SE414360B - Forfarande for fassynkronisering i ett synkront datatransmissionssystem och anordning for utforande av forfarandet - Google Patents

Description

7810735-'6 5 . f* 10 (\ 15 f* 20 f* 25 2 faserna. (Ein Verfahren zur Dnteníihertrngung auf Primiírgruppenverhinduxng- en NTZ 29, 1976 I[.6 s.1z119-1452). Metoden medför en komplicerad analog Signalbehandling och är dessutom beroende av att den överförda binära datasignalen innehåller i medeltal lika många ettor som nollor. Vidare 'fordras en medelvärdesbildning av felsignalen över ett stort antal data- bitar, vilket medför långa synkroniseringstider.

Det är vidare känt en metod, vilken i system med adaptiva utjämnare av transversal typ, utnyttjar utjänmarens tappinställningar för generering av en reglersignal för bit- och bärvågsfaserna. (IEEE Transactions on Communication, sept. 1975, s. 976-979). Denna metod lämpar sig väl för _ överföringssystem där kanalutjämning med adaptiv utjämnare erfordras, men blir komplicerad och dyrbar där så. icke är fallet.

Reggörelsde 'för uppfinningen.

Det tekniska problemet, som den föreliggande uppfinningen avser att lösa ligger i att åstadkomma fassynkronism vid detekteringen av datasignaler av pvannämnt slag.

Den anvisade lösningen utnyttjar vissa utsorterade nollgenomgångar i den efter demodulering på mottagarsidan erhållna basbandssignalen för att ska- pa lämpliga reglersignaler för faskorrigeringen. Ytterligare kännetecken för uppfinningen framgår av de kännetecknande delarna av bifogade patent- krav.

Fördelarna med den anvisade lösningen är bland andra ett mycket snabbt in- fasningsförlopp och stort infångningsområde utan utnyttjande av något speciellt startförlopp eller lilmande och möjlighet till en realiseríng helt i digital teknik.

Fiïbeskrivning.

Uppfinningen kommer i det följande att närmare beskrivas med hjälp av ett utföringsexempel i anslutning till den bifogade ritningen på vilken Fig. 1 visar ett blockschema över ett transmissionssyetem vid vilket upp- _-.. . “u 10 15 20 25 7810735 '-6 finningen utnyttjas.

Fig. 2 visar en s.k. Partial Response puls, Fig. 5 visar samhörande värden på. några signaler i systemet, Fig. 4 visar en mottagare i vilken uppfinningens princip utnyttjas, Fig. 5 visar en sorteringskrets ingående i mottagaren enligt fig. I: och Fig. 5 visar samhörande värden på några signaler på systemets mottagarsida.

Före-dragna utföringsformer.

Det nedan beskrivna utföringsexemplet avser en synlcrondataöverföring (64 kb/s) på en 12-grupps förbindelse i ett bärfrekvenssystem. CCITT har för en sådan överföring rekommenderat den ovannämnda modulationen, dvs.

SSBAM-PR IV (Single Side Band Amplitude Modulation »- Partial Response klass IV) .

Figur 1 visar i starkt förenklad iom, ett blockschema över ett trans- missionssystem för en sådan överföring. Från en datekälla 1 utsändes ett binärt pulståg an, vilket alltså önskas överfört till mottagarsidan. En förkodare 2 behandlar detta pulståg an så. att ett resulterande binärt pulståg bn, dvs. förkodarens utsignal får korrelativa egenskaper. Detta innebär att signalens bn värde i varje pulsögonblick är en funktion inte enbart av signalens an samtidiga värde utan också av ett tidigare värde på signalen bn.

I exemplet gäller b = a (9 b , dvs. värdet på signalen b i varje n n n-2 n tidpunkt är en modulo -2 summa av det samtidiga värdet på signalen an och signalensbn värde två tidsperioder tidigare.

Denna :Eörkodning påverkar inte basbandssignalens spektrum men ger stora fördelar vid detekteringen på mottagarsidan, som nedan skall visas.

Signalen bn tillföras en pulsfomare 3, vilken enligt Partial Response konseptet för varje etta i signalen bn utsänder en s.k. Partial Response puls, vars utseende framgår av figur 2. En enskild sådan puls g (t) har som synes en varaktighet, som sträcker sig över flera perioder T i data- signalen an. Signalens g(t) tidsfunktion kan skrivas ~;,-.,_ stf-g;- ' -,-_-V,;_~_;-_.-_,'~;-~âf.-;::. -_.'<§\I«fi*-}-,ä: _ :str-T -..-».-..-_,. »i P-'Ägïšifa 'yT-Yå-ÅÉÜ-fl -e-i-V ' - ..;,_..~. 7810735-6 li 77 2 .sinl-t g(t)=-í: -ïTf-í» _ (f) -1 där å- 'oetecknar datahastigheten.

Pulsfomarens 3 utsignal flt), vilken sändarsidans basbandssignal, be- står således av sunzman av ett antal sådana pulser g(t) tidsförskjutna nT ' n = 1, 2, u.. i förhållande till varandra. Signalen f(t) kan således 5 skrivas som en sImnna f* fßb) =2 bn g(t-nT) n=0,_-1_-_1,¿-_2, ...- där bn är lika med noll eller ett enligt ovan. f* Signalen f(t) får i en SSB-modulator ll modulera en till modulatorn från en bärvågskälla 5 tillförd bärvåg med frekvensen 2:e , í exemplet lika med 10 1(7)O kHz, varvid det undre sidbandet S('h) utnyttjas. Signalen KSÜD) kan då skrivas A s(1>) = å [fm cos wet + f(1=) sin wet] A _ där f(f,) är basbandssignalens Hilberttransfom.

A _ fa) = Zbnê (Jo-nr), n = o, i'- 1, i 2, och t p 15 ê(t)=_¿2_ 1+cos7fT 77 t 2 ('11) - 1 (h Innan den undre sidbandssignalen S(t) enligt ovan överföras till mottagar- sidan på linjen 7 adderas dessutom från en pilottonskälla 6 en signal cos wet med godtyckligt fast fasläge.

Mottagarsidans funktion och uppbyggnad är också schematiskt framställd i 20 figur 1. En demodulator 8 demodulerar den överförda. signalen med hjälp av den på sändarsidan påförda och på mottagarsidan utfiltierade pilottonen med vinkelfrekvensen wc. Den så erhållna basbandssignalen påföres en datadetektor 9, vilken på sin utgång avger en signal aå, som således i så hög grad som möjligt skall efterlikna signalen an på sändarsidan. Signalen 25 nå tillföres en datasänka 10. -,-;-.-:-,, 55:* ' -z-a '. f- jmf-g-v-:LI-Q V 51,3* - 1, -«__. 10 15 20 25 30 7810735-6 I figur 3 visas samhörande värden på några signaler i systemet. Signalen an är som tidigare nämnts den informationsbärande signalen, som önskas över-förd, och signalen bn signalen på förkodarens utgång. För att illu- strera hur basbandssígnalen f(t) bildas på sändarsidan har i signalen n . g visats en förenklad partial-respons-puls för varje etta i signa- len. bn. Summeras dessa pulser med sina respektive tidsförskjutningar :fås den tidigare nämnda trenivåsignalen ffii).

Om man förutsätter att demoduleringen sker frekvens- och fasriktigt på mottagarsidan hör alltså basbandssignalen f(13) återskapas. Signalen dn i figur 3 avser att illustrera en samplingssignal, vars frekvens och fas återskapats i mottagaren med hjälp av information i den överförda basbands- signalen. Om man samplar den återvunna basbandssignalen f(1'-) med signalen dn i en datadetektor och därvid tolkar en nolla som en nolla och både plus och minus ett, som en etta, fås en signal aå , som i det visade exemplet enligt figuren _är en fasförskjuten version av den informationsbärande signalen an på sändarsidan.

Ur figur 3 framgår också tydligt hur såväl en frekvens som en fasavvikelse från korrekta värden för signalen dn skulle ge ett annat utseende för signalen aå och därmed introducera datafel i överföringen.

Om vidare i mottagaren demoduleringen av den överförda signalen SUF) sker med ett fasfel 'P kan det visas med de tidigare använda beteckningarna ett det återvunna beebendet r(t, f) efter fintrering kan skrivas r(t, f ) = f(t) . tes f + in) . sin? Av detta matematiska skrivsätt framgår alltså klart att demoduleringen måste vara koherent, dvs. demoduleringsbärvågen måste :Eassyilkroniseras ( “P = O) med modulationsbärvågen för att en odistorderad basbandssignal f(t) skall återskapas. Icke koherent demodulering får givetvis konsekvenser för utseendet av den detekterade datasignalen al: ooh introducerar också datafel i överföringen.

Det borde emellertid finnas, som man kanske kan sluta sig till redan efter en relativt ytlig analys av problemet, ett samband mellan samplingsfas Ä och demodulationsfasfel ~P , vilket ger optimal detektering dvs. en åter- vunnen datasignal al; med lägsta felfrekvenm- I en artikel i TRïl-:NSAC- '7810735-6 10 15 20 25 30 TIONS ON COMMUNICATIÛNS, FEBRUARI 1975 s.259-265. "THE EFFECTS OF EQUALI- ZATIDN, TIMING AND CARRIER PHASE ON EYE PATTERNS OF CLASS-l: PARTIAL-RESPON- SE DATA SIGNALS" har det påvisats att ett sådant samband existerar för sanzhörande värden på variablerna Y och Å inom vissa givna gränser. Man kan definiera ett fasplan med variablerna “P och Ö längs axlarna i ett rätvink- ligt koordinatsystem. De värden på variablerna “f och Å för vilka ett saxuband enligt ovan kan härledas bildar ett område 91 i fasplanet. Resten' av fasplanet kan betecknas 92. För området 91 har i ovanstående referens sambandet härletts till *P a JT, OPT där J är samplingsfasen och 70 är demo- dulationsfasfelet.

Under förutsättning att man vid synkroniseringsförfarandet fasmässigt ham- nar :i. område 91 gäller det således att konvergera mot tillståndet 'F=Ä = O under beaktande av nyssnämnda samband. Skulle man i initialskedet hamna i området 92 måste tillståndet först på lämpligt sätt överföras till området 91 innan förfarandet enligt ovan tillämpas.

I figur 5 visas den på mottagarsidan demodulerade basbandssignalen r(t, f' ), jårnte samplingssignalen Kl för den efterföljande detekteringen. Samplings- tidpunkterna fastställes av positiv flank i signalen Kl, vilken har period- tiden T och fasen J . Mottagarens fastillstånd f, d' antages ligga i område 91 enligt ovan. Fasläget för en nollgenomgång i signalen r(t, f) i tidsintervallet (nwâ, - T har -betecknats med 51. Det kan då visas att om a' . a_' . a' = 1 vid m-1 m+1 m felfri detektering' så komer 61 att hamna i fasintervallet i E”. 77' < 61 < 17 Vidare kan det visas att den statistiska fördelningen för J 1 med slump.. mässig datasekvens är sådan att sannolikheten Pmb P1 < 3% = Prob {J1 > 24%? = I: A 17' med vanliga matematiska beteckningar. Värdet J1=J M = ä; bildar således median. 10 15 20 25 S0 781073576 Det optimala detekteringsfasläget JOPT för ett givet värde på iasielet *P i område 91 har emellertid enligt ovan också kunnat härledas till just värdet 2 *P- . Om man således sorterar ut nollgenomgângar enligt ovan dvs. fl' ' mellan två ettor i den återvunna signalen ur den demodulerade basbands- signalen och reglerar samplingsögonblicken mot tidpunkten för dessa ut- .sorterade nollgenomgångar så- kommer man automatiskt av statistiska skäl . . . .. _ 2 f' att hanma 1 det optimala samplingslaget JOPT - JM - n. .

Två för synkroniseringen, dvs. konvergeringen av mottagaren mot fastill- ståndet 'P=¿' = O, användbara styrsignaler Di, D2 bildas nu i det (m+1):e bitintervallet enligt DI = 1 om aåhl-a: . aåfl = 1 och' d1 D1 = 0 för övrigt D2=1 om a' .a-r.a' =1ochJ1>J m-1 m m+1 D2 = 0 för övrigt där ö' är detektorn-ns axkänningsögonblick, dvs. bittaktens :Easläge, och J 1 liksom tidigare är fasläget för den utsorterade nollgenomgången i signalen r(t, ~P ).

En etta i signalen D1 bringas nu att minska :fiasläget J för samplingssig- nalen K1 med ett irkrement öka motiverande fasläge lika mycket. Ett jämviktsläge nås då i genomsnitt AJ medan en etta i signalen D2 bringas att lika många ettor uppträder i de båda signalerna D1 och D2 per tidsenhet varvid samplingssignalens Kl fas erhåller ett värde Ö = -gïrtg som enligt ovan medger en optimal detektering för ett givet värde på fasfelet 'P .

För att nedbringa :Easfelet 'P till i närheten av "P = 0, varvid samplings- fasen J också går mot noll enligt ovan, kan man bilda två ytterligare styrsignaler G2 och CS under utnyttjande av nollgenomgångar för vilka gäller att “ål-z ' “in ° ä ' “du = 1 dvs. nollgenomgångar vid teckensekvensen 1 1 0 1 i signalen aå. Om man lägger till villkoret att signalen r(t, *P ) inte får ha. skiftet tecken i tidsintervallet mellan detekteringen, som givit värdena 7810735-6' 10 15 20 25 “Ål-z Tecken-(zflm 1), så kan man visa visa att :för nollgenomgången vid fasen Ål och alihl, ett villkor som vi här betecknar med Tecken (aäb2) = gäller ._?7_'-,Ão och É-fif-f-æ J1< -íïl- för 1°< o signeiernn 02 och cl; bilens nu i det (nu) = e ibitintervallet enligt c2=1 nmaåhrnåhfš .n¿+1=1nnh 6146 och Tecken (a¿1_2) = Tecken (aàbl) G2 = Û för övrigt 'C3=1 oma¿1_2 . aàhi .zgl-.aå+l=loch J1>J och Tecken (aàka) = Tecken (an'1_1) G3 = 0 för övrigt med samma beteckningar som tidigare. I En etta. i signalen C2 bringas att öka fasen 'P med ett inkrement -NP medan en etta i signalen G3 bringas att minska :Basen med like. mycket. Ett jämviktsläge erhålles således när faserna “P och d' båda är i stort sett lika med noll, varvid såväl optimal demodulering som optimal detektering erhållits, dvs. mottagaren insynkroniserats.

Skulle vid synkroniseringsförloppets början mottagarens fastillstånd (7,5 ) ligga i det tidigare nämnda området 02 gäller det, således att dels upp.. täcka detta dels snabbt föra över mottagaren i ett fastillstånd i område 91 där den nyss beskrivna konvergeringsmetoden kan utnyttjas.

I område 02 finns, som tidigare nämnts, inget stabilt inlåsningsläge och ingen konvergeringsalgoritm för läsningen. Detta medför att sannolikheten för brott mot partial-response signalens inneboende kodrestriktion ökar kraftigt, vilket förhållande således kan användas, som indikation på att fastillståndet ligger i område 02. För att detektera sådana brott mot kod- 10 15 20 25 - i f " ëàiiovzšï-És i i rastriktionen jåhnföres den demodulerade signnlens r(t, “P ) sxnnplinlgsvâirrierz mot två nivåer symmetrislct. belägna kring en nollnivå och då biníiro signa- ler A1 och A2 bildas. Om i avkäxmingsögonbliclcet signalen r(t, “P ) är större än den positiva nivån är signalen A1 lika med ett, annars lika med noll, i det följande bitintervallet. På motsvarande sätt än signalen A2 lika med ett då signalen r(t, f ) i avkänningsögonblicket är mindre än den verkliga negativa nivåmannars lika med noll i det följande bitinter- vallet.

Med utgångspunkt från dessa signaler .A1 och A2 kan man nu bilda en styr- signal Dj i det m:te tidsintervallet sådan att (n3)m = (Anm . (Du)m_2 + (A2)m . (nuínhz där den binära hjälpsignalen D11 bildas enligt (nlgm = (A1)m + (A2)m . (n4)m_2 Med beteckningarna (A1)m , (A2)m osv -avses värdet av den binära signalen A1, A2 osv. i detrnzte tidsintervallet (m + J ) T < t < (m + 1 + J) T med tidigare använda beteckningar.

Styrsignalen DS blir enligt ovan lika med ett i detekteringsintervallet om ett brott mot Partial-Response restriktionen inträffat och noll för övrigt.

Styrsignalen kan således användas såväl till att korrigera fasläget f” hos den återskapade demoduleringsbärvågen, som till att korrigera bittak- tens fasläge J .

Om korrigeringen hela tiden sker med samma tecken, dvs. man ökar exempel- vis hela tiden fasläget och dessutom bärvågens fasreglering göres snabbare än bittaktens, kommer olika faskombinationer *P , J snabbt att genomsökas . tills felpulserna i signalen DB upphör, vilket indikerar att fastillstån- det ( “P ,¿ ) hamnat i området 01, vilket ju var avsikten. I detta område finns ju enligt ovan en konvergeringsalgoritm och systemet låser således in mot fastillståndet “P lika med J lika med noll.

'Bk l 7810735-6 5 10 15 20 r'- ß 25 30 10 Figur I: visar som nämnts en mottagare i vilken uppfinningens princip användes. Enheterna 8, 9 och 10 enligt figur 1 kan i figur 1; identifieras som demodulatorn DM, datadetektorn DT och datasänlcan DS respektiva-De övriga enheterna enligt figur li samverkar enligt uppfinningens idé till en inreglering av korrekt demodulationsfas ( “f= 0) samtidigt som basbands- signalen r(t,*P) hela tiden samples i optimal fas Ja", Till demodulatorns DM ingång inkommer således från linjen 7 det överförda sidbandet S(t) med den adderade pilottonen med frekvensen 100 kHz. Samma signal påföres också en digital faslåst slinga CR, vilken låser på pilot- frekvensen och på. sin utgång avger en binär signal C1 med frekvensen 100 kHz 0311 ett godtyckligt fast fasläge. Signalen C1 påföres i sin tur en faskorrigeringslcrets FK ingång, vilken faslcorrigeringslcrets i beroende av signalerna på tre styringångar via sin utgång ansluten till demodulatorns DM bärvågsingång avger en bärvågssignal Cl; med ett efter anordningens insvängningsförlopp optimalt fasläge.

Demodulatorn avger således på sin utgång basbandssignalen r(t, *P ) enligt ovan, vilken således i varje tidsögonblick är en funktion av demodulations- bärvågens fasavvikelse 'f från optimalt värde.

I en datadetektor DT ansluten till demodulatorns utgång avkodas sedan bas- bandssignalen i avsikt att återskapa den ursprungliga, från sänder-sidan utsända datasignalen an. Egenskaperna hos basbandssignalen har ovan visats vara. sådana att en avkodning i och för sig skulle kunna tillgå så att hasbandssignalen först likriktades och därefter samplades och jämfördes mot en fast nivå. Av speciella skäl, vilka framgår av vad som ovan nämnts, användes i det visade exemplet emellertid en datadetelctor i vilken bas- bandssígnalen inte först likriktas. Detta medför att samplingsvärdena mås- te jämföras mot två nivåer Li och L2, syzmnetriskt belägna kring nollnivån.

Dessa detekteringsnivåer erhålles enligt känd teknik ur signalenergin eller signalamplituden i basbandssignalen r(t, 'P ), vilken är ansluten till ingången på en nivåkrets AD. Nämnda nivåkrets har två. utgångar anslutna till detektorn, en för vardera nivån L1 respektive L2.

Den för detekteringen nödvändiga samplingssigzxalen Kl bildas på mottagar- sidun ullder utnyttjande av tuktinfozmatioxl i den överförda basbandssigna- len. Sådan taktinfomntiolx finns bLa. i_ busbandssignulcns nollgenomgângar, ßp. “sum- 10 15 20 25 30 35 7810735-6 11 vilka därför detekteras i en nollgenomgängsdetelctor ND, som på sin utgång avger en kortvarig puls varje gång basbandssignalen r(t, f ) ändrar pola- ritet.

Om vi för ett ögonblick antar att samplingssignalen Kl återskapats med det utseende, som visas i figur 5 och i datadetelctorn DT sampler basbands- signalen r(t, f) enligt sanna figur och vidare jämför samlingsvärdet mot de två i basbandssignalen inritade nivåerna L1 och L2, fås på detektorns utgång signalerna A1 och A2. Samplingstidpunkten fastställes därvid av positivt gående flank hos samplingssignalen eller den s.k. bittakten Kl.

Om i avkänningsögonblicket signalen r(t, ~P ) är större än nivån Li är signalen A1 lika med ett, annars lika med noll, i det följande bitinter- vallet. På motsvarande sätt är signalen A2 lika med ett då signalen r(t, f) i avkänningsögonblicket är mindre än nivån L2, annars lika. med noll i det följande bitintervallet såsom tidigare beskrivits. Summeras sedan dessa båda signaler A1 och A2 i en EllJšR-krets S fås den detekterade date- signalen A3, enligt figur 6, vilken i ett störningsfritt överföringssystcm utgör en fördröjd version av den utsända signalen an och tidigare fått beteckningen så. Signalen A3 lika med så är i figur lr ansluten till data- sänkan DS.

Nu är, som tidigare visats, nollgenomgångar av vissa kategorier speciellt intressanta då det gäller att bilda styrsignaler till dels iaskorrigerings- kretsen FK enligt ovan dels en digital styrd oscillatoi' TK för samplinga- signalerx Kl. För att utsortera de intressanta nollgenomgärxgurxxa .finns en sorteringskrets SD med ett antal in- och utgångar anordnad. Denna sorte- ringskrets är mera i detalj visad i figur 5.

Utgångssignalen Bl från nollgenomgångsdetektorn ND, vilken också visas i figur 6, påföres en fasdetektors FD ena ingång medan bittakten Kl med den momentana fasen påföres detektorns andra ingång. Detektorn FD avger två binära utgångssignaler B2 och H5. Då en detekterad polaritetsväxling i bas- bandssignalen r(t, 7° ) inträffar i ett tidsintervall då bittaktssignalen K1 är lika med ett dvs. med tidigare använda beteckningar då fasen tf 1 är större än fasen J , “blir utsignalen BS lika med ett. På motsvarande sätt blir utsignalen H2 lika med ett om en puls i signalen B1 inträffar då sig- :nxlen Kl är lika med noll dvs. då fasen Ö l. är mindre än fasen J .

Båda utsignalerna B2 och BB nollställes av negativa flanker i signalen Kl, '7810735-6 10 15 20 .25 12 dvs. vid tidpunkterna t = (m + d' + T.

Signaler-na B2 och BB är i sorteringslcretsen SD respektive anslutna till ett klockat enbitsregister REG 3 resp. REG 11. Dessa. register lclockas av negativa flanker i bittaktsignalen Kl, vilken i sorteringskretsen via en inverterare I är ansluten till registrens klockingångar.

Till sorteringskretsen SD enligt figur 5 är också den detekterade datasig- nalen A3 lika med -aå ansluten på så sätt att den matas in i ett tre bitars skiftregister REGI. Detta registers två första bitar, vilka således inne- håller de två senast inklockade signalvärdena., jämte det momentana värdet på signalen A3 sammanföres i en OCH-krets E så att denna ger en etta i sin utsignal A11 då. bitsekvensen ett-noll-ett detekterats dvs.

(An m = (Anm_2 - (Anm - (Anm Detta är ju enligt ovan just en sådan nollgenomgång man önskar utsortera.

Utsignalen H4 från registret REGS sammanföres med signalen A4 i en OCH- krets F med utsignalen D1. Då således en negativ flank i bittaktsignalen K1 klockar in signalen H2 lika med 1 i registret REGS och därvid gör ut- signalen B11 lika med 1 innebär detta att det under det föregående bitinter- vallats andra halvperiod har detekterats en nollgenomgâng i basbandssigna- len r(t, ”f ).

Denna nollgenomgång är tydligen densamma som givit upphov till den regi- strerade noll-biten i registrets REG 1 :första bitposition.

När signalerna Bl; och Al: enligt ovan samtidigt är lika med ett blir utsig- nalen Dl från OCH-kretsen I" följaktligen lika med ett. Med de ovan givna förutsättningarna ligger således den aktuella positiva bittaktflaldcen fas- mässigt efter den detekterade nollgenomgången (jämför 't.ex. nmrkeringarna R, S, T i fig. 6). Fasskillnaden är dessutom mindre än 1800 varför en in- justering. av bittaktfasen till nollgenomgången, med minsta ändring i bit- frekvensen, åstadkommas med en ökning av signalens Kl manen-bana frekvens.

Signalen D1 utgör en av utgångssignalerna från sorteringskretsen SD och är ansluten till ena styringången på nämnda digitala styrda oseillator TK.

- En etta i signalen D1 ökar därvid frekvensen hos osoillatorn, vilken med 5 10 f~ .15 20 ø »\ 25 30 55. _ -w-n-w- --- f »- 7810735-6 13 sin utgång är ansluten till bl.n. detektorns DT samplingsingäng, och minskar därvid fasskillnaden mellan positiv flank i sanmlingssignalen och detekterad nollgenomgång då denna är av den ovan beskrivna utsorterade kategorin.

På motsvarande sätt kan en negativ flank i signalen K1 klocka in signalen B3 lika med ett i registret REGà varvid dess utgångssignal B5 blir lika med ett. När så sker innebär detta att det under den föregående halvperio- den i bittaktsignalen Kl har detekterats en nollgenomgång i signalen r(t,f ) men denna gång med ett iasläge relativt den positiva flanken i signalen Kl sådant att den snabbaste justeringen åstadkommes genom en minskning av den momentana frekvensen för signalen K1. På samma sätt som tidigare sammanföres därför signalerna A4 och B5 i en OCH-krets G med en utsignal D2, som således på motsvarande sätt som signalen Dl får påverka oscillatorn TK men i detta fall på en styringång där en etta åstadkommer en_minskning i den utgående signalens K1 momentana frekvens. Så långt systemet ovan är beskrivet åstadkommer det tydligen den eftersträvade injusteringen av samplingsfasen mot ett optimalt läge med det förutsatta demodulationsfasfelet 'f . Givetvis måste också fastillståndet ( 19, J ) antagas ligga i det tidigare nämnda området 01.

Enligt den beskrivna metoden skall regleringen av demodulationsfasen base- ra sig på utsorterade nollgenomgångar vid teekensekvensen 1101 i signalen nå. Gm således registret REG1 enligt fig. 5 innehåller bitarna 110, nämnda i den ordning de inskiftats, och nästa bit i signalen A5 är en etta så kommer som tidigare signalen Aä att vara lika med ett men också utsignalen från OCH-kretsen H, vilken på sine två ingångar matas med signalen A4 och utgången från registrets HEG1 första bitposition.

Enligt metoden skulle ett ytterligare kriterium läggas på den utsorterade nollgenomgången, nämligen att signalen r(t, f ) inte skulle få ha skiftet tecken i tidsintervallet mellan de två detekteringarna,'som givit de två först inskiftade värdena (två ettor) i registret REG1. Att detta kriteri- um uppfylles kan testas med hjälp av en av de två signalerna A1 och A2 på utgången från detektorn DT. I det visade exemplet har man valt signalen A1, vilken likaså skiftas in i ett trebitars skiftregister REG2. _En EXKLUSIV-ELLER krets N med inverterad utgång avkänner de två första bitar- nu i registret REG2 och ger således en etta på sin utgång då nämnda ka). " 7810735-6 10 111 kriterium är uppfyllt. En hjälpsignal A5 bildas nu med en OCH-krets M, vars tvâ ingångar är anslutna till utgångarna på kretsarna H och N. Därvid gäller upfienbarligen att (A5)m+1 = (Awnwl ' (Ayn-Q ' [(A1)m-2 0 (AÜm-l J Infomation om flm .sålunda utsorterade nollgenomgångens inträffande i för- 0 hållande till den aktuella samplingssignalens fas fås liksom tidigare ur signalerna Blæ och B5, och med hjälp av två ytterligare OCH-kretsar P och Q kan nu tvâ styrsignaler G2 och CS bildas enligt C2 = A5 . Bl; och C3=A5 -. BS Signalerna G2, ooh G3 är anslutna till två av faskorrixzeringskretsens FK styr-ingångar och åstadkommer, som tidigare nämnts, vid en etta i _ respektive signal en positiv respektive en negativ justering av 15 20 25 fasen för demodulationsbärvågen C11, och ett jämviktsläge erhålles enligt OVQD..

En anordning enligt ovan löser således det uppställda problemet med fas- synkroniseringen och har därvid de fördelar, som angivits, allt under förutsättning att fastillståndet ( “P, d' ) vid synkroniseringens början ligger i det ovan definierade området _91.

Skulle så icke vara fallet anvisar den ovan beskrivna metoden en lösning även på detta problem. Härigenom expanderas inlåsningsomrädct till att omfatta alla fustillstårnd (f, J ).

I mottagaren enligt figur 11 är en feldetektor ED anordnad att på sina tre ingångar mottaga signalerna Al, A2 och Kl. Utsignalen DE, som bildats ur dessa signaler så. som ovan angivits, indikerar således med en etta att ett brott mot Partial-Response signalens kodrestriktion detekterats. Signalen tillföras den tredjeflstyringången på respektive krets TK och FK och åstad- kommer i dessa kretsar de signalförâindringar som ovan angivits, varvid fas- tillståndet snabbt överföras till område 01.

Claims (3)

1. 0 15 20 25 W, '7810735-6 Ü PATBNTKRAV 1) Förfarande för fassylllsroniserirxg i ett synkront datatransmissionssys- tem, vilket från en sändare till en mottagare medelst en enkelt sidband amplitudmodulerad bärvåg av en första frekvens överför ett binärt pulståg av en andra frekvens, varvid den modulerande signalen, som härletts ur det binära pulståget, utgöres av superponerade pulser av s.k. bartial Response klass 4 typ och den överförda signalen i mottagaren först demodu- leras till basbandsnivå med hjälp av en från sändaren överförd och i mot- tagaren återskapad bärvâgs- eller pilotsignal av nämnda första frekvens, och därefter detekteras med hjälp av en i mottagaren ur nollgenomgångar i den överförda basbandssignalen återskapad taktsignal av nämnda andra frekvens, k ä n n e t e c k n a t därav, att det omfattar följande steg, A. Ur följden av nollgenomgångar i den överförda basbandsignalen utsorte- ras en första kategori sådana, som är relaterade till teckenföljden 101 i det överförda binära pulståget vid felfri detektering, B. För varje sådan nollgenomgång i den överförda basbandsignalen avgöras om nollgenomgången i ett första fall ligger fasmässígt före eller i ett andra fall efter ett närmaste, periodiskt återkomande, samplingsögon- blick definierat av nämnda taktsignal, C. Varje sådant avgörande bringas att påverka fasen hos den återskapade taktsignalen med ett fasinkrement av en given konstant storlek och med ett sådant tecken i respektive fall att fasskillnaden mellan nollgenom- gångar av det utsorterade slaget och nämnda samplingsögonbliok succes- sivt minskas.

2. ) Förfarande enligt patentkrav 1, k ä n n e t e e k n a t därav, att det omfattar följande steg, A. Ur följden av nollgenomgângar i den överförda basbandssignalen utsorte- 'ras en andra kategori sådana, som är relaterade till teckenföljden 1101 i det överförda binära pulståget vid felfri detektering och för vilka gäller att basbandssignalen inte skiftet tecken i tidsintervallet mellan de detekteringar, som givit upphov till de första ettorna i nämnda teckenföljd, B. För varje nollgenomgång tillhörande nämnda andra kategori avgöres om nollgenomgången i ett första fall ligger fasmässigt före eller i ett 7810735-6 10 15 20 25 35 16 andra fall efter ett närmaste, periodislit återkommande somplingsögon- blick definierat av nämnda taktsignal, C. Varje sådant avgörande bringas att påverka fasen hos den återskapade bärvågssignalen med ett fasinlcrement av en given lconstaxnt storlek och med ett sådant tecken i respektive fall att bärvâgssignalezxs fas bringas i att konvergera och slutligen låsa i ett optimalt demodulationsfasläge.

3. ) Förfarande enligt patentkrav 1 eller 2, k ä n n e t e c k n a t därav, att det omfattar följande steg, A. Utgående från vid detekteringen fastställda signalnívâer i basbands- signalen avgöres om ett brott mot den modulerande signalens inneboende kodrestriktion föreligger, B. Varje positivt utfall i .serien av sådana avgöranden bringas att påverka fasen hos såväl den återskapade bärvågssignalen som den återskapade takt- signalen med inkrement med samma tecken. 11) Anordning för fassyrflcronisering i ett synkront datatransnlissionssystem, vilket system innefattar en sändare och en mottagare för överföring av Partial-Response klass f: enkelt sidband amplitudmodulerad bärvåg och vars mottagare innefattar en med en bärvågsingång försedd demodulator ansluten till en med en taktsignalingång försedd datadetektor, vilken anordning inne- fattar en till demodulatorns bärvågsingång ansluten bärvågsregenerator jämte en till detektorns taktsignalingång ansluten taktregenerator k ä n n e - t e c k n a d slinga innefattande en digital styrd oscillator med minst två styrin- därav, att taktregeneratorn består av en digital faslåst gångar och en utgång, och en fasdetektor med två ingångar och två ut- gångar, vilka på i och för sig känt sätt i beroende av den inbördes fas- skillnaden mellan signalerna på fasdetektorns ingångar är anordnade att ange styr-information till nämnda två av oscillatorns styringångar, att fasdetek- torns ena ingång är ansluten till oscillatornn utgång och dess andra ingång via en nivågenomgångsdetektor är ansluten till demodulatorns utgång, att fasdetektorns respektive utgångar är anslutna till nämnda två av oscillatorns- sryringångar via en med minst tre ingångar och minst två ut- gångar försedd sorteringskrets (SD), vilken dessutom via. en av nämnda ingångar är ansluten till datadetelctorns utgång och är anordnad att utsor- tera och till oscillatorn genomsläppa endast sådan styrinfomation, vilken är relaterad till detekterade nivâgenomgångar av en på förhand bestämd första . _-~.. .. . - çffif' kategori . 5 ~ f~ 10 f* 15 20 f* f* ._.---....-..... _... , . - 7810735-6 17 5) Anordning enligt patentkrav 4, k ä'n n e t e c k n a d därav att bärvågsgeneratorn innefattar en digital faslåst slinga av i och för sig känt slag med sin börvärdesingång ansluten till demodulatorns ingång för att ur den överförda signalen utfiltrera den överförda bärvågen, med sin _ utgång ansluten till demodulatorns bärvågsingång via en från två ytter- ligare utgångar på nämnda sorteringskrets (SD) styrd faskorrigeringskrets (FK), varvid sorteringskretsen är anordnad att utsortera och till fas- korrigeringskretsen genomsläppa endast sådan styrinformation, vilken är relaterad till detekterade nivågenomgångar av en på förhand bestämd andra kategori. 6) Anordning enligt patentkrav 5, k ä n n e t e c k n a d därav, att den innefattar en med tre ingångar och en utgång försedd feldetektor (ED), vars ena ingång är ansluten till oscillatorns (TK) utgång och vars tvâ övriga ingångar är anslutna till två utgångar på nämnda datadetektor, att feldetektorns utgång är ansluten till en ytterligare styringâng på vardera oscillatorn (TK) och faskorrigoringskretsen (FK) och att feldetektorn är anordnad att utgående från ingångssignalernas information detektera brott mot Partial Response signalens inneboende kodrestriktion och då sådant brott föreligger med sin utgångssignal initiera addition av ett relativt stort fasinkrement i oscillatorn (TK) respektive korrigeringskretsen (FK). vhflmsiïïun .v -neu-wJ-fßvfr- -fa