RU2536169C1 - Method of two-stroke spectral processing of additional signals - Google Patents
Method of two-stroke spectral processing of additional signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2536169C1 RU2536169C1 RU2013142535/07A RU2013142535A RU2536169C1 RU 2536169 C1 RU2536169 C1 RU 2536169C1 RU 2013142535/07 A RU2013142535/07 A RU 2013142535/07A RU 2013142535 A RU2013142535 A RU 2013142535A RU 2536169 C1 RU2536169 C1 RU 2536169C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- period
- signals
- pcm
- carried out
- sounding
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, например к радиолокационным, в которых для передачи импульсов используется фазовая модуляция частоты. Заявляемый способ может использоваться в устройствах обработки радиолокационных сигналов для улучшения распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов.The invention relates to systems using reflection or secondary radiation of radio waves, for example, radar systems in which phase modulation of frequency is used to transmit pulses. The inventive method can be used in devices for processing radar signals to improve the recognition of broadband signals against a background of noise.
Развитие современных радиолокационных систем неразрывно связано с применением сложно-модулированных зондирующих сигналов. Применение сложных сигналов способствует повышению энергетического потенциала, помехоустойчивости, скрытности и электромагнитной совместимости радиолокационных систем, а также позволяет достичь высоких показателей разрешающей способности по информативным параметрам полезных сигналов [Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник. / Ширман Я.Д., Лосев Ю.И., Минервин Н.Н., Москвитин С.В., Горшков С.А., Леховицкий Д.И., Левченко Л.С. / Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: ЗАО «МАКВИС», 1998, стр.108]. Среди многообразия сложных сигналов нашли широкое применение сигналы с фазокодовой манипуляцией (ФКМ сигналы). А в связи с развитием статистических методов анализа и синтеза устройств обработки сигнала первостепенное значение для характеристики зондирующего сигнала приобрела автокорреляционная функция (АКФ).The development of modern radar systems is inextricably linked with the use of complex modulated sounding signals. The use of complex signals enhances the energy potential, noise immunity, secrecy and electromagnetic compatibility of radar systems, and also allows to achieve high resolution in informative parameters of useful signals [Radio-electronic systems: the basics of construction and theory. Directory. / Shirman Y.D., Losev Yu.I., Minervin N.N., Moskvitin S.V., Gorshkov S.A., Lekhovitsky D.I., Levchenko L.S. / Ed. POISON. Shirman. - M.: ZAO MAKVIS, 1998, p. 108]. Among the variety of complex signals, signals with phase-code-shift keying (PCM signals) are widely used. And in connection with the development of statistical methods for the analysis and synthesis of signal processing devices, the autocorrelation function (ACF) has become of paramount importance for the characterization of the probing signal.
При приеме отраженные сигналы сжимаются в короткие импульсы в фильтре сжатия. Как правило, для этого используется согласованный фильтр (оптимальный фильтр). За длительность сжатого ФКМ сигнала принимается ширина основного пика его АКФ, однако за его пределами наблюдаются побочные максимумы (боковые лепестки). Основной пик является полезным сигналом и используется для дальнейшей обработки, а боковые лепестки являются помехами, которые могут быть приняты за ложные цели, поэтому их уровень должен быть минимален.When received, the reflected signals are compressed into short pulses in the compression filter. As a rule, a matched filter (optimal filter) is used for this. The width of the main peak of its ACF is taken as the duration of the compressed PCM signal, but side maxima (side lobes) are observed outside it. The main peak is a useful signal and is used for further processing, and the side lobes are interference that can be mistaken for false targets, so their level should be minimal.
Один из подходов, позволяющий минимизировать боковые лепестки, - это использование пары сигналов, промодулированных дополнительными последовательностями [Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985 стр.72]. Такие сигналы одинаковой длины, имеющие боковые лепестки своих АКФ, равные по модулю и противоположные по знаку, называют дополнительными.One approach to minimize side lobes is the use of a pair of signals modulated by additional sequences [L. Varakin Communication systems with noise-like signals. - M .: Radio and communications, 1985 p. 72]. Such signals of the same length, having side lobes of their ACFs, equal in magnitude and opposite in sign, are called complementary.
В качестве прототипа выбран способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала [патент RU №2335782, МПК G01S 7/36, 2006], в котором производят излучение импульсных ФКМ сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду повторения зондирующих импульсов (зондирования), выполняют прием отраженных сигналов и их обработку. При этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух согласованных друг с другом ФКМ сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода зондирования, суммируют результаты сжатия с задержкой первого результата относительно второго на период зондирования в соответствии с временным положением согласованных друг с другом ФКМ сигналов. Если ФКМ сигналы были согласованы, то уровень боковых лепестков результата суммирования будет равен нулю, а полезный сигнал (основной пик) увеличится в два раза.As a prototype, a method for suppressing the side lobes of the autocorrelation function of a broadband signal [patent RU No. 23335782, IPC G01S 7/36, 2006], in which pulse PCM signals are emitted with a change in the phase manipulation code from period to period of repetition of probe pulses (sensing), is selected, receive reflected signals and process them. At the same time, in each sensing period, one of two PCM signals matched to each other is emitted, in which the amplitudes of the side lobes of the autocorrelation functions are equal in absolute value but have opposite signs, and the main peaks of the autocorrelation functions are equal. When receiving the reflected signals, they are compressed (optimal filtering) separately for each sounding period, the compression results are summarized with a delay of the first result relative to the second for the sounding period in accordance with the temporary position of the PCM signals coordinated with each other. If the PCM signals were matched, then the level of the side lobes of the summation result will be zero, and the useful signal (main peak) will double.
Недостаток данного способа заключается в сильной зависимости результата суммирования от доплеровской добавки к частоте отраженного сигнала. При нулевом доплеровском смещении сигналы, принятые в разных периодах излучения, складываются, взаимно компенсируя боковые лепестки своих АКФ. Наличие же доплеровской добавки от подвижной цели приводит к тому, что между двумя сигналами, принятыми в разные периоды зондирования, возникает фазовый сдвиг, приводящий к ошибкам суммирования отсчетов двух сжатых сигналов и увеличению уровня боковых лепестков.The disadvantage of this method is the strong dependence of the summation on the Doppler additive to the frequency of the reflected signal. At zero Doppler shift, the signals received in different periods of radiation add up, mutually compensating for the side lobes of their ACFs. The presence of a Doppler additive from a moving target leads to the fact that a phase shift occurs between two signals received at different periods of sounding, which leads to errors in summing the samples of two compressed signals and an increase in the level of side lobes.
Технический результат заявляемого изобретения направлен на повышение разрешающей способности радиолокационных систем.The technical result of the claimed invention is aimed at increasing the resolution of radar systems.
Технический результат заявляемого способа двухтактной спектральной обработки дополнительных сигналов достигается тем, что в нем в отличие от прототипа излучение, прием и обработку ФКМ сигналов осуществляют за два тактовых интервала (ТИ). При этом в одном из двух ТИ в каждом периоде зондирования излучают один и тот же ФКМ сигнал, а в другом из двух ТИ используют два ФКМ сигнала, излучение которых производят поочередно последовательно от периода к периоду зондирования. После получения отсчетов результатов сжатия вместо их суммирования в обоих ТИ для каждого полученного элемента дальности выполняют N-точечное дискретное преобразование Фурье (ДПФ) с получением спектральных отсчетов (дискретного спектра). Полученные для каждого ТИ дискретные спектры сравнивают, в результате чего выделяют составляющие, относящиеся к основным пикам (полезному сигналу).The technical result of the proposed method of push-pull spectral processing of additional signals is achieved by the fact that in it, in contrast to the prototype, radiation, reception and processing of PCM signals is carried out in two clock intervals (TI). In this case, in one of the two TIs in each sensing period, the same PCM signal is emitted, and in the other of the two TIs two PCM signals are used, the radiation of which is produced alternately sequentially from the period to the period of sounding. After receiving samples of the compression results, instead of summing them in both TIs, for each received range element, an N-point discrete Fourier transform (DFT) is performed to obtain spectral samples (discrete spectrum). The discrete spectra obtained for each TI are compared, as a result of which the components related to the main peaks (useful signal) are distinguished.
Сущность изобретения состоит в том, что выполняют спектральную обработку дополнительных сигналов, в качестве которых используют два согласованных друг с другом ФКМ сигнала, у которых амплитуды боковых лепестков АКФ равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики АКФ равны. При этом излучение, прием и обработку ФКМ сигналов осуществляют за два тактовых интервала (ТИ), в которых в каждом периоде зондирования излучают один из двух ФКМ сигналов. В одном из двух ТИ в каждом периоде зондирования излучают один и тот же ФКМ сигнал, а в другом из двух ТИ используют два ФКМ сигнала, излучение которых производят поочередно последовательно от периода к периоду зондирования. В каждом ТИ количество периодов зондирования составляет N=2k, где k - целое положительное число. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода зондирования с получением отсчетов результатов сжатия.The essence of the invention lies in the fact that they perform spectral processing of additional signals, which use two matched PCM signals, in which the amplitudes of the side lobes of the ACF are equal in absolute value but have opposite signs and the main peaks of the ACF are equal. In this case, the radiation, reception and processing of PCM signals is carried out for two clock intervals (TI), in which in each period of sounding emit one of two PCM signals. In one of the two TIs, the same PCM signal is emitted in each sounding period, and the other of the two TIs uses two PCM signals, the radiation of which is produced alternately sequentially from period to period of the sounding. In each TI, the number of sounding periods is N = 2 k , where k is a positive integer. When receiving the reflected signals, they are compressed (optimal filtering) separately for each sounding period to obtain samples of the compression results.
Для каждого ТИ осуществляют накопление отсчетов результатов сжатия, которые после окончания текущего ТИ образуют двумерную матрицу, n-ая строка которой будет содержать отсчеты, полученные в n-ом периоде зондирования (n=1, 2, 3, …, N). Каждый столбец данной матрицы будет содержать отсчеты, относящиеся к фиксированному элементу дальности. Для каждого полученного элемента дальности выполняют N-точечное дискретное преобразование Фурье (ДПФ) с получением спектральных отсчетов (дискретного спектра). Для каждого ТИ получают соответствующий дискретный спектр. После этого полученные для двух ТИ дискретные спектры сравнивают. Спектральные отсчеты, относящиеся к основным пикам (полезному сигналу), в обоих дискретных спектрах будут иметь одинаковые номера, а так как во втором ТИ используют оба дополнительных сигнала, то спектральные отсчеты, относящиеся к боковым лепесткам (помехам), будут сдвинуты друг относительно друга ровно на половину одного ТИ или на N/2. Таким образом, в результате сравнения выделяют составляющие, относящиеся к основным пикам (полезному сигналу).For each TI, samples of compression results are accumulated, which, after the end of the current TI, form a two-dimensional matrix, the n-th row of which will contain the samples obtained in the n-th sensing period (n = 1, 2, 3, ..., N). Each column of this matrix will contain samples related to a fixed range element. For each received range element, an N-point discrete Fourier transform (DFT) is performed to obtain spectral readings (discrete spectrum). For each TI receive the corresponding discrete spectrum. After that, the discrete spectra obtained for two TIs are compared. The spectral samples related to the main peaks (useful signal) will have the same numbers in both discrete spectra, and since the second TI uses both additional signals, the spectral samples related to the side lobes (interference) will be shifted exactly relative to each other half one TI or N / 2. Thus, as a result of the comparison, the components related to the main peaks (useful signal) are isolated.
На фиг.1 изображено устройство для двухтактной спектральной обработки принятых отраженных сигналов.Figure 1 shows a device for push-pull spectral processing of the received reflected signals.
Устройство состоит из управляемого оптимального фильтра (УОФ) 1, первого оперативного запоминающего устройства (ОЗУ) 2, блока N-точечного ДПФ 3, второго ОЗУ 4, устройства сравнения (УС) 5. Вход УОФ 1 является входом устройства, на который поступают отраженные сигналы. Выход УОФ 1 соединен с входом первого ОЗУ 2. Выход первого ОЗУ 2 соединен с входом блока N-точечного ДПФ 3, выход которого соединен с входом второго ОЗУ 4 и со вторым входом УС 5. Выход второго ОЗУ 4 соединен с первым входом УС 5. Выход УС 5 является выходом устройства.The device consists of a controlled optimal filter (UOF) 1, the first random access memory (RAM) 2, the block N-
Двухтактная спектральная обработка принятых отраженных сигналов реализуется устройством следующим образом.Push-pull spectral processing of the received reflected signals is implemented by the device as follows.
В обоих ТИ в каждом периоде зондирования УОФ 1 согласован с используемым в данном периоде излученным ФКМ сигналом и производит сжатие соответствующего ему отраженного сигнала.In both TIs in each sounding period, the
В первом ТИ в N периодах зондирования используется один и тот же ФКМ сигнал из пары дополнительных сигналов. После сжатия принятых отраженных сигналов первое ОЗУ 2 выполняет построчное сохранение отсчетов результатов сжатия, при этом отсчеты, полученные в n-ом периоде зондирования, будут находиться в n-ой строке (n=1, 2, 3, …, N), а в каждом столбце будут находиться N отсчетов, относящихся к фиксированному элементу дальности. После заполнения первого ОЗУ 2 N отсчетов из каждого столбца передаются в блок TV-точечного ДПФ 3, который вычисляет спектральные отсчеты для каждого элемента дальности. После этого ОЗУ 4 сохраняет полученные спектральные отсчеты, которые также поступают на второй вход УС 5 для последующего сравнения.In the first TI, in the N sounding periods, the same PCM signal from a pair of additional signals is used. After compression of the received reflected signals, the
Во втором ТИ в N периодах зондирования используются оба ФКМ сигнала из пары дополнительных сигналов. После сжатия принятых отраженных сигналов первое ОЗУ 2 выполняет построчное сохранение отсчетов результатов сжатия. После заполнения первого ОЗУ 2 N отсчетов из каждого столбца передаются в блок N - точечного ДПФ 3, который вычисляет спектральные отсчеты для каждого элемента дальности.In the second TI in N periods of sounding, both PCM signals from a pair of additional signals are used. After compression of the received reflected signals, the
Спектральные отсчеты, полученные для каждого элемента дальности во втором ТИ, поочередно передаются на второй вход УС 5 и на вход второго ОЗУ 4, замещая сохраненные в нем отсчеты, относящиеся к текущему элементу дальности. При этом на первый вход УС 5 из ОЗУ 4 подаются спектральные отсчеты, полученные в предыдущем ТИ. УС 5 осуществляет сравнение спектральных отсчетов (дискретных спектров), полученных в двух ТИ. Например, УС 5 определяет наличие равенства амплитуд соответствующих спектральных отсчетов из двух дискретных спектров. В случае равенства УС 5 отмечает равные спектральные отсчеты, как составляющие основного пика, в противном случае - бокового лепестка, что позволяет нивелировать его наличие. Результатом работы УС 5 являются дискретные спектры, синтезированные из составляющих, относящихся только к основным пикам (полезному сигналу).The spectral samples obtained for each range element in the second TI are alternately transmitted to the second input of the
Для осуществления работы схемы и получения результата необходимо осуществить зондирование в течение как минимум двух ТИ.To implement the operation of the circuit and obtain the result, it is necessary to probe for at least two TIs.
По окончании двух ТИ работа схемы повторяется. При этом на первый вход УС 5 подаются спектральные отсчеты, полученные в предыдущем ТИ.At the end of two TIs, the operation of the circuit is repeated. In this case, the spectral readings obtained in the previous TI are fed to the first input of
На фиг.2 представлены временные диаграммы излучаемых, отраженных и сжатых сигналов для двух ТИ. На диаграммах 1 и 4 изображены сигналы A, В, излучаемые с периодом излучения Тизл. На диаграммах 2 и 5 изображены отраженные сигналы A′, B′, задержанные на время величиной τ и поступающие на вход УОФ 1. На диаграммах 3 и 6 изображены сжатые сигналы на выходе УОФ 1.Figure 2 presents the time diagram of the emitted, reflected and compressed signals for two TI. In Figures 1 and 4 show the signals A, B, radiation emitted with period T rad. Diagrams 2 and 5 show the reflected signals A ′, B ′, delayed for a time by a value of τ and fed to the input of the
На фиг.3-8 изображены графики дискретных амплитудных спектров |S(f)| по модулю, поясняющие принцип работы УС 5 при обработке основного пика и бокового лепестка. На фиг.3, 4 показано взаимное расположение спектральных отсчетов, относящихся к основному пику и боковому лепестку для первого ТИ, на фиг.5, 6 - для второго ТИ. На фиг.7, 8 показаны результаты сравнения для основного пика и бокового лепестка. Смещение спектральных отсчетов, относящихся к боковому лепестку, соответствует его сдвигу на частоту f, равную 0,5/Тизл Гц.Figure 3-8 shows graphs of discrete amplitude spectra | S (f) | modulo, explaining the principle of operation of
На графиках: fd - частота доплеровской добавки;On the graphs: f d is the frequency of the Doppler additive;
Тизл - период излучения (зондирования).T Izl - period of radiation (sounding).
Таким образом, использование дополнительных сигналов и их спектральной обработки в течение как минимум двух тактовых интервалов позволяет устранить влияние боковых лепестков на результат обработки. В радиолокационных системах это значительно повышает их разрешающую способность.Thus, the use of additional signals and their spectral processing for at least two clock intervals eliminates the influence of side lobes on the processing result. In radar systems, this greatly increases their resolution.
Промышленная применимость данного способа возможна, исходя из того, что все используемые операции (умножение, суммирование и ДПФ) практически реализуемы в цифровой технике, а также программным способом в вычислительной технике.The industrial applicability of this method is possible based on the fact that all the operations used (multiplication, summation and DFT) are practically feasible in digital technology, as well as in software in computer technology.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2013142535/07A RU2536169C1 (en) | 2013-09-17 | 2013-09-17 | Method of two-stroke spectral processing of additional signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2013142535/07A RU2536169C1 (en) | 2013-09-17 | 2013-09-17 | Method of two-stroke spectral processing of additional signals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2536169C1 true RU2536169C1 (en) | 2014-12-20 |
Family
ID=53286273
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2013142535/07A RU2536169C1 (en) | 2013-09-17 | 2013-09-17 | Method of two-stroke spectral processing of additional signals |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2536169C1 (en) |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2131612C1 (en) * | 1998-09-21 | 1999-06-10 | Государственное унитарное предприятие Центральный научно-исследовательский институт "Гранит" | Radar station |
US6268821B1 (en) * | 1977-10-21 | 2001-07-31 | Raytheon Company | Multiple band sidelobe canceller |
US6867726B1 (en) * | 1991-12-16 | 2005-03-15 | Lockheed Martin Corporation | Combining sidelobe canceller and mainlobe canceller for adaptive monopulse radar processing |
RU56653U1 (en) * | 2006-03-15 | 2006-09-10 | Открытое акционерное общество "Концерн "Гранит-Электрон" | RADAR STATION |
SU1840559A1 (en) * | 1984-05-18 | 2007-09-10 | Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники | Signal-compression radar |
RU2335782C1 (en) * | 2007-02-20 | 2008-10-10 | Федеральное Государственное Унитарное Предприятие "Государственный Рязанский Приборный Завод" | Method of sidelobe extinction of broadband signal autocorrelation function |
US8115679B2 (en) * | 2008-02-07 | 2012-02-14 | Saab Ab | Side lobe suppression |
-
2013
- 2013-09-17 RU RU2013142535/07A patent/RU2536169C1/en active
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6268821B1 (en) * | 1977-10-21 | 2001-07-31 | Raytheon Company | Multiple band sidelobe canceller |
SU1840559A1 (en) * | 1984-05-18 | 2007-09-10 | Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники | Signal-compression radar |
US6867726B1 (en) * | 1991-12-16 | 2005-03-15 | Lockheed Martin Corporation | Combining sidelobe canceller and mainlobe canceller for adaptive monopulse radar processing |
RU2131612C1 (en) * | 1998-09-21 | 1999-06-10 | Государственное унитарное предприятие Центральный научно-исследовательский институт "Гранит" | Radar station |
RU56653U1 (en) * | 2006-03-15 | 2006-09-10 | Открытое акционерное общество "Концерн "Гранит-Электрон" | RADAR STATION |
RU2335782C1 (en) * | 2007-02-20 | 2008-10-10 | Федеральное Государственное Унитарное Предприятие "Государственный Рязанский Приборный Завод" | Method of sidelobe extinction of broadband signal autocorrelation function |
US8115679B2 (en) * | 2008-02-07 | 2012-02-14 | Saab Ab | Side lobe suppression |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6177467B1 (en) | Radar operation with enhanced Doppler capability | |
JP6208710B2 (en) | Holographic radar and holographic radar sensor using distance gate | |
CN100533171C (en) | Radar apparatus | |
CN101470202B (en) | Pulse Doppler radar system and its signal processing method | |
JP2016151425A (en) | Radar system | |
CN104181509A (en) | Incoherent scattering radar signal processing method based on frequency hopping and polyphase alternating codes | |
TW201445160A (en) | Signal generating method and radar system | |
RU2382380C1 (en) | Nonlinear radar-location method | |
JP4405701B2 (en) | Radar equipment | |
RU2536169C1 (en) | Method of two-stroke spectral processing of additional signals | |
RU2504798C1 (en) | Method for spectral processing of auxiliary signals | |
WO2016194044A1 (en) | Target detection device and target detection method | |
JPH02165086A (en) | Radar | |
RU2335782C1 (en) | Method of sidelobe extinction of broadband signal autocorrelation function | |
Ganveer et al. | SAR implementation using LFM signal | |
RU2619086C1 (en) | Method of determining distance to reflective surface | |
Lu et al. | Maximum unambiguous frequency of random PRI radar | |
JP2010197147A (en) | Radar device | |
Marszal et al. | Application of maximum length sequence in silent sonar | |
Seleym | Complementary phase coded LFM waveform for SAR | |
ITRM20130290A1 (en) | CONSISTENT RADAR | |
Li et al. | Detection of trapped survivors using 270/400 MHz dual-frequency IR-UWB radar based on time division multiplexing | |
RU2643199C1 (en) | Method of improving characteristics of nonlinear radar | |
JP2013113723A (en) | Radar system | |
RU2503971C1 (en) | Method to suppress side tabs of autocorrelation function of wideband signal |