Przedmiotem wynalazku jest uklad sterujacy bramkowanego przelacznika diodowego.W artykule zatytulowanym „A Field Termina- ted Diode'-' (polowa dioda obciazeniowa) Douglas E. Houston i inni, opublikowanym w IEEE Tran- sactions on Elestron Devices, tom ED-23, nr 8, sierpien 1976, opisano dyskretny pólprzewodnikowy wysokonapieciowy przelacznik, który ma pionowa geometrie i zawiera obszar, który moze byc odci¬ nany w celu uzyskania stanu zablokowania, lub tez moze silnie przewodzic, dzieki podwójnemu wstrzykiwaniu nosników, aby uzyskac stan wla¬ czenia. Urzadzenie to, które bedzie sie odnosilo do bramkowanego przelacznika diodowego (GDS) jest przyszlosciowym pólprzewodnikowym elementem zastepczym dla przelaczników elektromechanicz¬ nych, z powodu swych wysokonapieciwych wla¬ sciwosci. Jak to zostanie objasnione w dalszym ciagu moga byc wytwarzane odmiany tego urza¬ dzenia, inne niz opisano w tym artykule, które sa odpowiednie do wytwarzania obwodów scalonych oraz dwukierunkowych ukladów przelaczajacych. y Byloby równiez pozadane stosowac technike scalonych obwodów pólprzewodnikowych do wyt¬ warzania sterujacych ukladów do bramkowanych przelaczników diodowych. Nie jest to latwe, poniewaz w ukladach sterujacych stosowane zwy¬ kle napiecie blokujace bramki (lub siatki) musi byc w stanie utrzymywac bardziej dodatnie napiecie niz napiecie wystepujace na anodzie i katodzie 10 i musi dostarczyc prad, który jest przynajmniej o tej samej wartosci jaki przeplywa przez sam przelacznik.Bramkowany przelacznik diodowy opisanego typu stanowi wzgledna nowosc, w zwiazku z czym dotychczas malo bylo informacji publikowanych na temat sterujacych ukladów do tych urzadzen.Celem wynalazku jest opracowac pólprzewodni¬ kowy uklad sterujacy do stosowania z bramkowa¬ nym przelacznikiem diodowym, który moze byc wytwarzany na tym samym podlozu co przelacz¬ nik, który ma byc sterowany.Rozwiazanie powyzszego problemu, sterowania stanu pierwszego bramkowanego przelacznika dio- 15 dowego (GDS1), wedlug wynalazku polega na tym, ze uklad zawiera bramkowany przelacznik dio¬ dowy (GDS2) polaczony przez swoja katode z bramka pierwszego przelacznika, a rozgalezny obwód sterowania napieciowego jest dolaczony 21 do drugiego przelacznika dla sterowania przewo¬ dzeniem pomiedzy jego anoda a katoda.Stan drugiego przelacznika jest sterowany zwlaszcza przez rozgalezny obwód sterowania na¬ pieciowego, który specjalnie reguluje napiecie 25 bramka — anoda. Impuls o wzglednie niskim napieciu wyzwala obwód sterowania napieciowe¬ go. Obwód sterowania napieciowego moze praco¬ wac przy wysokich napieciach, lecz jego wydajnosc pradowa jest tylko skromna. Tak wiec prad stanu ustalonego plynacy przez drugi przelacznik musi 30 127 058wy w przekroju, fig- 2 — schemat przelacznika z ukladem sterujacym w pierwszym przykladzie wykonania, fig. 3 — schemat przelacznika z dru¬ gim przykladem ukladu sterujacego, fig, 4 — sche¬ mat dwukierunkowego przelacznika, który moze byc równiez sterowany przez uklad sterujacy z fig. 1, fig. 5 — uklad sterujacy przelacznik w kolej¬ nym przykladzie wykonania, a fig. 6 przedstawia uklad sterujacy wedlug wynalazku w dalszym przykladzie wykonania.Na fig. 1 przedstawiono korzystna postac struk¬ tury 10 bramkowanego przelacznika diodowego GDS, zawierajacej podloze 12 z powierzchnia glówna 11 i monokrystalicznym pólprzewodniko¬ wym korpusem 16, który w swej objetosci jest przewodnictwa typu p— i który jest oddzielony od podloza 12 przez warstwe dielektryczna 14.Zlokalizowany obszar anody 18 o przewodnic¬ twie typu p+ znajduje sie w korpusie 16 i ma czesc rozciagajaca sie do powierzchni 11. W kor¬ pusie 16 znajduje sie równiez zlokalizowany ob¬ szar bramki 20 o przewodnictwie typu n+ oraz zlokalizowany obszar katody 24 o przewodnictwie równiez typu n+. Obszar 22 o przewodnictwie ty¬ pu p, który ma czesc rozciagajaca sie do powierz¬ chni 11, otacza katode 24 i dziala jak ekran prze¬ bicia skrosnego zubozonej warstwy. Ponadto po¬ woduje wstrzymywanie inwersji czesci korpusu 16 do lub w poblize powierzchni 11 pomiedzy obsza¬ rami 20 i 24. Obszar bramki 20 znajduje sie po¬ miedzy obszarem anody 18 a obszarem 22 i jest od- 10 127 05$ ft byc* niewielkiej wartosci dla obwodu sterowania napieciowego, aby mógl przelaczyc drugi przela¬ cznik ze stanu wlaczenia do stanu zablokowania.Jesli drugi przelacznik jest w stanie zablokowa¬ nia, to potencjal bramki pierwszego przelacznika znajduje sie na takim poziomie, ze nie jest bardziej dodatni niz potencjal anody i katody, przy czym pierwszy przelacznik jest w stanie wlaczenia i prze¬ wodzenie pomiedzy anoda a katoda moze wystepo¬ wac. Aby przelaczyc pierwszy przelacznik do stanu zablokowania, potencjal jego bramki musi wzro¬ snac do wartosci bardziej dodatniej niz potencjal anody i katody, a elektrony przynajmniej tego rzedu wielkosci co przeplyw pomiedzy katoda i anoda, byly gromadzone przy bramce, i wycia¬ gane z bramki.Biorac pod uwage schemat obwodu, wyciaganie elektronów z bramki pierwszego przelacznika jest równowazne wymuszaniu (zródlowanie) przeplywu dodatniego ladunku (pradu) do bramki pierwszego przelacznika. Anoda drugiego przelacznika jest po¬ laczona ze zródlem napiecia, które jest bardziej dodatnie niz potencjal anody pierwszego przela¬ cznika. Jesli drugi przelacznik jest w stanie wla¬ czenia, to potencjal bramki pierwszego przelacz¬ nika (równiez katody drugiego przelacznika) jest bardziej dodatni niz potencjal anody pierwszego przelacznika, a drugi przelacznik jest zdolny do¬ starczac wystarczajacy dodatni prad, tak ze pier¬ wszy przelacznik zostaje przelaczony do stanu za¬ blokowania, lub w nim pozostaje.Przedmiot wynalazku jest blizej objasniony w przykladach wykonania na rysunku, na którym fig, 1 przedstawia bramkowany przelacznik diodo- 20 & 35 40 50 55 60 65 dzielony od obydwu przez objetosciowe czesci kor¬ pusu 16. Rezystywnosci obszarów 18, 20 i 24 sa mniej¬ sze w porównaniu z rezystywnoscia czesci objeto¬ sciowych korpusu 16. Rezystywnosc obszaru 22 jest posrednia pomiedzy rezystywnoscia obszaru kato¬ dy 24 a rezystywnoscia objetosciowej czesci korpu¬ su 16.Elektrody 28, 30 i 32 sa przewodnikami, które daja niska rezystancje styku z powierzchnia cze¬ sci obszarów 18, 20 i 24. Dielektryczna warstwa 26 pokrywa powierzchnie glówna 11 tak, aby izolo¬ wac elektrody 28, 30 i 32 od wszystkich obszarów innych niz te którymi maja pozostawac w styku elektrycznym. Elektroda 36 zabezpiecza styk o nis¬ kiej rezystancji z podlozem 12 poprzez wysoko domieszkowany obszar 31, który jest tego samego typu przewodnictwa co podloze 12.Korzystnie, podloze 12 i korpus 16 sa wykonane z krzemu, a podloze 12 moze byc przewodnosci typu n lub typu p. Kazda z elektrod 28, 30 i 32 korzystnie czesciowo pokrywa pólprzewodni¬ kowy obszar, z którym tworzy styk o niskiej rezystancji. Elektroda 32 równiez czesciowo pokry¬ wa obszar 22, To czesciowe pokrywanie, które jest znane jako pokrywanie pola, pozwala na dzialanie wysokiego napiecia, poniewaz powoduje wzrost napiecia przy którym nastepuje przebicie.Wiele oddzielnych korpusów 16 moze byc for¬ mowanych na wspólnym podlozu 12, co zapewnia otrzymanie wiele przelaczników.Struktura 10 jest zazwyczaj wykorzystywana jako przelacznik charakteryzujacy sie niska impedancja przejscia pomiedzy obszarem anody 18 a obsza¬ rem katody 24 w stanie wlaczenia (przewodzenia) oraz wysoka impedancja pomiedzy tymi dwoma obszarami w stanie wylaczenia (blokowania). Napie¬ cie doprowadzone do obszaru bramki 20 determi¬ nuje stan przelacznika. Przewodzenie pomiedzy ob¬ szarem anody 18 a obszarem katody 24 wystepuje jesli potencjal obszaru bramki 20 jest nizszy od potencjalu obszaru anody l&i obszaru katody 24. W stanie wlaczenia dziury sa wstrzykiwane do korpu¬ su 16 z obszarem anody 18, a elektrony sa wstrzyki¬ wane do korpusu 16 z obszaru katody 241 Dziury i ele¬ ktrony moga byc w ilosciach wystarczajacych dla utworzenia plazmy, która moduluje przewodnoscic- wo korpus 16. To skutecznie zmniejsza rezystan¬ cje korpusu 16, tak ze rezyistancja pomiedzy obsza¬ rem anody 18 a obszarem katody 24 jest stosunko¬ wo mala, gdy struktura 10 znajduje sie w stanie -wlaczenia. Ten rodzaj pracy okreslany jest jako podwójne wstrzykiwanie nosników.Obszar 22 ogranicza przebicie skrosne warstwy zubozonej utworzonej podczas wpóldzialania obsza¬ ru bramki 20 i obszaru katody 24 i hamuje two¬ rzenie sie powierzchniowej warstwy inwersyjnej pomiedzy tymi dwoma obszarami. Ponadto powo¬ duje to, ze obszar bramki 20 i obszar katody 24 sa wzglednie scisle rozmieszczone przestrzennie. Za¬ pewnia to równiez wzglednie niska rezystancje po¬ miedzy obszarem anody 18 a obszarem katody 20 w stanie wlaczenia.Podloze 12 jest zwykle utrzymywane na najbar¬ dziej dodatnim mozliwym poziomie potencjalu.Przewodzenie pomiedzy obszarem anody 18 a ob-*127 058 *5 szarem katody 24 jest hamowane lub odciete, jesli potencjal obszaru bramki 20 jest znacznie bardziej dodatni niz potencjal obszaru anody 18, obszaru katody 24 i obszaru 22. Wartosc przekroczenia do¬ datniego potencjalu potrzebne do zahamowania lub odciecia przewodzenia jest funkcja geometrii i kon¬ centracji domieszek (domieszkowania) poziomów struktury 10.Dodatni potencjal bramki powoduje pionowy przekrój poprzeczny czesci korpusu 16 pomiedzy obszarem bramki 20 a czescia dielektrycznej war¬ stwy 14 ponizej tej, która ma byc zubozona, a po¬ tencjal tej czesci korpusu 16 ma byc bardziej do¬ datni niz potencjal obszaru anody 18, obszaru ka¬ tody 24 i obszaru 22. Dodatnia bariera potencjalo¬ wa powstrzymuje przewodzenie dziur od obszaru anody 18 do*obszaru katody 24. To skutecznie od¬ cina korpus 16 przy warstwie dieelektryka 14 po¬ nizej obszaru bramki 20 i siega w dól do warstwy dieelektryka 14. Sluzy to równiez do zbierania elek¬ tronów emitowanych w obszarze katody 24 zanim moga one osiagnac obszar anody 18. Stan bloko¬ wania (nieprzewodzenia) jest stanem wylaczenia.Na fig. 2 przedstawiono uklad sterujacy 210 (zamkniety w kwadracie ograniczonym linia prze¬ rywana), który jest polaczony z bramkowanym przelacznikiem diodowym GDS1, w rodzaju przed¬ stawionego na fig. 1, który ma zaciski anody, katody i bramki. Przelacznik GDS1 jest przedsta¬ wiony za pomoca elektronicznego symbolu, który zostal przyjety do oznaczania róznych odmian bramkowanego przelacznika diodowego.Uklad sterujacy 210 zawiera bramkowany przela¬ cznik diodowy GDS2, który równiez moze byc przelacznikiem typu przedstawionego na fig. 1, który ma zaciski anody, katody i bramki, uklad ponadto zawiera dwa ograniczniki pradu CLI, CL2, tranzystor n-p-n Ql, diody p-n- Dl, D2, D3, rezy¬ story Rl, R2, R3 i kondensator Cl. Anody diod Dl i D3 oraz pierwszy zacisk ogranicznika pradu CLI sa polaczone z zaciskiem 212. Kolektor tranzystora Ql jest polaczony z katoda diody D3 i zacis¬ kiem 211. Katoda diody Dl jest polaczona z bramka przelacznika GDS2 i zaciskiem 220. Baza tranzy¬ stora Ql jest polaczona do zacisku wejsciowego 216 przez diode D2. Emiter tranzystora Ql jest dola¬ czony do jednej koncówki rezystora Rl i zacis¬ ku 217. Druga koncówka rezystora Rl jest polaczo¬ na z zaciskiem 218 zródlem zasilania VSS. Drugi zacisk ogranicznika pradu CLI jest dolaczony do zródla zasilania +V1 i zacisku 214. Drugi ogranicz¬ nik pradu CL2 jest polaczony pierwszym zaciskiem z katoda przelacznika GDS2, bramka sterowaneigo przelacznika GDS1 oraz z zaciskiem 222. Drugi ogranicznik pradu CL2 jest dolaczony drugim za¬ ciskiem do zródla zasilania —V3 i do zacisku 228.Trzeci ogranicznik pradu CL3 jest polaczony pier¬ wszym swoim zaciskiem z zaciskiem 220, a drugim zaciskiem ze zródlem zasilania — V4 i zaciskiem 226.Trzeci ogranicznik pradu CL3 oraz zródlo zasila¬ nia —V4 sa dowolnie dobrane. Zródlo zasila¬ nia —V4 moze miec to samo napiecie jak zródlo VSS lub -V3.Anoda przelacznika GDS2 jest polaczona z kon¬ cówka rezystora R3 i zaciskiem 221. Druga kon- . cówka rezystora R3 jest polaczona z pierwsza kon¬ cówka rezystora R2, zaciskiem 223 oraz pierwszym zaciskiem kondensatora Cl. Druga koncówka rezy¬ stora R2 jest polaczona ze zródlem zasilania +V2 5 i zaciskiem 224. Drugi zacisk kondensatora Cl jest polaczony z zaciskiem 218. Zródlo zasilania +V1 jest tak dobrane, ze jego napiecie jest bardziej dodatnie niz napiecie zródla zasilania +V2.Polaczenie elementów Dl, D2, D3, Ql, CLI, Rl io i CL3 (na fig. 2 maly prostokat ograniczony przery¬ wana linia A) stanowi odgaleziony obwód sterowa¬ nia napieciowego i sluzy do ustalenia potencjalu zacisku 220 (zacisk bramki przelacznika GDS2, tak aby sterowac stanem przelacznika GDS2. Konden- 15 sator Cl i rezystor R3 sa odpowiednio dobrane. Bez tych elementów Cl i R3 zaciski 221 i 223 bylyby bez¬ posrednio polaczone ze soba. KondensatorCl sluzy jako ograniczone zródlo ladunku, zastosowane jako pomocnicze przy przelaczaniu przelacznika GDS1 20 do stanu zablokowania. Bez kondensatora Cl na¬ lezaloby zapewnic wiekszy prad stanu ustalonego, plynacy przez przelacznik GDS2 kiedy jest on; w stanie wlaczenia, aby zapewnic odpowiedni osia¬ galny prad, który moze byc dostarczony do bram- 25 ki przelacznika GDS1, aby ten przelacznik GDS1 wylaczyc.Zasada dzialania jest nastepujaca: Przyjmujac, ze zaciski anody i katody przelacznika GDS1 sa do- lazcone odpowiednio do napiec zasilajacych+220 i 30 —220 V, przewodzenie moze wystepowac pomiedzy anoda i katoda, jesli bramka (zacisk 222) jest mniej dodatnia niz napiecie +220 V. Przewodzenie zosta¬ je odciete (przerwane) z powodu wzrostu potencja¬ lu bramki (zacisk 222) powyzej +220 V i przez 35 zastosowanie zródla dodatniego pradu plynacego do bramki przelacznika GDS1 (zacisk 222). Przy +V1 = +280V, VSS = OV, +V2 = +250V, -V3 = .= —250V, — V4 = —250V, przy ogranicznikach pra¬ du CLI, CL2 i CL3 ograniczajacych prad plynacy ¦w przez nie odpowiednio do 50 \iA, 5fiA i 5 uA, uklad 210 jest zdolny zabezpieczyc potrzebne potencjaly na zacisku 222 i zródle pradu do zacisku 222, niez¬ bedne do sterowania stanem przelacznika GDS1, Kontrukcja ograniczników pradu jest opisana na 45 przyklad w publikacji „Sourcebook of Electronic Circuits", John Markus, McGraw-Hill Book Co.. 1968 str. 171.Przypominajac po pierwsze, jako juz niezbedne, ze aby umozliwic przewodzenie przez przelacznik 50 GDS1, do zacisku 216 doprowadza sie sygnal wej¬ sciowy o napieciu od zera do 0,4V. To powoduje polaryzacje odciecia tranzystora Qli,pozwala zacis¬ kowi 212 przyjac potencjal zblizony do napiecia + VI (w przyblizeniu +280V). Bez obecnosci CL3, dioda 55 Dl przewodzi w przeciwnym kierunku az do mo¬ mentu gdy zacisk 220 osiaga w granicach kilku dziesiatych czesci wolta potencjal zacisku 212 i wówczas przerywa przewodzenie.Przy obecnosci CL3 wystepuje przeplyw pradu eo od zródla zasilania +V1 przez CLI, Dl, CL3 do zródla zasilania —V4. CLI i CL3 sa tak dobrane, ze napiecie pojawiajace sie na zacisku 220, przy pola¬ ryzacji odciecia tranzystora Ql, jest na poziomie, który jest znacznie bardziej podatni niz napiecie w zródla zasilania +V2, Dla tego przypadku, zaciskmts& 226 podobnie przyjmuje potencjal bliski napieciu +28«V. W takich warunkach przelacznik GDS2 zostaje spolaryzowany do stanu zablokowania i wówczas izoluje zacisk 222 od zródla napie¬ cia +V2, Napiecie zacisku 222 spada z powodu ujemnego napiecia zródla zasilania —V3 (—250V), az do momentu gdy zlacze bramka-anoda prze¬ lacznika GDS1 zostaje spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Zacisk 222 ustala sie teraz na poten¬ cjale przylegania, ale nie wiekszym niz potencjal anody przelacznika GDS1. Odpowiednio, GDS1 jest spolaryzowany do stanu wlaczenia, a przewodzenie wystepuje pomiedzy anoda a katoda tego przelacz¬ nika. Prad przeplywajacy od anody do bramki GDS1 jest ograniczony przez CL2 do znikomej czesci pradu anoda-katoda, plynacego przez GDS1.Jesli przelacznik GDS2 znajdowal sie w stanie wlaczenia przed doprowadzeniem wejsciowego napiecia o poziomie 0—0,4V do zacisku 216, wtedy pozytywny prad plynie od zródla zasilania +V1, przez diode Dl do bramki przelacznika GDS2.CLI jest dobrany tak aby przepuszczal wiekszy prad niz ten, który przeplywa przez CL2, aby za¬ bezpieczyc, ze osiaga sie wystarczajacy dodatni prad doplywajacy do bramki przelacznika GDS2, tak aby odciac przewodzenie pomiedzy jego anoda a katoda. Tylko wzglednie mala wartosc pozyty¬ wowego pradu musi wplynac do bramki przelacz¬ nika GDS2, aby odciac jego przewodzenie, ponie¬ waz przewodzenie przez GDS2 jest tylko 5|iA.Tak wiec nie Jest konieczne stosowanie urzadzen wysoko-pradowych aby " zabezpieczyc niezbedny prad powodujacy przejscie przelacznika GDS2 do stanu wylaczenia.Potencjal zacisku 216 podnosi sie do poziomu 2—5V powodujac przelaczenie przelacznika GDS1 do stanu1 wylaczenia (zablokowania). Ten poziom napiecia wejsciowego polaryzuje tranzystor Ql w kierunku przewodzenia i pozwala na prace w nasyceniu. Potencjal zacisku 212 spada do na¬ piecia w przyblizeniu +1,6V (przyjmujac napiecie wejsciowe na zacisku 216 na poziomie 2V, napie¬ cie nasycenia zlacza kolektor-emiter na poziomie 0,3V dla tranzystora Ql, a spadek napiecia na dio¬ dzie D5 na poziomie 0,7V). Potencjal zacisku 212 w tym czasie jest funkcja poziomu napiecia wej¬ sciowego, napiecia nasycenia zlacza kolektor- emiter tranzystora Ql i spadku napiecia w kierunku przewodzenia diody t3. Bez obecnosci CL3, za¬ cisk 22fc dazy do wartosci przylegania równej na¬ pieciu +V2 lub bardziej ujemnego potencjalu z powodu uplywu przez diode I1. Potencjal za¬ cisku 280 nie moze spasc ponizej spadku napiecia na diodzie, ponizej potencjalu anody przelacznika GDS2, poniewaz dioda zlaczowa obejmujaca anode i bramke GDS2 zostaje spolaryzowana w kierunku przewodzenia i podciaga potencjal zacisku 2G. Przy obecnosci CL3^ zacisk 22fr jest szybko i aktywnie utrzymywany na wartosci przylegania do spadku na diodzie, porazej potencjalu anoefy przelacznika GBJS2. W kazdym przypadku, powoduje to prze¬ laczenie GD63 do* stanu wlaczenia. Tb powoduje, ze potencjal zacisku 222 jest równy napieciu +V2 minus spadek napifcia na rezystorach 113 i R2 oraz minus spadek napiecia w kierunku przewo¬ dzenia zlacza anoda-kafcoda przelacznika GOS2.Spadki napiec na rezystorach R£, Itt i praelaca- niku G0S2 sa tak dobrane, ze potencjal zacisku 222 jest bardziej dodatni niz potencjal anody 5 przelacznikaGDS1 o wartosc wystarczajaca do prze¬ laczenia GDS1 do stanu wylaczenia (zablokowania).Ponadto wystepuje wystarczajacy pozytywowy prad plynacy do bramki GDS1 aby przelaczyc przelacz¬ nik do stanu wylaczenia Zaraz po przelaczeniu io przelacznika GOSI przestaje plynac prad do jego bramki.Geometria i koncentracje domieszek przelacz¬ nika GDS1 okreslaja dokladnie o ile bardziej do¬ datni potencjal musi wystepowac na bramce wzgle- 15 dem anody i katody aby przelaczyc przelacznik GDS1.Nosniki mniejszosciowe (t.j. elektrony) emitowane przy katodzie GDS1 i zbierane przy bramce sta¬ nowia odpowiednik pozytywowego pradu plynacego 20 od +V2 przez R2, R3, GDS2 i do bramki (HMSl.Ten przeplyw pradu moze byc rzeczywisty, a w wyniku, konieczne jest wysoko-napieciowe i "pra¬ dowe urzadzenie takie jak GDS2 aby przelaczyc GDS1 do stanu wylaczenia. Wysoko-napieciowy 25 i wysoko-pradowy tranzystor w tym sterujacym ukladzie bylby nadmiernie kosztowny.Rezystory R2 i R3 ograniczaja przeplyw pradu od zródla +V2, przez przelacznik GDS2 do bramki przelacznika GDS1. Ponadto rezystor R3 ogranicza 30 przeplyw pradu od kondensatora Cl. To pomaga zabezpieczyc przed zniszczeniem GDS1* i/lub GDS2. W wielu telefonicznych zastosowaniach przelacznik GDS1 pracuje przy napieciu 48V po¬ miedzy anoda a katoda, w stanie wylaczenia, 50 jednakze mozliwe jest ze napiecie +220V wystepuje na anodzie i/lub katodzie, stosownie do dzwo¬ nienia, tekstowania, regulacji aparatów telefonicz¬ nych wrzutowych, a indukowane napiecie 60 Hz i odpowiednio obwód sterujacy 210 jest pfzeznaczo- 40 ny do blokowania tych wysokich napiec.Jesli Ql pracuje w nasyceniu, jego zlacze baza- kolektor jest potencjalnie spolaryzowane w kierun¬ ku przewodzenia. Dioda D3 sluzy do zabezpiecze¬ nia przeplywu pradu od wejsciowego zacisku 216, 45 przez zlacze kolektor-baza tranzystora Ql i naste¬ pnie przez diode Dl.Obwód z fig. 2 obejmujacy CL3, R2, R3 i Cl jest wykonany jako pojedynczy obwód scalony z GDS1 i GDS2, które sa typu przedstawionego na 50 fig. 1. Wytwarzane uklady sterujace zdolne sa do blokowania napiecia 500V pomiedzy anoda a ka¬ toda GDSI i odciecia (przerwania) pradu 100 mA.Jest to prad o wiele wiekszy niz móglby byc przepuszczany przez obwód sterowania napiecio*- 55 wego A elementami skladowymi latwo dostepnymi lub nadajacymi sie do wytwarzania ukladtów scalonych. Wartosc rezystancji rezystorów KI i H3 wynosi odpowiednio 1000 omów i 3000 omów, bez stosowania Cl i R2, przy czym K3 jest dolaczony 610 bezposrednio do zródla napiecia +T2. Cl i K2, jesli sa zastosowane, "redukuja czas potrzebny do przelaczenia GDSI ze stanu wlaczenia do stanu wylaczenia. Korzystna wielkoscia Cl jest 0,1 pF przy 111 = 1000 omów, HT-ZKIO6 omów, 55 a R3 ¦* 3000 omów,¦* K« 3i&. 3 przedstawiony jest uklad sterujacy 3tt, k%$ry jfcst potacsohy z bramkowanym przelaczni¬ kiem diodowym tifeKsl majacym za tod i bramki. tJklad sterujacy IM Jest podobny do ukladu 216 e fig. Z, z tym, &e diody ftl i DS sa wyeliminowane, a zastosowany jest pradowy uklad „zwierciadlany" zawierajacy tranzystory p-n-p <$2 i ^Cz&jaeymi, których bazy moga byc oznaczone Jako 4aCiski sterujace, a kolektory i emitery moga b#£ oznafcfeone odpowiednio jako pierwsze i drugie naciski wyjsciowe* Emitery tranzystorów Q2 i Q3 sa polaczone z za- Cwkiem IM i zródlem zasilania +V3i. Bazy tran¬ zystorów 4t'i 4M sa polaczone z kolektorem tran¬ zystora 4J£, pierwszym zaciskiem Ogranicznika pradu CL*t i ^Ciskiem li* Kolektor tranzystora 4£ je*rt pol^bny k bramka pniel^cznika GDS31 pte^Ws^m **Ciftktem Ogratticinika pradu CL33 i •ttcuMtien^^wodu 3*0. Wstystki* inne etementy SkladowefMen wiajemnepolaczenia sa podobne m^rM^ia^mnytht^ fig. 2.#Ofc#te*ie eletnentOw Btt, Q91, JUl, Q2, Q3, Otftl i €L9* (aainaCzone prostokatem ograniczo¬ nym pr**yw*na linia BJ jest o^uicaaae jako od- gaiationy' tibWGd stea*#ania napieciowego i jest pmeznacittmKdo ustawiania potencjalu aHfcisfcu 9i§, aby sterowal stanem przelacznika ODS92; Przy odpowiednio wysokim poziornle napicia (zwykle +* do +3V) dópróWadzdhegO dó zaci¬ sku 314! tranzystor 01 jest spolaryzowany W kie¬ runku przewodzenia i prad przeplyWa Od zródla zasilania ^Vll, przez Q2, CLSi* Qll, Mi do zródla zasilania VS#0. Tranzystory 02 i 03 sa rzeczywi¬ scie identyczne. Znanym jest, ze takie itolaczisenie Q2 i 03 zapewnia taki sant przeplyw pradu prz^z H*,j|afc ipfzezCja.Przy polaryzacji QM W Miertinku przewodzenia potencjal zacisku 3*0 jest równy po¬ tencjalowi zródla +V3l rhihtts napiecie fcolektór^e- nliter tranzystora Ol Przy niskim poz-ióniie wejscio¬ wego sygnalu M«, zostaje zablokowany tranzystor Q31 i prad przez ttlegtf rtie plynie. Wówczas nie przewodni foWriiez tranzystor Q3. Zacisk 320 jest dopfoWadzafty W przyblizeniu do potencjalu zródla —V34 az zla¬ cze anoda^bramka przelacznika GDS31 zOstaje spolaryzowane W kierunku przewodzenia, co po¬ woduje ze zacisk 32d przyjmuje potencjal bliski p$tgtic}&lOWi mnie) dodatniemu" niz potencjal zró¬ dla zasilania +V32. ftoteacjal +YI1 jest dobrany jako bardziej doda- m niz* potencja* +VZ2, a potencjal -V34 jest bar¬ dzie) ttjemny niz potencjal +V9L- Dzialanie prze- ftfcezftika 0&S31 sterujace stanem przelacznika 609H jes* takie samo jak to opisano W przypadku pttelaczrrik* G©W z fig. 3L Zródlo zasilania z lig 3 stosuja te same potencjaly co zródla zasilania przedstawione na fig. 1, co w ukladzie powoduje ulatwienie sterowania stanu przelacznika GDS31 napieciem ±21W na anodzie r/rub katodzie. Zmiana pfrteTECJahr zacisku 38fr powoduje, ze przelacznik GM£* dzlafcr w taki sam sposób jak przelacznik 4HM£2 z fig. I. Tak wiec stan G&S31 jest stero¬ wany w teii sato sposób jak ©»S* z fig. 2r, lecz przy przeciwnej polaryzacji sygnalu wejsciowego. 10 15 20 kóm*Hem%nfert*e trahzystoly ^Sl i t^2 lub *13 mofea stahdWiic taki sam obwód scalony jak 00532 przy fcfcydwfc sthtkttattMch ufermoWahych z zastoso¬ waniem dielektrycznej tóolacji.Nil fi*. 4 p«te«s!baWli(Wb dwukiferdhkbWy i^e- laczhlk l»jiWiera|^y ^ramteoWalife przelaczniki d«c^oWS4 i polaceOha jiest z katoda OB&4; katoda GDS3 po- laccfetta jest fc ahdda isMl, a bramki orzeczników sa p«dlaCzohfe. Zaleta tfcamfcoWanfcgb ^rifeliiicznika dittdttwe^o z fig. 1, te mttga tty^ lackie ptatefciw- r^whofóg»s dwa przeiafezhiki W ten sp&sob, ze niO- zna ciagife pWhosi€ Wysokie napija bez laWlhó- W&fr przebicia. Bramki GDS3 i 0*84 mbga byc pblafezblie z zaciskiem ttt sterlija^ego óbwbdU z fig. 2, lub z zaciskierh 9i2 t fig. 3, dla sterowania W sposób wcziesttiej Opisaity. Tak Wiefc stan G3ttS3 i GDS4 moze byc sterowany w ten sam sposób jak tlMl z fig. 2 i OW531 e fig. 3.MOzUwe sa rbwhie"* fdzhe rribdyfikafcje ukladu.Na grzyktód r^ihe ilinte Obwbdy sttSrfcjacfe rridga zastapi te przedstawione, dblaczbfce odpowietink) do bramek dtlSt i Ott&3 t fig. 2 i 3, aby zabez- Pie^cl^ pOzi^ttiy napieciowe i stterOWaiiie pradowe nietbedne dd sterowania stanem przelacznika. Po- ttidto trarttystOry rt^n moga »ye zastapidrie przez tritttzystOry p-ri^l, przy 2ap*WnieniU Odpowiedniej i^4flfTyza^r fe#del sasila^ac^h. Rezystory Rl i tUi rm$a by€ rezystorami prasoWanHrti. Emitery 01 iHti tttoga ty* odpowtHlfHt* polacfc«ne bezposred¬ nio z nepiaeidmi V«S i VsSO. W takim przypadku elementy ograniczaSlce prad, zwykle retystor móglby by€ wproW«tdzdny W *c£reg « odpowiedni¬ mi eeciskami wejsciowymi 21i i 916.Na fig: ^^rzedstawidrW Iriny przyklad wykonania ukladu ste?4tjatego 9M, któtjr jest dolaczony do zacisku bramki S» braTOktrWailegtf przelacznika diodowego OtteSi. Uklad sterujacy BH sluzy do sterowania s4attti GtiAti, a Obejmuje tranzystory MSI i 49*, diody 091 i i*9£* bramkoWariy przelacz¬ nik diodowy O0A5i, ogratttezftiki pradu €L91 i ttM Oraz rezystory Ml i R5L Elementy zam¬ kniete W prostokacie ograniczonym przerywana linia 5A sluza do sterowania potencjalu anotfa- katoda G0S52. Rezystor Rd£,jest niekonieczny i mozna go wyeliminowac.Przyjmujac, ze anoda i katoda GDS51 sa dola- czd«e ódpOWiedftio dO nalJi^ +%&V t -220¥, przewodzeitie' odbywa sia porm^ctey anoda a kato* da, jesli fcfcamfca GDS^I (zacisk 5S8) jest mniej dodatnur mi +2&V. Przewodzenie jest odciete (przerwane? przy W«o*exe p^fencja*st bramki pb- Wyaej +»2^V draz ptzck zaWe^iieczerfie zródla pra¬ du Wplywaj*fcgfl do bratnki (iacisk S2&) przelacz- nika ODSSt Pfzp naciach -+V« W.-+.2SW, tSS = # woltóW, -V92 = 2S0V i practóe ograni¬ czonym odpowiednio do 50fcA i 5(iA przez ogramezrri- fei€tóli€L2», uklad 510 zabezpiecza napicia na zar • cisku 528 i odpowiednia wydajnosc pcfadowa, niez¬ bedne do sterowania stanu przelacznika GDS51.Jeslt naieiy pbzwofóc na przewodzenie przez GB8&1, do zacisku wejsciowego 5*6 doprowadzany jest sygnal wejsciowy fr do 0,4V. To daje polaryza¬ cje odciecia tranzystora (grl,- a zacisk 51« przyj¬ muje potencjal: w przyblizeniu równy +V51. Ten 35 49 5« 55 69 6a11 127 058 12 Warunek daje polaryzacje odciecia tranzystora Q52 i wynikiem jest obwód otwarty pomiedzy zródlem +V51 a zaciskiem 526 (anoda GDS52). Tak wiec przelacznik GDS52 pozostaje w stanie wylaczenia dopóki nie plynie prad pomiedzy jego anoda a ka¬ toda. Przy stanie wylaczenia GDS52 zacisk 528 jest odseparowany od zródla +V51 i dazy do ujemnego potencjalu zródla —V52 (^250V) az potencjal zla¬ cza bramka-anoda spowoduje polaryzacje w kierun¬ ku przewodzenia przelacznika GDS51. Potencjal zacisku 528 podnosi sie do potencjalu nizszego, lecz bardzo bliskiego do potencjalu anody przelacznika GDS51. Odpowiednio, GDS51 jest spo¬ laryzowany do stanu wlaczenia i przewodzenie nastepuje pomiedzy anoda a katoda tego przelacz¬ nika. Prad plynacy od anody do bramki przelacz¬ nika GDS51 jest ograniczony przez ogranicznik CL52.Potencjal zacisku 516 wynosi teraz 3 do 5V. To powoduje przelaczenie GDS51 do stanu wylaczenia (zablokowania). Tranzystor Q51 jest spolaryzowany w kierunku przewodzenia i pracuje w nasyceniu.To powoduje, ze dioda D51 oraz zlacze emiter- baza tranzystora Q52 sa spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Tak wiec tranzystor Q52 jest spola¬ ryzowany w kierunku przewodzenia, a przeplyw pradu odbywa sie od -kV51 przez zlacze emiter- kolektor Q52, zlacze anoda-katoda GDS52 i CL52 do zródla —V52. Napiecie kolektor-emiter tran¬ zystora Q52 przy jego polaryzacji w kierunku prze¬ wodzenia ma nizsza wartosc-niz spadek napiecia na przewodzacej diodzie D52. To powoduje, ze potencjal anody (zacisk 526) jest bardziej dodatni niz potencjal bramki (zacisk 524), tak ze GDS52 pozostaje w stanie wlaczenia. Przy GDS52 znaj¬ dujacym sie w stanie wlaczenia, zacisk 528 przyj¬ muje napiecie bliskie poziomowi +V51. Ten po¬ ziom potencjalu jest istotnie bardziej dodatni niz poziom potencjalu na anodzie- GDS51, aby prze¬ laczyc GDS51 do stanu wylaczenia. Geometria oraz koncentracje . domieszek przelacznika GDS51 scisle determinuje o ile bardziej dodatni musi byc potencjal bramki wzgledem potencjalu anody, aby przelaczyc GDS51.Aby przelaczyc GDS51 do stanu wylaczenia ko¬ nieczne jest nie tylko doprowadzenie potrzebnego poziomu napiecia do bramki GDS51, ale ponadto nalezy wywolac przeplyw pradu do bramki GDS51 o wielkosci porównywalnej z wielkoscia pradu plynacego pomiedzy anoda a katoda GDS51. Wie¬ ksza czesc doplywajacego do bramki GDT51 pradu plynie od zródla+V51, przez D52, a nastepnie przez bramke i katode GDS52. Reszta plynie od zródla ¦fV51 przez zlacze kolektor-emiter Q52 i nastepnie przez zlacze anoda-katoda GDS52. Ten pszeplyw pradu moze byc znaczny i w< rezultacie nalezy dy¬ sponowac urzadzeniem w^soko-napiediowym i pra¬ dowym, takim jak GDS52, aby przelaczyc GDS51 do stanu wylaczenia.^Wzmocnienie pradowe Q52 sluzy do ograniczenia przeplywu pradu do bramki GDS51 od GDS52.To zapewnia zabezpieczenie przez przepaleniem GDS51 i/lub GDS52. W wielu telefonicznych za¬ stosowaniach przelacznik GDS51 pracuje przy na¬ pieciu 48 V pomiedzy anoda a katoda w stanie wylaczenia, jednakze mozliwe jest ze wystepuje na anodzie i/lub katodzie napiecie ±220V niez¬ bedne do dzwonienia i indukowanego napiecia 60 Hz, a odpowiednio, uklad 510 jest zaprojekto- 5 wany do blokowania tych wysokich napiec.Na fig. 6 przedstawiono uklad sterujacy 610, który jest dolaczony do zacisku bramki bramko¬ wanego przelacznika diodowego GDS61. Uklad sterjacy 610 jest podobny do ukladu sterujacego 10 510 z fig. 5, za wyjatkiem dodatkowych tranzysto¬ rów n-p-n Q63 i Q64 oraz diod p-n D63 i D64.Tranzystory Q63 i Q64 polaczone sa w ukladzie Darlingtona, ze wspólnym kolektorem dolaczonym do zacisku 620, a emiter Q63 jest polaczony z baza 15 Q64 i zaciskiem 634. Kolektor Q62 jest polaczony z baza Q63 i zaciskiem 632. Emiter Q62 jest po¬ laczony z zaciskiem 620. Emiter Q64 jest polaczo¬ ny z anoda GDS62 i zaciskiem 626. Diody D62 D63 i D64 sa polaczone szeregowo pomiedzy zacis- 20 kami 620 i 624, przy czym anoda D62 jest pola¬ czona z zaciskiem 620, a katoda D64 z zacis¬ kiem 624. Elementy Q61, CL61, D61, Q62, Q63, Q64, D62, D63, D64, R81 i R62 stanowia sterujacy obwód odgalezny (zawarty w prostokacie ograni- 25 czonym linia przerywana 6A), który sluzy do re¬ gulacji napiecia anody GDS20 wzgledem napiecia katody. Rezystor R62 nie jest niezbedny i moze byc wyeliminowany.W pewnych technologiach pólprzewodnikowych 30 trudno jest uzyskac tranzystor p-n-p o duzym wzmocnieniu pradowym. Polaczenie tranzystorów Q62, Q63 i Q64 stanowi równowaznik tranzystora p-n-p, który charakteryzuje sie wzglednie wyso¬ kim wzmocnieniem pradowym. W ten sposób tran- 33 zystcwry Q62, Q63 i Q64 spelniaja te sama funkcje co tranzystor Q62 z fig. 5. Diody D63 i D64 sa potrzebne aby przesunac dodatkowe spadki napiec emiter-baza tranzystorów Q63 i Q64. Gdy tran¬ zystory Q62, Q63 i Q64 sa spolaryzowane przewo- 40 dzaco, napiecie bramki przelacznika GDS62 (za¬ cisk 624) jest mniej dodatnie niz napiecie anody tego przelacznika (zacisk 626.) To pomaga w za¬ bezpieczeniu, ze przelacznik GDS62 pozostaje w stanie wlaczenia. 45 Uklad wedlug fig. 6, wylaczajac rezystor R62, zostal skonstruowany i zbadany. Ten uklad ste¬ rujacy 610 pozwala na blokowanie napiecia 500 V na anodzie i katodzie GDS61 i na odcinanie (prze¬ rywanie) pradu plynacego przez ten przelacznik 50 o natezeniu 100 mA.Przyklady opisane przedstawiaja glówne idee rozwiazania wedlug wynalazku. Mozliwe sa rózne modyfikacje zgodne z istota wynalazku. Na przy¬ klad inne urzadzenia przelaczajace, takie jak tran- 55 zystory MOS, moga byc zastosowane zamiast tranzystorów bipolarnych, zas dostarczane napiecia odpowiedniej wartosci i polaryzacji dostosowuje sie w znany sposób. 69 Zastrzezenia patentowe 1. Uklad sterujacy bramkowanego przelacznika diodowego, który to sterowany przelacznik glówny stanowi strukture pólprzewodnikowa, której czesc objetosciowa korpusu ma wzglednie wysoka rezy- 85 stywnosc, przy czym w korpusie utworzony jest127 058 ii pierwszy obszar o przewodnictwie pierwszego typu i wzglednie niskiej rezystywnosci, drugi ob¬ szar o przewodnictwie drugiego typu, przeciwnym do przewodnictwa pierwszego obszaru oraz obszar bramki o przewodnictwie drugiego typu, które 5 to obszary pierwszy i drugi oraz obszar bramki sa wzajemnie oddzielone od siebie przez czesc objetosciowa pólprzewodnikowego korpusu, ponad¬ to obszary pierwszy i drugi sa dolaczone do za¬ cisków wyjsciowych przelacznika glównego, przy io czym po doprowadzeniu pierwszego napiecia do obszaru bramki, w korpusie pólprzewodnikowym wystepuje obszar zubozony, zabezpieczajacy przed przeplywem pradu pomiedzy obszarami pierwszym i drugim, a po doprowadzeniu do obszaru bramki 15 drugiego napiecia i przy doprowadzonych odpowied¬ nich napieciach do pierwszego i drugiego obszaru, pomiedzy tymi obszarami pierwszym i drugim wystepuje przeplyw pradu przy wzglednie niskiej rezystancji w wyniku podwójnego wstrzykiwania 20 nosników, znamienny tym, ze zawiera pomocniczy bramkowany przelacznik diodowy (GDS2, GDS52, GDS62) ^takiego rodzaju jak przelacznik glówny (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), przy czym obszar katody przelacznika pomocniczego (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) polaczony z zaciskiem wyjsciowym (222, 322, 528, 628) ukladu sterujacego (210, 310, 510, 610) jest dolaczony do obszaru bramki stero¬ wanego przelacznika glównego (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), a obszar bramki przelacznika po¬ mocniczego (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) dola¬ czony jest do wyjscia (220, 320, 524, 624) obwodu sterowania napieciowego (A, B, 5A, 6A), ponadto zacisk wyjsciowy (222, 322, 528, 628) ukladu ste¬ rujacego jest polaczony z pierwszym zródlem 34 ujemnego napiecia (-V3, -V33, -V52, -V62) po¬ przez ogranicznik pradu (CL2, CL32, CL52, CL62), ograniczajacy natezenie maksymalnego pradu ply¬ nacego przez przelacznik pomocniczy (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) do wartosci mniejszej od 49 natezenia maksymalnego pradu plynacego przez przelacznik glówny (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61). 14 25 30 2. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym, ze. obwód sterowania napieciowego (A) zawiera element przelaczajacy (Ql), którego wyjscie (211) jest polaczone z wyjsciem sterujacym obwodu sterowania napieciowego (A) oraz polaczone z pier¬ wszym zródlem dodatniego napiecia (+V1) po¬ przez drugi ogranicznik pradu (CLI), przy czym pierwszy ogranicznik pradu (CL2) ogranicza prad do znacznie mniejszej wartosci niz drugi ogra¬ nicznik pradu (CU). 3. Uklad wedlug zastrz. 2, znamienny tym, ze element przelaczajacy (Ql) stanowi tranzystor zlaczowy, którego kolektor stanowi wyjscie (211), a emiter poprzez rezystor (Rl) dolaczony jest do zródla zasilania (VSS), do którego poprzez konden¬ sator (Cl) jest równiez dolaczony wspólny punkt (223) szeregowego polaczenia dwóch rezystorów (R2, R3), poprzez które obszar anody przelacznika pomocniczego (GDS2) polaczony jest drugim zró¬ dlem dodatniego napiecia (+V2), które to napiecie drugiego zródla (+V2) jest mniej dodatnie niz napiecie pierwszego zródla (+V). 45 50 55 60 60 4. Uklad wedlug zastrz. 2, znamienny tym, ze¬ wyjscie (220) obwodu sterowania napieciowego (A) jest poprzez trzeci ogranicznik pradu (CL3) pola¬ czone z drugim zródlem ujemnego napiecia (—V4) a z kolektorem tranzystora (Ql) poprzez pierwsza diode (Dl) i trzecia diode (D3), przy czym baza tego tranzystora (Ql) jest polaczona z wejsciowym zaciskiem (216) poprzez druga diode (D2). 5. Uklad wedlug zastrz. 4, znamienny tym, ze pierwsza dioda (Dl) ma swoja katode polaczona z bramka pomocniczego przelacznika (GDS2), a anode ma polaczona z anoda trzeciej diody (D3), której katoda jest polaczona z kolektorem tranzy¬ stora przelaczajacego (Ql). 6. Uklad wedlug zastrz. 4, znamienny tym, ze anoda drugiej diody (D2) stanowi zacisk wejscio¬ wy ukladu (216), a katoda tej diody (D2) polaczo¬ na jest z baza tranzystora przelaczajacego (Ql). 7. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym ze obwód sterowania napieciowego (B) zawiera dwa elementy przelaczajace (Q2, Q3), których jedne wyjscia polaczone sa w zacisku wyjsciowym (314) dolaczonym do zródla dodatniego napiecia (+V31), a drugie wyjscie pierwszego elementu przelaczaja¬ cego (Q2) wraz z wejsciami sterujacymi obydwu elementów przelaczajacych (Q2, Q3) polaczone sa z ogranicznikiem pradu (CL31), przy czym drugie wjscie (320) drugiego elementu przelaczajacego (Q3) jest polaczone z bramka glównego bramkowanego przelacznika diodowego (GDS32). 8. Uklad wedlug zastrz. \ znamienny tym, ze obwód sterowania napieciowego (5A) zawiera dwa elementy przelaczajace (Q51, Q52), przy czym zacisk sterujacy pierwszego elementu przelaczajacego (Q51) stanowi wejsciowy zacisk ukaldu (516), a zacisk sterujacy (518) drugiego elementu przelaczajace¬ go (Q52) polaczony jest z pierwszym zaciskiem wyjsciowym (512) pierwszego elementu przelacza¬ jacego (Q51) poprzez ogranicznik pradu (CL51), a ponadto pierwszy zacisk wyjsciowy (526) jest po¬ laczony z obszarem anodowym pomocniczego bramkowanego przelacznika diodowego (GDS52), a drugi zacisk wyjsciowy (520) drugiego elementu przelaczajacego (Q52) jest polaczony ze zródlem do¬ datniego napiecia (+V51) i jednoczesnie z galezia przesuwania poziomu (D52), której drugi zacisk (524) polaczony jest z bramka pomocniczego bramkowa¬ nego przelacznika diodowego (GDS52). 9. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym, ze obwód sterowania napieciowego (6A) zawiera pierwszy element przelaczajacy, który stanowi tranzystor n-p-n (Q61) oraz drugi element przela¬ czajacy stanowiacy polaczenie tranzystora p-n-p (Q62), drugiego tranzystora n-p-n (Q63) i trzeciego tranzystora n-p-n (Q64), przy czym kolektor pier¬ wszego tranzystora n-p-n (Q61) jest polaczony z ba¬ za tranzystora p-n-p (Q62), kolektor tranzystora p-n-p (Q62) jest polaczony z baza drugiego tranzy¬ stora n-p-n (Q63), emiter drugiego tranzystora n-p-n (Q63) jest polaczony z baza trzeciego tran¬ zystora n-p-n (Q64), emiter trzeciego tranzystora n-p-n (Q64) jest polaczony z obszarem anody po¬ mocniczego bramkowanego przelacznika diodowe- wego (GDS62), a ponadto zacisk wyjsciowy (620) drugiego elementu przelaczajacego jest dolaczony127 058 15 ¦¦» do zródla dodatniego napiecia (+ V61) i jednoczes- D64), przy czym katoda pierwszej diody jest pola- nie z galezia przesuwania poziomu, która zawie- czona z anoda drugiej diody, a katoda drugiej ra trzy polaczone szeregowo diody p-n (D62, D63, diody z anoda trzeciej.FIG. I 36 34 _ ,llf26 1% „„ „30 32 24 Sil M i '.» 26 <" 20 \ 18 26 ,11 20 V 26 ,11 /ra* r 212- /7fi5 GOS5I FIGA ISl 53oJ-V5g] 522-ivss HAN* /TE 5 £!Q.FIG. 3 KITOM GD56I Mit* LZGraf. Z-d Nr 2 — 391/86 95 egz. A4 Cena 100 fi PL PL PL PL PL The subject of the invention is a control system for a gated diode switch. In the article entitled "A Field Terminated Diode" by Douglas E. Houston et al., published in IEEE Transactions on Elestron Devices, volume ED-23, no. 8, August 1976, describes a discrete high-voltage semiconductor switch that has a vertical geometry and includes a region that can be cut off to obtain a blocked state, or can be highly conductive by double carrier injection to obtain an on state. This device, which will be referred to as the gated diode switch (GDS), is a future semiconductor replacement for electromechanical switches due to its high-voltage properties. As will be explained below, variations of this device other than those described in this article may be manufactured which are suitable for the production of integrated circuits and bidirectional switching circuits. y It would also be desirable to use the technique of integrated semiconductor circuits to produce control circuits for gated diode switches. This is not easy because in control systems the gate (or grid) blocking voltage typically used must be able to maintain a more positive voltage than the voltage present at the anode and cathode 10 and must provide a current that is at least the same magnitude as that flowing by the switch itself. A gated diode switch of the type described is a relative novelty and, as a result, little information has been published so far on control circuits for these devices. The object of the invention is to provide a semiconductor control circuit for use with a gated diode switch which can be manufactured on the same substrate as the switch to be controlled. The solution to the above problem of controlling the state of the first gated diode switch (GDS1) according to the invention is that the circuit includes a gated diode switch (GDS2). connected through its cathode to the gate of the first switch, and a branch voltage control circuit is connected 21 to the second switch to control the conduction between its anode and cathode. The state of the second switch is controlled especially by a branch voltage control circuit which specifically regulates the voltage 25 gate - anode. A relatively low voltage pulse triggers the voltage control circuit. The voltage control circuit can operate at high voltages, but its current capacity is only modest. Thus, the steady-state current flowing through the second switch must be in cross-section, Fig. 2 - diagram of the switch with the control system in the first embodiment, Fig. 3 - diagram of the switch with the second example of the control system, Fig. 4 - diagram mat of a bidirectional switch, which can also be controlled by the control system in Fig. 1, Fig. 5 - the switch control system in another embodiment, and Fig. 6 shows the control system according to the invention in a further embodiment. Fig. 1 shows a preferred embodiment of the GDS gated diode switch structure 10, comprising a substrate 12 with a main surface 11 and a single-crystalline semiconductor body 16, which in its volume has p-type conductivity and which is separated from the substrate 12 by a dielectric layer 14. Localized anode area 18 with p+ type conductivity is located in the body 16 and has a part extending to the surface 11. In the body 16 there is also a localized gate area 20 with n+ type conductivity and a localized cathode area 24 with n+ type conductivity. The p-type conductivity region 22, which extends to surface 11, surrounds the cathode 24 and acts as a cross-shield screen for the depletion layer. It further causes the inversion of the body portion 16 to be inhibited at or near the surface 11 between areas 20 and 24. The gate area 20 is located between the anode area 18 and area 22 and is of a small value. for the voltage control circuit to switch the second switch from the on state to the blocked state. If the second switch is in the blocked state, then the gate potential of the first switch is at a level such that it is no more positive than the anode and cathode potentials , where the first switch is in the on state and conduction between the anode and cathode can occur. To switch the first switch to the blocked state, its gate potential must rise to a value more positive than the anode and cathode potentials, and electrons of at least the same order of magnitude as the flow between the cathode and anode must be collected at the gate and withdrawn from the gate. Considering the circuit diagram, withdrawing electrons from the gate of the first switch is equivalent to forcing (source) a positive charge (current) to flow into the gate of the first switch. The anode of the second switch is connected to a voltage source that is more positive than the anode potential of the first switch. If the second switch is in the on state, then the gate potential of the first switch (also the cathode of the second switch) is more positive than the anode potential of the first switch, and the second switch is capable of supplying sufficient positive current so that the first switch is switched to the blocked state or remains there. The subject of the invention is explained in more detail in the embodiments in the drawing, in which Fig. 1 shows a gated diode switch divided from both by volumetric parts. pus 16. The resistivities of areas 18, 20 and 24 are lower compared to the resistivity of the volume parts of body 16. The resistivity of area 22 is intermediate between the resistivity of the cathode area 24 and the resistivity of the volume parts of body 16. Electrodes 28 , 30 and 32 are conductors which provide low contact resistance to the surface of portions of areas 18, 20 and 24. A dielectric layer 26 covers the main surface 11 so as to insulate the electrodes 28, 30 and 32 from all areas other than those which they are intended to remain. in the electrical contact. The electrode 36 provides a low resistance contact with the substrate 12 through a highly doped region 31 which is of the same conductivity type as the substrate 12. Preferably, the substrate 12 and body 16 are made of silicon, and the substrate 12 may be of n-type or n-type conductivity. p. Each of the electrodes 28, 30 and 32 preferably partially covers the semiconductor area with which it forms a low-resistance contact. Electrode 32 also partially covers area 22. This partial covering, which is known as field covering, allows high voltage operation because it increases the voltage at which breakdown occurs. Multiple separate bodies 16 may be formed on a common substrate 12, thus providing multiple switches. Structure 10 is typically used as a switch having a low transition impedance between the anode region 18 and the cathode region 24 in the on (conducting) state and a high impedance between the two regions in the off (blocking) state. The voltage applied to the gate area 20 determines the state of the switch. Conduction between the anode region 18 and the cathode region 24 occurs if the potential of the gate region 20 is lower than the potential of the anode region 11 and the cathode region 24. In the on state, holes are injected into the body 16 with the anode region 18 and electrons are injected into the body 16 from the cathode region 241 Holes and electrons may be present in sufficient amounts to create a plasma that modulates the conductivity of the body 16. This effectively reduces the resistance of the body 16 so that the resistance between the anode region 18 and the cathode region 24 is relatively small when structure 10 is in the on state. This type of operation is referred to as double carrier injection. Area 22 limits the cross-breakthrough of the depletion layer formed by the interaction of gate area 20 and cathode area 24 and inhibits the formation of a surface inversion layer between the two areas. Moreover, this causes the gate area 20 and the cathode area 24 to be relatively closely spaced. This also provides a relatively low resistance between the anode region 18 and the cathode region 20 in the on state. The substrate 12 is usually held at the most positive potential level possible. Conduction between the anode region 18 and the cathode 24 is inhibited or cut off if the potential of the gate area 20 is significantly more positive than the potential of the anode area 18, the cathode area 24 and the area 22. The amount of excess potential needed to inhibit or cut off conduction is a function of the geometry and dopant concentration ( doping) levels of structure 10. The positive gate potential causes a vertical cross-section of the portion of body 16 between the gate area 20 and the portion of the dielectric layer 14 below that to be depleted, and the potential of this portion of body 16 is to be more positive than potential of the anode region 18, the cathode region 24 and the region 22. The positive potential barrier inhibits conduction of holes from the anode region 18 to the cathode region 24. This effectively isolates the body 16 at the dielectric layer 14 below the gate region 20 and extends down to the dielectric layer 14. This also serves to collect electrons emitted in the cathode region 24 before they can reach the anode region 18. The blocking (non-conducting) state is the off state. Fig. 2 shows the control circuit 210 (closed). dashed line in the square) which is connected to a gated diode switch GDS1, of the type shown in FIG. 1, which has anode, cathode and gate terminals. The GDS1 switch is represented by an electronic symbol that has been adopted to designate various variations of a gated diode switch. The control circuit 210 includes a gated diode switch GDS2, which may also be a switch of the type shown in FIG. 1, which has anode terminals, cathodes and gates, the system also includes two current limiters CLI, CL2, n-p-n transistor Ql, p-n-diodes Dl, D2, D3, resistor Rl, R2, R3 and capacitor Cl. The anodes of diodes D1 and D3 and the first terminal of the current limiter CLI are connected to terminal 212. The collector of transistor Q1 is connected to the cathode of diode D3 and terminal 211. The cathode of diode D1 is connected to the gate of the switch GDS2 and terminal 220. The base of transistor Q1 is connected to input terminal 216 through diode D2. The emitter of transistor Ql is connected to one terminal of resistor Rl and terminal 217. The other terminal of resistor Rl is connected to terminal 218 of the VSS power source. The second current limiter terminal CLI is connected to the +V1 power source and terminal 214. The second current limiter CL2 is connected via the first terminal to the cathode of the GDS2 switch, the gate of the controlled switch GDS1 and to terminal 222. The second current limiter CL2 is connected to the second terminal to the power source -V3 and to terminal 228. The third current limiter CL3 is connected with its first terminal to terminal 220, and its second terminal to the power source -V4 and terminal 226. The third current limiter CL3 and the power source -V4 are freely selected. The -V4 power source may have the same voltage as the VSS or -V3 source. The anode of the GDS2 switch is connected to the terminal of resistor R3 and terminal 221. The other terminal is the terminal of resistor R3 is connected to the first terminal of resistor R2, terminal 223 and the first terminal of capacitor C1. The second terminal of the resistor R2 is connected to the power source +V2 5 and terminal 224. The other terminal of the capacitor C1 is connected to terminal 218. The power source +V1 is selected such that its voltage is more positive than the voltage of the power source +V2. The connection of elements D1, D2, D3, Ql, CLI, Rl io and CL3 (in Fig. 2 the small rectangle bounded by the dashed line A) constitutes a branch voltage control circuit and serves to set the potential of terminal 220 (the gate terminal of the GDS2 switch, so as to control the state of the switch GDS2. Capacitor Cl and resistor R3 are appropriately selected. Without these elements Cl and R3, terminals 221 and 223 would be directly connected to each other. Capacitor Cl serves as a limited source of charge, used as an auxiliary when switching the switch. GDS1 20 to the blocked state. Without capacitor C1, it would be necessary to provide a larger steady state current flowing through GDS2 when it is in the on state to provide adequate available current that can be supplied to the gate of GDS1. to turn off this GDS1 switch. The principle of operation is as follows: Assuming that the anode and cathode terminals of the GDS1 switch are connected to the supply voltages of +220 and 30 -220 V, respectively, conduction may occur between the anode and the cathode if the gate (terminal 222) is less positive than +220 V. Conduction is cut off (interrupted) due to the increase of the gate potential (terminal 222) above +220 V and the application of a positive current source flowing to the gate of the GDS1 switch (terminal 222). At +V1 = +280V, VSS = OV, +V2 = +250V, -V3 = . = -250V, - V4 = -250V, with current limiters CLI, CL2 and CL3 limiting the current flowing through them to 50 \iA, 5fiA and 5 uA, respectively, the circuit 210 is able to protect the necessary potentials at terminal 222 and the source current to terminal 222, necessary to control the state of the GDS1 switch. The design of current limiters is described, for example, in the publication "Sourcebook of Electronic Circuits", John Markus, McGraw-Hill Book Co.. 1968, page 171. Recalling first, as already necessary, in order to enable conduction through the GDS1 switch 50, an input signal with a voltage of zero to 0.4 V is applied to terminal 216. This causes a cut-off polarization of transistor Qli, allowing terminal 212 to assume a potential close to the voltage +VI (approximately +280V). Without CL3, diode 55 DI conducts in the opposite direction until terminal 220 reaches within a few tenths of a volt the potential of terminal 212, at which point it stops conducting. With CL3 present, current flows eo away from the source power supply +V1 via CLI, DL, CL3 to power source -V4. CLI and CL3 are selected such that the voltage appearing at terminal 220, at the cut-off bias of transistor Ql, is at a level that is much more susceptible than the voltage at the power source +V2. For this case, terminal MTS&226 similarly assumes a potential close to voltage +28«V. Under such conditions, the GDS2 switch is biased to the latched state and then isolates terminal 222 from the +V2 voltage source. The terminal 222 voltage drops due to the negative supply voltage -V3 (-250V) until the gate-anode junction switches. GDS1 switch is forward biased. Terminal 222 is now set at a clamping potential, but not greater than the anode potential of the GDS1 switch. Accordingly, GDS1 is biased to the on state and conduction occurs between the anode and cathode of this switch. The current flowing from the anode to the gate of GDS1 is limited by CL2 to a negligible fraction of the anode-cathode current flowing through GDS1. If the GDS2 switch was in the on state before the 0-0.4V input voltage was applied to terminal 216, then a positive current flows from the +V1 power source, through the Dl diode, to the gate of the GDS2 switch. CLI is sized to pass a greater current than that flowing through CL2 to ensure that there is sufficient positive current flowing to the gate of GDS2 to cut off conduction between its anode and cathode. Only a relatively small amount of positive current needs to flow into the gate of GDS2 to cut off its conduction, because the conduction through GDS2 is only 5µA. Thus, it is not necessary to use high-current devices to "protect the necessary current causing transitioning the GDS2 switch to the off state. The potential of terminal 216 increases to a level of 2-5V, causing the GDS1 switch to switch to the off (locked) state 1. This input voltage level biases the transistor Ql in the forward direction and allows it to operate in saturation. The potential of the terminal 212 drops to voltage approximately +1.6V (assuming the input voltage at terminal 216 at 2V, the saturation voltage at the collector-emitter junction at 0.3V for transistor Ql, and the voltage drop at diode D5 at 0.7V The potential of terminal 212 at this time is a function of the input voltage level, the saturation voltage of the collector-emitter junction of transistor Q1 and the forward voltage drop of diode t3. Without CL3 present, terminal 22fc tends to a bias value equal to +V2 or a more negative potential due to leakage through diode I1. The potential of terminal 280 cannot drop below the voltage drop across the diode, below the anode potential of the GDS2 switch, because the junction diode containing the anode and the GDS2 gate becomes forward biased and pulls up the potential of terminal 2G. In the presence of CL3^, terminal 22fr is quickly and actively held at the diode drop clinging value, above the anoef potential of the GBJS2 switch. In each case, this causes GD63 to switch to the on state. Tb causes the potential of terminal 222 to be equal to the voltage +V2 minus the voltage drop across resistors 113 and R2 and minus the voltage drop in the forward direction of the anode-kafcode junction of the GOS2 switch. The voltage drops on the resistors R£, Itt and the G0S2 converter are selected so that the potential of terminal 222 is more positive than the potential of the anode 5 of the GDS1 switch by a value sufficient to switch GDS1 to the off (locked) state. Moreover, there is sufficient positive current flowing to the gate of GDS1 to switch the switch to the off state. Immediately after switching and about the GOSI switch, current stops flowing to its gate. The geometry and dopant concentration of the GDS1 switch determine exactly how much more positive potential must be present at gate towards the anode and cathode to switch the GDS1 switch. The minority carriers (i.e. electrons) emitted at the cathode GDS1 and collected at the gate are equivalent to a positive current flowing from +V2 through R2, R3, GDS2 and to the gate (HMSl. This current flow may be real and as a result, a high -voltage and current device such as GDS2 to switch GDS1 to the off state. A high-voltage, high-current transistor in this control circuit would be prohibitively expensive. Resistors R2 and R3 limit the current flow from the +V2 source through the GDS2 switch to the gate of the GDS1 switch. In addition, resistor R3 limits the current flow from the capacitor Cl. This helps prevent destruction of GDS1* and/or GDS2. In many telephone applications, the GDS1 switch operates at a voltage of 48 V between the anode and cathode, in the off state, 50 however, it is possible that a voltage of +220V is present at the anode and/or cathode for purposes of calling, texting, and regulating coin-operated telephones, and the induced voltage of 60 Hz and the corresponding control circuit 210 are designed to block these high voltages. .If Ql operates in saturation, its base-collector junction is potentially forward biased. Diode D3 serves to protect the flow of current from the input terminal 216, 45 through the collector-base junction of transistor Ql and then through diode Dl. The circuit of Fig. 2, including CL3, R2, R3 and Cl, is made as a single integrated circuit with GDS1 and GDS2, which are of the type shown in Fig. 1. The manufactured control circuits are capable of blocking a voltage of 500 V between the anode and cathode of the GDSI and cutting off (interrupting) a current of 100 mA. This is a much higher current than could be passed through voltage control circuit*- 55 And components readily available or suitable for the fabrication of integrated circuits. The resistance values of resistors KI and H3 are 1000 ohms and 3000 ohms respectively, without the use of Cl and R2, with K3 connected 610 directly to the voltage source +T2. Cl and K2, if used, "reduce the time required to switch the GDSI from the on state to the off state. The preferred Cl value is 0.1 pF at 111 = 1000 ohms, HT-ZKIO6 ohms, 55 and R3 ¦* 3000 ohms,¦ * K« 3 and 3 shows the 3tt, k%$ry jfcst Potacsohy control circuit with a gated diode switch tifeKsl having for it and gates. tJ IM control circuit It is similar to the circuit 216 e of Fig. Z, except that the diodes ftl and DS are eliminated, and a current "mirror" system is used containing p-n-p <$2 and ^P&J transistors, the bases of which can be marked as 4aControl pins, and the collectors and emitters can be marked as first and second output pins, respectively* Q2 transistor emitters and Q3 are connected to the IM terminal and the +V3i power source. The bases of transistors 4T and 4M are connected to the collector of transistor 4J, the first terminal of the current limiter CL*t and the terminal li* The collector of transistor 4 is connected to the gate of the GDS31 pte^Ws^m **Ciftktem Ogratticinika of current CL33 and water flow 3*0. Insects* other elements ComponentsfMen secret connections are similar m^rM^ia^mnytht^ Fig. 2. *yw* on the BJ line is o^uicaaae as a de- gaiationy' tibWGd voltage constant and is used to set the potential aHfcisfcu 9i§ to control the state of the ODS92 switch; At a sufficiently high voltage level (usually +* to +3V) to the current down terminal 314! transistor 01 is forward biased and current flows from the power source ^Vll, through Q2, CLSi* Qll, Mi to the power source VS#0. Transistors 02 and 03 are in fact identical. is that such a voltage of Q2 and 03 ensures such a current flow through H*,j|afc and pffzCja. With the QM polarization in the conduction circuit, the potential of terminal 3*0 is equal to the potential of the source +V3l rhihtts voltage fcollector^e- nliter transistor Ol When the input signal M is low, transistor Q31 is blocked and current flows through the circuit. Then the non-conductive foWriez transistor Q3. Terminal 320 is adjusted approximately to the source potential of V34 until the anode junction and the gate of the GDS31 switch become forward biased, which causes terminal 32d to assume a potential closer to "p-tgtic" (i.e., "positive") than the source potential. supply +V32. The +YI1 potential is chosen to be more secret than the +VZ2 potential, and the -V34 potential is more secret than the +V9L potential. The operation of the 0&S31 transformer controlling the state of switch 609H is the same as this is described in the case of pttelaczrrik* G©W from Fig. 3L. The power source from lig 3 uses the same potentials as the power sources shown in Fig. 1, which in the system makes it easier to control the state of the GDS31 switch with a voltage of ±21W at the anode r/rub or cathode. Changing the pfrteTECJahr of terminal 38fr causes the switch GM£* to operate in the same way as the switch 4HM£2 in Fig. I. Thus, the state of G&S31 is controlled in the same way as ©»S* in Fig. 2r, but with opposite polarity of the input signal. 10 15 20 kóm*Hem%nfert*e trahsistors ^Sl and t^2 or *13 mofea stahdWiic the same integrated circuit as 00532 with fcfcydwfc sthtkttattMch ufermoWahych using dielectric toolation.Nil fi*. 4 p«te«s! baWli(Wb twokiferdhkbWy i^e- laczhlk l»jiWiera|^y ^ramteoWalife switches d«c^oWS4 and polaceOha is with cathode OB&4; cathode GDS3 po- laccfetta is fc ahdda isMl, and predicate gates are p«forChohfe. Advantage of tfcamfcoWanfcgb ^rifeliiicznik ditdttwe^o from Fig. 1, these mttga tty^ lackie ptatefciw- r^whofóg»s two transitions in that it knows the sequence pWhosi€ High drinks without laWlhó- W&fr breakthrough. Gates GDS3 and 0*84 can be pblafezblie with terminal TTT of the sterile circuit in Fig. 2, or with terminals 9 and 2 t in Fig. 3, for control in the manner previously described. Thus, the state of G3ttS3 and GDS4 can be controlled in the same way as TlMl in Fig. 2 and OW531 e Fig. 3. It is possible that there are different modifications of the circuit. For example, the circuits sttSrfcjacfe rridga will replace those presented, depending on the answer) to the gates dtlSt and Ott&3 in Figs. 2 and 3 to secure the level. The voltage and current controls are necessary to control the switch state. In addition, the rt^n trarttystors can be replaced by p-ri^l tritttystors, with an appropriate input and a corresponding input. Resistors Rl and tUi rm$a were pressed resistors. Emitters 01 iHti tttoga ty* correspondingHlfHt* connected directly with the nepiaeids V«S and VsSO. In such a case, the current-limiting elements, usually a resistor, could be introduced into the appropriate input terminals 21i and 916. In Irina's fig. 4th 9M, which is connected to the gate terminal S» braTOktrWailegtf of the OtteSi diode switch. The BH control circuit is used to control the S4ATTI GtiAti, and includes MSI and 49* transistors, 091 and 9* gate diodes, a variable diode switch O0A5i, current controls €L91 and ttM, and resistors Ml and R5L. Closed elements. In a rectangle bounded by a dashed line. line 5A is used to control the anotfa potential - cathode G0S52. The resistor Rd is not necessary and can be eliminated. Assuming that the anode and cathode of the GDS51 are connected to the fcfcamfca GDS^I (terminal 5S8) is less positivenur mi +2&V. The conduction is cut off (interrupted? at W«o*exe p^fence*st of the pb gate - Higher +»2^V and ptzck Shut down the power source. Flow into the branch (pressure S2) of the ODSSt Pfzp switch -+V« W.-+.2SW, tSS = # volts, -V92 = 2S0V and work limited to 50fcA and 5(iA respectively by gramezrrifei€tóliL2», circuit 510 protects the voltages at terminal 528 and adequate PCF capacity, necessary to control the state of the GDS51 switch. If it is necessary to prevent conduction through GB8&1, an input signal fr to 0.4V is applied to the input terminal 5*6. This gives the cut-off bias of the transistor (grl,- a terminal 51" has a potential approximately equal to +V51. This condition gives the cut-off polarization of transistor Q52 and the result is an open circuit between the +V51 source and terminal 526 (anode GDS52). So the GDS52 switch remains in the off state as long as no current flows between its anode and cathode. In the GDS52 off state, terminal 528 is isolated from the source +V51 and tends to the negative source potential -V52 (^250V) until the gate-anode junction potential will cause forward polarization of the GDS51 switch. The potential of terminal 528 is raised to a potential lower but very close to the anode potential of the GDS51 switch. Accordingly, GDS51 is biased to the on state and conduction occurs between the anode and cathode of this switch. The current flowing from the anode to the gate of the GDS51 switch is limited by the limiter CL52. The potential of terminal 516 is now 3 to 5V. This causes the GDS51 to switch to the disabled (locked) state. Transistor Q51 is forward biased and operates in saturation. This causes diode D51 and the emitter-base junction of transistor Q52 to be forward biased. Thus, the transistor Q52 is forward biased, and the current flows from -kV51 through the emitter-collector junction Q52, the anode-cathode junction GDS52 and CL52 to the source -V52. The collector-emitter voltage of transistor Q52 with its forward polarization is lower than the voltage drop across the forward diode D52. This causes the anode potential (terminal 526) to be more positive than the gate potential (terminal 524) so that the GDS52 remains in the on state. With GDS52 in the on state, terminal 528 assumes a voltage close to +V51. This potential level is significantly more positive than the potential level at the anode of GDS51 to switch GDS51 to the off state. Geometry and concentrations. The doping of the GDS51 switch strictly determines how much more positive the gate potential must be relative to the anode potential in order to switch GDS51. To switch GDS51 to the off state, it is necessary not only to provide the necessary voltage level to the GDS51 gate, but also to induce a current flow to the GDS51 gate of a magnitude comparable to the current flowing between the anode and cathode of GDS51. Most of the current flowing into the gate of GDT51 flows from the source +V51, through D52, and then through the gate and cathode of GDS52. The rest flows from the source ¦fV51 through the collector-emitter junction Q52 and then through the anode-cathode junction GDS52. This current flow can be significant and as a result a high voltage and current device such as the GDS52 must be available to switch the GDS51 to the off state. ^The Q52 current gain is used to limit the current flow to the GDS51 gate from the GDS52. This provides protection against burnout of the GDS51 and/or GDS52. In many telephone applications, the GDS51 switch operates at 48 V between the anode and cathode in the off state, however it is possible that there is a voltage of ±220 V at the anode and/or cathode necessary for ringing and an induced voltage of 60 Hz, and accordingly , circuit 510 is designed to block these high voltages. Figure 6 shows driver circuit 610, which is connected to the gate terminal of the GDS61 gated diode switch. The control circuit 610 is similar to the control circuit 10 510 in FIG. 5, except for the additional n-p-n transistors Q63 and Q64 and p-n diodes D63 and D64. Transistors Q63 and Q64 are connected in a Darlington circuit, with the common collector connected to terminal 620, and the emitter of Q63 is connected to the base of Q64 and terminal 634. The collector of Q62 is connected to the base of Q63 and terminal 632. The emitter of Q62 is connected to terminal 620. Emitter Q64 is connected to anode GDS62 and terminal 626. Diodes D62 D63 and D64 are connected in series between terminals 620 and 624, with anode D62 connected to terminal 620 and cathode D64 to terminal 620. 624. Elements Q61, CL61, D61, Q62, Q63, Q64, D62, D63, D64, R81 and R62 constitute a control branch circuit (contained in the rectangle bounded by the dashed line 6A), which serves to regulate the anode voltage GDS20 relative to the cathode voltage. Resistor R62 is not necessary and can be eliminated. In some semiconductor technologies it is difficult to obtain a p-n-p transistor with high current gain. The combination of transistors Q62, Q63 and Q64 is equivalent to a p-n-p transistor, which is characterized by a relatively high current gain. In this way, transistors Q62, Q63 and Q64 perform the same function as transistor Q62 in Fig. 5. Diodes D63 and D64 are needed to offset the additional emitter-base voltage drops of transistors Q63 and Q64. When Q62, Q63 and Q64 are forward biased, the gate voltage of GDS62 (terminal 624) is less positive than the anode voltage of GDS62 (terminal 626). This helps ensure that GDS62 remains in the on state. 45 The circuit according to Fig. 6, excluding resistor R62, was constructed and tested. This control system 610 allows you to block the 500 V voltage at the anode and cathode of GDS61 and to cut off (interrupt) the 100 mA current flowing through this switch 50. The examples described present the main ideas of the solution according to the invention. Various modifications are possible in accordance with the essence of the invention. For example, other switching devices, such as MOS transistors, may be used instead of bipolar transistors, and the supplied voltages of the appropriate value and polarity are adjusted in a known manner. 69 Patent claims 1. Control system of a gated diode switch, the controlled main switch being a semiconductor structure, the volume part of the body of which has a relatively high resistivity, and a first region with conductivity of the first type and relatively low resistivity is formed in the body. , a second region with conductivity of the second type opposite to the conductivity of the first region, and a gate region with conductivity of the second type, which are the first and second regions and the gate region are mutually separated from each other by the volume part of the semiconductor body, and further the first and second regions the second are connected to the output terminals of the main switch, and after the first voltage is applied to the gate area, a depletion area occurs in the semiconductor body, protecting against current flow between the first and second areas, and after the second voltage is applied to the gate area and appropriate voltages applied to the first and second regions, a relatively low resistance current flows between the first and second regions as a result of double injection of 20 carriers, characterized in that it includes an auxiliary gated diode switch (GDS2, GDS52, GDS62) of such type as a main switch (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), the cathode area of the auxiliary switch (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) connected to the output terminal (222, 322, 528, 628) of the control circuit (210, 310, 510, 610) is connected to the gate area of the controlled main switch (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), and the gate area of the auxiliary switch (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) is connected to the output (220, 320, 524 , 624) of the voltage control circuit (A, B, 5A, 6A), furthermore the output terminal (222, 322, 528, 628) of the control circuit is connected to the first negative voltage source 34 (-V3, -V33, -V52, -V62) through a current limiter (CL2, CL32, CL52, CL62), limiting the maximum current flowing through the auxiliary switch (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) to a value less than 49 times the maximum current flowing through the main switch ( GDS1, GDS31, GDS51, GDS61). 14 25 30 2. System according to claim 1, characterized in that. the voltage control circuit (A) includes a switching element (Ql), the output of which (211) is connected to the control output of the voltage control circuit (A) and connected to a first source of positive voltage (+V1) through a second current limiter (CLI ), the first current limiter (CL2) limits the current to a much lower value than the second current limiter (CU). 3. The system according to claim 2, characterized in that the switching element (Ql) is a junction transistor whose collector is the output (211), and the emitter is connected via a resistor (Rl) to the power source (VSS), to which it is also connected via a capacitor (Cl) an attached common point (223) of series connection of two resistors (R2, R3), through which the anode area of the auxiliary switch (GDS2) is connected to a second source of positive voltage (+V2), which voltage of the second source (+V2) is less positive than the voltage of the first source (+V). 45 50 55 60 60 4. System according to claims. 2, characterized in that the output (220) of the voltage control circuit (A) is connected through the third current limiter (CL3) to the second negative voltage source (V4) and to the transistor collector (Ql) through the first diode (Dl) and a third diode (D3), the base of this transistor (Ql) being connected to the input terminal (216) through the second diode (D2). 5. The system according to claim 4, characterized in that the first diode (D1) has its cathode connected to the gate of the auxiliary switch (GDS2), and its anode is connected to the anode of the third diode (D3), the cathode of which is connected to the collector of the switching transistor (Q1). 6. The system according to claim 4, characterized in that the anode of the second diode (D2) is the input terminal of the circuit (216), and the cathode of this diode (D2) is connected to the base of the switching transistor (Ql). 7. The system according to claim 1, characterized in that the voltage control circuit (B) includes two switching elements (Q2, Q3), one of whose outputs are connected to the output terminal (314) connected to the positive voltage source (+V31), and the other output of the first switching element (Q2) together with the control inputs of both switching elements (Q2, Q3) are connected to the current limiter (CL31), while the second input (320) of the second switching element (Q3) is connected to the gate of the main gated diode switch (GDS32). 8. The system according to claim \ characterized in that the voltage control circuit (5A) includes two switching elements (Q51, Q52), where the control terminal of the first switching element (Q51) is the input terminal of the system (516), and the control terminal (518) of the second switching element (Q52) is connected to the first output terminal (512) of the first switch element (Q51) through a current limiter (CL51), and further the first output terminal (526) is connected to the anode region of the auxiliary gated diode switch (GDS52), and the second output terminal (520) of the second switching element (Q52) is connected to the positive voltage source (+V51) and simultaneously to the level shifting branch (D52), the second terminal (524) of which is connected to the gate of the auxiliary gated switch diode (GDS52). 9. The system according to claim 1, characterized in that the voltage control circuit (6A) includes a first switching element which is an n-p-n transistor (Q61) and a second switching element which is a combination of a p-n-p transistor (Q62), a second n-p-n transistor (Q63) and a third n-p-n transistor (Q64). ), where the collector of the first n-p-n transistor (Q61) is connected to the base of the p-n-p transistor (Q62), the collector of the p-n-p transistor (Q62) is connected to the base of the second n-p-n transistor (Q63), the emitter of the second n-p-n transistor (Q63) ) is connected to the base of the third n-p-n transistor (Q64), the emitter of the third n-p-n transistor (Q64) is connected to the anode region of the auxiliary gated diode switch (GDS62), and furthermore the output terminal (620) of the second switch element is connected 127 058 15 ¦¦» to the positive voltage source (+ V61) and at the same time - D64), the cathode of the first diode is connected to the level shifting branch, which is connected to the anode of the second diode, and the cathode of the second diode is connected to three diodes connected in series p-n (D62, D63, diodes with the third anode.FIG. I 36 34 _ ,llf26 1% "„ "30 32 24 Sil M i '.» 26 <" 20 \ 18 26 .11 20 V 26 .11 /ra* r 212- /7fi5 GOS5I FIGA ISl 53oJ-V5g] 522-ivss HAN* /TE 5 £! Q.FIG. 3 KITOM GD56I Mit* LZGraf. Z-d No. 2 - 391/86 95 copies A4 Price 100 fi PL PL PL PL PL