7.Assuming that the TPP has been detected and the TPP flag is displayed, the fast read clock operation 59 is performed. During this operation, called FLCLK, the device calculates the optimal sampling point for the impending pulse based on the demodulated clock signal information. After two samples for each baud have been demodulated and used in the FLCLK process, the KSTMS counter is advanced one unit, as is the N-counter. When FLCLK has been executed, the flow continues to Fig. 7.

Det sätt på vilket detekteringen av TPP utförs illustreras närmare i fig. 5. Såsom visas i denna figur tillförs X- och Y- -sampel av-den demodulerade basbandssignalen till respektive in- gång med en takt av två sampel per baud. _ De sampel som tillförs X-ingången behandlas på följande sätt. Varje sampel kvadreras först av en multiplicerare 65, och utsignalen från multipliceraren 65 lagras under tiden för ett sampel i ett fördröjningselement 65. Den rådande utsignalen från multiplieeraren 63 adderas till det negativ värdet på föregående utsignal från multipliceraren 65 i en adderare 67. Utsignalen från adderaren 67 tillförs som en insignal till en andra adderare 69. X-insignalen tillförs även till ett andra fördröjningsele- ment 71, som ger en fördröjning lika med tiden för ett sampel.The manner in which the detection of TPP is performed is further illustrated in Fig. 5. As shown in this figure, X and Y samples of the demodulated baseband signal are applied to each input at a rate of two samples per baud. The samples supplied to the X input are treated as follows. Each sample is first squared by a multiplier 65, and the output of the multiplier 65 is stored during the time of a sample in a delay element 65. The prevailing output of the multiplier 63 is added to the negative value of the previous output of the multiplier 65 in an adder 67. The output of the adder 67 is applied as an input signal to a second adder 69. The X input signal is also applied to a second delay element 71, which provides a delay equal to the time of a sample.

Utsignalen från det andra fördröjningselementet 71 tillförs en andra multiplicerare 73, vilken även tillförs X-insignalen, så att förhandenvarande X-ingångssampel multipliceras med omedel- bart föregående X-sampel. Utsignalen från den andra multiplice- raren 75 matas till den ena ingången till en tredje summerare 75.The output of the second delay element 71 is applied to a second multiplier 73, which is also applied to the X input signal, so that the existing X input sample is multiplied by immediately preceding the X sample. The output of the second multiplier 75 is fed to one input of a third summer 75.

Y-insignalen behandlas på likartat sätt. Ett fördröjnings- lO 15 20 25 30 55 #0 15 458 527 element 77 fördröjer Y-insignalens första sampel och en multi- plicerare 79 multiplicerar Y-insignalens första sampel med det sampel, som sålunda fördröjts, för matning till den tredje summeraren 75. Y-insignalen kvadreras ävenledes och det kvadre- rade Y-insignalsvärdet matas till ett fördröjningselement 81.The Y-input signal is treated in a similar way. A delay element delays the first sample of the Y-input signal and a multiplier 79 multiplies the first sample of the Y-input signal by the sample thus delayed for supply to the third summer 75. The Y-input signal is also squared and the squared Y-input value is fed to a delay element 81.

Det kvadrerade sampel som fördröjts subtraheras från ett före- liggande kvadrerat sampel medelst en summerare 83, vars utsignal tillförs den andra summeraren 69.The squared sample that is delayed is subtracted from an existing squared sample by means of a summer 83, the output of which is applied to the second summer 69.

Utsignalen från den första summeraren 73 multipliceras med tvâ i en multiplicerare 85 till bildande av en utsignal benämnd ACK. Utsignalen från den andra summeraren 69 benämns BCK.The output of the first summer 73 is multiplied by two in a multiplier 85 to form an output called ACK. The output signal from the second summer 69 is called BCK.

Arctg för ACK/BCK bildas därefter för bestämning av samplings- vinkeln ön. Det rådande värdet på Sn lagras i ett fördröjnings- element 87. Det lagrade värdet på ön utnyttjas för den klockför- inställning som skall diskuteras i det följande.Arctg for ACK / BCK is then formed to determine the sampling angle of the island. The prevailing value of Sn is stored in a delay element 87. The stored value of the island is used for the clock preset to be discussed in the following.

Det bestäms därefter om Sn ligger inom gränserna för var och en av ett antal räknesummor NTPP. När NTPP är större än 10, har fem baud av sampel undersökts. Om len-901 är mindre än 15 fortlöpande under mer än 10 NTPP-räkneförlopp, har det sålunda konfirmerats att bärvàg har mottagits under 5 baud, varför TPP-flaggan sätts lika med 1. Denna operation illustreras i fig. 5 genom fortskridande genom blocken 9l, 92, 93 till blocket 94, TPP lika med 1. så snart \en-9o| är större än 15 och TPP ar lika med 1, påbörjas klookförinställningsrutinen.It is then determined whether Sn is within the limits of each of a number of NTPP counts. When the NTPP is greater than 10, five baud of samples have been examined. Thus, if len-901 is less than 15 consecutive during more than 10 NTPP counts, it has been confirmed that carrier weight has been received during 5 baud, so the TPP flag is set equal to 1. This operation is illustrated in Fig. 5 by progressing through blocks 91 , 92, 93 to block 94, TPP equal to 1. as soon as \ en-9o | is greater than 15 and the TPP is equal to 1, the sewer preset routine is started.

I händelse av att \6n-90' är större än 15 vid nàgot'av de rena bärvàgssampel som bearbetas, kommer emellertid testblocket 95 (TPP=l) icke att vara satisfierat, varför NTPP kommer att àterställas till noll. Om i ett sådant fall KSTMX är större än 19, indikerande att 19 baud har uppträtt utan detektering av TPP, indikeras att TPP icke föreligger. Bristande detektering av TPP indikerar normalt linjebortfall.However, in the event that \ nn-90 'is greater than 15 at any of the pure carrier samples being processed, test block 95 (TPP = 1) will not be satisfied, so NTPP will be reset to zero. If in such a case KSTMX is greater than 19, indicating that 19 baud has occurred without detection of TPP, it is indicated that TPP does not exist. Lack of detection of TPP normally indicates line loss.

Så snart inlärningsmönstret är detekterat, är det nödvän- digt att rätt inrikta tidstyrningen av samplingen av det mot- tagna impulssvaret 17. Samplingspunkterna beräknas så att ut- jämnaren kan på bästa sätt minimera det utgående felet. Den kon- struktion och teknik som utnyttjas i den föredragna utförings- formen för genomförandet av förinställningen av samplings- klockan (FLCLK) illustreras i detalj i fig. 6.As soon as the learning pattern is detected, it is necessary to correctly align the timing of the sampling of the received impulse response 17. The sampling points are calculated so that the equalizer can best minimize the output error. The construction and technique used in the preferred embodiment for performing the sampling clock preset (FLCLK) are illustrated in detail in Fig. 6.

Under antagande av att det icke förekommer någon distor~ tion eller några störsignaler skall skillnaden mellan sucoessiva 458 327 10 15 20 25 }O 55 l4 vinklar en vara 1800. Om storleken 4, = Hon-exkl l -18o°\ är mindre än l2° för flera successiva sampel, gäller därför att klockan ligger inom ett tillfredsställande område. Under anta- gande av att en ligger inom ett tillfredsställande område under flera samplingsintervall för det rena klocksignalmönstret, är den slinga i fig. 6 som innefattar blocken 101, 102, 103, 104, 105, 106 och 107 i verksamhet. Inledningsvis nollställs tre räk- nare NCNT, NSAMP och NAV. Då första sampel testas, framstegas samplingsräknaren NSAMP ett steg, såsom indikeras av blocket 101. Vinkeln ö testas därefter, och om denna ligger inom rätt område framstegas räknaren NCNT ett steg. Efter fyra konsekutiva tillfredsställande sampel är testet NCNT större än eller lika med fyra (block 104) satisfierat, och NAV = O är satisfierat. I hän- delse härav utförs det test som indikeras av blocket l06 för ut- rönande av om storleken på Gn är mindre än 900. Om så är fallet, sätts en räknare NB lika med l. Räknaren NAV, som representerar det tal som skall medelvärdesberäknas, sätts lika med l och TAGL (total vinkel) definieras som lika med Gn vid detta tillfälle.Assuming that there is no distortion or no disturbance signals, the difference between successive angles shall be an angle of 1800. If the magnitude 4, = female excl. ° for several successive samples, it therefore applies that the clock is within a satisfactory range. Assuming that one is within a satisfactory range during several sampling intervals for the pure clock signal pattern, the loop in Fig. 6 which includes blocks 101, 102, 103, 104, 105, 106 and 107 is in operation. Initially, three counters NCNT, NSAMP and NAV are reset. When the first sample is tested, the sampling counter NSAMP is advanced one step, as indicated by block 101. The angle. Is then tested, and if this is within the correct range, the counter NCNT is advanced one step. After four consecutive satisfactory samples, the NCNT test greater than or equal to four (block 104) is satisfied, and NAV = 0 is satisfied. In this case, the test indicated by block l06 is performed to determine if the magnitude of Gn is less than 900. If so, a counter NB is set equal to l. The counter NAV, which represents the number to be averaged , is set equal to l and TAGL (total angle) is defined as equal to Gn at this time.

Vid nästa passage runt slingan är testet NAV = O icke sant, och NR framstegas ett steg vid blocket 1082 NR + l är därvid lika med tvâ. NR.är härvid icke udda, varför ett ytterligare sampel tas. Efter detta sampel är NR udda (lika med 3), under antagande av att t alltjämt ligger inom givna gränser. Därför gäller NAV + 1 = 2 och TAGL blir lika med föregående Sn-värde plus det nya 6n-värdet. Det finns sålunda två vinklar som skall medelvär- desberäknas. Under antagande av att Gn fortsätter att ligga inom gränserna, framstegas antalet Gn-sampel som medelvärdesberäknats till 4, varpå vinkeln P6 bestäms vid blocket 109 genom beräkning av kvoten mellan TAGL och NAV. P9 indikerar det antal grader var- med den utnyttjade samplingspunkten avviker fràn den optimala samplingspunkten. Det krävs sålunda 10 vinkelavvikelser inom gränserna för att nà blocket P6 = TAGL/NAV.At the next pass around the loop, the test NAV = 0 is not true, and NR is advanced one step at block 1082 NR + 1 is then equal to two. NR is not odd in this respect, which is why an additional sample is taken. After this sample, NR is odd (equal to 3), assuming that t is still within given limits. Therefore NAV + 1 = 2 applies and TAGL becomes equal to the previous Sn value plus the new 6n value. There are thus two angles that must be averaged. Assuming that Gn continues to be within the limits, the number of Gn samples averaged is increased to 4, whereupon the angle P6 is determined at block 109 by calculating the ratio between TAGL and NAV. P9 indicates the number of degrees by which the utilized sampling point deviates from the optimal sampling point. Thus, 10 angular deviations within the limits are required to reach the block P6 = TAGL / NAV.

För det fallet att distortion uppträder är dock andra arrangemang vidtagna för beräkning av P9. Om det exempelvis in- träffar att o är större än l2, därmed satisfierande block 102, utförs ett test ll0 för bestämning av om antalet tillfredsstäl- 10 15 20 25 }O 35 40 15 458 327 lande sampel som räknats (NCNT) är större än eller lika med 4, dvs. huruvida fyra vinkeltester inom föreskrivna gränser har förekommit. Om detta är fallet utförs ett test lll på NAV>räkna- ren för bestämning av om några sampel TAGL har lagrausför medel- värdesberäkning. Om några sampel har lagrats, beräknas medelvär- det Gav = TAGL/NAVL, såsom indikeras genom de fyra blocken 112, 113, 114 och 115. Dessa fyra block indikerar att P9 tas såsom lika med Gav, om NR är jämnt, under det att P9 tas såsom lika med {sGN (eav)} {18o° - |eaV|} om NR är udda. Om emellertid NAV vid testet lll befinns vara lika med noll, indikerande att inga sampel On har ackumulerats, tas Pe såsom varande förhandenvarande sampel On.In the event that distortion occurs, however, other arrangements have been made for calculating P9. For example, if it occurs that o is greater than l2, thus satisfying block 102, a test l10 is performed to determine if the number of satisfactory samples counted (NCNT) is greater than or equal to 4, i.e. whether four angle tests have taken place within the prescribed limits. If this is the case, a test lll is performed on the NAV> calculator to determine if any samples TAGL has stock out of averaging. If any samples have been stored, the mean value Gav = TAGL / NAVL is calculated, as indicated by the four blocks 112, 113, 114 and 115. These four blocks indicate that P9 is taken as equal to Gav, if NR is even, while P9 is taken as equal to {sGN (eav)} {180 ° - | eaV |} if NR is odd. However, if the NAV in the test lll is found to be equal to zero, indicating that no sample On has been accumulated, Pe is taken as being the existing sample On.

Om testet 110 (NCNT 22 4) icke är satisfíerat, utförs ett test ll? avseende antalet sampel, indikerat av räknaren KSTMX.If test 110 (NCNT 22 4) is not satisfied, a test ll? regarding the number of samples, indicated by the counter KSTMX.

Om talet i KSTMX är större än 29 (> 14 baud), tas även här P6 såsom varande On. Om NCNT 22 4 icke är satisfierat och icke heller KSTMX 22 29, nollställs NCNT och undersöks ett annat sampel. Denna procedur säkerställer att om vinkelbestämningen inledningsvis eller tillfällighetsvis ligger utanför gränserna efterföljande vinklar kan undersökas för att medelvärdesbestämma klockan i enlighet med de ovan diskuterade prooedurerna.If the number in KSTMX is greater than 29 (> 14 baud), P6 is also taken here as being On. If NCNT 22 4 is not satisfied and neither is KSTMX 22 29, NCNT is reset and another sample is examined. This procedure ensures that if the angular determination is initially or temporarily outside the limits, subsequent angles can be examined to average the clock in accordance with the procedures discussed above.

P9 bestämmer därefter den fasförskjutning hos pulssamp- lingsklockan som skall utnyttjas i den matrissamplingsoperation som illustreras i fig. 7.P9 then determines the phase shift of the pulse sampling clock to be used in the matrix sampling operation illustrated in Fig. 7.

Vid första genomgång av fig. 7 är testet 121 avseende nytt program (NP) positivt, varför flödesschemats vänstra gren 123 följs. Här återställa utjämnarens direktminne (RAM) 26.At the first review of Fig. 7, the test 121 for new program (NP) is positive, so the left branch 123 of the flow chart is followed. Here reset the equalizer direct memory (RAM) 26.

Vidare utnyttjas den optimala samplingspunkt, som bestämts av FLCLK, för att hoppa samplingsklockan till det optimala samp- lingsläget inom varje baud. Klockhastigheten halveras till 2400 Hz, så att ett sampel per baud av pulssvaret tas från var- dera av X- och Y-kanalerna.Furthermore, the optimal sampling point, determined by FLCLK, is used to jump the sampling clock to the optimal sampling position within each baud. The clock speed is halved to 2400 Hz, so that one sample per baud of the pulse response is taken from each of the X and Y channels.

Vid den andra genomgången av flödesschemat enligt fig. 7 följs en andra gren 125. Detekterade sampel demoduleras (block 127), varefter ett test 129 utförs på KSTMX för undersökning av om KSTMX är större än 45. Om detta icke är fallet, framstegas KSTMX (block 131). Så snart KSTMX är större än 45, påbörjas matrisbildningen 135 utgående från den samplade pulsen l7. 458 327 10 15 20 25 50 35 40 16 Den gren som följs, då KSHEK =s 45, innefattar ett test avseende demodulerad utgångsenergi, som säkerställer att systemet mottager utjämnarens testmönster och icke kunddata. Efter det att KSTMX är större än 58 bestäms energin såsom anges genom blocken 134, 158. Om energin ligger under en inställd nivå Eref, antages den tysta eller strypta perioden har detekterats, varvid systemet vet att ett inlärnings- eller testmönster föreligger. Om energin är större än Eref, indikeras att inlärningsmönster (TPP) icke föreligger. Detta ger en dubbelkontroll av närvaron av ett inlär- ningsmönster.In the second review of the flow chart of Fig. 7, a second branch 125 is followed. Detected samples are demodulated (block 127), after which a test 129 is performed on KSTMX to check if KSTMX is greater than 45. If this is not the case, KSTMX is advanced ( block 131). As soon as the KSTMX is greater than 45, the matrix formation 135 starts from the sampled pulse 17. 458 327 10 15 20 25 50 35 40 16 The branch followed, when KSHEK = s 45, includes a test for demodulated output energy, which ensures that the system receives the equalizer test pattern and non-customer data. After the KSTMX is greater than 58, the energy is determined as indicated by blocks 134, 158. If the energy is below a set level Eref, it is assumed that the silent or restricted period has been detected, the system knowing that a learning or test pattern exists. If the energy is greater than Eref, it is indicated that a learning pattern (TPP) does not exist. This provides a double check of the presence of a learning pattern.

Sampling av pulsvågformen 17 illustreras genom de vertikala linjerna i fig. lB och lC. Antalet sampel räknas av en räknare K, som startas då KSTM = 45. Varje sampel producerar en X-kompo- nent xi och en Y-komponent yi. Allteftersom man successivt tar sampel xi, yi, påbörjas bildandet av matrisekvationen (7) i en- lighet med de definitionsmässigt givna ekvationerna (1), (2), (3), (4). Exempelvis bestäms under först kommande baud xl och yl, vilka lagras i BAM 25 och därefter kan utnyttjas för beräkning av xl + ylz, den första iterationen av rTO, ekvation (1). Under nästa och därpå följande sampel beräknas iterationer av rTO och de korrelerande ekvationerna rT1, rT Då sampel nr två (xz, ya) tas, lagraszdettagi RAM 26.Sampling of the pulse waveform 17 is illustrated by the vertical lines in Figs. 1B and 1C. The number of samples is counted by a counter K, which is started when KSTM = 45. Each sample produces an X-component xi and a Y-component yi. As samples xi, yi are successively taken, the formation of the matrix equation (7) begins in accordance with the definitions equations (1), (2), (3), (4) given by definition. For example, during the first baud xl and yl, which are stored in BAM 25 and then can be used to calculate xl + ylz, the first iteration of rTO, equation (1), is determined. During the next and subsequent samples, iterations of rTO and the correlating equations rT1, rT are calculated. When sample number two (xz, ya) is taken, the RAM 26 is stored.

Vidare jämförs kvadraten av dess storlek x2 + y2 med kvadraten av förstnämnda sampels storlek xlg + yla för bestäming av_vil- ken som är den större. Den större hålls kvar och jämförs med kvadraten av storleken på nästa sampel för bestämning av största sampel och sålunda toppen 180 hos det samplade pulssvaret 17.Furthermore, the square of its size x2 + y2 is compared with the square of the size xlg + yla of the first-mentioned sample to determine which one is larger. The larger one is retained and compared to the square of the size of the next sample to determine the largest sample and thus the peak 180 of the sampled pulse response 17.

Den baud KP, under vilken toppen 180 uppträder, lagras för an- vändning i efterföljande operationer. Samtliga sampel Xi, yi lagras likaledes.The baud KP, below which the peak 180 occurs, is stored for use in subsequent operations. All samples Xi, yi are also stored.

Samplingen avslutas till följd av ettdera av två tillstånd såsom indikeras genom ett test lö? (fig. 7). För tillämpningen av den föredragna utföringsformen är det fördelaktigt att använda åtta sampel före toppen och elva efter toppen. Om elva sampel har förekommit efter toppen, gäller K = KP + ll, varvid matrisbild- ningen är avslutad. Om K < 8, sätts KP lika med åtta (blocken 155 och l36), så att åtminstone nitton sampel måste tas, innan matrisbildningen kan avslutas vid K - KP + ll. I annat fall gäller att så snart tjugofyra fullständiga sampel har tagits matrisbildandet avslutas och en flagga sätts. 10 15 20 25 50 35 40 17 458 327 Så snart matrisflaggan har satts, innebär nästa genom- löpande av flödesschemat en avgrening 152 till ett test 141 av- seende K > 20 (fig. 8). Om fler än 20 sampel har tagits, är tes- tet 141 satisfierat, varvid processorn 25 går vidare med att korrigera effekten på matrisen av att alltför många sampel tagits.The sampling is terminated due to either of two conditions as indicated by a test Sat? (Fig. 7). For the application of the preferred embodiment, it is advantageous to use eight samples before the peak and eleven after the peak. If eleven samples have occurred after the peak, K = KP + ll applies, whereby the matrix formation is completed. If K <8, KP is set equal to eight (blocks 155 and l36), so that at least nineteen samples must be taken before the matrix formation can be terminated at K - KP + ll. Otherwise, as soon as twenty-four complete samples have been taken, the matrix formation is terminated and a flag is set. 10 15 20 25 50 35 40 17 458 327 As soon as the matrix flag has been set, the next continuous flow diagram means a branch 152 to a test 141 regarding K> 20 (Fig. 8). If more than 20 samples have been taken, the test 141 is satisfied, with the processor 25 proceeding to correct the effect on the matrix that too many samples have been taken.

K >~2O indikerar sålunda att på grund av den grova inställ- ningen av räknara1KSTMX alltför många sampel tagits före uppträ- dandet av toppen 18. Dessa sampel kommer sannolikt att bidraga till onoggrannheter och effekten därav subtraheras bort genom en operation 145 benämnd SUB 1. Denna subtraktion åstadkommas genom att man hämtar först erhållna sampel xl, yl från minnet, beräknar deras inverkan på värdena för ekvationerna (1), (2), (5) för 2, etc. och subtraherar bort denna inverkan. Efter det att effekten av nämnda första sampel kl, yl har subtraherats bort, tillbakastegas eller minskas räknaraiK ett steg (block 145), varpå testet 141 (K > 20) utförs på nytt. Om testet 145 icke är satisfierat, beräknas effekten av det andra sampelparet X2, yz och subtraheras bort, etc., till dess att1<<š2O gäller. Sà snart det sistnämnda är fallet, utnyttjas de värden som är bestämda som återstår i de efterföljande matrisbe- rTQ, rT1, rT genom de sampel Xi, y räkningarna.K> ~ 2O thus indicates that due to the rough setting of the counter1KSTMX too many samples were taken before the appearance of the top 18. These samples are likely to contribute to inaccuracies and the effect thereof is subtracted away by an operation 145 called SUB 1. This subtraction is accomplished by retrieving first obtained samples x1, y1 from memory, calculating their effect on the values of equations (1), (2), (5) for 2, etc., and subtracting this effect. After the effect of said first sample kl, yl has been subtracted, stepped back or reduced one step (block 145), then the test 141 (K> 20) is performed again. If test 145 is not satisfied, the power of the second sample pair X2, yz is subtracted and subtracted, etc., until 1 << š2O applies. As soon as the latter is the case, the determined values remaining in the subsequent matrix calculations rTQ, rT1, rT are used by the samples Xi, y counts.

Så snart K är reducerat till 20, leder en avgrening 147 till processen för beräkning av uttagskonstanter, ekvationerna (5) - (6) och (8) - (16). Härvid genomlöps först ett test 1,59 för bestämning av om beräkningen redan har utförts. Vid början av beräkningsprocessen nollställs en räknare N. Ett test 151 av- seende värdet på N utförs därefter.As soon as K is reduced to 20, a branch 147 leads to the process of calculating withdrawal constants, equations (5) - (6) and (8) - (16). In this case, a test 1.59 is first passed to determine whether the calculation has already been performed. At the beginning of the calculation process, a counter N is reset. A test 151 regarding the value of N is then performed.

Det första steget 155 i beräkningsprocessen, varvid N är lika med noll, är en normaliseringsprocess. Under detta steg be- räknas ekvationernas(4) och (5) ri och hk medelst mikroprocessor- kretsen enligt fig. 5.The first step 155 in the calculation process, where N is equal to zero, is a normalization process. During this step, the ri and hk of equations (4) and (5) are calculated by the microprocessor circuit of Fig. 5.

Vid nästa genomlöpande av grenen 147, varvid N är lika med 1 (block 155), utbildar mikroprocessorn utjämningskonstanterna ci genom att beräkna successiva iterationer av ekvationerna (ll) (12) (15) (14) (15) (16), såsom tidigare diskuterats.At the next pass of branch 147, where N is equal to 1 (block 155), the microprocessor forms the smoothing constants ci by calculating successive iterations of equations (II) (12) (15) (14) (15) (16), as before discussed.

Med N = 2 börjar mikroprocesskretsen enligt fig. 5 att sam- verka med utjämnarenheten 54 på följande sätt. Mikroprocessorn beräknar ekvationerna (ll) och (12) och överför därefter "r"- -matrisen (ekvation 7) och andra mellanberäkningsresultat till i utjämnarenheten 54. På detta sätt överför mikroprocessen en del _.. ..._l...__.~.. .,.._.a..._...._.._..........._. __- -- - 458 327 10 15 20 25 30 35 40 18 av beräkningsansvaret till utjämnarenheten 34 i syfte att fri- göra processorn för utförande av andra operationer på inkommande data. Utjämnarenheten 34 innehåller först uppkopplad logik, som genomför eller beräknar efterföljande iterationer av ekvationerna (ll) till (l4). För N = 2 beräknar utjämnaren endast ekvationerna (13) och (14). Vid slutet av varje beräkning av en iteration av ekvationerna (ll) till (14) i utjämnarenheten 34 (för N = 2 endast ekvationerna (13) och (14)) beräknar processorn storheten zi+l, ekvationerna (15) och (16), och returnerar detta värde till ut- ' jämnaren 34 för genomförande av nästa iteration av ekvationerna (ll) till (14). Denna uppdelning av beräkningarna mellan mikro- processorn och utjämnarenheten har enbart sin grund i en önskan att effektivt utnyttja apparaten. Såsom torde vara uppenbart ut- gör överförande av beräkningarna av ekvationerna (ll) till (14) till kretsar schematiskt associerade med utjämarenheten 34 en möjlig väg att beräkna de ögonblickliga utjämarinställningarna.With N = 2, the microprocess circuit of Fig. 5 begins to cooperate with the equalizer unit 54 in the following manner. The microprocessor calculates equations (ll) and (12) and then transfers the "r" matrix (equation 7) and other intermediate calculation results to the equalizer 54. In this way, the microprocessor transfers some _ .. ..._ l ...__. ~ ..., .._. a ..._...._.._..........._. __- - - 458 327 10 15 20 25 30 35 40 18 of the calculation responsibility of the equalizer unit 34 in order to release the processor for performing other operations on incoming data. The equalizer unit 34 first contains connected logic, which performs or calculates subsequent iterations of equations (l1) to (l4). For N = 2, the equalizer calculates only equations (13) and (14). At the end of each calculation of an iteration of equations (II) to (14) in the equalizer unit 34 (for N = 2 only equations (13) and (14)), the processor calculates the quantity zi + 1, equations (15) and (16) , and returns this value to the equalizer 34 for performing the next iteration of equations (II) to (14). This division of the calculations between the microprocessor and the equalizer unit is based solely on a desire to utilize the apparatus efficiently. As will be apparent, transferring the calculations of equations (11) to (14) to circuits schematically associated with the equalizer unit 34 is a possible way of calculating the instantaneous equalizer settings.

Andra möjliga utvägar eller lösningar, såsom utnyttjande av en kraftfullare mikroprocessor för genomförande av samtliga beräk- ningar, skulle kunna förverkligas i enlighet med föreliggande upp- finning. lå N ärlika med 15, har matrisen lösts med avseende på uttags- konstanterna ck, varvid flaggan som utmärker att iterationen ut- förs sätts. Då de slutliga uttagskonstanterna har beräknats, lag- ras hk-värdena och inställs de slutliga utjämnarkonstanter_ci som bestämts i enlighet med den just beskrivna proceduren.Other possible solutions or solutions, such as the use of a more powerful microprocessor for carrying out all calculations, could be realized in accordance with the present invention. lay N ärlika with 15, the matrix has been solved with respect to the withdrawal constants ck, whereby the flag indicating that the iteration is performed is set. When the final withdrawal constants have been calculated, the hp values are stored and the final equalizer constants_ci determined in accordance with the procedure just described are set.

Den ovan diskuterade operationen är tillräcklig för inställ- ning av l6 uttag. Om linjesignalen har så dålig kvalitet att yt- terligare uttag behövs, kan en fininställnings- eller finavstäm- ningsprocedur genomföras, varvid ytterligare baud av kända två- fasdata sänds och felavvikelsen detekteras och utnyttjas för justering av de ytterligare uttagen i enlighet med konventionella procedurer.The operation discussed above is sufficient for setting 16 outlets. If the line signal is of such poor quality that additional sockets are needed, a fine tuning or fine tuning procedure can be performed, whereby additional baud of known two-phase data is transmitted and the error deviation is detected and used to adjust the additional sockets in accordance with conventional procedures.

Såsom antytts i föregående diskussion är många modifika- tioner och anpassningar av den föredragna utföringsformen möjliga utan att man härför går utanför ramen för föreliggande uppfin- ning.As indicated in the previous discussion, many modifications and adaptations of the preferred embodiment are possible without departing from the scope of the present invention.

Exempelvis kan, sâsom illustreras i fig. 9, 10 och ll, de i fas varande och 900 fasförskjutna signalerna som utnyttjas av utjämnaren enligt uppfinningen härledas annat än vid basbands- frekvenser och i system som använder olika demoduleringsscheman. 10 15 20 25 30 19 458 327 Fig. 9 illustrerar en enkel teknik för demodulering med 900 fasförskjutning, varvid basbandssignaler x(t) och y(t) ut- gör de i fas varande respektive 900 fasförskjutna signalerna.For example, as illustrated in Figs. 9, 10 and 11, the phase and 900 phase shifted signals used by the equalizer of the invention may be derived other than at baseband frequencies and in systems using different demodulation schemes. Fig. 9 illustrates a simple technique for demodulation with 900 phase shift, whereby baseband signals x (t) and y (t) constitute the phase-shifted and 900 phase-shifted signals, respectively.

I fig. 9 matas den mottagna signalen på en ingángsledning 201 till första och andra blandare 203, 204, vari linjesignalen är bärvågsfrek- vensen. Komponenterna filtreras därefter medelst respektive bas- bandsfilter 207, 209 för att ge de 90° fasförskjutna basbands- komponenterna x(t) och y(t).In Fig. 9, the received signal is fed on an input line 201 to the first and second mixers 203, 204, wherein the line signal is the carrier frequency. The components are then filtered by means of the respective baseband filters 207, 209 to give the 90 ° phase-shifted baseband components x (t) and y (t).

I fig. 10 matas den mottagna signalen till ett första passbandsfilter 211, som ger ett pulssvar h(t) och till ett, andra passbandsfilter 215, som ger ett pulssvar b(t), som är Hilbert-transformationen av pulssvaret h(t), från det första filtret 211. Filtrens 211, 215 utsignaler h(t) resp. â(t) före- ligger vid passbandsfrekvenser och utgör i fas liggande och blandas med signaler cosmct resp. sinnet, där wc 900 fasförskjutna signaler, som skulle kunna samplas av utjäm- naren enligt föreliggande uppfinning.In Fig. 10, the received signal is fed to a first passband filter 211, which gives a pulse response h (t), and to a, second passband filter 215, which gives a pulse response b (t), which is the Hilbert transformation of the pulse response h (t). , from the first filter 211. The output signals h (t) resp. â (t) is present at passband frequencies and is in phase and is mixed with signals cosmct resp. the mind, where toilet 900 is phase shifted signals which could be sampled by the equalizer of the present invention.

I fig. ll matas utsignalen h(t) från filtret 211 till en första blandare 215 och till en tredje blandare 219. Utsignalen Tan) från filtret 215 matas nu en andra blandare 217 och cin en fjärde blandare 221. De fyra blandarna 215, 217, 219, 221 mottager respektive andra insignaler cosmct, sinnet, sinnet, cosmot, där mc är bärvàgsfrekvensen. Utsignalerna från den första och den andra blandaren 215 resp. 217 summeras därefter av_en summerare 218 för att ge den demodulerade basbandssignalen x(t).In Fig. 11, the output signal h (t) from the filter 211 is fed to a first mixer 215 and to a third mixer 219. The output signal Tan) from the filter 215 is now fed to a second mixer 217 and to a fourth mixer 221. The four mixers 215, 217 , 219, 221 receive respective other inputs cosmct, mind, mind, cosmot, where mc is the carrier frequency. The output signals from the first and the second mixer 215 resp. 217 is then summed by a summer 218 to give the demodulated baseband signal x (t).

Utsignalen från den fjärde blandaren 221 subtraheras fràn utsig- nalen från den tredje blandaren 219 i en summerare 220 för att ge den demodulerade basbandssignalen y(t). I fig. ll är x(t) och y(t) i fas liggande respektive 900 fasförskjutna signaler, vilka ävenledes kan samplas i enlighet med uppfinningen för åstadkom- mande av inledande inställning av utjämnarens uttag.The output of the fourth mixer 221 is subtracted from the output of the third mixer 219 in a summer 220 to provide the demodulated baseband signal y (t). In Fig. 11, x (t) and y (t) are phase-shifted and 900 phase-shifted signals, respectively, which can also be sampled in accordance with the invention to provide initial adjustment of the equalizer terminal.

Det torde sålunda inses att inom ramen för efterföljande patentkrav uppfinningen kan praktiseras pà annat sätt än vad som särskilt beskrivits i det föregående.It is thus to be understood that within the scope of the appended claims, the invention may be practiced otherwise than as specifically described above.

Claims

458 327 20 PATENT CLAIMS

Apparatus in connection with equalizing means arranged to receive a first signal transmitted via a distorting medium and provided with a plurality of sockets adjustable to compensate for distortion of the first signal caused by said medium, characterized in that the received signal comprises the response to a single transmitted pulse, and in that it comprises means for generating a plurality of second signals representing samples of in-phase and 900 phase-shifted pulse response signals and means acting on said second signals to autocorrelate and cross-correlate the other signals, forming elements of a matrix equation from the autocorrelated and cross-correlated signals, which elements include complex constants and complex variables, which later define the optimal initial settings for the above-mentioned outlets, iteratively calculate the exact values of the optimal initial settings using said constants and set up said outlets. to namely accurate care to provide a substantially distortion-free signal.

Apparatus according to claim 1, characterized in that the received signal includes a learning or test pattern waveform and that said generating means comprises means for generating the phase-shifted and 900 phase-shifted pulse response signals starting from the received signal and for sampling the phase-shifted and 900 phase-shifted pulse response signals at successive points to produce the second signals and means for setting the successive points at which the received first signal is to be sampled in response to the learning pattern waveform.

Apparatus according to claim 1 or Z, characterized in that the received signal is amplitude modulated with 900 phase shift (QAM). n a d

Apparatus according to any one of the preceding claims, characterized in that the exact values are calculated in a time which is less than the duration of the received pulse.

Apparatus according to any one of the preceding claims, characterized in that it comprises means for detecting the second signal closest to the top of the pulse response and for subtracting the effect of particular other signals on said element based on said location. .

Apparatus according to claim 1, characterized in that the received signal includes a learning or test pattern and that the apparatus further comprises means for detecting the presence of the learning pattern and means arranged to respond to detection of the learning pattern to control the sampling points of the pulse response.

Apparatus according to claim 6, characterized in that said detecting means comprises means for forming an arctg based on the samples produced by the sampling during the transmission of the learning pattern and means for testing successive values of said arctg for confirming that the learning pattern is present.

Apparatus according to claim 7, characterized in that the learning pattern comprises a period with only carrier and that said means for forming arctg are active on samples taken during the period with only carrier.

Apparatus according to any one of claims 6-8, characterized in that said sampling control means comprises a sampling clock, means for determining the phase angle error of the clock starting from samples produced by the sampling during the transmission of the learning pattern and means for adjusting the phase of the clock to compensate for the error.

10. ' Apparatus according to claim 9, characterized in that said means for determining the phase angle error tests successive arctg values generated from successive samples produced by the sampling.

11. ll. Apparatus according to claim 10, characterized in that the testing determines whether arctg is within a limited range for a plurality of intervals of a pure clock signal.

12. Apparatus according to claim 11, characterized in that the successive arctg value is averaged for determining the phase angle error, if said arctg is determined to be within the delimited range for the above-mentioned plurality of clock intervals.

13. An apparatus according to claim 11, characterized in that it comprises means for determining the phase angle error, if said arctg is not within the delimited range of said plurality of clock intervals.