RU2743853C2 - Digital signal filtering method and device realizing said signal - Google Patents

Digital signal filtering method and device realizing said signal Download PDF

Info

Publication number
RU2743853C2
RU2743853C2 RU2018144039A RU2018144039A RU2743853C2 RU 2743853 C2 RU2743853 C2 RU 2743853C2 RU 2018144039 A RU2018144039 A RU 2018144039A RU 2018144039 A RU2018144039 A RU 2018144039A RU 2743853 C2 RU2743853 C2 RU 2743853C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
inputs
adder
input
output
signal
Prior art date
Application number
RU2018144039A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2018144039A (en
RU2018144039A3 (en
Inventor
Алексей Витальевич Волков
Евгений Владимирович Кравцов
Руслан Иванович Рюмшин
Михаил Олегович Лихоманов
Виталий Константинович Славнов
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority to RU2018144039A priority Critical patent/RU2743853C2/en
Publication of RU2018144039A publication Critical patent/RU2018144039A/en
Publication of RU2018144039A3 publication Critical patent/RU2018144039A3/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2743853C2 publication Critical patent/RU2743853C2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

FIELD: radio equipment.SUBSTANCE: device includes N-1 series-connected delay elements, where N>1, input of the first delay element is signal input of device, N inputs of samples pulse characteristic of device, N multipliers, which first inputs are connected to corresponding inputs of pulse characteristic readings, and adder to N inputs, output of which is output of device, input of input coefficient of counts of pulse characteristic, connected simultaneously with second inputs of multipliers, N units of crossing with two inputs and one output each, connected by outputs to corresponding inputs of adder, first inputs of crossing units are connected to corresponding outputs of multipliers, second inputs of crossing units, starting from the first unit, are connected to corresponding outputs of delay elements, starting from the first element, and the second input of the zero intersection unit is connected to the signal input of the device. At that, each intersection unit includes the first adder with the first forward and second inverse inputs, second adder with first and second direct inputs and third adder with first inverse and second direct inputs, first and second computer of module, wherein first and second adder first inputs are first intersection unit input, second inputs of first and second adder are second input of intersection unit, outputs of the first and second adder are connected to the first and second inputs of the third adder through the first and second calculators of the module respectively, the output of the third adder is the output of the intersection unit.EFFECT: technical result consists in broader functional capabilities of digital filtering of signals, providing possibility of limiting amplitude of output signal without spreading spectrum.2 cl, 17 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в различных средствах информационных подсистем и, прежде всего, в средствах радиосвязи, радиолокации, радионавигации, радиоизмерений для обработки сигналов.The invention relates to radio engineering and can be used in various means of information subsystems and, first of all, in radio communications, radar, radio navigation, radio measurements for signal processing.

Известны различные способы цифровой фильтрации сигнала.Various methods of digital signal filtering are known.

Способом - аналогом является способ рекурсивной цифровой фильтрации [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника» / С.И. Баскаков. - 4-е изд., перераб. и доп. - М.: Высш. шк., 200. - 462 с: ил., с. 409, соотношение (15.63), структурная схема рис. 15.9].Method - analogue is the method of recursive digital filtering [Baskakov S.I. Radio engineering circuits and signals: Textbook. for universities on specials. "Radiotekhnika" / S.I. Baskakov. - 4th ed., Rev. and add. - M .: Higher. shk., 200 .-- 462 p. ill., p. 409, relation (15.63), block diagram of Fig. 15.9].

Известный способ основан на том, что при формировании текущего отсчета выходного сигнала имеет место циклическое обращении к данным, полученным на предыдущих этапах. К недостаткам способа - аналога следует отнести невозможность осуществления ограничения сигнала по амплитуде, а так же способность к самовозбуждению.The known method is based on the fact that during the formation of the current sample of the output signal, there is a cyclic access to the data obtained at the previous stages. The disadvantages of the analog method include the impossibility of limiting the signal in amplitude, as well as the ability to self-excitement.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому способу (прототипом) является способ нерекурсивной цифровой фильтрации [Современная теория фильтров и их проектирование. Под ред. Г. Темеша и С. Митра. Пер. с англ. М. «Мир», 1977, 560 с.: ил., с. 507, фиг. 12.2]. Известный способ основан на том, что при формировании текущего k-го отсчета выходного сигнала yk используют некоторое количество отсчетов входного сигнала в соответствии с алгоритмомThe closest in technical essence and the achieved result to the claimed method (prototype) is a method of non-recursive digital filtering [Modern theory of filters and their design. Ed. G. Temes and S. Mitra. Per. from English M. "Mir", 1977, 560 p .: ill., P. 507, fig. 12.2]. The known method is based on the fact that when forming the current k-th sample of the output signal y k , a certain number of samples of the input signal is used in accordance with the algorithm

Figure 00000001
Figure 00000001

Способ - прототип включает в себя задержку каждого k-го отсчета сигнала xk последовательно на j⋅Z-1 интервалов дискретизации, где k - любое целое положительное число, включая нуль,

Figure 00000002
Z-1 - оператор задержки на интервал, a N>1 - порядок фильтрации, использование отсчетов импульсной характеристики из множества {aj} для умножения, где aj - j-й отсчет импульсной характеристики фильтрации, и суммирование задержанных отсчетов.Method - the prototype includes a delay of each k-th sample of the signal x k sequentially at j⋅Z -1 sampling intervals, where k is any positive integer, including zero,
Figure 00000002
Z -1 is the interval delay operator, and N> 1 is the filtering order, the use of impulse response samples from the set {a j } for multiplication, where a j is the j-th sample of the filtering impulse response, and summing the delayed samples.

Устройство, реализующее известный способ, приведено в указанном источнике [Современная теория фильтров и их проектирование. Под ред. Г. Темеша и С. Митра. Пер. с англ. М. «Мир», 1977, 560 с.: ил., с. 507, фиг. 12.2,] в виде блок-схемы цифрового фильтра на линии задержки с отводами, аппроксимирующего непрерывный фильтр.A device that implements the known method is given in the specified source [Modern theory of filters and their design. Ed. G. Temes and S. Mitra. Per. from English M. "Mir", 1977, 560 p .: ill., P. 507, fig. 12.2,] as a block diagram of a digital filter on a tapped delay line that approximates a continuous filter.

Известное устройство содержит N-1 последовательно включенных элементов задержки, где N>1, вход первого элемента задержки является сигнальным входом устройства, N входов отсчетов импульсной характеристики устройства, N умножителей, первые входы которых связаны с соответствующими входами отсчетов импульсной характеристики и сумматор на N входов, выход которого является выходом устройства.The known device contains N-1 series-connected delay elements, where N> 1, the input of the first delay element is a signal input of the device, N inputs of samples of the impulse response of the device, N multipliers, the first inputs of which are connected to the corresponding inputs of the samples of the impulse response and an adder for N inputs whose output is the output of the device.

Первым недостатком известного способа и устройства является наличие только линейного режима относительно амплитуды входного сигнала. Иначе говоря, в соответствии с алгоритмом (1) амплитуда выходного сигнала растет пропорционально увеличению амплитуды входного сигнала. В то же время для широкого класса радиотехнических систем, где применяется цифровая фильтрация, влияние амплитуды на обрабатываемый сигнал должно быть исключено. Прежде всего, например, это относится к широко распространенным системам передачи информации с частотно манипулированными и фазоманипулированными сигналами. В таких системах для исключения влияния амплитуды применяют амплитудное ограничение. Однако это приводит к расширению спектра сигнала, что ухудшает качество обработки. Кроме того наличие только линейного режима не обеспечивает функциональную устойчивость в трактах с цифровой фильтрацией в условиях воздействия мощных помех. Таким образом, при цифровой фильтрации необходимо сочетание как линейного, так и нелинейного режимов с возможностью ограничения амплитуды выходного сигнала без расширения спектра.The first disadvantage of the known method and device is the presence of only a linear mode relative to the amplitude of the input signal. In other words, in accordance with algorithm (1), the amplitude of the output signal grows in proportion to the increase in the amplitude of the input signal. At the same time, for a wide class of radio engineering systems where digital filtering is used, the influence of the amplitude on the processed signal should be excluded. First of all, for example, this applies to widespread information transmission systems with frequency-shift keyed and phase-shift keyed signals. In such systems, amplitude limiting is used to eliminate the influence of amplitude. However, this leads to a broadening of the signal spectrum, which degrades the quality of processing. In addition, the presence of only the linear mode does not provide functional stability in paths with digital filtering in conditions of strong interference. Thus, digital filtering requires a combination of both linear and non-linear modes with the ability to limit the amplitude of the output signal without spreading the spectrum.

Ко второму недостатку известного способа и устройства следует отнести большие вычислительные затраты, приводящие как к увеличению времени вычислений при реализации алгоритма фильтрации, так и большому количеству логических ячеек при аппаратурной реализации способа фильтрации, например, на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС). Эти затраты значительны особенно для высоких порядков фильтрации N, поскольку при реализации алгоритма (1) используется операция умножения.The second disadvantage of the known method and device should be attributed to large computational costs, leading both to an increase in the computation time when implementing the filtering algorithm, and to a large number of logical cells in the hardware implementation of the filtering method, for example, on programmable logic integrated circuits (FPGA). These costs are significant, especially for high filtering orders N, since the multiplication operation is used in the implementation of algorithm (1).

Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое изобретение заключается в расширении функциональных возможностей цифровой фильтрации сигналов и снижении вычислительных затрат.The technical result to be achieved by the present invention is to expand the functionality of digital filtering of signals and reduce computational costs.

Технический результат относительно способа достигается тем, что в известном способе цифровой фильтрации сигнала, включающем в себя задержку каждого k-го отсчета сигнала xk последовательно на j⋅Z-1 интервалов дискретизации, где k - любое целое положительное число, включая нуль,

Figure 00000003
Z-1 - оператор задержки на интервал, a N>1 - порядок фильтрации, использование отсчетов импульсной характеристики фильтрации из множества {aj} для умножения, где aj - j-й отсчет импульсной характеристики, суммирование задержанных отсчетов, при умножении каждого из отсчетов импульсной характеристики применяют коэффициент включения отсчетов импульсной характеристики n>0 в множестве {n⋅aj}, а перед суммированием каждый из задержанных отсчетов сигнала из множества {xk-j} подвергают операции пересечения с соответствующим j-м произведением из множества {n⋅aj}, при этом пересечение реализуют в виде разности модуля суммы задержанного отсчета сигнала с произведением из множества {n⋅aj} и модуля разности этого отсчета с этим произведением в соответствии с выражением
Figure 00000004
The technical result in relation to the method is achieved in that in the known method of digital filtering of the signal, which includes the delay of each k-th sample of the signal x k sequentially by j наZ -1 sampling intervals, where k is any positive integer, including zero,
Figure 00000003
Z -1 is the delay operator for the interval, a N> 1 is the filtering order, the use of samples of the filtering impulse response from the set {a j } for multiplication, where a j is the j-th sample of the impulse response, the summation of the delayed samples, when multiplying each of samples of the impulse response apply the inclusion factor of the samples of the impulse response n> 0 in the set {n⋅a j }, and before summation, each of the delayed samples of the signal from the set {x kj } is subjected to the operation of intersection with the corresponding j-th product from the set {n⋅a j }, while the intersection is realized in the form of the difference of the modulus of the sum of the delayed signal sample with the product from the set {n⋅a j } and the modulus of the difference of this sample with this product in accordance with the expression
Figure 00000004

Технический результат относительно устройства достигается тем, что в известное устройство цифровой фильтрации сигнала, содержащее N-1 последовательно включенных элементов задержки, где N>1, вход первого элемента задержки является сигнальным входом устройства, N входов отсчетов импульсной характеристики устройства, N умножителей, первые входы которых связаны с соответствующими входами отсчетов импульсной характеристики и сумматор на N входов, выход которого является выходом устройства, введены вход коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики, связанный одновременно с вторыми входами умножителей, N блоков пересечения с двумя входами и одним выходом каждый, связанные выходами с соответствующими входами сумматора, первые входы блоков пересечения связаны с соответствующими выходами умножителей, вторые входы блоков пересечения, начиная с первого блока, связаны с соответствующими выходами элементов задержки, начиная с первого элемента, а второй вход нулевого блока пересечения связан с сигнальным входом устройства. При этом каждый блок пересечения включает в себя первый сумматор с первым прямым и вторым инверсным входами, второй сумматор с первым и вторым прямыми входами и третий сумматор с первым инверсным и вторым прямым входами, первый и второй вычислитель модуля, причем первые входы первого и второго сумматора являются первым входом блока пересечения, вторые входы первого и второго сумматора являются вторым входом блока пересечения, выходы первого и второго сумматора соединены с первым и вторым входами третьего сумматора через первый и второй вычислители модуля соответственно, выход третьего сумматора является выходом блока пересечения.The technical result in relation to the device is achieved by the fact that in the known digital signal filtering device containing N-1 series-connected delay elements, where N> 1, the input of the first delay element is the signal input of the device, N inputs of samples of the impulse response of the device, N multipliers, the first inputs which are connected to the corresponding inputs of the samples of the impulse response and an adder for N inputs, the output of which is the output of the device, the input of the switching factor of the samples of the impulse response is introduced, connected simultaneously with the second inputs of the multipliers, N blocks of intersection with two inputs and one output each, connected by the outputs with the corresponding adder inputs, the first inputs of the intersection blocks are connected to the corresponding outputs of the multipliers, the second inputs of the intersection blocks, starting from the first block, are connected to the corresponding outputs of the delay elements, starting from the first element, and the second input of the zero crossing block is It is connected to the signal input of the device. Moreover, each block of intersection includes the first adder with the first direct and second inverse inputs, the second adder with the first and second direct inputs and the third adder with the first inverse and second direct inputs, the first and second module calculator, and the first inputs of the first and second adder are the first input of the crossing block, the second inputs of the first and second adder are the second input of the crossing block, the outputs of the first and second adder are connected to the first and second inputs of the third adder through the first and second calculators of the module, respectively, the output of the third adder is the output of the crossing block.

Сущность предлагаемого изобретения относительно способа и устройства заключается в том, что, как будет показано далее, само применение операции пересечения для цифровой фильтрации и организация ее в виде разности модуля суммы задержанного отсчета сигнала с соответствующим отсчетом импульсной характеристики, взятым с определенным коэффициентом включения, и модуля их разности позволяет:The essence of the invention with respect to the method and device lies in the fact that, as will be shown below, the very application of the intersection operation for digital filtering and its organization in the form of the difference in the modulus of the sum of the delayed signal sample with the corresponding impulse response sample taken with a certain switching factor, and the modulus their difference allows:

Во - первых, исключить операцию умножения отсчетов сигнала с отсчетами импульсной характеристики из алгоритма фильтрации и, тем самым, снизить вычислительные затраты.First, to exclude the operation of multiplying signal samples with samples of the impulse response from the filtering algorithm and, thereby, reduce computational costs.

Во - вторых, ввести нелинейный режим относительно амплитуды входного сигнала и, тем самым, расширить функциональные возможности цифровой фильтрации, обеспечивая возможность ограничения амплитуды выходного сигнала без расширения спектра.Secondly, to introduce a non-linear mode with respect to the amplitude of the input signal and, thereby, to expand the functionality of digital filtering, providing the ability to limit the amplitude of the output signal without spreading the spectrum.

Заявляемые объекты изобретений поясняется чертежами графического материала.The claimed objects of inventions are illustrated by drawings of graphic material.

На фиг. 1 представлена структурная схема устройства цифровой фильтрации сигнала, реализующая заявляемый способ; на фиг. 2 - импульсная характеристика полосового фильтра, взятого для примера; на фиг. 3 - погрешности представления амплитудно частотных характеристик (АЧХ) и фазочастотных характеристик (ФЧХ) фильтра, реализуемого заявляемым способом по сравнению с известным, в зависимости от коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики; на фиг. 4 - результаты моделирования АЧХ полосового фильтра, реализуемого заявляемым и известным способом; на фиг. 5 - результаты моделирования ФЧХ полосового фильтра, реализуемого заявляемым и известным способом; на фиг. 6 - входной и выходной сигналы исследуемого фильтра; на фиг. 7 - амплитудные характеристики исследуемого фильтра; на фиг. 8 - фильтрация амплитудно модулированного (AM) импульса; на фиг. 9 - вариант схемы обработки частотно манипулированного сигнала (ЧМ) без амплитудного ограничителя; на фиг. 10 - вариант схемы обработки ЧМ сигнала с амплитудным ограничителем; на фиг. 11 - детекторная характеристика частотного детектора; на фиг. 12 - сигналы на входах исследуемых схем и выходах блоков; на фиг. 13 - сигналы на выходах исследуемых схем; на фиг. 14 - спектры сигналов на выходах блоков; на фиг. 15 - шумовая помеха на входах схем и выходах блоков; на фиг. 16 - спектры шумов на выходах блоков; на фиг. 17 - шумовая помеха на выходах схем.FIG. 1 shows a block diagram of a digital signal filtering device that implements the inventive method; in fig. 2 - impulse response of a bandpass filter, taken as an example; in fig. 3 - errors in the representation of the amplitude-frequency characteristics (AFC) and phase-frequency characteristics (PFC) of the filter implemented by the claimed method in comparison with the known one, depending on the switching factor of the impulse response counts; in fig. 4 - the results of modeling the frequency response of a band-pass filter, implemented by the claimed and known method; in fig. 5 - the results of modeling the phase response of the band-pass filter, implemented by the claimed and known method; in fig. 6 - input and output signals of the investigated filter; in fig. 7 - amplitude characteristics of the investigated filter; in fig. 8 - filtering an amplitude modulated (AM) pulse; in fig. 9 shows a variant of a frequency-shift keyed signal (FM) processing circuit without an amplitude limiter; in fig. 10 is a variant of the FM signal processing circuit with an amplitude limiter; in fig. 11 - detector characteristic of the frequency detector; in fig. 12 - signals at the inputs of the investigated circuits and outputs of the blocks; in fig. 13 - signals at the outputs of the investigated circuits; in fig. 14 - spectra of signals at the outputs of the blocks; in fig. 15 - noise interference at the inputs of circuits and outputs of the blocks; in fig. 16 - spectra of noise at the outputs of the blocks; in fig. 17 - noise interference at the outputs of the circuits.

Схема включает в себя: 1.1, …, 1,j, …, 1.N-1 - элементы задержки на интервал дискретизации Z-1 где N>1 - порядок фильтрации; 2.0, 2.1, …, 2. j, …, 2.N-1 - умножители; 3.0, 3.1, …, 3. j, …, 3.N-1 - блоки пересечения; 4 - сумматор на N - входов; 5.1 - первый сумматор с первым прямым и вторым инверсным входами; 5.2 - второй сумматор с первым и вторым прямыми входами; 5.3 - третий сумматор с первым инверсным и вторым прямым входами; 6.1, 6.2 - первый и второй вычислители модуля. Схема содержит так же сигнальный вход, которым является вход первого элемента задержки, N - входов отсчетов импульсной характеристики, связанных с первыми входами соответствующих умножителей, вход коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики, связанный одновременно с вторыми входами умножителей, и выход, которым является выход сумматора на N входов.The scheme includes: 1.1, ..., 1, j, ..., 1.N-1 - delay elements for the sampling interval Z -1 where N> 1 is the filtering order; 2.0, 2.1,…, 2. j,…, 2.N-1 - multipliers; 3.0, 3.1,…, 3. j,…, 3.N-1 - intersection blocks; 4 - adder for N - inputs; 5.1 - the first adder with the first direct and second inverse inputs; 5.2 - the second adder with the first and second direct inputs; 5.3 - the third adder with the first inverse and the second direct inputs; 6.1, 6.2 - the first and second calculators of the module. The circuit also contains a signal input, which is the input of the first delay element, N - inputs of the impulse response samples associated with the first inputs of the corresponding multipliers, the input of the switching factor of the impulse response samples, connected simultaneously with the second inputs of the multipliers, and the output, which is the output of the adder on N inputs.

Заявляемый способ и реализующее его устройство (фиг. 1) работают следующим образом.The inventive method and the device realizing it (Fig. 1) operate as follows.

На сигнальный вход устройства поступают отсчеты входного сигнала xk, которые последовательно задерживаются в элементах задержки 1 на интервал дискретизации Z-1, на N - входах отсчетов импульсной характеристики с нулевого до N-1 действуют соответствующие отсчеты с а0 до aN-1 соответственно, а на входе коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики действует коэффициент включения n.The signal input of the device receives samples of the input signal xk, which are sequentially delayed in delay elements 1 for the sampling interval Z-one, on the N - inputs of the impulse response samples from zero to N-1, the corresponding samples with a0 to aN-1 accordingly, and at the input of the switching factor of the impulse response samples, the switching factor n acts.

Далее рассмотрение проведем относительно j-го элемента задержки, j-го входа отсчетов импульсной характеристики, j-го умножителя и j-го блока пересечения.Further, the consideration will be carried out with respect to the j-th delay element, the j-th input of the impulse response samples, the j-th multiplier and the j-th block of intersection.

С выхода 1.j-го элемента задержки задержанный на j⋅Z-1 интервалов отсчет xk-j подается на второй вход 3 j-го блока пересечения. На первом входе 2 j-го умножителя действует aj-й отсчет импульсной характеристики, который умножается в умножителе на коэффициент включения n, действующий на втором входе этого умножителя, обеспечивая на выходе умножителя и первом входе блока пересечения наличие произведения n⋅aj.From the output of the 1.j-th element of the delay, the count x kj delayed by j⋅Z -1 intervals is fed to the second input 3 of the j-th block of intersection. At the first input of the 2 j-th multiplier, the a j -th sample of the impulse response acts, which is multiplied in the multiplier by the inclusion factor n, acting at the second input of this multiplier, providing the product n⋅a j at the output of the multiplier and the first input of the intersection block.

В блоке пересечения произведение n⋅aj одновременно поступает на первые прямые входы первого 5.1 и второго 5.2 сумматоров. Со второго входа блока пересечения задержанный на j⋅Z-1 интервалов отсчет xk-j одновременно поступает на второй инверсный вход первого 5.1 сумматора и на второй прямой вход второго 5.2 сумматора. На выходах сумматоров соответственно будут получены разность (n⋅aj)-xk-j и сумма (n⋅aj)+xk-j действующих на входах сигналов. Указанные разность и сумма подаются на первый 6.1 и второй 6.2 вычислители модуля. После взятия модуля на выходах вычислителей соответственно будут модуль разности |(n⋅aj)-xk-j|, поступающий на первый инверсный вход третьего сумматора 5.3 и модуль суммы |(n⋅aj)+xk-j|, поступающий на второй прямой вход третьего сумматора 5.3. Поэтому третий сумматор реализует получение разности модуля суммы и модуля разности. Эта разность модулей является выходным сигналом блока пересечения, который поступает на j-й вход сумматора на N - входов 4.In the block of intersection, the product n⋅a j is simultaneously fed to the first direct inputs of the first 5.1 and second 5.2 adders. From the second input of the intersection block, the count x kj delayed by j⋅Z -1 intervals is simultaneously fed to the second inverse input of the first 5.1 adder and to the second direct input of the second 5.2 adder. At the outputs of the adders, respectively, the difference (n суммаa j ) -x kj and the sum (n⋅a j ) + x kj of the signals acting at the inputs will be obtained. The indicated difference and sum are fed to the first 6.1 and second 6.2 calculators of the module. After taking the module at the outputs of the calculators, respectively, there will be the modulus of the difference | (n⋅a j ) -x kj | arriving at the first inverse input of the third adder 5.3 and the modulus of the sum | (n⋅a j ) + x kj | arriving at the second direct input third adder 5.3. Therefore, the third adder implements obtaining the difference of the modulus of the sum and the modulus of the difference. This difference in modules is the output signal of the intersection block, which is fed to the j-th input of the adder at N - inputs 4.

Таким образом, блок пересечения реализует процедуру видаThus, the intersection block implements a procedure of the form

Figure 00000005
Figure 00000005

Аналогичным образом работают все остальные элементы задержки, умножители и блоки пересечения за исключением нулевого блока пересечения. Для этого блока отличие заключается в том, что на его второй вход подается не задержанный отсчет входного сигнала xk, поскольку этот вход связан с сигнальным входом устройства непосредственно.All other delay elements, multipliers and intersection blocks operate in the same way, except for the zero intersection block. For this block, the difference lies in the fact that a non-delayed sample of the input signal x k is fed to its second input, since this input is directly connected to the signal input of the device.

Затем сумматор на N - входов 4 суммирует выходные сигналы всех блоков пересечения и на его выходе формируется текущий k-й отсчет выходного сигнала yk в соответствии с выражениемThen an adder on N - inputs 4 sums up the output signals of all intersection blocks and at its output the current kth sample of the output signal y k is formed in accordance with the expression

Figure 00000006
Figure 00000006

Множество отсчетов импульсной характеристики {aj} зависит от задачи фильтрации и назначения фильтра и рассчитывается заранее тем или иным методом проектирования [см., например, Ричард Лайонс. Цифровая обработка сигналов: Второе издание. Пер. с англ. - М.: ООО «Бином-Пресс», 2006 г. - 656 с.: ил., глава 5. Фильтры с импульсной характеристикой конечной длины, с. 163-205].The set of samples of the impulse response {a j } depends on the filtering task and the purpose of the filter and is calculated in advance by one or another design method [see, for example, Richard Lyons. Digital Signal Processing: Second Edition. Per. from English - M .: OOO "Binom-Press", 2006 - 656 p .: ill., Chapter 5. Filters with a finite length impulse response, p. 163-205].

Далее обоснуем эквивалентность решения задачи фильтрации на основе операции умножения (соотношение (1) для прототипа) и операции пересечения (соотношение (3) для заявляемого способа и устройства), достигаемые заявляемым способом преимущества и выбор коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики n.Next, we substantiate the equivalence of the solution to the filtration problem based on the multiplication operation (relation (1) for the prototype) and the intersection operation (relation (3) for the proposed method and device), the advantages achieved by the claimed method and the choice of the switching factor of the impulse response counts n.

Процедура пересечения (2) может быть представлена для анализа следующим образом:The intersection procedure (2) can be presented for analysis as follows:

Figure 00000007
Figure 00000007

Как следует из (2) и (3), суть этой процедуры сводится к сопоставлению в каждый данный момент времени взаимодействующих величин, а именно, отсчета импульсной характеристики aj с заранее заданным коэффициентом включения этого отсчета n и отсчета входного сигналам xk-j и выбору меньшей по модулю. При этом знак результата определяется произведением знаков этих отсчетов. Значение модуля большего поглощаются и на результат не влияют.As follows from (2) and (3), the essence of this procedure is reduced to comparing at each given moment of time the interacting quantities, namely, the counting of the impulse response a j with a predetermined switching factor of this counting n and counting the input signals x kj and choosing a smaller modulo. In this case, the sign of the result is determined by the product of the signs of these readings. The value of the modulus is more absorbed and does not affect the result.

Алгоритмы (2) и (4) явно не линейны. Однако при выполнении условия |(n⋅aj)|≥|xk-j| имеет место линейный режим относительно амплитуды отсчета входного сигнала. При условии же |(n⋅aj)|<|xk-j| этот режим становится нелинейным, то есть возможно ограничение амплитуды входного сигнала при соответствующем выборе значения коэффициента n, который управляет видом режима. Причем, как будет показано далее на примере для класса полосовой фильтрации, это ограничение не сопровождается расширением спектра выходного сигнала. То есть ограничение и фильтрация функционально совмещены.Algorithms (2) and (4) are clearly not linear. However, under the condition | (n⋅a j ) | ≥ | x kj | there is a linear mode with respect to the amplitude of the input signal. Provided that | (n⋅a j ) | <| x kj | this mode becomes non-linear, that is, it is possible to limit the amplitude of the input signal with an appropriate choice of the value of the coefficient n, which controls the mode. Moreover, as will be shown below with an example for a band-pass filtering class, this limitation is not accompanied by a broadening of the output signal spectrum. That is, limiting and filtering are functionally combined.

Сохранение знака результата в процедуре (4), как произведения знаков как в линейном, так и в нелинейном режимах обеспечивает сохранение фазовой информации в отсчетах выходного сигнала, что может быть доказано аналитически и будет показано далее на примере.The preservation of the sign of the result in procedure (4), as the product of signs in both linear and nonlinear modes, ensures the preservation of phase information in the samples of the output signal, which can be proved analytically and will be shown below by an example.

Итак, для заявляемого способа и устройства в линейном режиме возможна фильтрация сигналов с амплитудной, фазовой и частотной модуляцией и манипуляцией, то есть, так же, как и в прототипе. В нелинейном режиме возможна фильтрация сигналов с фазовой и частотной модуляцией и манипуляцией с ограничением амплитуды выходного сигнала без расширения его спектра.So, for the proposed method and device in a linear mode, filtering of signals with amplitude, phase and frequency modulation and manipulation is possible, that is, the same as in the prototype. In the nonlinear mode, it is possible to filter signals with phase and frequency modulation and manipulation with limiting the amplitude of the output signal without expanding its spectrum.

Эквивалентность решения задачи фильтрации по результату на основе известного способа и устройства по алгоритму (1) на операции умножения и заявляемого по алгоритму (3) на операции пересечения следует из того, что пересечение и классическое умножение можно связать зависимостью:The equivalence of the solution to the problem of filtering by the result based on the known method and device according to the algorithm (1) for the operation of multiplication and the one declared according to the algorithm (3) for the operation of intersection follows from the fact that the intersection and classical multiplication can be related by the dependence:

Figure 00000008
Figure 00000008

В этом смысле алгоритм (3) можно назвать алгоритмом «нелинейного умножения», в котором сама операция умножения исключается при сохранении некоторых свойств. Именно это обеспечивает возможность снижения вычислительных затрат.In this sense, algorithm (3) can be called the “nonlinear multiplication” algorithm, in which the multiplication operation itself is eliminated while preserving some properties. This is what makes it possible to reduce computational costs.

Оценка выигрыша в вычислительных затратах заявляемого способа по сравнению с известным может быть проведена по разному. В самом общем виде анализ показывает, что реализация одной операции пересечения требует для двух М-разрядных чисел выполнения трех команд сложения, трех команд сравнения и двух команд отбрасывания знака (всего 8 команд). Реализация операции умножения может проводиться разными способами. В общем случае для одной операции умножения требуется М команд сложения, М команд сдвига и одна логическая операция. Таким образом, выигрыш в количестве команд за счет введения операции пересечения растет с увеличением разрядности чисел, представляемых отсчеты сигнала, и составляет (2М+1)/8.The evaluation of the gain in computational costs of the proposed method in comparison with the known one can be carried out in different ways. In its most general form, the analysis shows that the implementation of one intersection operation requires the execution of three addition instructions, three comparison instructions, and two sign discarding instructions for two M-bit numbers (a total of 8 instructions). The multiplication operation can be implemented in different ways. In general, a single multiplication operation requires M addition instructions, M shift instructions, and one logical operation. Thus, the gain in the number of teams due to the introduction of the intersection operation grows with an increase in the digit capacity of the numbers represented by the signal samples, and is (2M + 1) / 8.

Что касается аппаратурного исполнения, то оценка показывает, что при реализации базовой операции свертки в виде (1) на PLD Altera EPF10K200SF672-1 (семейство FLEX 10K) необходимое количество логических ячеек ПЛИС (при М=8 со знаком) составляет порядка 290, а с использованием операции пересечения (3) порядка 20, т.е. выигрыш в количестве элементов следует ожидать примерно на порядок.As for the hardware design, the estimate shows that when implementing the basic convolution operation in the form (1) on PLD Altera EPF10K200SF672-1 (FLEX 10K family), the required number of FPGA logic cells (with M = 8 with a sign) is about 290, and with using the intersection operation (3) of order 20, i.e. the gain in the number of elements should be expected by about an order of magnitude.

Наличие произведения (n⋅aj) в алгоритме заявляемого способа и устройства практически не влияет на вычислительные затраты, поскольку представляет собой произведение постоянных коэффициентов, определенных заранее.The presence of the product (n⋅a j ) in the algorithm of the proposed method and device practically does not affect the computational costs, since it is the product of constant coefficients determined in advance.

Оценку качества решения задачи фильтрации проведем путем сравнение частотных характеристик известного и заявляемого способов в конкретном случае реализации в виде полосового фильтра.We will evaluate the quality of the solution to the filtering problem by comparing the frequency characteristics of the known and proposed methods in a specific case of implementation in the form of a bandpass filter.

Частотная характеристика для известного способа определяется на основании соотношения (1) в виде [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника» / С.И. Баскаков. - 4-е изд., перераб. и доп. - М: Высш. шк., 200. - 462 с.: ил., с. 407, соотношение (15.61)]:The frequency response for the known method is determined based on the relationship (1) in the form [Baskakov S.I. Radio engineering circuits and signals: Textbook. for universities on specials. "Radiotekhnika" / S.I. Baskakov. - 4th ed., Rev. and add. - M: Higher. school, 200 .-- 462 p .: ill., p. 407, ratio (15.61)]:

Figure 00000009
Figure 00000009

Здесь j - комплексный множитель; ω - угловая частота; Δ - интервал дискретизации по времени; N - порядок фильтрации.Here j is a complex factor; ω is the angular frequency; Δ is the time sampling interval; N - filtering order.

Тогда по аналогии с (6) частотная характеристика для заявляемого способа и устройства может быть получена на основании соотношения (3) в виде:Then, by analogy with (6), the frequency response for the proposed method and device can be obtained on the basis of relation (3) in the form:

Figure 00000010
Figure 00000010

В качестве примера используем синтезированный средствами пакета «Matlab» полосовой трансверсальный фильтр 16-го порядка с параметрами: частота настройки ƒ0=8 МГц; частота дискретизации ƒg=54 МГц; граничные частоты полосы пропускания Fpass1=7.52 МГц, Fpass2=8.48 МГц; граничные частоты основного лепестка амплитудно частотной характеристики Fstop1=4 МГц; Fstop2=12 МГц.As an example, we will use a 16th order band-pass transversal filter synthesized by means of the "Matlab" package with the following parameters: tuning frequency ƒ 0 = 8 MHz; sampling rate ƒ g = 54 MHz; cutoff frequencies of the passband F pass1 = 7.52 MHz, F pass2 = 8.48 MHz; cutoff frequencies of the main lobe of the amplitude-frequency characteristic F stop1 = 4 MHz; F stop2 = 12 MHz.

Значения отсчетов коэффициентов фильтра представлены на фиг. 2 в виде импульсной характеристики.The sample values of the filter coefficients are shown in FIG. 2 as an impulse response.

Для определения диапазона изменения значений коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики n исследуем соответствие фильтра, реализуемого заявляемым способом (3) с частотной характеристикой вида (7) и фильтра, реализуемого известным способом (1), с частотной характеристикой вида (6) в полосе пропускания, ограниченной частотами Fpass, и в полосе основного лепестка, ограниченной частотами Fstop (примерно на уровне 0,1 от максимума).To determine the range of variation of the values of the switching factor of the samples of the impulse response n, we investigate the correspondence of the filter implemented by the inventive method (3) with the frequency response of the form (7) and the filter implemented by the known method (1) with the frequency response of the form (6) in the passband limited frequencies F pass , and in the band of the main lobe limited by the frequencies F stop (about 0.1 from the maximum).

Для этого смоделированы зависимости вида:For this, dependencies of the form are modeled:

Figure 00000011
Figure 00000011

Figure 00000012
Figure 00000012

где |K(ƒ)|,

Figure 00000013
- нормированные амплитудно частотные характеристики (АЧХ),where | K (ƒ) |,
Figure 00000013
- normalized amplitude-frequency characteristics (AFC),

ϕ(ƒ),

Figure 00000014
- фазочастотные характеристики (ФЧХ) известного фильтра (на умножении) и заявляемого (на пересечении) соответственно; ΔF=ƒк-ƒн - ширина диапазона частот, в котором проводится анализ, а ƒн и ƒк - граничные частоты диапазона анализа.ϕ (ƒ),
Figure 00000014
- phase-frequency characteristics (PFC) of the known filter (multiplication) and the claimed one (at the intersection), respectively; ΔF = ƒ to -ƒ n is the width of the frequency range in which the analysis is carried out, and ƒ n and ƒ k are the cutoff frequencies of the analysis range.

Выражения (8, 9) являются по сути погрешностями представления АЧХ и ФЧХ заявляемого фильтра по сравнению с прототипом и зависимости от коэффициента включения n.Expressions (8, 9) are essentially errors in the representation of the frequency response and phase response of the proposed filter in comparison with the prototype and depending on the inclusion coefficient n.

Результаты моделирования зависимостей (8, 9), выраженные в процентах, приведены на фиг. 3.The results of modeling dependencies (8, 9), expressed as a percentage, are shown in Fig. 3.

Здесь цифрами 7 и 8 обозначены кривые погрешности представления АЧХ, а цифрами 9 и 10 - погрешности представления ФЧХ фильтра на пересечении, выраженные в процентах. При этом кривые, обозначенные цифрами 7 и 9, представляют погрешности в полосе пропускания (Fpass), а цифрами 8 и 10 - в полосе частот Fstop, занимаемой основным лепестком АЧХ.Here, the numbers 7 and 8 denote the curves of the frequency response presentation error, and the numbers 9 and 10 - the errors in the presentation of the phase response of the filter at the intersection, expressed as a percentage. In this case, the curves designated by numbers 7 and 9 represent errors in the pass band (F pass ), and by numbers 8 and 10 - in the frequency band F stop occupied by the main lobe of the frequency response.

Как следует из графиков 7 и 8 (фиг. 3), погрешность представления АЧХ для фильтра на пересечении не превышает 10% при изменении коэффициента включения в пределах 100 дБ. Что касается погрешности представления ФЧХ (графики 9 и 10), то она в диапазоне изменений коэффициента включения равном 90 дБ не превышает 45%. Для многих радиотехнических приложений такие фазовые рассогласования считаются вполне приемлемыми.As follows from graphs 7 and 8 (Fig. 3), the error of the frequency response for the filter at the intersection does not exceed 10% when the switching coefficient changes within 100 dB. As for the error in the representation of the phase-frequency characteristic (graphs 9 and 10), it does not exceed 45% in the range of changes in the inclusion coefficient equal to 90 dB. For many radio engineering applications, such phase mismatches are considered quite acceptable.

Результаты моделирования АЧХ и ФЧХ полосовых фильтров для известного и заявляемого способов, рассчитанные на основании (6) и (7), представлены на фиг. 4 и фиг. 5 соответственно.The results of modeling the frequency response and phase response of bandpass filters for the known and inventive methods, calculated on the basis of (6) and (7), are presented in Fig. 4 and FIG. 5 respectively.

На фиг. 4 цифрой 11 обозначена АЧХ фильтра, реализующего известный способ (на умножении), а цифрой 12 - заявляемый способ (на пересечении). Причем, моделирование фильтра на пересечении проведено для значения коэффициента включения n=32, полученного на основании анализа погрешностей представления (фиг. 4).FIG. 4, number 11 denotes the frequency response of the filter that implements the known method (by multiplication), and number 12 - the claimed method (at the intersection). Moreover, the simulation of the filter at the intersection was carried out for the value of the inclusion coefficient n = 32, obtained on the basis of the analysis of errors in the representation (Fig. 4).

На фиг. 5 цифрой 13 обозначена ФЧХ фильтра, реализующего известный способ (на умножении), а цифрой 14 - заявляемый способ (на пересечении).FIG. 5, number 13 denotes the phase response of the filter that implements the known method (by multiplication), and number 14 denotes the claimed method (at the intersection).

Таким образом, полученные результаты оценки погрешностей представления АЧХ и ФЧХ фильтра на пересечении свидетельствуют о достаточно широких пределах варьирования коэффициентом включения n при решении задачи управления динамическим диапазоном или повышения функциональной устойчивости элементов аппаратуры. Кроме того они позволяют сделать обоснованный выбор коэффициента включения.Thus, the obtained results of evaluating the errors in the representation of the frequency response and phase response of the filter at the intersection indicate a fairly wide range of variation in the switching coefficient n when solving the problem of controlling the dynamic range or increasing the functional stability of the equipment elements. In addition, they allow you to make an informed choice of the inclusion factor.

Для подтверждения факта расширения функциональных возможностей в заявляемом способе по сравнению с прототипом путем введения нелинейного режима фильтрации получена и исследована амплитудная характеристика заявляемого фильтра в виде отношения амплитуды выходного сигнала Uвых к амплитуде входного сигнала Uвх в зависимости от амплитуды входного сигнала в виде Uвых/Uвх=ƒ(Uвх). Эта зависимость исследовалась для различных значений коэффициента включения n, выбранных в диапазоне допустимых погрешностей в соответствии с фиг. 3.To confirm enhanced functionality in the claimed method as compared with the prior art by introducing a non-linear filtering mode is obtained and investigated the amplitude characteristic of the inventive filter as the ratio of the input signal the output signal of the amplitude U O to the amplitude U Rin depending on the input signal amplitude as U O / U in = ƒ (U in ). This dependence was investigated for various values of the inclusion coefficient n, selected in the range of permissible errors in accordance with Fig. 3.

В качестве входного сигнала фильтра использовался прямоугольный радиоимпульс длительностью 1 мкс (фиг. 6,а) на частоте 8 МГц, равной центральной частоте настройки исследуемого фильтра. Выходной сигнал фильтра показан на фиг. 6,б.A rectangular radio pulse with a duration of 1 μs (Fig. 6, a) at a frequency of 8 MHz, equal to the central tuning frequency of the filter under study, was used as the input signal of the filter. The filter output is shown in FIG. 6, b.

Следует заметить, что форма выходного сигнала заявляемого фильтра для заданных параметров входного сигнала (формы и длительности) в диапазоне изменения коэффициента включения n=0,001…600 отсчетов импульсной характеристики {aj} с погрешностью не более 5% соответствовала форме выходного сигнала известного фильтра.It should be noted that the shape of the output signal of the inventive filter for the given parameters of the input signal (shape and duration) in the range of change in the switching coefficient n = 0.001 ... 600 counts of the impulse response {a j } with an error of no more than 5% corresponded to the shape of the output signal of the known filter.

Результаты исследования амплитудной характеристики заявляемого фильтра показаны на фиг. 7.The results of the study of the amplitude characteristic of the inventive filter are shown in Fig. 7.

Цифровые обозначения амплитудных характеристики, представленные на фиг. 7, соответствуют следующим коэффициентам включения отсчетов импульсной характеристики: 15 - для фильтра с коэффициентом включения n=0.1; 16 - для n=1; 17 - для n=30; 18 - для n=600.The amplitude characteristic numerals shown in FIG. 7 correspond to the following switching factors of the impulse response samples: 15 - for a filter with an switching factor n = 0.1; 16 - for n = 1; 17 - for n = 30; 18 - for n = 600.

Последний случай соответствует граничному по допустимым погрешностям коэффициенту включения фильтра, кривая 17 - оптимальному значению коэффициента включения (n≈30), когда амплитудные и фазовые погрешности в полосе пропускания и в полосе частот основного лепестка АЧХ минимальны (не превышают 5%).The latter case corresponds to the limit on the permissible errors of the filter switch-on factor, curve 17 - to the optimal value of the switch-on factor (n≈30), when the amplitude and phase errors in the passband and in the frequency band of the main lobe of the frequency response are minimal (do not exceed 5%).

Каждая из характеристик содержит участок, где коэффициент передачи фильтра постоянен и примерно равен единице. В пределах этого участка амплитуда выходного сигнала растет линейно с ростом амплитуды входного сигнала, ограничение отсутствует. Линейно (для логарифмического масштаба) спадающие участки характеристик свидетельствуют о наличии ограничения, когда амплитуда выходного сигнала постоянна при росте амплитуды входного сигнала. Анализ показывает, что амплитуда входного сигнала, с которой начинается ограничение Uвх огр при граничном значении коэффициента передачи ~ 0,8 может быть (помимо графика) найдена из следующего приближенного эмпирического соотношения:Each of the characteristics contains a section where the filter gain is constant and approximately equal to one. Within this section, the amplitude of the output signal grows linearly with an increase in the amplitude of the input signal, there is no limitation. Linearly (for a logarithmic scale) falling portions of the characteristics indicate the presence of a limitation, when the amplitude of the output signal is constant with an increase in the amplitude of the input signal. The analysis shows that the amplitude of the input signal, with which the limitation of U in ogr begins at the boundary value of the transfer coefficient of ~ 0.8, can be found (in addition to the graph) from the following approximate empirical relation:

Figure 00000015
Figure 00000015

Поскольку при оценке выходного сигнала использовалась нормировка к длительности (числу отсчетов) импульсной характеристики, полученные результаты распространяются на нерекурсивные фильтры любого порядка.Since, when evaluating the output signal, we used the normalization to the duration (number of counts) of the impulse response, the results obtained are extended to non-recursive filters of any order.

Необходимо подчеркнуть, что амплитудная характеристика известного способа и устройства линейно спадающего участка не содержит.It should be emphasized that the amplitude characteristic of the known method and device does not contain a linearly falling section.

Разумеется, если информация заключается в амплитудных характеристиках сигнала, то она сохраняется на выходе фильтра при преобразовании по заявляемому способу до тех пор, пока выполняется условие Uвх огр<0,018⋅n. Это иллюстрируется результатами фильтрации амплитудно модулированного (AM) сигнала, приведенными на фиг. 8.Of course, if the information consists in the amplitude characteristics of the signal, then it is stored at the output of the filter when converting according to the inventive method until the condition U in ogr <0.018⋅n is satisfied. This is illustrated by the filtering results of the Amplitude Modulated (AM) signal shown in FIG. 8.

Цифрой 19 обозначена эпюра напряжения входного сигнала, которым является AM радиоимпульс длительностью ~ 3 мкс и с несущей частотой 8 МГц.Numeral 19 denotes the voltage diagram of the input signal, which is an AM radio pulse with a duration of ~ 3 μs and with a carrier frequency of 8 MHz.

Цифрами 20, 21 и 22 обозначены эпюры напряжения выходных сигналов фильтра с коэффициентом включения ИХ n=1. Здесь сохранены относительные амплитуды выходных сигналов. При этом вторая эпюра представляет выходной сигнал при Uвх=0,01 В (выполняется условие Uвх<Uвх огр=0,018). Амплитудная модуляция, как видно из фиг. 8, в выходном сигнале полностью сохраняется. Третья эпюра соответствует случаю, когда Uвх=0,03 В, т.е. амплитуда входного сигнала незначительно превышаетThe numbers 20, 21 and 22 denote the voltage diagrams of the output signals of the filter with the switching coefficient of the IM n = 1. The relative amplitudes of the output signals are stored here. In this case, the second diagram represents the output signal at U in = 0.01 V (the condition U in <U in limit = 0.018 is fulfilled). Amplitude modulation, as seen in FIG. 8 is completely retained in the output signal. The third diagram corresponds to the case when U in = 0.03 V, i.e. the amplitude of the input signal slightly exceeds

Uвх огр (точка перегиба кривой 20 фиг. 7). Ограничение в этом случае начинает сказываться, уменьшается глубина модуляции. Наконец, четвертая эпюра соответствует случаю, когда Uвх=1,7 Uвх огр, амплитудная информация в выходном сигнале полностью разрушена.U in ogr (inflection point of curve 20 in Fig. 7). The limitation in this case begins to affect, the modulation depth decreases. Finally, the fourth diagram corresponds to the case when U in = 1.7 U in ogr , the amplitude information in the output signal is completely destroyed.

Как видно из результатов моделирования, заявляемый способ и устройство сочетают линейный и нелинейный режим, выбор которого определяется значением коэффициента включения n при заданной амплитуде входного сигнала. Сигналы, в которых носителем информации является амплитуда, должны обрабатываться в линейном режиме путем установки соответствующего значения коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики.As can be seen from the simulation results, the inventive method and device combine a linear and a nonlinear mode, the choice of which is determined by the value of the inclusion coefficient n at a given amplitude of the input signal. Signals in which the information carrier is the amplitude must be processed in a linear mode by setting the appropriate value for the switching factor of the impulse response samples.

Что касается сигналов с угловой модуляцией и манипуляцией, то для их обработки пригоден как линейный, так и нелинейный режим. При этом в нелинейном режиме сочетается как решение задачи фильтрации, поскольку сохраняется фазовая информация, так и повышение функциональной устойчивости за счет ограничения амплитуды выходного сигнала без расширения его спектра.As for signals with angle modulation and keying, both linear and non-linear modes are suitable for their processing. In this case, in the nonlinear mode, both the solution of the filtering problem is combined, since the phase information is preserved, and the increase in functional stability by limiting the amplitude of the output signal without expanding its spectrum.

В то время как применение известных фильтров для обработки сигналов с угловой модуляцией связано с обязательным использованием амплитудных ограничителей в приемном тракте РЭС, приводящих к расширению спектра сигнала. Это в свою очередь вынуждает устанавливать дополнительные полосовые фильтры.At the same time, the use of known filters for processing signals with angle modulation is associated with the mandatory use of amplitude limiters in the receiving path of the RES, which lead to the spread of the signal spectrum. This, in turn, forces the installation of additional bandpass filters.

Заявляемый способ и устройство на процедуре пересечения в силу своих свойств исключает такую необходимость.The inventive method and device for the crossing procedure, by virtue of its properties, excludes such a need.

Покажем это путем моделирования на примере обработки частотно манипулированного сигнала для двух вариантов схем частотного детектирования.Let us show this by modeling using the example of processing a frequency-shift keyed signal for two variants of frequency detection schemes.

В первом варианте исследовалась схема, включающая в себя реализацию заявляемого способа цифровой фильтрации (3) в виде полосового фильтра на процедуре пересечения с указанными ранее параметрами и частотного детектора фиг. 9.In the first version, a circuit was investigated that includes the implementation of the proposed digital filtering method (3) in the form of a band-pass filter on the procedure of intersection with the previously indicated parameters and the frequency detector of FIG. 9.

В качестве частотного детектора при моделировании использован распространенный тип детектора с фазовым преобразованием частотной модуляции. Коэффициент включения отсчетов импульсной характеристики принят единичным: n=1.A common type of detector with phase transformation of frequency modulation was used as a frequency detector in the simulation. The switching factor of the impulse response samples is taken to be unit: n = 1.

Второй вариант исследуемой схемы представлен на фиг. 10. Этот вариант включает в себя реализацию известного способа цифровой фильтрации (1) в виде полосового фильтра на процедуре умножения с указанными ранее параметрами, к выходу которого подключен амплитудный ограничитель и частотный детектор, такой же, как и в первом варианте.The second variant of the investigated circuit is shown in Fig. 10. This version includes the implementation of the known digital filtering method (1) in the form of a band-pass filter on the multiplication procedure with the previously indicated parameters, to the output of which an amplitude limiter and a frequency detector are connected, the same as in the first version.

В качестве амплитудного ограничителя использовался его распространенный вариант. Уровень ограничения Uo выбран таким, чтобы обеспечивался одинаковый уровень выходных сигналов исследуемых схем при одинаковых входных. Этот уровень примерно соответствует эффективному значению выходного напряжения полосового фильтра на пересечении.Its widespread version was used as an amplitude limiter. The limitation level U o is chosen such that the same level of the output signals of the investigated circuits is provided with the same input signals. This level roughly corresponds to the effective value of the output voltage of the bandpass filter at the intersection.

Нормированная детекторная характеристика частотного детектора представлена на фиг. 11.The normalized detector response of the frequency detector is shown in FIG. eleven.

Номинальная частота, относительно которой производилась частотная манипуляция, принята равной: ƒ0=8 МГц.The nominal frequency, with respect to which the frequency shift keying was performed, is taken equal to: ƒ 0 = 8 MHz.

В качестве рабочего сигнала использовался частотно манипулированный радиоимпульс длительностью 4,32 мкс с амплитудой 10 В, состоящий из четырех дискрет длительностью примерно 1 мкс и соответствующий передаче кодовой комбинации 1010 фиг. 12,а.As a working signal, a frequency-shift keyed radio pulse with a duration of 4.32 μs with an amplitude of 10 V was used, consisting of four samples with a duration of approximately 1 μs and corresponding to the transmission of the code combination 1010 of FIG. 12, a.

При этом передаче единицы соответствует частота ƒ1=7,1 МГц, а передаче нуля - частота ƒ2=11,4 МГц (фиг. 12,а). Отклонение частот намеренно выбрано несимметричным относительно номинальной частоты ƒ0=8 МГц. Отношение сигнал/шум на входах схем принято не менее ста.In this case, the transmission of one corresponds to the frequency 1 = 7.1 MHz, and the transmission of zero corresponds to the frequency ƒ 2 = 11.4 MHz (Fig. 12, a). The frequency deviation is deliberately chosen to be asymmetric relative to the nominal frequency ƒ 0 = 8 MHz. The signal-to-noise ratio at the inputs of the circuits is assumed to be at least one hundred.

На фиг. 12,б, в, г показаны сигналы на выходе полосового фильтра на умножении, полосового фильтра на пересечении и выходе ограничителя соответственно исследуемых схем. Следует обратить внимание на соотношение амплитуд этих сигналов. При амплитуде входного сигнала, подаваемого на обе исследуемые схемы, равной 10 В амплитуда сигнала на выходе полосового фильтра на умножении составляет примерно 1,5 В (фиг. 12,б), амплитуда сигнала на выходе полосового фильтра на пересечении - примерно 0,15 В (фиг. 12,в) и примерно таким же выбран уровень ограничения Uo в схеме фиг. 10. При возрастании амплитуды входного сигнала в 10, 100 и т.д. раз так же растет амплитуда сигнала на выходе ПФ на умножении, что очевидно из принципа работы этого ПФ (1). Амплитуда же сигнала на выходе ПФ на пересечении остается неизменной в соответствии с (3), поскольку зафиксировано значение коэффициента включения импульсной характеристики n=1 для этого ПФ. Не меняется так же уровень сигнала на выходе ограничителя.FIG. 12, b, c, d show the signals at the output of the band-pass filter on multiplication, the band-pass filter at the intersection and the output of the limiter, respectively, of the investigated circuits. Attention should be paid to the ratio of the amplitudes of these signals. When the amplitude of the input signal supplied to both circuits under study is equal to 10 V, the amplitude of the signal at the output of the bandpass filter at multiplication is approximately 1.5 V (Fig. 12, b), the amplitude of the signal at the output of the bandpass filter at the intersection is approximately 0.15 V (Fig. 12, c) and approximately the same is chosen the level of limitation U o in the circuit of Fig. 10. When the amplitude of the input signal increases by 10, 100, etc. since the amplitude of the signal at the output of the PF at multiplication also increases, which is obvious from the principle of operation of this PF (1). The amplitude of the signal at the output of the PF at the intersection remains unchanged in accordance with (3), since the value of the switching coefficient of the impulse response n = 1 for this PF is fixed. The signal level at the limiter output does not change either.

В результате на выходах каждой из схем уровни сигналов будут примерно одинаковы, поскольку при принятой обработке эти уровни зависят только от степени отклонения несущей частоты от номинальной в соответствии с детекторной характеристикой фиг. 11. Это иллюстрируется фиг. 13, где представлены сигналы на выходах исследуемых схем.As a result, the signal levels at the outputs of each of the circuits will be approximately the same, since during the received processing these levels depend only on the degree of deviation of the carrier frequency from the nominal one in accordance with the detector characteristic of FIG. 11. This is illustrated in FIG. 13, which shows the signals at the outputs of the investigated circuits.

Здесь цифрой 23 обозначен сигнал на выходе схемы, изображенной на фиг. 9 (без ограничителя) с фильтром по заявляемому способу, а цифрой 24 -на выходе схемы, изображенной на фиг. 10 (с ограничителем) с фильтром по известному способу. В обоих случаях обеспечивается демодуляция передаваемого сообщения 1010.Here, 23 denotes the signal at the output of the circuit shown in FIG. 9 (without limiter) with a filter according to the claimed method, and number 24 at the output of the circuit shown in FIG. 10 (with a limiter) with a filter according to a known method. In both cases, the transmitted message 1010 is demodulated.

Практическая адекватность выходных сигналов исследуемых схем свидетельствует о сохранении фазовой информации при фильтрации по заявляемому способу.The practical adequacy of the output signals of the investigated circuits testifies to the preservation of phase information when filtering according to the claimed method.

Моделирование показывает, что для иных значений коэффициента включения n для схемы с ПФ на пересечении и соответствующем выборе уровня ограничения для схемы с ПФ на умножении результаты аналогичны.Simulation shows that for other values of the switching coefficient n for a circuit with a PF at the intersection and the corresponding choice of the restriction level for a circuit with a PF on multiplication, the results are similar.

Как следует из фиг. 13 и более детального анализа, схема с ПФ на пересечении обеспечивает более плавный характер выходного сигнала. Это обусловлено расширением спектра обрабатываемого сигнала, вносимого ограничителем в схеме на фиг. 10. Об этом свидетельствует спектральный анализ выходных сигналов, представленный на фиг. 14.As shown in FIG. 13 and more detailed analysis, the crossover circuit provides a smoother output. This is due to the spreading of the spectrum of the processed signal introduced by the limiter in the circuit in FIG. 10. This is evidenced by the spectral analysis of the output signals shown in FIG. 14.

На фиг. 14 показаны нормированные амплитудные спектры: сигнала на выходе ПФ на пересечении - 25 (схема с ПФ по заявляемому способу) и сигнала на выходе ограничителя - 26 (схема с ПФ по известному способу). Как следует из рисунка, при примерном совпадении спектров в полосе пропускания, спектр на выходе ограничителя существенно обогащается паразитными составляющими.FIG. 14 shows the normalized amplitude spectra: the signal at the output of the PF at the intersection - 25 (circuit with the PF according to the claimed method) and the signal at the output of the limiter - 26 (circuit with the PF according to the known method). As follows from the figure, with an approximate coincidence of the spectra in the passband, the spectrum at the output of the limiter is significantly enriched with parasitic components.

Помехоустойчивость исследуемых схем оценивалась путем обработки нормально распределенного шума с нулевым средним значением и стандартным отклонением σ=500 В, подаваемого на входы схем (фиг. 15,а).The noise immunity of the investigated circuits was estimated by processing normally distributed noise with zero mean value and standard deviation σ = 500 V supplied to the circuit inputs (Fig. 15, a).

Аналогично полезным сигналам (фиг. 12) на фиг. 15,б, в, г показаны шумы на выходе полосового фильтра на умножении, полосового фильтра на пересечении и выходе ограничителя соответственно исследуемых схем. Как видно из рисунка, амплитудные соотношения для шумов аналогичны амплитудным соотношениям для полезного сигнала. Это же относится к виду спектров шумов на выходе ПФ на пересечении, выходе ограничителя и выходах схем. Эти спектры по аналогии с сигнальными спектрами показаны на фиг. 16.Similar to the useful signals (FIG. 12) in FIG. 15, b, c, d show the noise at the output of the bandpass filter at multiplication, the bandpass filter at the intersection and the output of the limiter, respectively, of the investigated circuits. As can be seen from the figure, the amplitude ratios for noise are similar to the amplitude ratios for the useful signal. The same applies to the type of noise spectra at the output of the PF at the intersection, the output of the limiter and the outputs of the circuits. These spectra, by analogy with the signal spectra, are shown in FIG. 16.

Здесь цифрой 27 обозначен спектр шума на выходе ПФ на пересечении, а цифрой 28 - спектр шума на выходе ограничителя. Как видно из рисунка, эти спектры отличаются как вне полосы пропускания, так и в полосе пропускания, в отличие от спектров сигнала.Here, number 27 denotes the noise spectrum at the output of the PF at the intersection, and number 28 denotes the spectrum of the noise at the output of the limiter. As can be seen from the figure, these spectra differ both outside the passband and in the passband, in contrast to the signal spectra.

Что касается шумов на выходе каждой из исследуемых схем по сравнению с полезным сигналом, то они существенно отличаются по уровню. Это иллюстрируется фиг. 17, где цифрой 29 обозначено напряжение шума на выходе схемы без ограничителя, а цифрой 30 - с ограничителем.As for the noise at the output of each of the studied circuits in comparison with the useful signal, they differ significantly in level. This is illustrated in FIG. 17, where number 29 denotes the noise voltage at the output of the circuit without a limiter, and number 30 - with a limiter.

Для оценки этого отличия проведено осреднение стандартных отклонений выходных шумов исследуемых схем по множеству реализаций и определено их отношение. Анализ показывает, что схема частотного детектирования с ПФ по заявляемому способу обеспечивает выигрыш в уровне выходного шума не менее чем в 2,5 раза по напряжению или в 6,25 раза по мощности по сравнению со схемой с ПФ по известному способу с амплитудным ограничителем. Что является дополнительным преимуществом заявляемого изобретения.To assess this difference, the standard deviations of the output noise of the studied circuits were averaged over a variety of implementations and their ratio was determined. The analysis shows that the frequency detection circuit with a PF according to the claimed method provides a gain in the output noise level of at least 2.5 times in voltage or 6.25 times in power compared to a circuit with a PF according to the known method with an amplitude limiter. What is an additional advantage of the claimed invention.

Аналогичные результаты, как показывает моделирование, имеют место при использовании заявляемого способа и устройства для фазового детектирования сигналов, в которых носителем информации является фаза, например, фазоманипулированных сигналов.Simulation shows that similar results take place when using the proposed method and device for phase detection of signals in which the information carrier is a phase, for example, phase-shift keyed signals.

Возможности по управлению режимом функциональной устойчивости в заявляемом способе и устройстве полностью определяются коэффициентом включения отсчетов импульсной характеристики фильтра.The possibilities for controlling the mode of functional stability in the claimed method and device are completely determined by the inclusion coefficient of the filter impulse response samples.

Таким образом, полученные оценки и результаты моделирования подтверждают работоспособность, реализуемость и достижение технического результата заявляемым способом цифровой фильтрации сигнала и устройством его реализующим, который по сравнению с прототипом, заключается в существенном снижении вычислительных затрат за счет исключения операции умножения и расширения функциональных возможностей за счет введения нелинейного режимаThus, the obtained estimates and simulation results confirm the operability, feasibility and achievement of the technical result by the claimed method of digital filtering of the signal and the device that implements it, which, in comparison with the prototype, consists in a significant reduction in computational costs by eliminating the multiplication operation and expanding the functionality by introducing nonlinear mode

Возможность практической реализации заявляемого способа и устройства цифровой фильтрации сигнала следует из того, что его схема строится на типовых, известных и технологически обработанных элементах и алгоритмах. В цифровом виде схема реализации способа может быть построена на основе высокоскоростных многоразрядных АЦП, цифровых преобразователей частоты на основе цифровых синтезаторов DDS и программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС). Подобное построение аппаратуры на современной элементной базе приведено в статье H.Г. Пархоменко, Б.М. Баташов «Решение задачи оптимальной обработки сигналов со сложными видами модуляции при помощи универсальных устройств на ПЛИС». «Радиоконтроль». Выпуск №5, 2002 г. с. 81-88, рис. 1, с. 82, рис. 2.3, с. 83, рис. 4, с. 85.The possibility of practical implementation of the proposed method and device for digital signal filtering follows from the fact that its circuit is based on standard, well-known and technologically processed elements and algorithms. In digital form, the method implementation scheme can be built on the basis of high-speed multi-bit ADCs, digital frequency converters based on DDS digital synthesizers and programmable logic integrated circuits (FPGAs). A similar construction of equipment on a modern element base is given in the article by H.G. Parkhomenko, B.M. Batashov "Solving the problem of optimal processing of signals with complex types of modulation using universal devices based on FPGAs." "Radio control". Issue No. 5, 2002, p. 81-88, Fig. 1, p. 82, Fig. 2.3, p. 83, fig. 4, p. 85.

Предлагаемое техническое решение является промышленно применимым, так как для его реализации могут быть использованы любые известные из уровня техники программируемые и непрограммируемые процессоры цифровой обработки сигналов и изображений (см., например, URL: http://module.ru/catalog/).The proposed technical solution is industrially applicable, since any programmable and non-programmable digital signal and image processing processors known from the prior art can be used for its implementation (see, for example, URL: http://module.ru/catalog/).

Анализ известных решений в области цифровой фильтрации сигналов показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных операций и их последовательности относительно способа и элементов и связей относительно реализующего способ устройства, определившим путь достижения технического результата, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».The analysis of known solutions in the field of digital filtering of signals shows that the claimed invention, due to the essential features in the composition of the introduced operations and their sequence in relation to the method and elements and connections in relation to the device implementing the method, which determined the way to achieve the technical result, does not follow explicitly for a specialist from the known level technology in this subject area and meets the requirement of "inventive step".

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».The applicant has not found an analogue characterized by features identical to all essential features of the claimed invention. The definition of the prototype, as the closest analogue in terms of the totality of features, made it possible to identify in the claimed object, significant in relation to the technical result, distinctive features, which allows us to consider the claimed invention satisfying the criterion of "inventive novelty".

Claims (2)

1. Способ цифровой фильтрации сигнала, включающий в себя задержку каждого k-го отсчета сигнала xk последовательно на j⋅Z-1 интервалов дискретизации, где k - любое целое положительное число, включая нуль,
Figure 00000016
Z-1 - оператор задержки на интервал, a N>1 - порядок фильтрации, использование отсчетов импульсной характеристики фильтрации из множества {aj} для умножения, где aj - j-й отсчет импульсной характеристики, суммирование задержанных отсчетов, отличающийся тем, что при умножении каждого из отсчетов импульсной характеристики применяют коэффициент включения отсчетов импульсной характеристики n>0 в множестве {n⋅aj}, а перед суммированием каждый из задержанных отсчетов сигнала из множества {xk-j} подвергают операции пересечения с соответствующим j-м произведением из множества {n⋅aj}, при этом пересечение реализуют в виде разности модуля суммы задержанного отсчета сигнала с произведением из множества {n⋅aj} и модуля разности этого отсчета с этим произведением в соответствии с выражением
Figure 00000017
1. A method for digital filtering of a signal, including the delay of each k-th sample of the signal x k sequentially by j⋅Z -1 sampling intervals, where k is any positive integer, including zero,
Figure 00000016
Z -1 is the delay operator for the interval, a N> 1 is the filtering order, the use of samples of the filtering impulse response from the set {a j } for multiplication, where a j is the j-th sample of the impulse response, the summation of the delayed samples, characterized in that when multiplying each of the samples of the impulse response, the inclusion factor of the samples of the impulse response n> 0 in the set {n⋅a j } is applied, and before summing, each of the delayed samples of the signal from the set {x kj } is subjected to the operation of intersection with the corresponding j-th product from the set {n⋅a j }, while the intersection is realized in the form of the difference of the modulus of the sum of the delayed signal sample with the product from the set {n⋅a j } and the modulus of the difference of this sample with this product in accordance with the expression
Figure 00000017
 2. Устройство цифровой фильтрации сигнала, содержащее N-1 последовательно включенных элементов задержки, где N>1, вход первого элемента задержки является сигнальным входом устройства, N входов отсчетов импульсной характеристики устройства, N умножителей, первые входы которых связаны с соответствующими входами отсчетов импульсной характеристики, и сумматор на N входов, выход которого является выходом устройства, отличающееся тем, что введены вход коэффициента включения отсчетов импульсной характеристики, связанный одновременно с вторыми входами умножителей, N блоков пересечения с двумя входами и одним выходом каждый, связанные выходами с соответствующими входами сумматора, первые входы блоков пересечения связаны с соответствующими выходами умножителей, вторые входы блоков пересечения, начиная с первого блока, связаны с соответствующими выходами элементов задержки, начиная с первого элемента, а второй вход нулевого блока пересечения связан с сигнальным входом устройства, при этом каждый блок пересечения включает в себя первый сумматор с первым прямым и вторым инверсным входами, второй сумматор с первым и вторым прямыми входами и третий сумматор с первым инверсным и вторым прямым входами, первый и второй вычислитель модуля, причем первые входы первого и второго сумматора являются первым входом блока пересечения, вторые входы первого и второго сумматора являются вторым входом блока пересечения, выходы первого и второго сумматора соединены с первым и вторым входами третьего сумматора через первый и второй вычислители модуля соответственно, выход третьего сумматора является выходом блока пересечения.2. A digital signal filtering device containing N-1 series-connected delay elements, where N> 1, the input of the first delay element is a signal input of the device, N inputs of samples of the impulse response of the device, N multipliers, the first inputs of which are connected to the corresponding inputs of samples of the impulse response , and an adder for N inputs, the output of which is the output of the device, characterized in that the input of the switching factor of the impulse response samples is introduced, connected simultaneously with the second inputs of the multipliers, N intersection blocks with two inputs and one output each, connected by outputs with the corresponding inputs of the adder, the first inputs of the crossing blocks are connected to the corresponding outputs of the multipliers, the second inputs of the crossing blocks, starting from the first block, are connected to the corresponding outputs of the delay elements, starting from the first element, and the second input of the zero crossing block is connected to the signal input of the device, with each the crossing block includes a first adder with first direct and second inverse inputs, a second adder with first and second direct inputs and a third adder with first inverse and second direct inputs, the first and second module calculator, and the first inputs of the first and second adder are the first input the crossing block, the second inputs of the first and second adder are the second input of the crossing block, the outputs of the first and second adder are connected to the first and second inputs of the third adder through the first and second calculators of the module, respectively, the output of the third adder is the output of the crossing block.
RU2018144039A 2018-12-12 2018-12-12 Digital signal filtering method and device realizing said signal RU2743853C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2018144039A RU2743853C2 (en) 2018-12-12 2018-12-12 Digital signal filtering method and device realizing said signal

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2018144039A RU2743853C2 (en) 2018-12-12 2018-12-12 Digital signal filtering method and device realizing said signal

Publications (3)

Publication Number Publication Date
RU2018144039A RU2018144039A (en) 2020-06-15
RU2018144039A3 RU2018144039A3 (en) 2020-12-03
RU2743853C2 true RU2743853C2 (en) 2021-03-01

Family

ID=71095459

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2018144039A RU2743853C2 (en) 2018-12-12 2018-12-12 Digital signal filtering method and device realizing said signal

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2743853C2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2794548C2 (en) * 2021-10-14 2023-04-21 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Балтийский федеральный университет имени Иммануила Канта" (БФУ им. И. Канта) Method for digital filtering of radio pulses with partially overlapping amplitude-frequency spectra and a device for its implementation

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1377872A1 (en) * 1986-09-01 1988-02-28 Киевский Политехнический Институт Им.50-Летия Великой Октябрьской Социалистической Революции Device for digital filtering
RU2024184C1 (en) * 1990-11-29 1994-11-30 Валентин Евгеньевич Козлов Digital filter
US20040233886A1 (en) * 2001-08-23 2004-11-25 Hans Dieterich Adaptive filtering method and filter for filtering a radio signal in a mobile radio-communication system
RU113597U1 (en) * 2011-05-31 2012-02-20 Виктор Константинович Шакурский DIGITAL FILTER WITH MOVABLE PHASE FREQUENCY CHARACTERISTIC
RU2460130C1 (en) * 2011-04-13 2012-08-27 Закрытое акционерное общество "Ассоциация предприятий морского приборостроения" Method for digital recursive band-pass filtering and digital filter for realising said method

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1377872A1 (en) * 1986-09-01 1988-02-28 Киевский Политехнический Институт Им.50-Летия Великой Октябрьской Социалистической Революции Device for digital filtering
RU2024184C1 (en) * 1990-11-29 1994-11-30 Валентин Евгеньевич Козлов Digital filter
US20040233886A1 (en) * 2001-08-23 2004-11-25 Hans Dieterich Adaptive filtering method and filter for filtering a radio signal in a mobile radio-communication system
RU2460130C1 (en) * 2011-04-13 2012-08-27 Закрытое акционерное общество "Ассоциация предприятий морского приборостроения" Method for digital recursive band-pass filtering and digital filter for realising said method
RU113597U1 (en) * 2011-05-31 2012-02-20 Виктор Константинович Шакурский DIGITAL FILTER WITH MOVABLE PHASE FREQUENCY CHARACTERISTIC

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2794548C2 (en) * 2021-10-14 2023-04-21 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Балтийский федеральный университет имени Иммануила Канта" (БФУ им. И. Канта) Method for digital filtering of radio pulses with partially overlapping amplitude-frequency spectra and a device for its implementation

Also Published As

Publication number Publication date
RU2018144039A (en) 2020-06-15
RU2018144039A3 (en) 2020-12-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Chen Discrete-time signals and systems
US11263293B2 (en) Digital sample rate conversion
US9476920B2 (en) Methods and devices for determining root mean square of a delta-sigma modulated signal
Goel et al. Design of FIR filter using FCSD representation
Gudovskiy et al. An accurate and stable sliding DFT computed by a modified CIC filter [tips & tricks]
RU2743853C2 (en) Digital signal filtering method and device realizing said signal
Barker et al. System identification using pseudorandom signals and the discrete Fourier transform
US10566955B2 (en) Method and apparatus for accurate and efficient spectrum estimation using improved sliding DFT
US20230140050A1 (en) Band filter for filtering a discrete time series signal
Owen et al. 384 TMAC/s FIR filtering on an Artix-7 FPGA using Prism signal processing
KR20060009238A (en) Digital filter, design method thereof, design device, and digital filter design program
Lažeta et al. IIR filters designed for comparison and minimum-order design exploration using Matlab
Ahmed Design Analysis of High Pass FIR Filters Using Hanning, Bartlett and Kaiser Windows
Kumar et al. Design of cosine modulated pseudo QMF bank using modified Dolph-Chebyshev window
Shan et al. Study and application of an improved cascaded integrator-comb filter
Chaturvedi et al. Implementation of different non-recursive FIR band-pass filters using fractional Fourier transform
Kumar et al. Reconfigurable band pass filter using kaiser window for satellite communication
RU2722000C1 (en) Method of compressing lhm signal and device for implementation thereof
Maji et al. A novel design approach for low pass finite impulse response filter based on residue number system
CN112968688B (en) Method for realizing digital filter with selectable pass band
KR101818656B1 (en) Method and system for performing complex sampling of signals by using two or more sampling channels and for calculating time delays between these channels
Chaturvedi et al. Sharpening the response of an FIR filter using Fractional Fourier Transform
Nagesh et al. Digital Down Converter For 5G Systems
Milic et al. COMPARISON OF CLASSICAL CIC AND A NEW CLASS OF IMPROVED CIC FILTERS FORMED BY CASCADING NON-IDENTICAL COMB SECTIONS
Dohare et al. Quantized Coefficient FIR Filter for the Design of Filter Bank