RU2335782C1

RU2335782C1 - Method of sidelobe extinction of broadband signal autocorrelation function

Info

Publication number: RU2335782C1
Application number: RU2007106099/09A
Authority: RU
Inventors: Юрий Игоревич Компаниец (RU); Юрий Игоревич Компаниец; Дмитрий Николаевич Кривченков (RU); Дмитрий Николаевич Кривченков
Original assignee: Федеральное Государственное Унитарное Предприятие "Государственный Рязанский Приборный Завод"
Priority date: 2007-02-20
Filing date: 2007-02-20
Publication date: 2008-10-10

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: within each sweep one of two intermarched phase-code-manipulated signals is generated. At receiving end sensed signals are compressed - optimally filtered - separately for each generation. Results of optimal filtering within two sequential soundings are summed; thus if phase-code-manipulated signals are matched, sidelobes mix is equal to zero.

EFFECT: higher quality of radio signals noise recognition.

3 dwg, 1 tbl

Description

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, например радарным системам, в которых для передачи импульсов используется фазовая модуляция частоты. Заявленный способ может использоваться в устройствах обработки радио- и радиолокационных сигналов для улучшения распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов.The invention relates to systems using reflection or secondary radiation of radio waves, for example, radar systems in which phase modulation of frequency is used to transmit pulses. The claimed method can be used in devices for processing radio and radar signals to improve the recognition of broadband signals against a background of noise.

В радарных системах от параметров зондирующего сигнала зависят основные характеристики: максимальная дальность действия, точность определения координат и скорость объектов, разрешающая способность по дальности и скорости. В зависимости от предъявляемых требований выбирают тот или другой вид модуляции сигнала. В связи с развитием статистических методов анализа и синтеза устройств обработки сигнала первостепенное значение для характеристики зондирующего сигнала приобрела функция автокорреляции, поскольку оптимальная обработка сигнала включает операцию умножения принятого сигнала на ожидаемый с последующим усреднением результата для уменьшения влияния помех. Автокорреляционная функция является весьма удобной характеристикой, позволяющей оценить потенциальные возможности сигнала и наиболее целесообразно выбрать его параметры и методы обработки. Для получения высокой разрешающей способности, точности и однозначности при измерении дальности и скорости необходим сигнал, автокорреляционная функция которого имеет единственный пик в начале координат. [Радиотехнические системы под ред. Казаринова Ю.М. М.: Советское радио, 1968, глава 3, с 67-72].In radar systems, the main characteristics depend on the parameters of the probing signal: the maximum range, the accuracy of determining coordinates and the speed of objects, and resolution over range and speed. Depending on the requirements, one or another type of signal modulation is chosen. In connection with the development of statistical methods for analyzing and synthesizing signal processing devices, the autocorrelation function has become of paramount importance for the characteristics of the probing signal, since the optimal signal processing includes the operation of multiplying the received signal by the expected one and then averaging the result to reduce the effect of interference. The autocorrelation function is a very convenient characteristic that allows you to evaluate the potential capabilities of the signal and it is most advisable to choose its parameters and processing methods. To obtain high resolution, accuracy and unambiguity when measuring range and speed, a signal is needed whose autocorrelation function has a single peak at the origin. [Radio Engineering Systems, ed. Kazarinova Yu.M. M .: Soviet Radio, 1968, chapter 3, p. 67-72].

Наиболее удовлетворяет сформулированным требованиям сигнал в виде кодированной по фазе последовательности из большого числа импульсов - фазовая (фазокодовая) манипуляция. Сигналы с кодированием по фазе отличаются тем, что в них длинный радиоимпульс разбивается на некоторое число более коротких подимпульсов. Все подимпульсы имеют равную длительность и частоту заполнения; каждый подимпульс передается с определенным значением фазы. Фаза каждого подимпульса выбирается в соответствии с фазовым кодом. Наибольшее распространение получило фазовое кодирование, в котором используются бинарные фазовые коды. Специальный класс бинарных кодов составляют оптимальные коды, или коды Баркера. [Справочник по радиолокации под ред. Скольника М. М.: Советское радио, 1979, раздел 8.5, с.419-420].The signal in the form of a phase-coded sequence of a large number of pulses — phase (phase-code) keying, most satisfies the formulated requirements. The phase-encoded signals are distinguished by the fact that in them a long radio pulse is divided into a number of shorter sub-pulses. All subpulses have equal duration and frequency of filling; each subpulse is transmitted with a specific phase value. The phase of each subpulse is selected in accordance with the phase code. The most widely used phase coding, which uses binary phase codes. A special class of binary codes are optimal codes, or Barker codes. [Handbook of Radar Ed. Skolnik M. M.: Soviet Radio, 1979, section 8.5, p. 419-420].

Известен способ обнаружения целей импульсной радиолокационной станцией [патент RU №2270461, МПК G01S 13/26, 2006], в котором применена обработка широкополосных сигналов, промодулированных в соответствии с кодом Баркера. При использовании фазокодоманипулированных (ФКМ) сигналов с использованием кода Баркера, в результате сжатия (оптимальной фильтрации) ФКМ сигнала, амплитуда максимального пика результата сжатия равна длине фазового кода, а амплитуда боковых лепестков меньше или равна 1. Максимальная длина кода Баркера равна 13, а отношение пикового значения боковых лепестков АКФ к максимальному пику ∂ для кодов Баркера ≥1/13.A known method for detecting targets by a pulsed radar station [patent RU No. 2270461, IPC G01S 13/26, 2006], in which the processing of broadband signals modulated in accordance with the Barker code is applied. When using phase-coded (FCM) signals using the Barker code, as a result of compression (optimal filtering) of the PCM signal, the amplitude of the maximum peak of the compression result is equal to the length of the phase code, and the amplitude of the side lobes is less than or equal to 1. The maximum length of the Barker code is 13, and the ratio the peak value of the side lobes of the ACF to the maximum peak ∂ for Barker codes ≥1 / 13.

Для уменьшения ∂ используют минимаксные последовательности, но при этом возрастает длина кода и амплитуда боковых лепестков.To reduce ∂, minimax sequences are used, but the code length and the amplitude of the side lobes increase.

Использование минимаксных последовательностей и кодов Баркера не обеспечивает амплитуду боковых лепестков АКФ фазового кода равную нулю, а следовательно, и амплитуду боковых лепестков результата сжатия ФКМ сигнала, промодулированого данным фазовым кодом, равную нулю.The use of minimax sequences and Barker codes does not provide the amplitude of the side lobes of the ACF phase code equal to zero, and therefore the amplitude of the side lobes of the compression result of the PCM signal modulated by this phase code is equal to zero.

Известен способ уменьшения уровня боковых лепестков в радиолокаторе со сжатием фазокодоманипулированного сигнала [патент RU №2086998, МПК G01S 7/36, 1997], при котором в заданное угловое направление излучают два импульсных фазокодоманипулированных сигнала на разных несущих частотах.A known method of reducing the level of side lobes in a radar by compressing a phase-coded signal [patent RU No. 2086998, IPC G01S 7/36, 1997], in which two pulsed phase-coded signals are emitted in a given angular direction at different carrier frequencies.

Техническая реализация такого способа значительно затруднена из-за аппаратной сложности приемопередающего устройства.The technical implementation of this method is significantly complicated due to the hardware complexity of the transceiver device.

Технический результат, на который направлено изобретение, состоит в повышении разрешающей способности радарных систем, улучшении распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов.The technical result, which the invention is directed to, consists in increasing the resolution of radar systems, improving the recognition of broadband signals against a background of noise.

Технический результат достигается тем, что выполняют подавление боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала. Для этого производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду повторения зондирующих импульсов, прием отраженных сигналов и их обработку. При этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода повторения зондирующих импульсов, суммируют результаты сжатия с задержкой первого результата относительно второго, на период зондирования, в соответствии с временным положением согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов.The technical result is achieved by performing suppression of the side lobes of the autocorrelation function of a broadband signal. To do this, they emit pulsed phase-coded signals with a change in the phase manipulation code from period to period of repetition of the probe pulses, receiving the reflected signals and processing them. In this case, in each sensing period, one of two phase-coded manipulated signals is emitted, for which the amplitudes of the side lobes of the autocorrelation functions are equal in absolute value but have opposite signs, and the main peaks of the autocorrelation functions are equal. When receiving the reflected signals, they are compressed (optimal filtering) separately for each repetition period of the probe pulses, summarize the compression results with a delay of the first result relative to the second, for the sounding period, in accordance with the temporary position of the phase-coded signals matched to each other.

Сущность изобретения поясняется следующим образом.The invention is illustrated as follows.

Если фазокодоманипулированные сигналы были согласованы, то уровень боковых лепестков результата суммирования будет равен нулю, а полезный сигнал (основной пик) увеличится в два раза.If the phase-coded signals were matched, then the level of the side lobes of the summation result will be zero, and the useful signal (main peak) will double.

Формируется два разных сигнала с кодированием по фазе и одинаковой длины так, что амплитуды максимальных пиков автокорреляционных функций для данных сигналов были бы равны N, где N - число элементов или длина фазового кода. Значения боковых лепестков АКФ одного сигнала равны по модулю значениями боковых лепестков АКФ второго сигнала, но имеют разные знаки. Такие последовательности (коды) будем называть совместимыми, а ФКМ сигналы, промодулированные в соответствии с совместимыми фазовыми кодами - согласованными сигналами.Two different signals are generated with phase coding and the same length so that the amplitudes of the maximum peaks of the autocorrelation functions for these signals are N, where N is the number of elements or the length of the phase code. The values of the side lobes of the ACF of one signal are equal in magnitude to the values of the side lobes of the ACF of the second signal, but have different signs. Such sequences (codes) will be called compatible, and PCM signals modulated in accordance with compatible phase codes - matched signals.

Фазовые коды - совместимы, если количество их элементов N кратно двум:Phase codes are compatible if the number of their elements N is a multiple of two:

Из любого из совместимых фазовых кодов длиной N можно получить совместимые фазовые коды длиной 2×N и N/2. Но не все фазовые коды, удовлетворяющие (1), являются совместимыми. На фиг.1 приведена структурная схема, используя которую построены совместимые фазовые коды для ФКМ сигналов длиной шестнадцать.From any of the compatible phase codes of length N, compatible phase codes of length 2 × N and N / 2 can be obtained. But not all phase codes satisfying (1) are compatible. Figure 1 shows the structural diagram using which built compatible phase codes for PCM signals with a length of sixteen.

На структурной схеме условно обозначены цифрами с 1 по 40, соответственно триггеры с первого по сороковой, в которых записываются элементы фазовых кодов. Триггеры с первого по восьмой образуют формирователь исходного кода 41, в котором записываются элементы S_i, соответствующие исходному коду, длиной, равной восемь (от S₀ до S₇). Триггеры с девятого по двадцать четвертый образуют формирователь первой совместимой последовательности 42, в котором записываются элементы А_i, длина фазового кода равна шестнадцати (от A₀ до A₁₅). Триггеры с двадцать пятого по сороковой образуют формирователь второй совместимой последовательности 43, в котором записываются элементы В_i, длина фазового кода равна шестнадцати (от В₀ до B₁₅). Цифрами с 44 по 55 обозначены инверторы, соответственно с первого по двенадцатый.On the structural diagram are conventionally indicated by numbers from 1 to 40, respectively, triggers from the first to the fortieth, in which the elements of phase codes are recorded. The first to eighth triggers form the source code generator 41, in which the elements S _i corresponding to the original code are written, with a length of eight (from S ₀ to S ₇ ). Flip-flops from the ninth to the twenty-fourth form the former of the first compatible sequence 42, in which the elements A _{i are} recorded, the length of the phase code is sixteen (from A ₀ to A ₁₅ ). Triggers from the twenty-fifth to the fortieth form a former of the second compatible sequence 43, in which the elements B _{i are} written, the length of the phase code is sixteen (B ₀ to B ₁₅ ). Numbers 44 to 55 indicate inverters, respectively, from the first to the twelfth.

На схеме первый триггер 1 соединен с девятым триггером 9 и через четвертый инвертор 47 с двадцать четвертым триггером 24. Второй триггер 2 соединен с десятым триггером 10 и через третий инвертор 46 с двадцать третьим триггером 23. Третий триггер 3 соединен с одиннадцатым 11 и с двадцать вторым триггерами 22. Четвертый триггер 4 соединен с двенадцатым 12 и двадцать первым триггерами 21. Пятый триггер 5 соединен с тринадцатым триггером 13 и через второй инвертор 45 с двадцатым триггером 20. Шестой триггер 6 соединен с четырнадцатым триггером 14 и через первый инвертор 44 с девятнадцатым триггером 19. Седьмой триггер 7 соединен с пятнадцатым 15 и с восемнадцатым 18 триггерами. Восьмой триггер 8 соединен с шестнадцатым 16 и с семнадцатым 17 триггерами. Выход девятого триггера 9 через пятый инвертор 48 соединен с двадцать пятым 25 триггером. Выход десятого 10 триггера через шестой инвертор 49 соединен с двадцать шестым триггером 26. Выход одиннадцатого триггера 11 соединен с двадцать седьмым триггером 27. Выход двенадцатого триггера 12 соединен с двадцать восьмым триггером 28. Выход тринадцатого триггера 13 через седьмой инвертор 50 соединен с двадцать девятым триггером 29. Выход четырнадцатого триггера 14 через седьмой инвертор 51 соединен с тридцатым триггером 30. Выход пятнадцатого триггера 15 соединен с тридцать первым триггером 31. Выход шестнадцатого триггера 16 соединен с тридцать вторым триггером 32. Выход семнадцатого триггера 17 через девятый инвертор 52 соединен с тридцать третьим триггером 33. Выход восемнадцатого триггера 18 через десятый инвертор 53 соединен с тридцать четвертым триггером 34. Выход девятнадцатого триггера 19 соединен с тридцать пятым триггером 35. Выход двадцатого триггера 20 соединен с тридцать шестым триггером 36. Выход двадцать первого триггера 21 через одиннадцатый инвертор 54 соединен с тридцать седьмым триггером 37. Выход двадцать второго триггера 22 через двенадцатый инвертор 55 соединен с тридцать восьмым триггером 38. Выход двадцать третьего триггера 23 соединен с тридцать девятым триггером 39. Выход двадцать четвертого триггера 24 соединен с сороковым триггером 40.In the diagram, the first trigger 1 is connected to the ninth trigger 9 and through the fourth inverter 47 to the twenty-fourth trigger 24. The second trigger 2 is connected to the tenth trigger 10 and through the third inverter 46 to the twenty-third trigger 23. The third trigger 3 is connected to the eleventh 11 and twenty the second flip-flops 22. The fourth flip-flop 4 is connected to the twelfth 12 and twenty-first flip-flops 21. The fifth flip-flop 5 is connected to the thirteenth flip-flop 13 and through the second inverter 45 to the twentieth flip-flop 20. The sixth flip-flop 6 is connected to the fourteenth flip-flop 14 and through the first nvertor 44 nineteenth trigger 19. Seventh flop 7 is connected to a fifteenth 15 and 18 with the eighteenth triggers. The eighth trigger 8 is connected to the sixteenth 16 and to the seventeenth 17 triggers. The output of the ninth trigger 9 through the fifth inverter 48 is connected to the twenty-fifth 25 trigger. The output of the tenth trigger 10 through the sixth inverter 49 is connected to the twenty-sixth trigger 26. The output of the eleventh trigger 11 is connected to the twenty-seventh trigger 27. The output of the twelfth trigger 12 is connected to the twenty-eighth trigger 28. The output of the thirteenth trigger 13 through the seventh inverter 50 is connected to the twenty-ninth trigger 29. The output of the fourteenth trigger 14 through the seventh inverter 51 is connected to the thirtieth trigger 30. The output of the fifteenth trigger 15 is connected to the thirty-first trigger 31. The output of the sixteenth trigger 16 is connected to thirty the second trigger 32. The output of the seventeenth trigger 17 through the ninth inverter 52 is connected to the thirty-third trigger 33. The output of the eighteenth trigger 18 through the tenth inverter 53 is connected to the thirty-fourth trigger 34. The output of the nineteenth trigger 19 is connected to the thirty-fifth trigger 35. The output of the twentieth trigger 20 with a thirty-sixth trigger 36. The output of the twenty-first trigger 21 through the eleventh inverter 54 is connected to the thirty-seventh trigger 37. The output of the twenty-second trigger 22 through the twelfth inverter 55 is connected to thirty the eighth trigger 38. The output of the twenty-third trigger 23 is connected to the thirty-ninth trigger 39. The output of the twenty-fourth trigger 24 is connected to the fortieth trigger 40.

На приведенной схеме из исходного кода S_i получаются два совместимых фазовых кода: первый А_i и второй В_i. Исходный код S_i соответствует разрядам восьмиразрядного счетчика с шагом единица. Исходный код S_i изменяется до тех пор, пока не будут получены первый А_i и второй В_i совместимые фазовые коды. Таким образом, исходная последовательность формируется перебором, а полученные две фазовые последовательности анализируются на совместимость их АКФ. Указанная операция осуществляется с помощью ЭВМ.In the above diagram, two compatible phase codes are obtained from the source code S _i : the first A _i and the second B _i . The source code S _i corresponds to the bits of an eight-digit counter with a step of one. The source code S _{i is} changed until the first A _i and second B _i compatible phase codes are received. Thus, the initial sequence is formed by enumeration, and the obtained two phase sequences are analyzed for compatibility of their ACF. The specified operation is carried out using a computer.

Подобная схема реализуема для получения совместимых кодов длиной N=2ⁿ, где n - целое число и n≥2. При этом длина исходного кода S_i равна N/2. Первая половина первого фазового кода А_i совпадает с исходным кодом S_i, А_i=S_i, при 0≤i<N/2. Вторая половина первого фазового кода A_(N-1)-i=S_i, где 0≤i<N/2. При этом вторая половина первого фазового кода А_i подвергается побитовой инверсии с шагом step (1≤step≤N/4 и step кратно двум), то есть инвертируются step элементов второй половины кода, затем step элементов пропускаются, и так до конца первого фазового кода А_i. Например, для устройства, схема которого изображена на фиг.1, step=2, поэтому при получении элементов первого фазового кода A_i: A₁₅, А₁₄ и А₁₁, А₁₀ используют инверторы, а для элементов А₁₃, А₁₂ и А₉, А₈ инверторы не используют.A similar scheme is feasible to obtain compatible codes of length N = 2 ⁿ , where n is an integer and n≥2. Moreover, the length of the source code S _i is equal to N / 2. The first half of the first phase code A _i coincides with the source code S _i , A _i = S _i , at 0≤i <N / 2. The second half of the first phase code is A _{(N-1) -i} = S _i , where 0≤i <N / 2. In this case, the second half of the first phase code A _i undergoes a bitwise inversion with step step (1≤step≤N / 4 and step is a multiple of two), that is, step elements of the second half of the code are inverted, then step elements are skipped, and so on until the end of the first phase code A _i . For example, for the device whose circuit is shown in Fig. 1, step = 2, therefore, when receiving the elements of the first phase code A _i : A ₁₅ , A ₁₄ and A ₁₁ , A ₁₀ , inverters are used, and for elements A ₁₃ , A ₁₂ and A ₉ , A ₈ inverters do not use.

Второй фазового код В_i получают из первого фазового кода А_i путем побитовой инверсии с шагом step так же, как и для второй половины фазового кода А_i, но только второй фазовый код В_i инвертируется полностью.The second phase code B _{i is} obtained from the first phase code A _i by bitwise inversion with step step in the same way as for the second half of the phase code A _i , but only the second phase code B _{i is} completely inverted.

Используя совместимые фазовые коды длиной N/2 и подобную схему, получены совместимые фазовые коды длиной N, если в качестве исходного кода S_i использовать любой из имеющихся совместимых кодов длиной N/2.Using compatible phase codes of length N / 2 and a similar circuit, compatible phase codes of length N are obtained if any of the available compatible codes of length N / 2 are used as the source code S _i .

На фиг.4 в таблице приведен пример совместимых фазовых кодовых последовательностей длиной N=32.Figure 4 in the table shows an example of compatible phase code sequences of length N = 32.

Сформированные ФКМ сигналы излучают в разные периоды зондирования поочередно, в одном угловом направлении. Отраженные сигналы на приемной стороне подвергают оптимальной фильтрации (сжатию) отдельно для каждого периода зондирования. А результаты оптимальной фильтрации двух последовательных периодов зондирования складываются.Formed PCM signals emit in different periods of sounding alternately in the same angular direction. The reflected signals at the receiving side are subjected to optimal filtering (compression) separately for each sounding period. And the results of optimal filtering of two consecutive sensing periods are added up.

На фиг.2 изображено устройство для реализации заявленного способа. Устройство состоит из первого ключа 56, первого оптимального фильтра 57, второго оптимального фильтра 58, первого элемента задержки 59, второго элемента задержки 60, второго ключа 61, третьего ключа 62 и сумматора 63. Вход первого ключа 56 является входом устройства. Первый выход первого ключа 56 соединен с входом первого оптимального фильтра 57, выход которого соединен с входом первого элемента задержки 59 и первым входом второго ключа 61. Выход первого элемента задержки 59 соединен со вторым входом второго ключа 61, выход которого соединен с первым входом сумматора 63, выход которого является выходом устройства. Второй выход первого ключа 56 соединен с входом второго оптимального фильтра 58, выход которого соединен с входом второго элемента задержки 60 и вторым входом третьего ключа 62. Выход второго элемента задержки 60 соединен с первым входом третьего ключа 62, выход которого соединен со вторым входом сумматора 63. Управляющий импульс 64 поступает на управляющие входы первого 56, второго 61 и третьего ключей 62.Figure 2 shows a device for implementing the inventive method. The device consists of a first key 56, a first optimal filter 57, a second optimal filter 58, a first delay element 59, a second delay element 60, a second key 61, a third key 62 and an adder 63. The input of the first key 56 is the input of the device. The first output of the first key 56 is connected to the input of the first optimal filter 57, the output of which is connected to the input of the first delay element 59 and the first input of the second key 61. The output of the first delay element 59 is connected to the second input of the second key 61, the output of which is connected to the first input of the adder 63 whose output is the output of the device. The second output of the first key 56 is connected to the input of the second optimal filter 58, the output of which is connected to the input of the second delay element 60 and the second input of the third key 62. The output of the second delay element 60 is connected to the first input of the third key 62, the output of which is connected to the second input of the adder 63 The control pulse 64 is supplied to the control inputs of the first 56, second 61 and third keys 62.

Работает устройство следующим образом.The device operates as follows.

Управляющий импульс 64 управляет положениями первого 56, второго 61 и третьего 62 ключей устройства в соответствии с периодом зондирования. Первый оптимальный фильтр 57 согласован с первым, совместим фазовым кодом, второй оптимальный фильтр 58 согласован со вторым, совместим фазовым кодом.The control pulse 64 controls the positions of the first 56, second 61 and third 62 device keys in accordance with the sensing period. The first optimal filter 57 is matched with the first compatible phase code, the second optimal filter 58 is matched with the second compatible phase code.

Первый период зондирования.The first period of sounding.

При приеме первого зондирующего сигнала А, соответствующего первому согласованному фазовому коду, управляющий импульс 64 устанавливает первый 56, второй 61 и третий 62 ключи в положение один. Принятый сигнал А через первый ключ 56 поступает на первый оптимальный фильтр 57, где производится его сжатие. С выхода первого оптимального фильтра 57 сигнал А1, соответствующий результату сжатия, поступает на первый элемент задержки 59 (время задержки равно периоду зондирования).Upon receipt of the first probe signal A, corresponding to the first matched phase code, the control pulse 64 sets the first 56, second 61 and third 62 keys to position one. The received signal And through the first key 56 is fed to the first optimal filter 57, where it is compressed. From the output of the first optimal filter 57, the signal A1 corresponding to the compression result is supplied to the first delay element 59 (the delay time is equal to the sensing period).

Второй период зондирования.The second period of sounding.

Управляющий импульс 64 устанавливает первый 56, второй 61 и третий 62 ключи в положение два. Принятый сигнал В, соответствующий второму согласованному фазовому коду, через первый ключ 56 поступает на второй оптимальный фильтр 58, где производится его сжатие. С выхода второго оптимального фильтра 58 сигнал В1, соответствующий результату сжатия, поступает на второй элемент задержки 60 (время задержки равно периоду зондирования) и через третий ключ 62 на второй вход сумматора 63. В это же время на первый вход сумматора 63 через второй ключ 61 с выхода первого элемента задержки 59 поступает сигнал А1', равный сигналу А1, но задержанный на один период зондирования. Поскольку АКФ для согласованных сигналов А и В имеют равные по модулю, но противоположные по знаку амплитуды боковых лепестков, то при сложении они взаимно компенсируются. Основной пик АКФ первого согласованного сигнала А равен основному пику второго согласованного сигнала В, поэтому при сложении значение основного пика суммарного сигнала удвоится.The control pulse 64 sets the first 56, second 61 and third 62 keys in position two. The received signal B, corresponding to the second matched phase code, is supplied through the first key 56 to the second optimal filter 58, where it is compressed. From the output of the second optimal filter 58, the signal B1 corresponding to the compression result is fed to the second delay element 60 (the delay time is equal to the sensing period) and through the third key 62 to the second input of the adder 63. At the same time, to the first input of the adder 63 through the second key 61 the output of the first delay element 59 receives a signal A1 'equal to the signal A1, but delayed by one sensing period. Since the ACFs for the matched signals A and B have equal in magnitude, but opposite in sign, amplitudes of the side lobes, they are mutually compensated when added. The main peak of the ACF of the first matched signal A is equal to the main peak of the second matched signal B, therefore, when added, the value of the main peak of the total signal will double.

Третий период зондирования.The third period of sounding.

Управляющий импульс 64 устанавливает первый 56, второй 61 и третий 62 ключи в положение один. Принятый сигнал А через первый ключ 56 поступает на первый оптимальный фильтр 57, где производится его сжатие. С выхода первого оптимального фильтра 57 сигнал А1, соответствующий результату сжатия, поступает на первый элемент задержки 59 и через второй ключ 61 на первый вход сумматора 63. В это же время на второй вход сумматора 63 через третий ключ 62 с выхода второго элемента задержки 60 поступает сигнал В1', равный сигналу В1, но задержанный на один период зондирования. В этот период зондирования складываются сигналы В1' и А2, которые являются согласованными между собой, соответственно результат суммирования аналогичен предыдущему периоду зондирования.The control pulse 64 sets the first 56, second 61 and third 62 keys in position one. The received signal And through the first key 56 is fed to the first optimal filter 57, where it is compressed. From the output of the first optimal filter 57, the signal A1 corresponding to the compression result is supplied to the first delay element 59 and through the second key 61 to the first input of the adder 63. At the same time, the second input of the adder 63 through the third key 62 receives the output of the second delay element 60 signal B1 ′ equal to signal B1, but delayed by one sensing period. During this sensing period, signals B1 'and A2 are added, which are consistent with each other, respectively, the summation result is similar to the previous sensing period.

Далее работа схемы повторяется, начиная со второго периода зондирования.Further, the operation of the circuit is repeated starting from the second sensing period.

Для пояснения работы схемы приведена диаграмма сигналов фиг.3, на которой показаны:To explain the operation of the circuit, the signal diagram of figure 3 is shown, which shows:

а) отраженные принятые ФКМ сигналы, где А соответствует приему первого согласованного сигнала, а В - второму согласованному сигналу;a) reflected received FKM signals, where A corresponds to the reception of the first matched signal, and B to the second matched signal;

б) сигнал на выходе первого оптимального фильтра 57, работающего с первым согласованным сигналом;b) the output signal of the first optimal filter 57, working with the first matched signal;

в) сигнал б) на выходе первого элемента задержки 59 (время задержки равно периоду зондирования);c) signal b) at the output of the first delay element 59 (the delay time is equal to the sensing period);

г) сигнал на выходе второго оптимального фильтра 58, работающего со вторым согласованным сигналом;g) the output signal of the second optimal filter 58, working with the second matched signal;

д) сигнал г) на выходе второго элемента задержки 60 (время задержки равно периоду зондирования);d) signal d) at the output of the second delay element 60 (the delay time is equal to the sensing period);

е) сигнал на выходе сумматора 63 результатов оптимальной фильтрации.e) the signal at the output of the adder 63 results of optimal filtering.

Из вышеизложенного ясно, что после сжатия одного и второго ФКМ сигнала получено отношение пикового значения боковых лепестков АКФ к максимуму хуже, чем для ФКМ сигнала, промодулированного в соответствии с кодом Баркера, максимальной длины, равной тринадцати. Но если просуммировать результат сжатия, то уровень боковых лепестков будет равен нулю, а основной пик увеличится в два раза.From the foregoing, it is clear that after the compression of one and the second PCM signal, the ratio of the peak value of the side lobes of the ACF to the maximum is worse than for the PCM signal modulated in accordance with the Barker code with a maximum length of thirteen. But if we summarize the result of compression, the level of the side lobes will be zero, and the main peak will double.

Таким образом, использование согласованных сигналов в радарных системах повышает разрешающую способность систем, а в средствах связи значительно повышает помехоустойчивость каналов связи. Тем более что, как было показано выше, возможно получить согласованные ФКМ сигналы любой длины, кратной двум, при этом уровень боковых лепестков АКФ суммарного сигнала останется равным нулю, а основной пик будет увеличиваться с увеличением длины согласованных сигналов.Thus, the use of harmonized signals in radar systems increases the resolution of systems, and in communications significantly increases the noise immunity of communication channels. Moreover, as was shown above, it is possible to obtain matched PCM signals of any length that is a multiple of two, while the level of the side lobes of the ACF of the total signal will remain equal to zero, and the main peak will increase with increasing length of the matched signals.

Claims

A method for suppressing the side lobes of the autocorrelation function of a broadband signal, including emitting pulsed phase-coded signals with a phase-shift code change from period to period of the probe pulses, receiving the reflected signals and processing them, characterized in that in each sensing period they emit one of two matched to each other phase-coded signals, in which the amplitudes of the side lobes of the autocorrelation functions are equal in absolute value, but have opposite naki, and the main peaks of the autocorrelation functions are equal, when receiving the reflected signals, they are compressed separately for each repetition period of the probe pulses, the results of compression of the reflected signals are delayed with a delay of the first result relative to the second for the sounding period, in accordance with the temporal position of phase-coded signals matched to each other .