NO149160B - Fremgangsmaate for fasesynkronisering i et synkront datatransmisjonssystem og anordning for utfoerelse av fremgangsmaaten - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en fremgangsmåte og en anordning for fasesynkronisering i et synkront datatransmisjonssystem, hvilket fra en sender til en mottager ved hjelp av en amplitudemodulert bærebølge overfører et binært pulstog. Modulasjonen er nærmere bestemt av såkalt enkelt sidebåndstype (SSBAM) (Single Side Band Amplitude Modulation) og det modulerende signalet, som er utledet av inngansdatastrømmen utgjøres av superponerte pulser av såkalt Partial Response klasse IV type.

For høyhastighetsoverføring av data over båndbegrensete kanaler anvendes ofte ovenfornevnte type av modulasjon (CCITT Rekom-mendation V.36,.Dok. APVI Nr. 44 1976, s. 139-147). Den momentane signala mplituden i det modulerende signalet ifølge det ovenstående inneholder bidrag fra flere kodede inngangsdatabiter og omvendt strekker det seg altså en Partial Response puls ut over flere perioder av inngangsdatasignalet. Partial Response konseptet finnes nærmere beskrevet i bl.a. amerikansk patent-skrift 3.388.330.

For at det binære datasignalet skal kunne gjenskapes korrekt på mottagersiden må informasjon om såvel bærebølgefrekvens og bære-bølgefase som bittakt og bitfase være tilgjengelig i mottageren.

Ettersom gjenskapningen^på mottagersiden av bærebølgefrek-vensen og bittakt i alminnelighet ikke byr på noen problem, kan en optimal regulering av bærebølge- og bitfase på den andre siden innebære større vanskeligheter. Fasefeil på noen få grader kan nemlig medføre kraftig distorsjdn med påfølgende datatap.

Bærebølgefrekvensen gjenskapes vanligvis fra en overført pilottone via smalbandet filtrering, men det er ofte umulig å ta frem anvendbar informasjon om sendersidens bærebølgefase fra den overførte pilottonen på grunn av fasedistorsjon i overførings-kanalen. Når det gjelder bittakten kan denne tas frem via en nullgjennomgangsdetektering av det demodulerte signalet, også

for det tilfellet at demoduleringen skjer i feilaktig fase.

Det er tidligere kjent en metode til direkte fra det overførte demodulerte signalets symmetriegenskaper å utlede et reguleringssignal for bit- og bærebølgefåsene. (Ein Verfahren zur Daten-ubertragung auf Primargruppenverbindungen NTZ 29, 1976 H.6

s. 449-452). Metoden medfører en komplisert analog signalbe-handling og er dessuten avhengig av at det overførte binære data-"signalet inneholder i middeltall like mange enere som nuller. Videre kreves en middelverdidannelse av feilsignalet over

et stort antall databiter, hvilket medfører lange synkroniserings-tider.

Det er videre kjent en metode, hvilken i system med adaptive ut-jevnere av transversal type, utnytter utjevnerens innstillinger, for generering av et reguleringssignal for bit- og bærebølgefåsene (IEEE Transactions on Communication, sept. 1975, s. 976-979). Denne metoden egner seg vel for overføringssystem der kanalut-jevning med adaptiv utjevner kreves, med blir komplisert og kost-bar der dette ikke er tilfellet.

Det tekniske problemet, som den foreliggende oppfinnelsen tilsik-ter å løse ligger i å tilveiebringe fasesynkronisme ved detektering av datasignaler av det ovenfor nevnte slaget.

Den anviste løsningen utnytter visse utsorterte nullgjennomganger i det etter demoduleringen på mottagersiden oppnådde basisbåndsignalet for å skape hensiktsmessige reguleringssignaler for fase-korrigeringen. Ytterligere kjennetegn for oppfinnelsen fremgår av de kjennetegnede delene av vedlagte patentkrav.

Fordelene ved den anviste løsningen er blant annet et meget hurtig innfasningsforløp og stort innfangningsområde uten utnyttende av noe spesielt startforløp eller lignende og mulighet til en reali-sering helt i digital teknikk.

Oppfinnelsen kommer i det følgende til å beskrives nærmere ved hjelp av et utføringseksempel i tilslutning til de vedlagte tegninger på hvilke : Fig. 1 viser et blokkskjema over et transmisjonssystem ved hvilket oppfinnelsen utnyttes ,

Fig. 2 viser en såkalt Partial Response puls,

Fig. 3 viser samhørende størrelser på noen signaler i systemet, Fig. 4 viser en mottager i hvilken oppfinnelsens prinsipp utnyttes , Fig. 5 viser en sorteringskrets inngående i mottageren ifølge fig. 4 og Fig. 6 viser samhørende størrelser på noen signaler på systemets mottagerside.

Det nedenfor beskrevne utføringseksemplet vedrører en synkron-dataoverføring (64 kb/s) på en 12-gruppes forbindelse i et bære-frekvenssystem. CCITT har for en slik overføring anbefalt den ovenfornevnte modulasjonen, dvs. SSBAM-PR IV (Single Side Band Amplitude Modulation - Partial Response klasse IV).

Figur 1 viser i sterkt forenklet form, et blokkskjema over et transmisjonssystem for en slik overføring. Fra en datakilde 1 sendes ut et binært pulstog an, hvilket altså ønskes overført til mottagersiden. En forkoder 2 behandler dette pulstoget an slik at et resulterende binært pulstog bn, dvs. forkoderens utsignal får korrelative egenskaper. Dette innebærer at signalets bn størrelse i hvert pulsøyeblikk er en funksjon ikke utelukkende av signalets an samtidige størrelse uten også av en tidligere størrelse på signalet bn-

I eksemplet gjelder b =a © b „, dvs. størrelsen på signalet bn

c 3 n n ^ n-2 n

i hvert tidspunkt er en modulo -2 sum av den samtidige stør-relsen på signalet an og signalets bn størrelse to tidsperioder tidligere.

Denne forkoding påvirker ikke basisbåndssignalets spektrum men gir store fordeler ved detektering på mottagersiden, som det nedenfor skal vises.

Signalet bn tilføres en pulsformer 3, hvilken ifølge Partial

Response konseptet for hver ener i signalet fc>n sender ut en såkalt Partial Response puls, hvis utseende fremgår av figur 2.

En enkel slik puls g (t) har som synes en varighet som strekker seg over flere perioder T i datasignalet a^. Signalets g(t) tidsfunksjon kan skrives

hvor ;p betegner datahastigheten.

Pulsformerens 3 utsignal f(t), hvilket er sendersidens basisbåndssignal, består således av summen av et antall slike pulser g(t) tidsforskjøvne nT n=l,2,.... i forholdet til hverandre. Signalet f(t) kan således skrives som en sum

hvor b n er lik med null eller en ifølge det ovenstående,

Signalet f(t) får i en SSB-modulator 4 modulere en til modulatoren fra en bærebølgekilde 5 tilført bærebølge med frekvensen 2<*>[f—'

i eksemplet lik med 100kHz, idet det nedre sidebåndet S(t) utnyttes. Signalet S ("t) kan nå skrives

hvor f(t) er basisbåndssignalets Hilberttransform.

Før det nedre sidebåndssignalet S (t); ifølge den ovenstående overføres til mottagersiden på linjen 7 adderes dessuten fra en pilottone-kilde 6 et signal cos ujQt. med vilkårlig fast fasestilling. Mottagersidens funksjon og oppbyggning er også skjematisk frem-stilt i figur 1. En demodulator 8 demodulerer det overførte signalet ved hjelp av den på sendersiden påførte og på mottagersiden utfiltrerte pilottone med vinkel f rekvensen(|>c • Det således oppnådde basisbåndssignalet påføres en datadetektor 9, hvilken på sin utgang avgir et signal a'n/ som således i så høy grad som mulig skal etterligne signalet an på sendersiden. Signalet a'n tilføres en datasenk 10 (data sink) .

I figur 3 vises samhørende størrelser på noen signaler i systemet. Signalet an er som tidligere nevnt det informasjonsbærende signalet, som ønskes overført, og signalet bn signalet på forkoderens utgang. For å illustrere hvordan basisbåndssignalet f(t) dannes på sendersiden er det i signalet n.g vist en forenklet partial-respons-puls for hver ener i signalet bn- Summeres disse pulser med sine respektive tidsforskyvninger fås det tidligere nevnte trenivåsignalet f(t).

Om man forutsetter at demoduleringen skjer frekvens- og faseriktig på mottagersiden bør altså basisbåndssignalet f(t) gjenskapes. Signalet dn i figur 3 har til hensikt å illustrere et samplings-signal, hvis frekvens og fase gjenskapes i mottageren ved hjelp av informasjon det overførte basisbåndssignalet. Om man sampler det gjenvunne basisbåndssignalet f(t) med signalet dn i en datadetektor og derved tolker en null som en null og både pluss og minus en, som en ener, fås et signal a'n, som i det viste eksemplet ifølge figuren er en faseforskjøvet versjon av det informasjonsbærende signalet an på sendersiden.

Av figur 3 fremgår også tydelig hvordan såvel en frekvens som en faseavvikelse fra korrekte størrelser for signalet dn ville gi et annet utseende for signalet a' nog dermed introdusere datafeil i overføringen.

Om videre i mottageren demoduleringen av det overførte signalet S(t) skjer med en fasefeilj^ kan det vises med de tidligere anvendte betegnelser at det gjenvunne basisbåndet r(t,^T) etter filtrering kan skrives

Av denne matematiske skrivemåten fremgår altså klart at demoduleringen må være koherent, dvs. demoduleringsbærebølgen må fase-synkroniseres (/=0) med modulasjonsbærebølgen for at et ikke forvrengt basisbåndssignal f(t) skal gjenskapes. Ikke koherent demodulering får selvfølgelig konsekvenser for utseende av det detekterte datasignalet a' nog introduserer også datafeil i over-føringen.

Det burde imidlertid finnes, som man kanskje kan slutte seg til allerede etter en relativ overfladisk analyse av problemet, et samband mellom samplingsfase & og demodulasjonsfasefeil)^ , hvilket gir optimal detektering dvs. et gjenvunnet datasignal a<1> nmed laveste feilfrekvens. I en artikkel i IEEE TRANSACTIONS ON COM-MUNICATIONS, FEBRUARY 1975 s.259-265. "THE EFFECTS OF EQUALI-ZATION , TIMING AND CARRIER PHASE ON EYE PATTERNS OF CLASS-4

PARTIAL-RESPONSE DATA SIGNALS" er det blitt påvist at et slikt samband eksisterer for samhørende størrelser på variablene^ og

<$ innenfor visse grenser. Man kan definere et faseplan med variablene og (f langs aksene i et rettvinklet koordinatsystem. De størrelser på variablene fogSfor hvilke et samband ifølge det ovenstående kan utledes av danner et område -©1 i faseplanet. Resten av faseplanet kan betegnes -&2. For området -9-1

er i ovenstående referanse sambandet blitt utledet til• 6 OPT<=> J^ er ^ er samPlingsf asen og J^er demodulas jons-feilen.

Under forutsetning av at man ved synkroniseringsfremgangsmåten fasemessig havner i området 01 gjelder det således å konvergere mot tilstanden!^ = &= 0 under hensyntagen til nettopp nevnte samband. Skulle man i begynne 1 sesfasen havne i området -02 må tilstanden på hensiktsmessig måte overføres til området 01 før fremgangsmåten ifølge det ovenstående tilpasses.

I fig. 6 vises det på mottagersiden demodulerte basisbåndssignalet r(t,j^), foruten samplingssignalet Kl for den etterfølgende detekteringen. Samplingstidspunktene fastsettes av positiv flanke i signalet Kl, hvilke har periodetiden T og fasen <S". Mottagerens fasetilstand& antas å ligge i området 61 ifølge det ovenstående. Fasestillingen for en nullgjennomgang i signalet r(t,^) i tidsintervallet (m. + é- h) T < t <(n\ + J +^) T mellom to ener-størrrelser er blitt betegnet med & 1. Det kan nå vises at om a' , .a' .a' ,-,=1 ved feilfri detektering så kommer £ 1 til å

m-l m m+1

havne i faseintervallet

Videre kan det vises at den statistiske fordelingen for 6 1 med tilfeldig datasekvens er slik at sannsynligheten med vanlige matematiske betegninger. Størrelsen

danner således medi

Det optimale detekteringsfasestillingen(J0pT for en gitt størrelse på fasefeilenj^i området -©-1 har imidlertid ifølge det ovenfor-stående også kunnet utledes til bare størrelsen lT . Om man således sorterer ut nullgjennomganger ifølge det' ovenstående dvs. mellom to enere i det gjennvunne signalet fra den demodulerte basisbåndsignalet og regulerer samplingsøyeblikket mot tids-punktet for disse utsorterte nullgjennomganger så kommer man .au-tomatisk av statistiske grunner til å havne i den optimale sam-plingsstillingen ^0pT=4"M= Tj^T"-

To for synkroniseringen, dvs. konvergeringen av mottageren mot fasestillingen)^ = Æ =0, anvendbare styresignaler Dl, D2 dannes nå

i det (m+l)^te bitintervallet ifølge

Dl=l om a' -.."a"'" .,= 1 oa Sl

m-1 m+1

D1=0 for øvrig

D2=l om a1 ..a' .a1 ,-,=1 og £>1>0

m-l m m+1 J

D2=0 for øvrig

der & er detektorens avfølingsøyeblikk, dvs. bittaktens fasestilling, og&l liksom tidligere er fasestillingen for den utsorterte nullgjennomgangen i signalet r(t,^).

En ener i signalet Dl bringes nå til å minske fasestillingen St or samplingssignalet Kl med et inkrementmens en ener i signalet D2 bringes til å øke motiverende fasestilling like myé. En like-vektstilling nås nåri gjennomsnitt like mange enere opptrer i de to signalene Dl og D2 pr. tidsenhet/hvorved .samplingssignalets Kl fase ■ får en størrelse &=4j^—, som ifølge det ovenstående tillater en optimal detektering for en gitt størrelse på fasefeilen.

For å nedbringe fasefeilen * f til i nærheten av ^=0, hvorved samplingsfasen $ også går mot null ifølge det ovenstående, kan man danne to ytterligere styresignaler C2 og C3 under utnyttelse av nullgjennomganger for hvilke gjelder at

dvs. nullgjennomganger ved tegnsekvensen 110 1 i signalet a'n. Om man legger til vilkåret at signalet r(t,^) ikke får ha skiftet tegn i tidsintervallet mellom detekteringen, som har gitt stør-relsene a'm_2 og a' et vilkår som vi her betegner med tegn (a1 _)= tegn (a' _,), så kan man vise at for nullgjennomgangen ved fasen Q 1 gjelderSignalene C2 og C3 dannes nå i det (m+1/le bitintérvallet ifølge

C3 = 0 for øvrig

med samme betegnelser som tidligere.

En ener i signalet C2 bringes til å øke fasen ¥ med et inkrement A.f mens en ener i signalet C3 bringes til å minske fasen med like mye. En likevektsstilling oppnås således når fåsene ¥* oq& begge er i stort sett like med null, hvorved såvel optimal demodulering som optimal detektering er blitt oppnådd, dvs. mottageren er blitt innsynkronisert.

Skulle ved synkroniseringsforløpets begynnelse mottagerens fasetilstand ligge i det tidligere nevnte området 02 gjelder det således dels å oppdage dette;dels hurtig å føre mottageren over i en fasetilstand i området 61 der den nettopp beskrevne konver-geringsmetoden kan utnyttes.

I området 02 finnes, som tidligere nevnt, ingen stabil innlåsnings-stilling og ingen konvergeringsalgoritme for låsingen. Dette med-fører at sannsynligheten for brudd mot partial-response signalets inneboende koderestriksjon øker kraftig, hvilket forhold således kan anvendes, som indikasjon på at fasetilstanden ligger i området 62. For å detektere slike brudd mot koderestriksjonen sammenlignes det demodulerte signalets r(t,j^) samplingsstørrelsen mot to nivåer symmetrisk beliggende omkring et nullnivå og når bi-

nære signaler Al og A2 dannes. Om i avfølingsøyeblikket signalet r(t, ^) er større enn det positive nivået er signalet Al lik med en, ellers lik med null, i det følgende bitintervallet. P;å tilsvarende måte .er signalet A2 lik med en når signalet r(t,J^) i avfølingsøyeblikket er mindre enn det virkelige negative nivået, ellers lik med null i det følgende bitintervallet.

Med utgangspunkt fra disse signaler Al og A2 kan man nå danne et styresignal D3 i det m'te tidsintervallet slik at

der det binære hjelpesignalet D4 dannes ifølge

Med betegnelsene (Al) m , (A2) osv. tilsiJctesstørrelsen av det bi-m m

nære signalet Al, A2 osv. i det m'te tidsintervallet

(m +&) T<t<^ (m + 1 + S) T med tidligere anvendte betegnelser.

Styresignalet D3 blir ifølge det ovenstående lik med en i detekteringsintervallet om et brudd mot Partial-Response restriksjo-nen har intruffet og null for øvrig. Styresignalet kan således anvendes såvel til å korrigere fasestillingen^hos den gjenskapte demoduleringsbærebølgen, som til å korrigere bittaktens fasestilling£ .

Om korrigeringen hele tiden skjer med tegn, dvs. man øker eksém-pelvis hele tiden fasestillingen og dessuten bærebølgens fase-regulering gjøres hurtigere enn bittaktens, kommer ulike fase-kombinasjoner P*,&hurtig til å gjennomsøkes inntil feilpulsene i signalet D3 opphører, hvilket indikerer at fasetilstanden (^, havner i området Bl, hvilket jo var hensikten. I dette området finnes jo ifølge det ovenstående en konvergeringsalgoritme og systemet låser således inn mot fasetilstanden )^lik med lik me& null.

Figur 4 viser som nevnt en mottager i hvilken oppfinnelsens prinsipp anvendes. Enhetene 8, 9 og 10 ifølge figur 1 kan i figur 4 identifiseres som demodulatoren DM, datadetektoren Dt og datasenken DS respektive. De øvrige enhetene ifølge figur 4 samvir-ker ifølge oppfinnelsens idé til en innregulering av korrekt de-modulasjonsfase (^=0) samtidig som basisbåndssignalet r( t,^) hele tiden samples i optimal fase^,-^.

Til demodulatorens DM inngang innkommer således fra linjen 7 det overførte sidebåndet S(t) med den adderte pilottonen med frekvensen 100 kHz. Samme signal påføres også en digital faselåst sløyfe CR, hvilken låser på pilotfrekvensen og på sin utgang avgir et binært signal Cl med frekvensen 100 kHz og et vilkårlig fast fasestilling. Signalet Cl påføres i sin tur en fasekorrigeringskrets FK inngang, hvilken fasekorrigeringskrets i avhengighet av signalene på tre styreinnganger via sin utgang tilkoblet til demodulatorens DM bærebølgeinngang avgir et bærebølgesignal C4 med en etter anordningens.innsvingningsforløp optimal fasestilling.

Demodulatoren avgir således på sin utgang basisbåndssignalet r(t,y<>>) ifølge det ovenstående hvilket således i hvert tids-øyeblikk er en funksjon av demodulasjonsbærebølgens faseavvikelse fra optimal størrelse.

I en datadetektor DT tilkoblet til demodulatorens utgang dekodes siden basisbåndssignalet i hensikt til å gjenskape det opprinne-lige, fra sendersiden utsendte datasignalet an- Egenskapene hos basisbåndsignalet har i det ovenstående vist seg å være slik at en dekoding i og for seg skulle kunne skje slik at basisbåndsignalet først ble likerettet- og deretter samplet og sammenlignet med et fast nivå. Av spesielle grunner, hvilke fremgår av hva som er ovenfor nevnt, anvendes i det viste eksemplet imidlertid en datadetektor i hvilken basisbåndssignalet ikke først likerettes. Dette medfører at samplingsstørrelsene må sammenlignes med to nivåe: LI og L2, symmetrisk beliggende omkring nullnivået..Disse detek-teringsnivåene fås ifølge kjent teknikk fra signalenergien eller signalamplituden i basisbåndssignalet r(t,j^), hvilken er til-sluttet til inngangen på en nivåkrets AD. Nevnte nivåkrets har to utganger tilkoblet til detektoren, en for hvert nivå LI respektive L2.

Det for detekteringen nødvendige samplingssignalet Kl dannes på mottagersiden under anvendelse av taktinformasjon i det overførte basisbåndssignalet. Slik taktinformasjon finnes bl.a. i basisbåndssignalets nullgjennomganger, hvilke derfor detekteres i en nullgjennomgangsdetektor ND, som på sin utgang avgir en kort-varig puls hver gang basisbåndssignalet r(t,^ endrer polaritet.

Om vi for et øyeblikk antar at samplingssignalet Kl gjenskapes med det utseende, som vises i fig. 6 og i datadetektoren DT samplar basisbåndssignalet r( t,* f) ifølge samme figur og.videre sammen-lignetmed samplingsstørrelsen mot de to i basisbåndssignalet inn-tegnede nivåene Li og L2, fås på detektorens utgang signalene Al og A2. Samplingstidspunktene fastsettes derved av positivt gående flanke hos samplingssignalet eller den såkalte bittakten Kl. Om i avfølingsøyeblikket signalet r{t,]P) er større enn nivået Li er signalet Al lik med en, ellers lik med null, i det følgende bitintervallet. På tilsvarende måte er signalet A2 lik med en når signalet r( t, f*) i avfølingsøyeblikket er mindre enn nivået L2, ellers lik med null i det følgende bitintervallet slik som tidligere beskrevet. Summeres siden disse to signalene Al og A2 i en ELLER-krets S fås det detekterte datasignalet A3 ,

ifølge figur 6, hvilket i et forstyrrelsesfritt overføringssystem utgjør en forsinket versjon av det utsendte signalet an og tidligere har fått betegnelsen a'n> Signalet A3 lik med a' er i. figur 4 tilkoblet til datasenken DS.

Nå er, som tidligere vist, nullgjennomganger av visse kategorier spesielt interessante når det gjeller å danne styresignaler til

dels fasekorrigeringskretsen FK-ifølge det ovenstående, dels en digital styrt oscillator TK for samplingssignalet Kl. For å utsortere de interessante nullgjennomg.angene finnes en sorteringskrets SD'med et antall inn- og utganger anordnet. Denne sorteringskrets er mer' i detalj vist i'fig. 5.

Utsignalet Bl fra nullgjennomgangsdetektoren ND, hvilken også

vises i fig. 6, påføres en fasedetektors FD ene inngang/mens bittakten Kl med den momentane fasen påføres detektorens andre inngang. Detektoren FD avgir to binære utgangssignaler B2 og B3.

Når en detektert polaritetsveksling i basisbåndssignalet r{ t,* f) inntreffer i et tidsintervall når bittaktssignalet Kl er lik med en dvs. med tidligere anvendte•betegninger når fasen^1 er større enn fasen S , blir utsignalet B3 lik med en. På tilsvarende måte blir utsignalet B2 lik med en om en puls i signalet ,B1 inntreffer når signalet Kl -er lik med nulljdvs.. når fasen$1 er -mindre enn

fasen & . Begge utsignalene B2 og B3 nullstilles av negative franker i signalet Kl, dvs. ved tidspunktene t= (m +<S+^)T..

Signalene B2 og B3 er i sorteringskretsen SD respektive tilkoblet til et klokket enbitsregister REG 3 respektive REG4.. Disse registre klokkes av negative flanker i bittaktsignalet Kl, hvilket 'i sorteringskretsen via en inverterer I er tilkoblet til regis-temes klokkeinngariger.

Til sorteringskretsen SD ifølge fig. 5'er også det detekterte datasignalet A3 lik med a1^ tilkoblet på slik måte at det mates inn i et tre biters skiftregister" REGI. Dette registers to første biter, hvilke således inneholder dé to sist' innklokkede signal-størrelsene, samt den momentane størrelsen på signalet A3 sammen-føres i en OG-krets E slik at denne gir en ener i sitt utsignal

A4 .når bitsekvensen en-null-en detekteres dvs.

Dette er jo ifølge det ovenstående akkurat en slik nullgjennomgang man ønsker å utsortere.

Utsignalet B4 fra registeret REG3 sammenføres med signalet A4 i en OG-krets F med utsignalet Dl. Når således en negativ flanke i bittaktsignalet Kl klokker inn signalet B2 lik med 1 i registeret REG3 og derved gjør utsignalet B4 lik .aed 1, innebærer dette at det under det foregående bitintervallets andre halvperiode

er blitt detektert en nullgjennomgang i basisbåndssignalet r (t,* f )

Denne nullgjennomgang er tydeligvis den samme som har gitt opphavet til den registrerte null-biten i registerets- REG 1 første bitposisjon.

Når signalene B4 og A4 ifølge det ovenstående samtidig er lik med en blir utsignalet Dl fra OG—kretsen F følgelig lik med en. Med de ovenfor angitte forutsetningene ligger således den aktuelle positive bittaktflanken fasemessig etter. den. detekterte nullgjennomgangen (sammenlign f.eks. markeringene R, S, T i fig. 6). Fasefbrskjellen er dessuten mindre enn.180° hvorfor.en innjuste-ring av bittaktfasen til nullgjennomgangen, med minste .endring i bitfrekvensen, tilveiebringes med en økning av signalets Kl momentane' frekvens. Signalet Dl utgjør et. av utgangssignalene fra sorteringskretsen SD og er tilkoblet den ene styreinngangen på nevnte digital styrte oscillator TK. En ener i signalet Dl øker derved frekvensen hos oscillatoren, hvilken med sin utgang er tilkoblet til.bl.a. detektorens DT samplingsinngang, og minker derved faseforskjellen mellom positiv flank i samplingssignalet og detektert nullgjennomgang når denne er av den ovenfor beskrevne utsorterte kategori.

På tilsvarende måte kan en negativ flank i signalet Kl klokke inn signalet B3 lik med en i registeret REG4 hvorved dets utgangssignal B5 blir lik med en. Når så skjer innebærer dette at det under den foregående halvperioden i bittaktsignalet Kl er blitt detektert en nullgjennomgang i signalet r(t,y),men denne gang

.med en fasestilling relativt den positive flanken i signalet Kl

slik at den hurtigste justeringen tilveiebringes gjennom en minsking av den momentane frekvensen for signalet Kl. 'På samme måte som tidligere sammenføres derfor signalene A4 og B5 i en OG -krets G med et utsignal D2, som således på tilsvarende måte som signalet Dl får påvirke oscillatoren TK men i dette tilfellet på en styreinngang der en ener tilveiebringe r en minsking i det utgående signalets Kl momentane frekvens. Så langt systemet som ovenfor nevnt er beskrevet tilveiebringe r det tydeligvis den etterstrevde innjusterin<g>en av samplingsfasen mot en optimal stilling med det forutsatte demodulasjonsfasefeilen * f . Selv-følgelig må også fasetilstanden antas å ligge i det tidligere nevnte området ©1

Ifølge den beskrevne metoden skal reguleringen av demodulasjons-fasen basere seg på utsorterte nullgjennomganger ved tegnsekvensen 1101 i signalet a'n. Om således registeret REGI ifølge fig. 5 inneholder bitene 110, nevnt i den orden de innskiftes, og neste bit i signalet A3 er en ener, så kommer som tidligere signalet A4 til å være lik med en men også utsignalet fra OG-kretsen H, hvilken på sine to innganger mates med signalet A4

og utgangen fra registerets REGI første bitposisjon.

Ifølge metoden skulle et ytterligere kriterium legges på den utsorterte nullg jennomgangen, nemlig at signalet ri. t,^) ikke skulle få ha skiftet tegn i tidsintervallet mellom de to detek-teringene, som har gitt de to først innskiftede størrelsene (to enere) i registeret REGI. At dette kriteriet oppfylles kan testes med hjelp av et av de to signalene Al og A2 på\^utgangen fra detektoren DT. I det viste eksemplet har man valgt signalet Al, hvilket likeså skiftes inn i et trebiters skiftregister REG2. En EKSKLUSIV-ELLER krets N med invertert utgang avføler

de to første bitene i registeret REG2 og gir således en ener på sin utgang når nevnte kriterium er oppfyllt. Et hjelpesignal A5 dannes nå med en OG -krets M, hvis to innganger er tilkoblet til utgangene på kretsene H og N. Derved gjelder åpenbart at

Informasjon om den således utsorterte nullgjennomgangens inn-treffende i forholdet til det aktuelle samplingssignalets fase fås liksom tidligere fra signalene B4 og B5, og med hjelp av to ytterligere OG .-kretser P og Q kan nå to styresignaler C2

og C3 dannes ifølge

C2=A5.B4 og

C3=A5.B5

Signalene C2 og C3 er tilkoblet til to av fasekorrigeringskretsens FK styreinnganger og tilveiebringer, som tidligere nevnt, ved en ener i respektive signal en positiv respektive en negativ jus-tering av fasen for demodulasjonsbærebølgen C4, og en likevektsstilling oppnås ifølge det ovenfor nevnte.

En anordning ifølge det ovenfor nevnte løser således det oppstilte problemet med fasesynkronisering og har derved de fordeler, som er blitt angitt, alt under forutsetning at f asetilstanden ( f *, &) ved synkroniseringens begynnelse ligger i det ovenfor definerte området Ul.

Skulle så ikke være tilfellet anviser den ovenfor beskrevne metoden en løsning også på dette problem. Herved ekspanderes inn-låsningsområdet til å omfatte alle fasetilstander.{ J* ,£ ).

I mottageren ifølge fig. 4 er en feildetektor ED anordnet til å

på sine tre innganger å motta signalene Al, A2 og. Kl. Utsignalet D3, som er blitt dannet av disse signaler så som ovenfor angitt, indikerer således med en ener at et brudd mot Partial-Response signalets koderestriksjon er blitt detektert. Signalet tilføres den tredje styreinngangen på respektive krets TK og FK og tilveiebringer i disse kretser de signalforandringer som ovenfor er angitt, hvorved fasetilstanden hurtig overføres til området øl.

Claims (6)

1. Fremgangsmåte for fasesynkronisering i et synkront datatransmisjonssystem, hvilket fra en sender til en mottager ved hjelp av en enkelt sidebånd amplitudemodulert bærebølge av en første frekvens overfører et binært pulstog av en andre frekvens, idet det modulerte signalet, som er utledet av det binære pulstoget, utgjøres av superponerte pulser av såkalt Partial Response klasse 4 type og det overførte signalet i mottageren først demoduleres til basisbåndsnivå med hjelp av et fra senderen overført og i mottageren gjenskapt bærebølge- eller pilotsignal av nevnte første frekvens, og deretter detekteres med hjelp av et i mottageren fra nullgjennomganger i det overførte basisbåndssignalet gjenskapt taktsignal av nevnte andre frekvens, karakterisert ved at de t omfatter følgende trinn, a) av rekkefølgen av nullgjennomganger i det overførte basisbåndssignalet utsorteres en første kategori slike, som er rela-terte til tegnrekkefølgen 101 i det overførte binære pulstoget ved feilfri detektering, b> for hver slik nullgjennomgang i det overførte basisbåndssignalet avgjøres om nullgjennomgangen i et første tilfelle ligger fasemessig foran eller i et annet tilfelle etter et nærmeste, periodisk tilbakevendende, samplingsøyeblikk definert av nevnte taktsignal, c) hver slik avgjørelse bringes til å påvirke fasen hos det gjenskapte taktsignalet med et faseinkrement av én gitt konstant størrelse og med et slikt tegn i respektive tilfelle at faseforskjellen mellom nullgjennomganger av det utsorterte slaget og nevnte samplingsøyeblikk suksessivt minskes.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det omfatter følgende trinn, a) av rekkefølgen av nullgjennomganger i det overførte basisbåndssignalet utsorteres en annen kategori slike, som er re-laterte til tegnrekkefølgen 1101 i det overførte binære pulstoget ved feilfri detektering og for hvilke gjelder at basisbåndssignalet ikke har skiftettegn i tidsintervallet mellom de detekteringer , som har gitt opphav til de første enerne i nevnte tegnrekkefølge , b) for hver nullgjennomgang tilhørende nevnte andre kategori avgjøres om nullgjennomgangen i et første tilfelle fasemessig ligger foran eller i et annet tilfelle etter et nærmeste, periodisk tilbakevendende samplingsøyeblikk definert av nevnte taktsignal, c) hver slik avgjørelse bringes til å påvirke fasen hos det gjenskapte bærebølgesignalet med et faseinkrement av en gitt konstant størrelse og med et slikt tegn i respektive tilfelle at bærebølgesignalets fase bringes til å konvergere og til slutt låse i en optimal demodulasjonsfasestilling.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at den omfatter følgende trinn, a) utgående fra ved detekteringen fastsatte signalnivåer i basisbåndssignalet avgjøres om et brudd mot den modulerte signalets inneboende koderestriksjon foreligger, b) t*vert positivt utfall i serien av slike avgjørelser bringes til å påvirke fasen hos såvel det gjenskapte bærebølgesignalet som det gjenskapte taktsignalet med inkrement med samme tegn.

4. Anordning for fasesynkronisering i et synkront datatransmisjonssystem, hvilket system innbefatter en sender og en mottager for overføring av Partial-Response klasse 4 enkelt sidebånd amplitudemodulert bærebølge og hvis mottager innbefatter en med en bærebølgeinngang forsynt demodulator tilkoblet til en med en taktsignalinngang forsynt datadetektor, hvilken anordning innbefatter en til demodulatorens bærebølgeinngang tilkoblet bære-bølgeregenerator samt en til detektorens taktsignalinngang tilkoblet taktregenereator karakterisert ved at taktregeneratoren består av en digital faselåst sløyfe innbe-fattende en digital styrt oscillator (TK) med minst to styreinnganger og en utgang, og en fasedetektor (FD) med to innganger og to utganger, hvilke på i og for seg kjent måte i avhengighet av den innbyrdes faseforskjellen mellom signalene på fasedetektorens innganger er anordnet til å angi styrein^formasjon til nevnte to av oscillatorens styreinnganger, at fasedetektorens ene inngang er tilkoblet til oscillatorens utgang og dens andre inngang via en nivågjennomgangsdetektor (ND) er tilkoblet til demodulatorens utgang, at fasedetektorens respektive utganger er tilkoblet til nevnte to av oscillatorens styreinnganger via en med minst tre innganger og minst to utganger forsynt sorteringskrets (SD), hvilken dessuten via en av nevnte innganger er tilkoblet til datadetektorens utgang og er anordnet til å utsortere og til oscillatoren å gjennomslippe kun slik styrein-formasjon, hvilken«er relatert til detekterte nivågjennomganger av en på forhånd bestemt første kategori.

5. Anordning som angitt i krav 4, karakterisert ved at bærebølgegeneratoren innbefatter en digital faselåst sløyfe av i og for seg kjent slag med sin børverdi-inngang tilkoblet til demodulatorens inngang for fra det overførte signalet åutfilterte den overførte bærebølgen, med sin utgang tilkoblet til demodulatorens bærebølgeinngang via en fra to ytterligere utganger på nevnte sorteringskrets (SD) styrt fasekorrigeringskrets (FK), idet sorteringskretsen er anordnet til å utsortere og til fasekorrigeringskretsen å gjennornslippe kun slik styreinformasjon, hvilken er relatert til detekterte nivågjennomganger av en på forhånd bestemt andre kategori.

6. Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at den innbefatter en med tre innganger og en utgang forsynt feildetektor (ED), hvis ene inngang er tilkoblet til oscillatorens (TK) utgang og hvis to øvrige innganger er tilkoblet til to utganger på nevnte datadetektor, at feildetektorens utgang er tilkoblet til en ytterligere styreinngang på hver av oscilla-torene (TK) og fasekorrigeringskretsen (FK) og at feildetektoren er anordnet til utgående fra inngangssignalenes informasjon å. detektere brudd mot Partial Response .signalets inneboende kode-restrxksjon og når slikt brudd foreligger med sitt utgangssignal iverksette addisjon av et relativt stort faseinkrement i oscillatoren (TK) respektive korrigeringskretsen (FK).