SE420254B - CONTROL FOR CONTROL DIODOM CONNECTOR - Google Patents

CONTROL FOR CONTROL DIODOM CONNECTOR

Info

Publication number
SE420254B
SE420254B SE8005702A SE8005702A SE420254B SE 420254 B SE420254 B SE 420254B SE 8005702 A SE8005702 A SE 8005702A SE 8005702 A SE8005702 A SE 8005702A SE 420254 B SE420254 B SE 420254B
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
control
terminal
region
switching device
output terminal
Prior art date
Application number
SE8005702A
Other languages
Swedish (sv)
Other versions
SE8005702L (en
Inventor
A R Hartman
T J Riley
P W Shakle
Original Assignee
Western Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Western Electric Co filed Critical Western Electric Co
Publication of SE8005702L publication Critical patent/SE8005702L/en
Publication of SE420254B publication Critical patent/SE420254B/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Details Of Connecting Devices For Male And Female Coupling (AREA)
  • Keying Circuit Devices (AREA)
  • Bipolar Integrated Circuits (AREA)

Description

#- 10 15 20 25 30 35 40 5965702-9 2 i ringsspänning till styret (eller gallret) måsta knnna tåla en mera positiv spänning än den som förefinns på anoden och katoden och de i_måste kunna tillföra en ström som som är åtminstone av samma storleks- ordning som den genom själva omkopplaren gående._ GDS av den nämnda typen är relativt nya inom teknikområdet ifråga och det finns därför föga publicerad information som beskriver de tillsammans med desamma använda styrkretsarna. # - 10 15 20 25 30 35 40 5965702-9 2 in the ring voltage to the handlebar (or grid) must be able to withstand a more positive voltage than that present on the anode and the cathode and they must be able to supply a current that is at least of the same magnitude GDS of the type mentioned are relatively new in the field of technology in question and there is therefore little published information describing the control circuits used together with them.

Det är önskvärt att åstadkomma i halvledarteknik utförda styr- kretsar för användning tillsammans med GDS, vilka kretsar kan tillver- kas på samma substrat som de omkopplare som skall styras.It is desirable to provide control circuits designed for semiconductor technology for use with GDS, which circuits can be fabricated on the same substrate as the switches to be controlled.

En lösning på problemet att styra tillståndet för en första styrd diodomkopplare (GDS1) är i enlighet med uppfinningen att anordna kretsar som är kännetecknade av att de innehåller en andra styrd diodomkopplare (GDS2) vars katod är kopplad till styret i GDS1 samt en spänningsstyrningsgrenkrets som är kopplad till GDS2 för att styra ledningsförmågan mellan dennas anod och katod.A solution to the problem of controlling the state of a first controlled diode switch (GDS1) is in accordance with the invention to provide circuits characterized in that they contain a second controlled diode switch (GDS2) whose cathode is connected to the control in GDS1 and a voltage control branch circuit which is connected to GDS2 to control the conductivity between its anode and cathode.

Tillståndet för GDS2 styres väsentligen av spänningsstyrnings- grenkretsen som selektrivt ställer in styre-anod-spänningen. En relativt lågspänd puls triggar spänningsstyrningskretsen. Spännings- styrningskretsen tål höga spänningar men endast måttlig ström. Sålun- da måste en konstant ström som går igenom GDS2 ha ett måttligt värde för att spänningsstyrningskretsen skall kunna slå om GDS2 från TILL- -tillståndet till FRÅN-tillståndet. l När GDS2 är i FRÅN-tillståndet är styret i GDS1 på en potential- nivå som ej är mera positiv än potentialen på dess anod och katod, och följaktigen är GDS1 i TILL-tillståndet, så att ström kan ledas mellan anoden och katoden. För att koppla om GDS1 till FRÅN-tillståndet krävs att dess styre-potential kan ökas till ett värde som är mera positivt än potentialen på anoden och katoden och att elektroner, åtminstone i den mängd som går mellan dess katod och dess anod, upp- samlas på styret och därefter avlägsnas från detta. Ur kretsteknisk synpunkt är avlägsnande av elektroner från styret i GDS1 ekvivalent med att (från en källa) tillföra positiv laddning (ström) till styret i DS1. Anoden i GDS2 är kopplad till en potentialkälla som är vald så att den är mera positiv än potentialen på anoden i GDS1. När GDS2 är i TILL-tillståndet är potentialen på styret i GDS1 (och även kato- den i GDS2) mera positiv än potentialen på anoden i DS1, och GDS2 kan tillföra tillräcklig positiv ström för att GDS1 skall kopplas om till eller kvarhållas i FRÅN-tillståndet. Olika ytterligare utföringsfor- mer kommer att beskrivas. 10 15 20 25 30 35 NO 8005702-9 3 ritning med fig. 1 - 6 är §ig¿_1 en schematisk genom- Fig. 2 visar en omkopplare med en styrkrets i enlighet med uppfinningen. Fig. 3 visar en annan utföringsform av en styrkrets i enlighet med uppfinningen. Fig. N visar en dubbelriktad omkopplare som likaledes kan styras med den i fig. 1 visade styrkretsen. Fig. 5 visar omkopplar-styrkretsar i enlighet med ytterligare en utföringsform av uppfinningen, och fig. 6 visar styrkretsar i enlighet med ännu en utföringsform av uppfinningen.The state of GDS2 is essentially controlled by the voltage control branch circuit which selectively sets the control anode voltage. A relatively low voltage pulse triggers the voltage control circuit. The voltage control circuit can withstand high voltages but only moderate current. Thus, a constant current flowing through GDS2 must have a moderate value for the voltage control circuit to be able to switch GDS2 from the ON state to the OFF state. When GDS2 is in the OFF state, the control in GDS1 is at a potential level that is not more positive than the potential of its anode and cathode, and consequently GDS1 is in the ON state, so that current can be conducted between the anode and the cathode. To switch GDS1 to the OFF state, it is required that its control potential can be increased to a value that is more positive than the potential of the anode and cathode and that electrons, at least in the amount that passes between its cathode and its anode, are collected on the handlebars and then removed from it. From a circuit engineering point of view, the removal of electrons from the control in GDS1 is equivalent to adding (from a source) a positive charge (current) to the control in DS1. The anode in GDS2 is connected to a potential source that is selected so that it is more positive than the potential of the anode in GDS1. When GDS2 is in the ON state, the potential on the handlebar in GDS1 (and also the cathode in GDS2) is more positive than the potential on the anode in DS1, and GDS2 can supply sufficient positive current for GDS1 to be switched on or off in OFF. the condition. Various further embodiments will be described. Fig. 2 shows a switch with a control circuit in accordance with the invention. Fig. 3 shows another embodiment of a control circuit in accordance with the invention. Fig. N shows a bidirectional switch which can also be controlled with the control circuit shown in Fig. 1. Fig. 5 shows switch control circuits in accordance with a further embodiment of the invention, and Fig. 6 shows control circuits in accordance with yet another embodiment of the invention.

I fig. 1 visas en föredragen form av en GDS-struktur 10 som innehåller en stöddel 12 med en huvudyta 11 och en monokristallinisk halvledarkropp 16 vars huvudmassa eller "bulk" är av konduktivitets- typen poch vilken är skild från stöddelen 12 av ett dielektriskt skikt 1h.Fig. 1 shows a preferred form of a GDS structure 10 containing a support member 12 having a main surface 11 and a monocrystalline semiconductor body 16 whose main mass or "bulk" is of the conductivity type poch which is separate from the support member 12 of a dielectric layer. 1h.

På bifogade skärningsbild av en styrd dicdomkopplare.On the enclosed sectional view of a controlled dicdom switch.

En lokalt begränsad anodregion 18 som är av konduktivitetstypen p+ befinner sig i kroppen 16, och en del av denna region sträcker sig till ytan 11. En lokalt begränsad styre-region 20, som är av konduk- tivitetstypen n+, och en lokalt begränsad katodregion ZH, som är av konduktivitetstypen n+, befinner sig likaledes i kroppen 16. dn region 22 som är av konduktivitetstypen p och som har en del vilken sträcker sig till ytan 11, omger katoden 2U och verkar såsom en skärm som förhindrar penetrering genom det utarmade skiktet. Den förhindrar dessutom inversion i de delar av kroppen 16 som befinner sig vid eller i närheten av ytan 11 mellan regionerna 20 och 23. Styre-regionen 20 befinner sig mellan anodregionen 18 och regionen 22 och är skild från båda dessa av bulk-partier av kroppen 16. Resistiviteterna i regio- nerna 18, 20 och 2ü är låga i förhållande till resistiviteten 1 bulk- -delarna av kroppen 16. Resistiviteten i regionen 22 har ett värde mellan resistiviteten i katodregionen 25 och resistiviteten i kroppens 16 bulk-del.A locally limited anode region 18 which is of the conductivity type p + is located in the body 16, and a part of this region extends to the surface 11. A locally limited control region 20, which is of the conductivity type n +, and a locally limited cathode region ZH , which is of the conductivity type n +, is likewise located in the body 16. The region 22 which is of the conductivity type p and which has a part which extends to the surface 11, surrounds the cathode 2U and acts as a screen which prevents penetration through the depleted layer. It also prevents inversion in the parts of the body 16 located at or near the surface 11 between the regions 20 and 23. The control region 20 is located between the anode region 18 and the region 22 and is separated from both of them by bulk portions of the body. 16. The resistivities in regions 18, 20 and 2ü are low relative to the resistivity in the bulk portions of the body 16. The resistivity in the region 22 has a value between the resistivity in the cathode region 25 and the resistivity in the bulk portion of the body 16.

Elektroderna 28, 30 och 32 är ledare som gör lågresistív kontakt med ytdelarna av regionerna 18, 20 resp. 2U. Ett dielektriskt skikt 26 täcker huvudytan 11 så att det isolerar elektroderna 28, 30 och 32 från alla regioner utom dem till vilka de skall vara elektriskt an- slutna. En elektrod 36 ger lågresistiv kontakt med stödet 12 genom en kraftigt dopad region 34 som är av samma konduktivitetstyp som stödet 12.The electrodes 28, 30 and 32 are conductors which make low-resistive contact with the surface parts of the regions 18, 20 and 20, respectively. 2U. A dielectric layer 26 covers the main surface 11 so as to insulate the electrodes 28, 30 and 32 from all regions except those to which they are to be electrically connected. An electrode 36 provides low resistance contact with the support 12 through a heavily doped region 34 which is of the same conductivity type as the support 12.

Stödet 12 och kroppen 16 kan båda lämpligen vara av kisel, och stödets konduktivitetstyp kan vara antingen n eller p. Var och en av elektroderna 28, 30 och 32 överlappar med fördel den halvledarregion till vilken de är lågresistivt anslutna. Elektroden 32 överlappar ' 10 15 20 25 30 35 NO ltial som finns tillgänglig. 8905702~9 U 2 även regionen 22. Denna överlappning, som med ett engelskt fackut- tryck kallas "field plating", gynnar drift vid hög spänning, eftersom den ökar den spänning vid vilken genombrott inträffar.The support 12 and the body 16 may both suitably be of silicon, and the conductivity type of the support may be either n or p. Each of the electrodes 28, 30 and 32 advantageously overlaps the semiconductor region to which they are low-resistively connected. The electrode 32 overlaps 10 15 20 25 30 35 NO ltial available. 8905702 ~ 9 U 2 also the region 22. This overlap, which in English is called "field plating", favors operation at high voltage, as it increases the voltage at which breakthrough occurs.

Ett flertal skilda kroppar 16 kan vara framställda i ett gemen- samt stöd 12 för åstadkommande av ett flertal omkopplare.A plurality of different bodies 16 may be provided in a common support 12 for providing a plurality of switches.

Strukturen 10 arbetar i typiska fall som en omkopplare vilken är kännetecknad av en lågimpediv strömbana mellan anodregionen 18 ooh katodregionen 2% när den är i TILL-tillståndet (ledande) och en hög- impediv strömbana mellan de båda regionerna när den är i FRÅN-till- ståndet (det blockerade tillståndet). Den potential som tillföres till styre-regionen 20 bestämmer omkopplarens tillstånd. Ledning mellan anodregionen 18 och katodregionen 2U föreligger om potentialen i styre-regionen 20 understiger potentialen i anodregionen 18 och katodregionen ZU. Vid TILL-tillståndet injiceras hål i kroppen 16 från anodregionen 18, och elektroner injiceras i kroppen 16 fråns katodregionen 24. Dessa hål och elektroner kan förefinnas i tillräck- lig mängd för att bilda ett plasma vilket konduktivitetsmodulerar kroppen 16. Detta medför effektivt sett en sänkning av kroppens 16 resistans, så att resistansen mellan anodregionen 18 och katodregionen 24 är relativt låg när strukturen 10 arbetar i TILL-tillståndet.The structure 10 typically operates as a switch which is characterized by a low impedance current path between the anode region 18 and the 2% cathode region when in the ON state (conductive) and a high impedance current path between the two regions when in the OFF to the state (the blocked state). The potential applied to the control region 20 determines the state of the switch. Conduction between the anode region 18 and the cathode region 2U exists if the potential in the control region 20 is less than the potential in the anode region 18 and the cathode region ZU. In the ON state, holes are injected into the body 16 from the anode region 18, and electrons are injected into the body 16 from the cathode region 24. These holes and electrons may be present in sufficient quantity to form a plasma which modulates conductivity of the body 16. This effectively results in a decrease. of the resistance of the body 16, so that the resistance between the anode region 18 and the cathode region 24 is relatively low when the structure 10 operates in the ON state.

Denna typ av funktion benämnes dubbelriktad laddningsbärarinjicering.This type of function is called bidirectional charge carrier injection.

Regionen 22 hjälper till att begränsa penetreringen genom ett utarmningsskikt som under drift bildas mellan styre-regionen 20 och katodregionen ZU och hjälper till att förhindra bildandet av ett ytinversionsskikt mellan dessa båda regioner. Dessutom medför den att det blir lättare att placera styre-regionen 20 och katodregionen 24 relativt nära varandra. Detta medför att man lättare kan erhålla relativt låg resistans mellan anodregionen 18 ocb katodregionen 22 i TILL-tillståndet. Ev ' Substratet 12 hålles iïtypiska fall på den mest positiva poten- ¿Ledning mellan anodregionen 18 och katod- regionen ZN spärras eller avskäres om potentialen i styre-regionen 20 är tillräckligt mycket mera positiv än potentialen i anodregionen 18, katodregionen 2U och regionen 22. Storleken av den positiva över- skottspotential som krävs för att förhindra ledning är en funktion av geometrin och störämneskoncentrationsnivåerna (dopämnesnivâerna) i strukturen 10. Denna positiva styre-potential medför att en vertikal tvärsnittsdel av kroppen 16 mellan styre-regionen 20 och den därunder befintliga delen av det dielektriska skiktet 14 utarmas och att poten- tialen i denna del av kroppen 16 blir mera positiv än potentialen i ' 10 15 20 25 30 35 40 8005702-9 5 anodregionen 18, katodregionen 2U och regionen 222 ”Denna positiva potentialbarriär förhindrar hål-ledning från anodregionen 18 till katodregionen 24. I stort sett avsnör den kroppen 16 mot det dielekt- riska skiktet 1U i kroppens bulk-del under styre-regionen 20 och sträcker sig ned till det dielektriska skiktet 1U. Den har även till uppgift att uppsamla i katodregionen 24 emitterade elektroner innan de kan nå anodregionen 18. Det blockerande (icke-ledande) tillståndet är FRÅN-tillståndet.The region 22 helps to limit the penetration through a depletion layer formed during operation between the control region 20 and the cathode region ZU and helps to prevent the formation of a surface inversion layer between these two regions. In addition, it makes it easier to place the control region 20 and the cathode region 24 relatively close to each other. This means that it is easier to obtain relatively low resistance between the anode region 18 and the cathode region 22 in the ON state. The substrate 12 is kept in typical cases at the most positive potential. The line between the anode region 18 and the cathode region ZN is blocked or cut off if the potential in the control region 20 is sufficiently more positive than the potential in the anode region 18, the cathode region 2U and the region 22. The magnitude of the positive excess potential required to prevent conduction is a function of the geometry and disturbance concentration levels (dopant levels) in structure 10. This positive control potential causes a vertical cross-sectional portion of the body 16 between the control region 20 and the underlying portion. of the dielectric layer 14 is depleted and that the potential in this part of the body 16 becomes more positive than the potential in the anode region 18, the cathode region 2U and the region 222 “This positive potential barrier prevents wire from the anode region 18 to the cathode region 24. It substantially shields the body 16 from the dielectric layer 1U in the body b. ulk portion below the control region 20 and extends down to the dielectric layer 1U. It also has the task of collecting electrons emitted in the cathode region 24 before they can reach the anode region 18. The blocking (non-conductive) state is the OFF state.

I fig. 2 visas styrkretsar 210 (visade inom den större i strecka- de linjer ritade rektangeln) som är kopplade till en styrd diodomkopp- lare GDS1 av den i fig. 1 visade typen med anod-, kstod- och styre-an- slutningsklämmor. GDS1 har visats representerad med en elektronisk symbol som har antagits för att beteckna en styrd diodomkopplare av godtycklig typ.Fig. 2 shows control circuits 210 (shown within the larger rectangle drawn in broken lines) which are connected to a controlled diode switch GDS1 of the type shown in Fig. 1 with anode, cathode and control connection terminals. . GDS1 has been shown represented by an electronic symbol which has been adopted to denote a controlled diode switch of any type.

Styrkretsarna 210 innehåller en styrd diodomkopplare GDS2 som likaledes kan vara av den i fig. 1 visade typen med anslutningar för anod, katod och styre, en första och en andra strömbegränsare CL1 och CL2, en npn-transistor Q1, pn-dioder D1, D2 och D3, resistcrer R1, R2 och R3 samt kondensatorn C1. Anoderna i D1 och D3 samt en första anslutning till CL1 är samtliga förbundna med en anslutningsklämma 212. Kollektorn i Q1 är kopplad till katoden i D3 och till en anslut- ningsklämma 211. Katoden i D1 är kopplad till styret i GDS2 och till en anslutningsklämma 220. Basen i Q1 är kopplad till en ingångs- anslutningsklämma 216 via dioden D2. Emittern i Q1 är kopplad til en ingångsklämma 218 och till matningsdonet VSS. En andra anslutning till CL1 är kopplad till matningsdonets +V1 och till en anslutninge- klämma 21U. CL2 är med en första anslutningsklämma kopplad till katoden 1 GDS2, styret i GDS1 och till en anslutningsklämma 222. CL2 är kopp1ad.med en andra anslutningsklämma till matningsdonets -V3 och till en anslutningsklämma 228. En tredje strömbegränsare CL3 är kopplad via en första anslutningsklämma till anslutningsklämman 220 och via en andra anslutningsklämma till ett matningsdons -VÄ samt till en anslutningsklämma 226. CL3 och -VH kan båda väljas enligt önskan. -V4 kan vara samma potential som VSS eller -V3.The control circuits 210 contain a controlled diode switch GDS2 which may also be of the type shown in Fig. 1 with connections for anode, cathode and gate, a first and a second current limiter CL1 and CL2, an npn transistor Q1, pn diodes D1, D2 and D3, resistors R1, R2 and R3 and capacitor C1. The anodes in D1 and D3 and a first connection to CL1 are all connected to a connection terminal 212. The collector in Q1 is connected to the cathode in D3 and to a connection terminal 211. The cathode in D1 is connected to the handlebar in GDS2 and to a connection terminal 220 The base in Q1 is connected to an input terminal 216 via diode D2. The emitter in Q1 is connected to an input terminal 218 and to the power supply VSS. A second connection to CL1 is connected to the + V1 of the power supply and to a connection terminal 21U. CL2 is connected with a first connection terminal to the cathode 1 GDS2, the control in GDS1 and to a connection terminal 222. CL2 is connected with a second connection terminal to the -V3 of the power supply and to a connection terminal 228. A third current limiter CL3 is connected via a first connection terminal the connection terminal 220 and via a second connection terminal to a supply device -VÄ and to a connection terminal 226. CL3 and -VH can both be selected as desired. -V4 can be the same potential as VSS or -V3.

Anoden i GDS2 är kopplad till en anslutningsklämma hos R3 och till en anslutningsklämma 221. En andra anslutningsklämma till R3 är kopplad till en första anslutningsklämma till R2 och till en anslut- ningsklämma 223 samt till en första anslutningsklämma till C1. En andra anslutningsklämma till R2 är kopplad till matningsdonets +V2 och till en anslutningsklämma 224. En andra anslutningsklämma till C1 är' 10 15 20 25 30 35 H0 3-965702-9 6 kopplad till anslutningsklämman 218. positiv än +V2. _ Kombinationen av D1, D2, D3, Q1, CL1, R1 och CL3 (visad inom den med streckade linjer inritade rektangeln A) tjänstgör som en spän- ningsreglerings-grenkrets och är anordnad att ställa in potentialen på anslutningsklämman 220 (styret i GDS2) så att den styr tillståndet för GDS2. C1 och R3 kan tillfogas om man så önskar. Utan C1 och R3 skulle anslutningsklämmorna 221 och 223 vara direkt hopkopplade. C1 tjänstgör som en begränsad laddningskälla vilken används för att göra det lättare för GDS1 att koppla om till FRÅN-tillståndet. Utan C1 skulle man behöva ha en större konstant ström genom GDS2 när den är i TILL-tillståndet för att säkerställa att tillräcklig ström finns tillgänglig att tillföras till styret i GDS1 för att försätta GDS1 i FRÅN-tillståndet.The anode in GDS2 is connected to a connection terminal of R3 and to a connection terminal 221. A second connection terminal to R3 is connected to a first connection terminal to R2 and to a connection terminal 223 and to a first connection terminal to C1. A second connection terminal to R2 is connected to the + V2 of the power supply and to a connection terminal 224. A second connection terminal to C1 is connected to the connection terminal 218. positive than + V2. The combination of D1, D2, D3, Q1, CL1, R1 and CL3 (shown within the dashed rectangle A) serves as a voltage control branch circuit and is arranged to set the potential on the connection terminal 220 (controlled in GDS2) so that it controls the state of GDS2. C1 and R3 can be added if desired. Without C1 and R3, the connection terminals 221 and 223 would be directly connected. C1 serves as a limited charge source which is used to make it easier for GDS1 to switch to the OFF state. Without C1, one would need to have a larger constant current through GDS2 when it is in the ON state to ensure that sufficient current is available to be supplied to the control in GDS1 to put GDS1 in the OFF state.

Det grundläggande arbetssättet är följande. anod- och katodanslutningsklämmorna till GDS1 är kopplade till +220 volt resp. -220 volt kan ledning ske mellan anod och katod i denna GDS om styret (anslutníngsklämman 222) är mindre positiv än +220 volt.The basic working method is as follows. the anode and cathode connection terminals to GDS1 are connected to +220 volts respectively. -220 volts, conduction can take place between the anode and cathode in this GDS if the guide (connection terminal 222) is less positive than +220 volts.

Det ledande tillståndet upphör (bryts) genom att man höjer styrets _ (klämma 222) potential över +220 volt och genom att man tillhandahål- ler en källa till positiv ström som går in i styret (klämman 22) hos GDS1. Om +V1 = +280 volt VSS = noll volt, +V2 = +220 volt, -V3 = -250 volt, -VH = -250 volt och om strömbegränsarna CL1, CL2 och CL3 begrän- sar de genom desamma gående strömmarna till 50, 5 resp. 5 mikroampere, kan kretsarna 210 tillhandahålla de erforderliga potentialerna på klämman 222 och den strömkälla till klämman 222 som erfordras för styrning av tillståndet för GDS1. Strömbegränsarnas konstruktion är exempelvis beskriven i "Sourcebook of Electronic Circuits", John Markus, McGraw-Hill Book Co., 1968, sid 171.The conductive state is terminated (broken) by raising the potential of the control (terminal 222) above +220 volts and by providing a source of positive current entering the control (terminal 22) of the GDS1. If + V1 = +280 volts VSS = zero volts, + V2 = +220 volts, -V3 = -250 volts, -VH = -250 volts and if the current limiters CL1, CL2 and CL3 limit the current flowing through them to 50 , 5 resp. 5 microamperes, the circuits 210 may provide the required potentials of terminal 222 and the power source to terminal 222 required to control the state of GDS1. The design of current limiters is described, for example, in "Sourcebook of Electronic Circuits", John Markus, McGraw-Hill Book Co., 1968, page 171.

Om man först antar att man önskar tillåta ledning genom GDS1, tillföres en ingängssignal med en potentialnivå mellan 0 och 0,4 volt till anslutningsklämman 216. Därigenom förspännes Q1 i spärriktningen och tillåtes att anslutningsklämman 212 antar en potential av ungefär +V1 (ca +28O volt)Å Om CL3 ej finns, leder D1 i framriktningen till dess att anslutningsklämman 220 inom några tiondels volt når den på anslutningsklämman 212 rådande potentialen och upphör därefter att leda: Om CL3 finns anordnad får man en ström från +V1 via CL1, D1, CL 3 och till -VH. CL1 och CL3 är så valda att den spänning som uppträder på klämman 220, då Q1 är förspänd till oledande tillstånd, har en nivå som är avsevärt mera positiv än potentialen +V2. Även i +V1 är vald så att den är mera Om man antar att 10 15 20 25 30 35 H0 8005702-'9 7 detta fall antar anslutníngsklämman 220 en potential av nära +28O volt. I detta tillstånd förspännes GDS2 till FRÅN-tillståndet, och sålunda isoleras anslutningsklämman 222 från potentialen +V2. Spän- ningen på anslutningsklämman 222 faller sålunda till följd av den negativa potentialen -V3 (-250 volt) till dess att styre-anod-över- gången i GDS1 blir förspänd i framriktningen. Anslutningsklämman 222 stabiliseras nu på en potential nära men ej överstigande potentialen på anoden i GDS1. Följaktligen förspännes GDS1 till TILL-tillståndet och ledning föreligger mellan dess anod och katod. Den ström som går från anoden till styret i GDS1 begränsas av CL2 till en obetydlig bråkdel av den genom GDS1 gående strömmen mellan anod och katod.If it is first assumed that it is desired to allow conduction through GDS1, an input signal with a potential level between 0 and 0.4 volts is applied to the connection terminal 216. Thereby Q1 is biased in the blocking direction and the connection terminal 212 is allowed to assume a potential of approximately + V1 (approx. + 28O). volt) Å If CL3 is not present, D1 leads in the forward direction until the connection terminal 220 within a few tenths of a volt reaches the potential prevailing at the connection terminal 212 and then ceases to conduct: If CL3 is arranged, a current from + V1 is obtained via CL1, D1, CL 3 and to -VH. CL1 and CL3 are so selected that the voltage appearing on terminal 220, when Q1 is biased to the non-conductive state, has a level which is considerably more positive than the potential + V2. Also in + V1 is selected so that it is more If it is assumed that in this case the connection terminal 220 assumes a potential of close to + 28O volts. In this state, GDS2 is biased to the OFF state, and thus the terminal 222 is isolated from the potential + V2. The voltage on the connection terminal 222 thus drops due to the negative potential -V3 (-250 volts) until the control-anode junction in GDS1 is biased in the forward direction. The connection terminal 222 is now stabilized at a potential close to but not exceeding the potential of the anode in GDS1. Consequently, GDS1 is biased to the ON state and wire is present between its anode and cathode. The current flowing from the anode to the guide in GDS1 is limited by CL2 to an insignificant fraction of the current passing through GDS1 between anode and cathode.

Om GDS2 hade befunnit sig i TILL-tillståndet före tillförandet av ingàngsnivån O à 0,U volt till anslutníngsklämman 216, så går positiv ström från +v1 via D1 ooh till styret i GDS2. CL1 är vald så att den tillåter en större genom densamma gående ström än CL2, så att det säkerställas att tillräcklig positiv ström finns tillgänglig att tillföras till styret i GDS2 för att ledningstillståndet mellan dess anod och katod skall bringas att upphöra. Endast en relativt måttlig positiv ström behöver tillföras till styret i GDS2 för att bringa dess ledningstillstånd att upphöra, eftersom endast 5 mikroampere går genom GDS2. Det är sålunda ej nödvändigt att använda en högströmsanordning för att tillhandahålla den erforderliga strömkällan för att försätta GDS2 1 oieaanee tillstånd (FRÅN).If GDS2 had been in the ON state before the input of the input level 0 to 0, U volts to the connection terminal 216, then positive current goes from + v1 via D1 ooh to the control in GDS2. CL1 is selected to allow a larger current flowing through it than CL2, so as to ensure that sufficient positive current is available to be supplied to the handlebar of GDS2 to terminate the conduction state between its anode and cathode. Only a relatively moderate positive current needs to be applied to the control in GDS2 to terminate its conduction state, since only 5 microamperes pass through GDS2. Thus, it is not necessary to use a high current device to provide the required power source to set GDS2 1 oieaanee state (OFF).

Klämmans 216 potential höjas till en nivà_av 2-5 volt för att bringa GDS1 ett koppla om till det oledande tillståndet (FRÅN). Denna ingångsspänningsnivå förspänner Q1 till ledande tillstånd och tillåter Q1 att arbeta i mättníng. Potentialen på klämman 212 dras ned till ungefär +1,6 volt (under antagande av en ingångsspänning på klämman 216 av 2 volt, en mättad kollektor-emitter-spänning VCE(SAT) av 0,3 volt för Q1 och ett spänníngsfall över D3 av 0,7 volt). Potentialen på klämman 212 är nu en funktion av ingångsspänningsnivån, VCE(SAT) för Q1 och framspänningsfallet över D3. Om CL3 saknas, dras klämman 220 till ett värde nära +V2 eller till en mera negativ potential till följd av lackning genom D1. Potentialen på klämman 220 kan ej gå ned så att den är lägre än ett diodspänningsfall under potentialen på anoden i GDS2, eftersom en'skiktdiod innefattande anoden ooh styret i GDS2 blir förspänd i framriktningen och lyfter potentialen på klämman 220. Om CL3 är anordnad, kommer klämman 220 att snabbt och aktivt hållas på ett värde nära ett diodspänningsfall under potentialen för anoden i GDS2. I båda fallen kommer detta att medföra att GDS2 slår I 10 15 20 25 30 35 H0 3005702-9 8 om till TILL-tillståndet. Detta medför att potentialen på klämman 222 är på +V2 minus spänningsfallet över R3 och R2 och minus framspän- ningsfallet mellan anod och katod i GDS2. Spänningsfallen över R2, R3 och GDS2 är så valda att potentialen på anslutningsklämman 222 är tillräcligt mycket mera positiv än potentialen på anoden i GDS1 för att GDS1 skall slå om till oledande tillstànd (FRÅN). Dessutom går en tillräckligt stor ström till styret i GDS1 för att denna skall slå om till FRÅN-tillståndet. Sá snart GDS1 har bragts till oledande till- stånd upphör strömmen till dess styre. Geometrin och störämneskon- centratíonerna för GDS1 bestämmer exakt hur mycket potentialen på styret måste överskrida potentialen på anoden och katoden för att GDS1 skall slås om till FRÅN.The potential of terminal 216 is raised to a level of 2-5 volts to cause GDS1 to switch to the non-conductive state (OFF). This input voltage level biases Q1 to the conductive state and allows Q1 to operate in saturation. The potential of terminal 212 is reduced to approximately +1.6 volts (assuming an input voltage at terminal 216 of 2 volts, a saturated collector-emitter voltage VCE (SAT) of 0.3 volts for Q1 and a voltage drop across D3 of 0.7 volts). The potential of terminal 212 is now a function of the input voltage level, VCE (SAT) for Q1 and the forward voltage drop across D3. If CL3 is missing, terminal 220 is drawn to a value close to + V2 or to a more negative potential due to painting through D1. The potential of terminal 220 cannot decrease so that it is lower than a diode voltage drop below the potential of the anode in GDS2, since a layer diode comprising the anode and the gate of GDS2 is biased in the forward direction and raises the potential of terminal 220. If CL3 is provided, terminal 220 to be quickly and actively held at a value near a diode voltage drop below the potential of the anode in GDS2. In both cases, this will cause GDS2 to switch to the ON state. This means that the potential of terminal 222 is at + V2 minus the voltage drop across R3 and R2 and minus the forward voltage drop between anode and cathode in GDS2. The voltage drops across R2, R3 and GDS2 are selected so that the potential on terminal 222 is sufficiently much more positive than the potential on the anode in GDS1 for GDS1 to switch to non-conductive state (OFF). In addition, a sufficiently large current goes to the handlebar in GDS1 for it to switch to the OFF state. As soon as GDS1 has been brought into a non-conductive state, the power to its control ceases. The geometry and interference concentrations of GDS1 determine exactly how much the potential of the handlebar must exceed the potential of the anode and cathode in order for GDS1 to switch to OFF.

Minoritetsladdningsbärare (t.ex. elektroner) som emitteras från katoden i GDS1 och uppsamlas av styret är ekvivalent med en positiv ström från +V2 genom R2, R3, GDS2 och till styret i GDS1. Denna ström kan vara betydande, och därför är det nödvändigt att ha ett för hög spänning och stor ström lämpligt organ, exempelvis GDS2, för att koppla om GDS1 till oledande tillstånd. En för hög spänning och stor ström avsedd transistor i denna styrkrets skulle vara orimligt kost- nadskrävande. ' R2 och H3 begränsar strömmen från +V2 genom GDS2 och till styret i GDS1. Dessutom begränsar R3 strömmen från C1. Detta medverkar till att med säkerhet förhindra att GDS1 och/eller GDS2 bränns sönder. I många telefonväxelapplikationer arbetar GDS1 med endast 48 volt mellan anod och katod i FRÅN-tillståndet; det är dock möjligt att 1 220 volt uppträder på anoden och/eller katoden till följd av ringsignal, prov- spänningar, styrning av myntapparater samt inducerade 60 Hz spänning- ar, och styrkretsen 10 är därför utförd för att blockera dessa höga spänningar.Minority charge carriers (eg electrons) emitted from the cathode of GDS1 and collected by the gate are equivalent to a positive current from + V2 through R2, R3, GDS2 and to the gate of GDS1. This current can be significant, and therefore it is necessary to have a suitable voltage and high current means, for example GDS2, to switch GDS1 to a non-conductive state. A transistor intended for too high voltage and high current in this control circuit would be unreasonably costly. 'R2 and H3 limit the current from + V2 through GDS2 and to the control in GDS1. In addition, R3 limits the current from C1. This helps to safely prevent the burning of GDS1 and / or GDS2. In many PBX applications, GDS1 operates with only 48 volts between anode and cathode in the OFF state; however, it is possible that 1,220 volts occur on the anode and / or cathode due to ring signal, test voltages, control of coinage devices and induced 60 Hz voltages, and the control circuit 10 is therefore designed to block these high voltages.

När Q1 arbetar i mättning är dess bas-kollektor-övergång poten- tialmässigt förspänd i framriktningen. D3 har till uppgift att med- verka till att förhindra att ström går från ingångsklämman 16 via kollektor-bas-övergången i Q1 och därefter genom D1.When Q1 works in saturation, its base-collector transition is potentially biased in the forward direction. D3 has the task of helping to prevent current from flowing from the input terminal 16 via the collector-base junction in Q1 and thereafter through D1.

Kretsen enligt fig. 2 exklusive CL3, R2, R3 oc C1 har tillverkats på en enda IC-kretsbricka, varvid GDS1 och GDS2 är av den i fig. 1 visade typen. Den tillverkade styrkretsen tillät blockering av 500 volt mellan anod och katod i GDS1 och brytning av en ström av 100 milliampere genom densamma. Detta är en mycket större ström än vad som skulle kunna hanteras av en spänningsstyrkrets A med komponenter som är ekonomiskt rimliga eller lämpliga för tillverkning medelst 10 15 20 25 30 35 H0 8005702- 9 9 IC-kretsteknik. Resistorernas R1 och R3 resistansvärden är 1000 resp. 3000 ohm när C1 och R2 ej användes och med R3 kopplad direkt till +V2. När C1 och H2 används reduceras den tid som erfordras för om- koppling av GDS1 från TILL till FRÅN. Ett föredraget värde på C1 är 0,1/uF med R1 = 1000 ohm, R2 = 2x105 ohm och R3 = 3000 ohm.The circuit of Fig. 2 excluding CL3, R2, R3 and C1 has been manufactured on a single IC circuit chip, GDS1 and GDS2 being of the type shown in Fig. 1. The manufactured control circuit allowed blocking of 500 volts between anode and cathode in GDS1 and breaking of a current of 100 milliamps through it. This is a much larger current than could be handled by a voltage control circuit A with components that are economically reasonable or suitable for fabrication by IC circuit technology. The resistance values of the resistors R1 and R3 are 1000 respectively. 3000 ohms when C1 and R2 are not used and with R3 connected directly to + V2. When C1 and H2 are used, the time required to switch GDS1 from ON to OFF is reduced. A preferred value of C1 is 0.1 / uF with R1 = 1000 ohms, R2 = 2x105 ohms and R3 = 3000 ohms.

I fig. 3 visas en styrkrets 310 som är kopplad till en styrd diodomkopplare GDS31 med anslutningsklämmor för anod, katod resp. styre. Styrkretsen 310 liknar styrkretsen 210 enligt fig. 2 utom i det att dioderna D1 och D3 är eliminerade och att en strömspegelkrets- konfiguration innefattande pnp-transistorerna 02 och Q3 har använts.Fig. 3 shows a control circuit 310 which is connected to a controlled diode switch GDS31 with connection terminals for anode, cathode resp. rule. The control circuit 310 is similar to the control circuit 210 of Fig. 2 except that diodes D1 and D3 are eliminated and a current mirror circuit configuration including the pnp transistors 02 and Q3 has been used.

Emittrarna i Q2 och Q3 är hopkopplade och anslutna till klämman 31N och till matningsdonets +V30. Baserna i Q2 och Q3 är hopkopplade och anslutna till kollektorn i Q2 och till en första anslutningsklämma hos CL31 och till en anslutningsklämma 330. Kollektorn i Q3 är kopp- lad till styret i GDS31, till en första anslutningsklämma hos CL33 samt till en kretsklämma 320. I stort sett samtliga övriga komponen- ter och mellankopplingar liknar dem som förekommer i kretsen enligt fig. 2.The emitters in Q2 and Q3 are connected and connected to terminal 31N and to the + V30 of the power supply. The bases in Q2 and Q3 are connected and connected to the collector in Q2 and to a first connection terminal at CL31 and to a connection terminal 330. The collector in Q3 is connected to the handlebar in GDS31, to a first connection terminal at CL33 and to a circuit terminal 320. Virtually all other components and interconnections are similar to those present in the circuit of Fig. 2.

Kombinationen av D32, Q31, R31, Q2, Q3, CL31 och CL33 (visad inom en med streckade linjer ritad rektangel B) kallas spänningsreglerings- grenkrets och är anordnad att ställa in anslutningsklämmans 320 poten- tial så att den styr tillståndet för GDS32.The combination of D32, Q31, R31, Q2, Q3, CL31 and CL33 (shown within a rectangle B drawn by dashed lines) is called the voltage control branch circuit and is arranged to set the potential of the connection terminal 320 so that it controls the state of GDS32.

Med en lämplig högnivå-spänning (i typiska fall +2 till 5 volt) tillförd till klämman 316 är Q31 förspänd till ledande tillstånd och leder från matningsdonets +V31 via Q2, CL31, Q31, R31 och till mat- ningsdonet VSSO. Q2 och Q3 utgöres av i stort sett identiskt lika transistorer. Det är välkänt för en fackman att denna konfiguration för Q2 och Q3 resulterar i väsentligen samma ström genom Q2 som genom Q3. Med Q31 förspänd i framriktningen är anslutningsklämman 320 på potentialen +V31 minus kollektor-emitter-spänningen (VCE) i Q3. Med en ingángssignal på låg nivå (0 - 0,Ä volt) tillförd till anslutnings- klämman 316 är Q31 förspänd till FRÅN-tillståndet och ingen ledning sker genom Q31 och Q2. Ingen ledning sker sålunda genom 03. Klämmans 320 potential dras sålunda åt ett värde av ca -V3Ä till dess att anod-styre-övergången i GDS32 är förspänd i framriktningen nära men något mindre positiv än potentialen +V32.With a suitable high level voltage (typically +2 to 5 volts) applied to terminal 316, Q31 is biased to conductive state and leads from the + V31 of the power supply via Q2, CL31, Q31, R31 and to the VSSO power supply. Q2 and Q3 consist of substantially identical transistors. It is well known to one skilled in the art that this configuration for Q2 and Q3 results in substantially the same current through Q2 as through Q3. With Q31 biased in the forward direction, the connection terminal 320 is at the potential + V31 minus the collector-emitter voltage (VCE) in Q3. With a low level input signal (0 - 0, Ä volts) applied to terminal 316, Q31 is biased to the OFF state and no conduction occurs through Q31 and Q2. No conduction thus takes place through 03. The potential of the terminal 320 is thus drawn to a value of about -V3Ä until the anode-control junction in GDS32 is biased in the forward direction close but slightly less positive than the potential + V32.

+V31 är vald så att den är mera positiv än +V32, och potentialen -V3H är vald så att den är mera negativ än +V32. Verkningssättet för GDS32 vid styrning av tillståndet för GDS31 är väsentligen detsamma som det för GDS2 i fig. 2 beskrivna. Användningen av samma potentia-n 10 15 20 25 30 35 HO 8005702-9 10 ler för matningsdonen i fig. 3 som för motsvarande matningsdon i fig. 1 resulterar i en krets som underlättar styrningen av tillståndet för GDS31 med ¿ 220 volt på anoden och/eller katoden. Variation av poten- tialen på klämman 320 medför att GDS32 arbetar på samma sätt som den motsvarande GDS2 i fig. 1. Sålunda styres tillståndet för GDS31 på samma sätt som tillståndet för den motsvarande GDS1 i fig. 2, men med en ingångssignal av motsatt polaritet.+ V31 is selected to be more positive than + V32, and the potential -V3H is selected to be more negative than + V32. The mode of action of GDS32 in controlling the condition of GDS31 is substantially the same as that of GDS2 described in Fig. 2. The use of the same potentials for the power supplies in Fig. 3 as for the corresponding power supplies in Fig. 1 results in a circuit which facilitates the control of the state of GDS31 by ¿220 volts on the anode and / or the cathode. Variation of the potential on terminal 320 causes GDS32 to operate in the same manner as the corresponding GDS2 in Fig. 1. Thus, the state of GDS31 is controlled in the same way as the state of the corresponding GDS1 in Fig. 2, but with an input signal of opposite polarity .

De komplementära transistorerna Q31 och Q2 eller Q3 kan tillver- kas på samma IC-kretsbricka som GDS32 varvid båda framställes med användning av dielektriskt isolerade strukturer.The complementary transistors Q31 and Q2 or Q3 can be manufactured on the same IC circuit chip as GDS32, both of which are manufactured using dielectrically insulated structures.

I fig. U visas en dubbelriktad omkopplare som innehåller de dstyrda diodomkopplarna GDS3 och GDSV, varvid katoden i GDS3 är kopplad till anoden i GDSÄ och styrena är hopkopplade. En fördel med den styrda diodomkopplaren i fig. 1 är att tvâ sådana omkopplare kan kopplas i motriktad parallellkoppling på detta sätt och fortfarande tåla höga spänningar utan lavingenombrott. Styrena i GDS3 och GDSH kan kopplas till anslutningsklämman 222 hos styrkretsen 10 i fig. 2 eller till anslutningsklämman 322 i fig. 3 för att styra dessa på det ovan beskrivna sättet. D.v.s. tillståndet för GDS3 och GDSU kan styras på samma sätt som tillståndet för GDS1 i fig. 2 och GDS31 i fíß- 3.Fig. U shows a bidirectional switch containing the diode-controlled diode switches GDS3 and GDSV, the cathode in GDS3 being connected to the anode in GDSÄ and the controllers being connected. An advantage of the controlled diode switch in Fig. 1 is that two such switches can be connected in opposite parallel connection in this way and still withstand high voltages without avalanche breakdown. The controllers in GDS3 and GDSH can be connected to the connection terminal 222 of the control circuit 10 in Fig. 2 or to the connection terminal 322 in Fig. 3 to control them in the manner described above. I.e. the state of GDS3 and GDSU can be controlled in the same way as the state of GDS1 in Fig. 2 and GDS31 in fíß-3.

Många olika variationer är möjliga inom ramen för uppfinningen.Many different variations are possible within the scope of the invention.

Man kan exempelvis använda ett flertal andra styrkretsar i stället för de visade, kopplade till styrena i GDS2 och GDS32 i fig. 2 resp. 3 för att åstadkomma de spänningsnivå- och drivström-prestanda som krävs för styrning av desamma. Vidare kan man ersätta npn-transistorerna med pnp-transistorer under förutsättning att matningsdonens polariteter ändras på för en fackman välkänt sätt. Dessutom kan R1 och R31 utgö- ras av stryp-resistorer. Vidare kan emittrarna i Q1 och Q31 vara kopplade direkt till VSS resp. VSSO. I detta fall skulle strömbegrän- sare, i typiska fall en resistor, inkopplas i serie med respektive ingångsklämmor 216 och 316. 3 3 2 I fig. 5 visas ytterligare en utföringsform av uppfinningen som innefattar en styrkrets 510 som är kopplad till styre-anslutningskläm- man 528 i en styrd diodomkopplare GDS51. Styrkretsen 510 har till uppgift att styra tillståndet för GDS51, och den innehåller transisto- rerna Q51 och Q52, dioderna D51 och D52, en styrd diodomkopplare GDS52, strömbegränsarna CL51 och CL52 samt resistorerna B51 och R52.For example, a plurality of other control circuits can be used instead of those shown, connected to the controllers in GDS2 and GDS32 in Figs. 3 to provide the voltage level and drive current performance required to control them. Furthermore, the npn transistors can be replaced with pnp transistors provided that the polarities of the power supplies are changed in a manner well known to a person skilled in the art. In addition, R1 and R31 may be throttle resistors. Furthermore, the emitters in Q1 and Q31 can be connected directly to VSS resp. VSSO. In this case, current limiters, typically a resistor, would be connected in series with the respective input terminals 216 and 316. Fig. 5 shows a further embodiment of the invention which comprises a control circuit 510 which is connected to the control connection terminal. man 528 in a controlled diode switch GDS51. The control circuit 510 has the task of controlling the state of GDS51, and it contains the transistors Q51 and Q52, the diodes D51 and D52, a controlled diode switch GDS52, the current limiters CL51 and CL52 and the resistors B51 and R52.

Komponenterna inom den med streckade linjer ritade rektangeln 5A har till uppgift att styra anod-till-katod-potentialen i GDS52. R52 kan Å 10 15 20 25 30 35 NO 8005702-9 11 insättas om så önskas och den kan även utelämnas.The components within the dashed rectangle 5A have the task of controlling the anode-to-cathode potential of GDS52. R52 can be inserted if desired and it can also be omitted.

Om man antar att anoden och katoden i GDS51 är kopplade till +220 volt resp. -220 volt sker ledning mellan dennas anod och katod om styret i GDS51 (klämman 528) är mindre positiv än +220 volt. Ledning upphör (bryts) om man ökar styrets (klämma 28) potential över +220 volt och om man åstadkommer en strömkälla för att tillföra ström till styret (klämman 528) i GDS51. Med +V51 = 250 volt, VSS = noll volt, -V52 = -220 volt och om strömbegränsarna CL51 och CL52 begränsar strömmen därigenom till 50 resp. 5 mikroampere, kan kretsen 510 ge de erforderliga potentialerna på klämman 528 och de strömtillförselpres- tanda som krävs för styrning av tillståndet för GDS51.Assuming that the anode and cathode in GDS51 are connected to +220 volts resp. -220 volts, conduction occurs between its anode and cathode if the guide in GDS51 (terminal 528) is less positive than +220 volts. Wiring terminates (breaks) if the potential of the control (terminal 28) is increased above +220 volts and if a power source is provided to supply power to the control (terminal 528) in GDS51. With + V51 = 250 volts, VSS = zero volts, -V52 = -220 volts and if the current limiters CL51 and CL52 limit the current thereby to 50 resp. 5 microampers, the circuit 510 can provide the required potentials of terminal 528 and the power supply performance required to control the state of GDS51.

Om man önskar tillåta ledning genom GDS51 tillföres en ingångs- signal pâ O å 0,H volt till ingángsklämman 516. Härigenom förspännes Q51 i spärriktningen och klämman 518 antar en potential av ungefär +V51. Detta tillstånd medför att Q52 förspännes i spärriktningen och resulterar i en väsentligen öppen krets mellan +V51 och klämman 526 (anoden i GDS52). Sålunda befinner sig GDS2 i FRÅN-tillstånd, efter- som ingen ström kan gå mellan dess anod och dess katod. När GDS52 är i FRÅN-tillståndet är klämman 528 isolerad från +V51 och tenderar att anta negativa potentialen -V52 (-250 volt) till dess att potentialen för styre-anod-övergången i GDS51 blir förspänd i framriktningen.If it is desired to allow conduction through GDS51, an input signal of 0 å 0, H volts is applied to the input terminal 516. As a result, Q51 is biased in the blocking direction and the terminal 518 assumes a potential of approximately + V51. This condition causes Q52 to bias in the blocking direction and results in a substantially open circuit between + V51 and terminal 526 (the anode of GDS52). Thus, GDS2 is in the OFF state, since no current can flow between its anode and its cathode. When GDS52 is in the OFF state, terminal 528 is isolated from + V51 and tends to assume the negative potential -V52 (-250 volts) until the potential for the gate-anode junction in GDS51 is biased forward.

Anslutningsklämmans 528 potential stiger nu till ett värde som är lägre än men nära potentialen på anoden i GDS51. Följaktligen för- spännes GDS51 till TILL-tillståndet, och ledningstillstånd råder mellan anoden och katoden i däri. Strömmen från anoden till styret i GDS51 begränsas av CL52.The potential of the connection terminal 528 now rises to a value lower than but close to the potential of the anode in GDS51. Consequently, GDS51 is biased to the ON state, and conduction states prevail between the anode and the cathode therein. The current from the anode to the handlebar in GDS51 is limited by CL52.

Potentialen på klämman 516 pulsas nu till 3-5 volt. att framgå av det följande medför detta att GDS51 kopplas om till FRÅN-tillståndet. Q51 förspännes till ledande tillstånd och arbetar i mättning. Detta medför att D51 och emitter-bas-övergången i Q52 förspännes i framriktningen. Q52 förspännes sålunda till ledande tillstånd och kan då leda från +V51 via emitter-kollektor-sträckan 1 Q52, anod-katod-sträckan 1 GDS52 och CL52 till -V52. Kollektor-emit- ter-spänningen i Q52 (VCE) med Q52 förspänd till ledande tillstånd väljas så att den är mindre än framspänningsfallet över D52. Härige- nom säkerställes att potentialen på anoden (klämman 526) är mera positiv än potentialen på styret (klämman 52N) så att GDS52 förblir i ledande tillstànd. Med GDS52 i ledande tillstånd antar anslutninga- klämman 528 en potentialnivå nära +V51. Denna potentialnivå är till- räokligt mycket mera positiv än potentialnivån på anoden i GDS51 för ' Som kommer 10 15 20 25 30 35 no 31005702-9 12 att GDS51 skall övergå till FRÅN-tillståndet. Geometrin och störäm- neskoncentrationen (dopningsnivåerna) i GDS51 bestämmer exakt hur mycket mera positiv styrets potential måste vara í förhållande till anoden för att GDS51 skall övergå till oledande tillstånd.The potential of terminal 516 is now pulsed to 3-5 volts. as can be seen from the following, this means that GDS51 is switched to the OFF state. Q51 is biased to conductive state and works in saturation. This causes the D51 and emitter-base junction in Q52 to be biased in the forward direction. Q52 is thus biased to conductive state and can then conduct from + V51 via emitter-collector section 1 Q52, anode-cathode section 1 GDS52 and CL52 to -V52. The collector-emitter voltage in Q52 (VCE) with Q52 biased to conductive state is selected so that it is less than the forward voltage drop across D52. This ensures that the potential on the anode (terminal 526) is more positive than the potential on the handlebar (terminal 52N) so that GDS52 remains in the conductive state. With GDS52 in the conductive state, the terminal terminal 528 assumes a potential level close to + V51. This potential level is probably much more positive than the potential level of the anode in GDS51 for which GDS51 will switch to the OFF state. The geometry and interference concentration (doping levels) in GDS51 determine exactly how much more positive the potential of the control must be in relation to the anode for GDS51 to transition to a non-conductive state.

För att slå om GDS51 till FRÅN-tillståndet är det nödvändigt att man ej endast tillför den erforderliga potentialnivån till styret i GDSSJ utan att man dessutom tillför en ström till styret i GDS51 vars storlek är jämförlig med storleken av den ström som går mellan anoden och katoden i GDS51. övervägande delen av den ström som går in i styret i GDS51 går från +V51 via D52 och därefter genom styret och katoden i GDS52. Resten av strömmen går från +V51 via kollektor-emit- ter-sträckan i Q52 och därefter genom anod-katodsträckan i GDS52.To switch GDS51 to the OFF state, it is necessary not only to supply the required potential level to the control in GDSSJ but also to supply a current to the control in GDS51 whose magnitude is comparable to the magnitude of the current flowing between the anode and cathode and GDS51. the majority of the current entering the handlebar in GDS51 goes from + V51 via D52 and then through the handlebar and cathode in GDS52. The rest of the current goes from + V51 via the collector-emitter section in Q52 and then through the anode-cathode section in GDS52.

Denna ström kan ha avsevärd storlek och det är därför nödvändigt att ha ett för hög spänning och stor ström avsett organ, exempelvis GDS52, för att bringa GDS51 att slå över till FRÅN-tillståndet.This current can be of considerable magnitude and it is therefore necessary to have a means for excessive voltage and high current, for example GDS52, to cause GDS51 to switch to the OFF state.

Strömförstärkningen i Q52 medför begränsning av strömmen in i styret i GDS51 från GDS52. I många telefonväxelapplikatíoner arbetar GDS51 med endast H8 volt mellan anoden och katoden när den är i FRÅN- tillståndet; det kan dock förekomma att i 220 volt uppträder på anoden och/eller katoden till följd av ringsignaler och inducerade spänningar av frekvensen 60 Hz, och kretsen 510 är därför konstruerad för att blockera dessa höga spänningar.The current gain in Q52 limits the current into the handlebars in GDS51 from GDS52. In many PBX applications, the GDS51 operates with only H8 volts between the anode and the cathode when in the OFF state; however, in 220 volts it may occur on the anode and / or cathode due to ringing signals and induced voltages of the frequency 60 Hz, and the circuit 510 is therefore designed to block these high voltages.

I fig. 6 visas en styrkrets 610 som är kopplad till styre-anslut- ningsklämman till en styrd diodomkopplare GDS6]. Styrkretsen 610 liknar styrkretsen 510 i fig. 5 utom i det att npn-transistorerna Q63 och Q6U samt pn-dioderna D63 och Dóü har tillfogats på det i figuren âskådliggjorda sättet. _ Q63 och Qófl är hopkopplade i en Darlingtonekonfiguration med kollektorerna förbundna med varandra och anslutna till en klämma 620, och emittern i Q63 är kopplad till basen i Q6H och till en anslut- ningsklämma 63N. Kollektorn i Q62 är kopplad till basen i Q63 och till anslutningsklämman 632. Emittern i Q62 är även kopplad till anslutningsklämman 620. Emittern i Q6U är kopplad till anoden i GDS62 och till en anslutningsklämma 626. D62, D63 och Dóü är seriekopplade mellan klämmorna 620 och 62H med anoden i D62 kopplad till klämman 620 och katoden i D6U kopplad till klämman 62B. Komponenterna Q61, CL61, D61, 062, Q63, Q6ü, D62, D63, Dóü, R61 och R62 tjänstgör som regler- kretsgren (visad inuti den med streckade linjer ritade rektangeln 6A) som har till uppgift att styra potentialen på anoden i GDS20 i för- hållande till dess katod. R62 kan användas om så önskas, men den kan' 10 15 20 25 30 35 HO 8005702~9 13 även utelämnas.Fig. 6 shows a control circuit 610 which is connected to the control connection terminal of a controlled diode switch GDS6]. The control circuit 610 is similar to the control circuit 510 in Fig. 5 except that the npn transistors Q63 and Q6U and the pn diodes D63 and D01 have been added in the manner illustrated in the figure. Q63 and Qó fl are connected in a Darlington configuration with the collectors connected to each other and connected to a terminal 620, and the emitter of Q63 is connected to the base of Q6H and to a terminal 63N. The collector in Q62 is connected to the base in Q63 and to the connection terminal 632. The emitter in Q62 is also connected to the connection terminal 620. The emitter in Q6U is connected to the anode in GDS62 and to a connection terminal 626. D62, D63 and Dóü are connected in series between terminals 620 and 62H with the anode in D62 connected to terminal 620 and the cathode in D6U connected to terminal 62B. The components Q61, CL61, D61, 062, Q63, Q6ü, D62, D63, Dóü, R61 and R62 serve as a control circuit branch (shown inside the dashed rectangle 6A) which has the task of controlling the potential of the anode in GDS20 in relation to its cathode. R62 can be used if desired, but it can also be omitted.

Det är i viss typ av halvledarteknik svårt att åstadkomma en pnp-transistor som har hög strömförstärkning. Kombinationen av Q62, Q63 och Qßü verkar väsentligen som ekvivalent till en pnp-transistor som har relativt stor strömförstärkning. Sålunda fullgör Q62, Q63 och Q6N väsentligen samma funktion som Q62 i fig. 5. D63 och Dóü behövs för att förskjuta summan av emitter-bas-spänningsfallen i Q63 och Q6H. Med Q62, Q63 och Qöfl förspända till ledande tillstånd är spän- ningen pà styret i GDS62 (klämman 62N) mindre positiv än spänningen på anoden i GDS62 (klämma 626). Detta bidrar till att säkerställa att GDS62 är i TILL-tillståndet.In some types of semiconductor technology, it is difficult to provide a pnp transistor having a high current gain. The combination of Q62, Q63 and Qßü acts essentially as equivalent to a pnp transistor which has a relatively large current gain. Thus, Q62, Q63 and Q6N perform substantially the same function as Q62 in Fig. 5. D63 and Dóü are needed to shift the sum of the emitter-base voltage drops in Q63 and Q6H. With Q62, Q63 and Qö fl biased to the conductive state, the voltage on the handlebars in GDS62 (terminal 62N) is less positive than the voltage on the anode in GDS62 (terminal 626). This helps ensure that the GDS62 is in the ON state.

Kretsen enligt rig. 6, där R62 är utelämnad, har byggts och provats. Denna styrkrets 610 tillåter blockering av 500 volt mellan anoden och katoden i GDS61 och brytning av en ström av 100 milliampere därigenom.The circuit according to rig. 6, where R62 is omitted, has been built and tested. This control circuit 610 allows blocking of 500 volts between the anode and the cathode in GDS61 and breaking of a current of 100 milliamps thereby.

De här beskrivna utföringsformerna är avsedda att belysa uppfin- ningens allmänna principer. Olika modifikationer är möjliga inom ramen för uppfinningen.' Exempelvis kan andra omkopplingsorgan, t.ex.The embodiments described here are intended to illustrate the general principles of the invention. Various modifications are possible within the scope of the invention. For example, other switching means, e.g.

MOS-transistorer, användas istället för de bipolära transistorerna, förutsatt att spänningar och polariteter är valda på ett för fackman- nen välkänt sätt. une-_- ~~~~~~~ u-MOS transistors are used instead of the bipolar transistors, provided that voltages and polarities are selected in a manner well known to those skilled in the art. une -_- ~~~~~~~ u-

Claims (3)

1. 8305792-9 _. lä Patentkrav 1. Kretsanordning för användning tillsammans med en första halv- ledare-omkopplingsanordning (GSD1) av den typ som innefattar en halv- ledarkropp (16) av vilken en bulk-del har relativt hög resistivitet, en första region (18) av en första konduktivitetstyp och med relativt låg resistivitet, en andra region (20) av en andra konduktivitetstyp, motsatt mot den första konduktivitetstypen, vilka första och andra regioner är anslutna till utgångsanslutningsklämmor hos omkopplings- anordningen, en styre-region (12) av den andra konduktivitetstypen, varvid den första regionen, den andra regionen ooh styre-regionen är _ åtskilda från varandra av partier av bulk-delen (16), varvid anord- ningens parametrar är sådana att, när ett första spänning är tillförd till styre-regionen, en utarmningsregion bildas i halvledarkroppen, vilken region väsentligen förhindrar att ström går mellan den första och den andra regionen samt att när en andra spänning är tillförd till styre-regionen och när avpassade spänningar är tillförda till den första och den andra regionen en relativt lågresistiv strömbana bildas mellan den första och den andra regionen genom dubbelsidig laddnings- bärar-injektion, vilken kretsanordning är k ä n n e t e c k n a d .av dels en andra omkopplingsanordning (GSD2) av samma typ som den första omkopplingsanordningen, varvid en utgångsanslutningsklämma hos den andra omkopplingsanordningen är kopplad till den första omkopplings- anordningens (GSD1) styre; dels en spänningsstyrningsgrenkrets (A) som är kopplad till den andra omkopplingsanordningen (GSD2) för att styra ledningstillstândet mellan dennas första och andra region. 1. 8305792-9 _. A circuit device for use with a first semiconductor switching device (GSD1) of the type comprising a semiconductor body (16) of which a bulk member has a relatively high resistivity, a first region (18) of a first conductivity type and with relatively low resistivity, a second region (20) of a second conductivity type, opposite to the first conductivity type, which first and second regions are connected to output terminal terminals of the switching device, a control region (12) of the second conductivity type , the first region, the second region and the control region being separated from each other by portions of the bulk portion (16), the parameters of the device being such that, when a first voltage is applied to the control region, a depletion region is formed in the semiconductor body, which region substantially prevents current from flowing between the first and the second region and that when a second voltage is applied to the control region and no adapted voltages are applied to the first and the second region, a relatively low-resistance current path is formed between the first and the second region by double-sided charge carrier injection, which circuit device is characterized by a second switching device (GSD2) of the same type. as the first switching device, an output connection terminal of the second switching device being connected to the control of the first switching device (GSD1); and a voltage control branch circuit (A) connected to the second switching device (GSD2) for controlling the conduction state between its first and second regions. 2. Kretsanordning enligt kravet 1, k ä n n e t e o k n a d av att spänningsstyrningsgrenkretsen (A) som är kopplad till den andra styrda diodomkopplaren (GSD2) innefattar ett första omkopplingsdon (Q1) som har en styr-anslutningsklämma och en första (211) och en andra (217) utgàngsanslutningsklämma samt en första strömbegränsare (CL1) som är kopplad till det första omkopplingsdonets (Q1) första utgångsklämma (211). Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the voltage control branch circuit (A) connected to the second controlled diode switch (GSD2) comprises a first switching device (Q1) having a control connection terminal and a first (211) and a second (211) circuit. 217) output connection terminal and a first current limiter (CL1) connected to the first output terminal (211) of the first switching device (Q1). 3. Kretsanordning enligt kravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att den dessutom innefattar en andra strömbegränsare (CL2) vilken är ' _ anordnad att begränsa strömmen till en avsevärt mindre storlek än den första strömbegränsaren (CL1) och är kopplad till en utgångsklämma hos den andra styrda diodomkopplaren (GSD2). H. Kretsanordning enligt kravet 3, k ä n n e t e c k n a d av att omkopplingsdonet (Q1) är en skikttransistor vara kollektor är kopplad till den första strömbegränsaren (CL1). I _ 8005702-9 15 5. Kretsanordning enligt kravet N, k ä n n'e t e c k n a d av att den första xtrömbegränsaren (CL1) är anordnad att kopplas till en första potentialkälla (+V1) samt att utgångsanslutningsklämman hos den andra styrda diodomkopplaren (GSD2) är anordnad att kopplas till en andra potentialkälla (+V2) som är mindre positiv än den första poten- t1a1kä11an.' 6. Kretsanordníng enligt kravet 5, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en första resistor (R1) som är kopplad till den andra utgångsklämman hos det första omkopplingsdonet (Q1) och en andra resistor (R3) som är kopplad till en utgángsklämma hos den andra styrda diodomkopplaren (GSD2). 7. Kretsanordníng enligt kravet 6, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en tredje resistor (R2) och en första kondensator (C1) vilka båda är kopplade till den andra resistorn (R3). 8. Kretsanordning enligt kravet 7, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en tredje strömbegränsare (CL3) som är kopplad till en styre-region hos den andra styrda diodomkopplaren (GSD2). 9. Kretsanordning enligt kravet 5, k ä n n e t e o k n a d av att den dessutom innefattar en första diod (D1) som har en katod (anslut- ningsklämma 220) kopplad till den andra styrda diodomkopplarens (GDS2) styre och en anod (anslutningsklämman 212) kopplad till det första omkopplingsdonets (Q1) första utgångsklämma (211). 10. Kretsanordning enligt kravet 9, k ä n n e t e c k n a d av att den dessutom innefattar en andra diod (D2) som har en anod (an- slutningsklämman 216) som tjänstgör såsom ingângsklämma och en katod som är kopplad till transistorns (Q1, Q31) bas- 11. Kretsanordning enligt kravet 10, k ä n n e t e o k n a d av att den dessutom innefattar en tredje diod (D3) som har en anod kopp- lad till den första díodens (D1) anod och en katod kopplad till det första omkopplíngsdonets (Q1) första utgângsklämma. 12. Kretsanordníng enligt kravet 5, k ä n n e t e c k n a d av att vart och ett av det andra och det tredje omkopplingsdonet (Q2, Q3 i fis- 3) uppvisar en styranslutningsklämma och en första och en andra utgångsklämma; varvid den andra utgångsklämman hos det andra och det tredje omkopplingsdonet (Q2, Q3) är hopkopplade och anslutna till en första kretsanslutningsklämma (314) och är anordnade att kopplas till den första potentialkällan (+V31 i fig. 3; varjämte styranslutningsklämmorna hos det andra och det tredje omkopplingsdonet (Q2, Q3) och den första utgångsklämman hos det andra' 8905702-9 16 omkopplingsdonet (Q2) är hopkopplade och anslutna till den första strömbegränsaren (CL31) och till en andra kretsanslutningsklämma (330); varjämte den första utgångsklämman hos det tredje omkopplingsdonet (Q3) är kopplad till styret hos den andra styrda diodomkopplaren (GDS32) och till en tvejde kretsansiutningsklämma (320). 13. Kretsanordníng enligt kravet 12, k ä n n e t e o k n a d av att det andra och det tredje omkopplíngsdonet (Q2, Q3) båda är skikt- transistorer vilkas styranslutningsklämmor är baser och vilkas första och andra utgångsklämmor är kollektorerna resp. emittrarna. 1N. Kretsanordning enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a d av att spänningsstyrningskretsgrenen (SA 1 fig. 5) innefattar dels en första omkopplargren (Q51) med en styranslutningsklämma som är kopplad till en ingângsklämma (516) och med en första (512) och en andra (514) utgângsklämma, dels en andra omkopplargren (Q52) med en styranslut- ningsklämma (518) kopplad till den första utgångsklämman (512) hos den första omkopplargrenen och en första (526) och en andra (520) utgångs- klämma med den första utgângsanslutníngsklämman (526) kopplad till en utgångsanslutníngsklämma hos den andra styrda diodomkopplaren (GDS52), samt en nivåväxlingsgren (D52) som har en första anslutningsklämma kopplad till den andra utgångsklämman (520) i den andra omkopplargre- nen och en andra anslutningsklämma (52U) kopplad till styret i den andra styrda diodomkopplaren (GDS52). 15. Kretsanordning enligt kravet lü, k ä n n e t e o k n a d av att den första omkopplargrenen är en npn-transistor, den andra omkopp- largrenen är en pnp-transistor ooh nivåväxlingsgrenen (D52) är en pn-diod. 16. Kretsanordning enligt kravet 14, k ä n n e t e c k n a d av att ' den första omkopplargrenen är en första npn-transistor (Q61 i fig. 6) och den andra omkopplargrenen är en kombination av en pnp-transis- tor (Q62), en andra npn-transistor (Q63) och en tredje npn-transistor (Q6H); kollektorn i den första npn-transistorn är kopplad till pnp-tran- sistorns bas; kollektorn 1 pnp-transistorn är kopplad till den andra npn-tran- sistorns (Q63) bas; emíttern 1 den andra npn-transistorn är kopplad till den tredje npn-transistorns (Qóü) bas; emittern i den tredje npn-transistorn är kopplad till en utgångs- klämma hos den andra styrda diodomkopplaren (GDS62); och Û 80 0 5 7 02- 9 17 nívâväxlingsgrenen innefattar en för-sta (DÉ2)", on andra (D63) och en tredje (DGU) pn-diod vilka är* hopkopplade i serie med katoden i den första kopplad till anoden i den andra och katoden i den andra kopplad till anoden i den tredje.3. A circuit arrangement according to claim 2, characterized in that it further comprises a second current limiter (CL2) which is arranged to limit the current to a considerably smaller size than the first current limiter (CL1) and is connected to an output terminal of the second controlled diode switch (GSD2). H. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the switching device (Q1) is a layer transistor whose collector is connected to the first current limiter (CL1). 8005702-9 15 5. A circuit device according to claim N, characterized in that the first x-current limiter (CL1) is arranged to be connected to a first potential source (+ V1) and to the output terminal of the second controlled diode switch (GSD2). ) is arranged to be connected to a second potential source (+ V2) which is less positive than the first potential source. ' Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that it comprises a first resistor (R1) connected to the second output terminal of the first switching device (Q1) and a second resistor (R3) connected to an output terminal of the second controlled diode switch (GSD2). Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that it comprises a third resistor (R2) and a first capacitor (C1) which are both connected to the second resistor (R3). Circuit arrangement according to claim 7, characterized in that it comprises a third current limiter (CL3) which is connected to a control region of the second controlled diode switch (GSD2). Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that it further comprises a first diode (D1) having a cathode (connection terminal 220) connected to the control of the second controlled diode switch (GDS2) and an anode (connection terminal 212) connected to the first output terminal (211) of the first switching device (Q1). Circuit arrangement according to claim 9, characterized in that it further comprises a second diode (D2) having an anode (connection terminal 216) serving as an input terminal and a cathode connected to the base of the transistor (Q1, Q31). Circuit arrangement according to claim 10, characterized in that it further comprises a third diode (D3) having an anode connected to the anode of the first diode (D1) and a cathode connected to the first output terminal of the first switching device (Q1). Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that each of the second and the third switching device (Q2, Q3 in Fig. 3) has a control connection terminal and a first and a second output terminal; wherein the second output terminal of the second and third switching devices (Q2, Q3) are connected and connected to a first circuit connection terminal (314) and are arranged to be connected to the first potential source (+ V31 in Fig. 3; and the control connection terminals of the second and the third switching device (Q2, Q3) and the first output terminal of the second switching device (Q2) are connected and connected to the first current limiter (CL31) and to a second circuit connection terminal (330); and the first output terminal of the the third switching device (Q3) is connected to the control of the second controlled diode switch (GDS32) and to a second circuit connection terminal (320) 13. A circuit arrangement according to claim 12, characterized in that the second and the third switching device (Q2, Q3) are both are layered transistors whose control connection terminals are bases and whose first and second output terminals are the collectors and emitters, respectively. claim 1, characterized in that the voltage control circuit branch (SA 1 Fig. 5) comprises on the one hand a first switch branch (Q51) with a control connection terminal connected to an input terminal (516) and with a first (512) and a second (514) output terminal , and a second switch branch (Q52) with a control terminal (518) connected to the first output terminal (512) of the first switch branch and a first (526) and a second (520) output terminal with the first output terminal (526) connected to an output terminal of the second controlled diode switch (GDS52), and a level switching branch (D52) having a first terminal connected to the second output terminal (520) in the second switch branch and a second terminal (52U) connected to the control terminal second controlled diode switch (GDS52). 15. A circuit arrangement according to claim lü, characterized in that the first switch branch is an npn transistor, the second switch branch is a pnp transistor and the level switching branch (D52) is a pn diode. Circuit arrangement according to claim 14, characterized in that the first switch branch is a first npn transistor (Q61 in Fig. 6) and the second switch branch is a combination of a pnp transistor (Q62), a second npn transistor (Q63) and a third npn transistor (Q6H); the collector of the first npn transistor is connected to the base of the pnp transistor; the collector 1 of the pnp transistor is connected to the base of the second npn transistor (Q63); the emitter 1 the second npn transistor is connected to the base of the third npn transistor (Qóü); the emitter of the third npn transistor is connected to an output terminal of the second controlled diode switch (GDS62); and the level switching branch comprises a first (DÉ2) ", on second (D63) and a third (DGU) pn diode which are * connected in series with the cathode in the first connected to the anode in the second and the cathode in the second connected to the anode in the third.
SE8005702A 1978-12-20 1980-08-13 CONTROL FOR CONTROL DIODOM CONNECTOR SE420254B (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US97202478A 1978-12-20 1978-12-20
US97202378A 1978-12-20 1978-12-20

Publications (2)

Publication Number Publication Date
SE8005702L SE8005702L (en) 1980-08-13
SE420254B true SE420254B (en) 1981-09-21

Family

ID=27130551

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE8005702A SE420254B (en) 1978-12-20 1980-08-13 CONTROL FOR CONTROL DIODOM CONNECTOR

Country Status (18)

Country Link
JP (1) JPS55501043A (en)
KR (1) KR830001097B1 (en)
AU (1) AU524716B2 (en)
CH (1) CH660820A5 (en)
DD (1) DD200547A5 (en)
ES (1) ES487067A1 (en)
FR (1) FR2445663A1 (en)
GB (1) GB2048599B (en)
HK (1) HK69184A (en)
HU (1) HU180115B (en)
IE (1) IE49229B1 (en)
IL (1) IL59013A (en)
IN (1) IN154029B (en)
IT (1) IT1126604B (en)
NL (1) NL7920198A (en)
PL (1) PL127058B1 (en)
SE (1) SE420254B (en)
WO (1) WO1980001347A1 (en)

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3271700A (en) * 1963-03-01 1966-09-06 Gen Electric Solid state switching circuits
US3596114A (en) * 1969-11-25 1971-07-27 Honeywell Inc Hall effect contactless switch with prebiased schmitt trigger
US3793581A (en) * 1972-04-19 1974-02-19 Us Navy Solid state phase controlled switch
JPS5210012A (en) * 1975-07-14 1977-01-26 Hitachi Ltd Pnpn switch driving circuit
US4112315A (en) * 1975-09-08 1978-09-05 Hitachi, Ltd. Semiconductor switch circuit
UST957008I4 (en) * 1976-04-12 1977-04-05 Rca Corporation Switching circuit with accurate current threshold
US4060821A (en) * 1976-06-21 1977-11-29 General Electric Co. Field controlled thyristor with buried grid

Also Published As

Publication number Publication date
IL59013A0 (en) 1980-03-31
FR2445663B1 (en) 1983-11-25
PL220497A1 (en) 1980-09-08
PL127058B1 (en) 1983-09-30
NL7920198A (en) 1980-10-31
CH660820A5 (en) 1987-06-15
IE49229B1 (en) 1985-09-04
AU5386579A (en) 1980-06-26
IL59013A (en) 1982-07-30
IT7928207A0 (en) 1979-12-19
DD200547A5 (en) 1983-05-11
FR2445663A1 (en) 1980-07-25
KR830001097B1 (en) 1983-06-02
GB2048599A (en) 1980-12-10
IE792369L (en) 1980-06-20
SE8005702L (en) 1980-08-13
AU524716B2 (en) 1982-09-30
IN154029B (en) 1984-09-08
HU180115B (en) 1983-02-28
HK69184A (en) 1984-09-14
IT1126604B (en) 1986-05-21
JPS55501043A (en) 1980-11-27
GB2048599B (en) 1983-04-20
WO1980001347A1 (en) 1980-06-26
ES487067A1 (en) 1980-09-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4633283A (en) Circuit and structure for protecting integrated circuits from destructive transient voltages
EP3804138B1 (en) A circuit and device including a transistor and diode
US4024417A (en) Integrated semiconductor structure with means to prevent unlimited current flow
DE102015112305B4 (en) Intelligent semiconductor switch
JP5792323B2 (en) Thyristor controlling two types of charge carriers
JPS6271257A (en) Protecting circuit for induction load switch transistor
EP0177513B1 (en) Integrated circuit and method for biasing an epitaxial layer
SE439228B (en) SEMICONDUCTOR-TRANSMISSION CIRCUIT
US4656366A (en) Control circuitry using two branch circuits for high voltage solid-state switches
CN110085583B (en) Semiconductor device and method of operation
EP0018172B1 (en) High speed electronic switching circuit
EP0045310B1 (en) Control circuitry using a pull-down transistor for high voltage solid-state switches
SE420254B (en) CONTROL FOR CONTROL DIODOM CONNECTOR
EP4014319B1 (en) A circuit and device including a transistor and diode
US4516037A (en) Control circuitry for high voltage solid-state switches
US4349751A (en) Control circuitry using a pull-down transistor for high voltage solid-state switches
SE424685B (en) HIGH POWER AMPLIFIER / SWITCH BODY
US4096400A (en) Inductive load driving amplifier
US7433166B1 (en) Constant current generator
KR850002833Y1 (en) Control circuitry using two branch circuits for high voltage solidstate switches
KR830001936B1 (en) Electronic circuit
WO1981001926A1 (en) Control circuitry using two branch circuits for high-voltage solid-state switches
SI9100001A (en) Circuit for voltage protection of an integrated cmos circuit

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed

Ref document number: 8005702-9

Effective date: 19891128

Format of ref document f/p: F