RU2518428C2 - Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method - Google Patents
Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method Download PDFInfo
- Publication number
- RU2518428C2 RU2518428C2 RU2012127297/07A RU2012127297A RU2518428C2 RU 2518428 C2 RU2518428 C2 RU 2518428C2 RU 2012127297/07 A RU2012127297/07 A RU 2012127297/07A RU 2012127297 A RU2012127297 A RU 2012127297A RU 2518428 C2 RU2518428 C2 RU 2518428C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- phase
- frequency
- output
- input
- voltage
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Предлагаемые способ и устройство относятся к области радиоэлектроники и могут быть использованы для определения координат источников излучения сложных сигналов с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями (ФМн-ЧМн), размещенных на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.п.), и определения их параметров.The proposed method and device relates to the field of electronics and can be used to determine the coordinates of the radiation sources of complex signals with combined phase and frequency manipulation (FMN-FMN), placed on board the aircraft (aircraft, helicopter, airship, probe, etc.) , and definitions of their parameters.
Известны фазовые способы пеленгации и фазовые пеленгаторы (патенты РФ №№2.003.131, 2.006.872, 2.010.258, 2.012.010, 2.134.429, 2.155.352, 2.175.770, 2.290.658, 2.296.432, 2.303.274, 2.311.656, 2.365.931, 2.427.853,; патенты США №№4.380.010, 7.084.812,; патенты Великобритании №№1.395.599, 1.598.325; патенты Германии №№2.127.087, 2.710.955; Кинкулькин И.Е. и др. Фазовый метод определения координат. М.: Сов. Радио, 1979 и др.).Known phase methods of direction finding and phase direction finders (RF patents Nos. 2,003.131, 2.006.872, 2.010.258, 2.012.010, 2.134.429, 2.155.352, 2.175.770, 2.290.658, 2.296.432, 2.303. 274, 2.311.656, 2.365.931, 2.427.853 ;; US patents Nos. 4,380.010, 7.084.812 ;; UK patents Nos. 1,395.599, 1,598.325; German patents Nos. 2,127.087, 2.710. 955; Kinkulkin I.E. et al. Phase method for determining coordinates. M: Sov. Radio, 1979 and others).
Из известных способов и устройств наиболее близкими к предлагаемым являются «Фазовый способ пеленгации и фазовый пеленгатор для его осуществления» (патент РФ №2.427.853, G01S3/46,2010), которые и выбраны в качестве прототипов.Of the known methods and devices closest to the proposed are the "Phase method of direction finding and phase direction finder for its implementation" (RF patent No. 2.427.853, G01S3 / 46.2010), which are selected as prototypes.
Известные технические решения инвариантны к нестабильности несущей частоты принимаемых сигналов, виду их модуляции (манипуляции) и ширине спектра, а точное и однозначное измерение угловых координат α (азимут) и β (угол места) источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.п.), осуществляется на стабильной частоте Ω опорного генератора.Known technical solutions are invariant to instability of the carrier frequency of the received signals, the type of modulation (manipulation) and the width of the spectrum, and the exact and unambiguous measurement of the angular coordinates α (azimuth) and β (elevation angle) of the radiation source of the signal placed on board the aircraft (aircraft, helicopter, airship, probe, etc.), is carried out at a stable frequency Ω of the reference generator.
Однако известные технические решения не позволяют измерить угловые координаты α и β источника излучения сложного сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями (ФМн-ЧМн), размещенного на борту летательного аппарата, и осуществлять его синхронное детектирование. Указанные сигналы находят широкое применение в различных радиоэлектронных средствах, размещаемых на борту летательных аппаратов.However, the known technical solutions do not allow measuring the angular coordinates α and β of the radiation source of a complex signal with combined phase and frequency manipulation (QPSK-FSK) located on board the aircraft, and carry out its synchronous detection. These signals are widely used in various electronic devices placed on board aircraft.
Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей известных способа и устройства путем точного и однозначного определения азимута и угла места источника излучения сложного сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями, размещенного на борту летательного аппарата, и его синхронного детектирования.An object of the invention is to expand the functionality of the known method and device by accurately and unequivocally determining the azimuth and elevation angle of the radiation source of a complex signal with combined phase and frequency manipulation, placed on board the aircraft, and its synchronous detection.
Поставленная задача решается тем, что фазовый способ пеленгации, основанный, в соответствии с ближайшим аналогом, на том, что принимают сигналы, усиливают и ограничивают их по амплитуде, сравнивают сигналы, прошедшие два канала, по фазе, при этом сигал одного из каналов предварительно сдвигают по фазе на 90°, устанавливают в азимутальной плоскости n приемных антенн по окружности радиусом d с возможностью их электронного вращения с угловой скоростью Ω вокруг приемной антенны, размещенной в центре окружности, коммутируют приемные антенны, размещенные по окружности, поочередно с частотой Ω, сигнал, принимаемый антенной, размещенной в центре окружности, преобразуют по частоте с использованием частоты гетеродина, выделяют напряжение промежуточной частоты, перемножают его с сигналами, поочередно принимаемыми n приемными антеннами, расположенными по окружности, выделяют фазомодулированное напряжение, перемножают его с напряжением гетеродина, выделяют первое низкочастотное напряжение с частотой Ω и сравнивают его по фазе с опорным напряжением, формируя точную, но не однозначную шкалу пеленгации источника излучения сигнала в азимутальной плоскости, одновременно фазомодулированное напряжение подвергается автокорреляционной обработке, выделяют второе низкочастотное напряжение с частотой Ω, сравнивают его по фазе с опорным напряжением, формируя грубую, но однозначную шкалу пеленгации источника излучения сигнала в азимутальной плоскости, устанавливают в угломестной плоскости вторую приемную антенну на расстоянии d2 от первой приемной антенны, принимают на нее сигнал, усиливают и ограничивают его по амплитуде, перемножают с напряжением промежуточной частоты, выделяют гармоническое напряжение на частоте гетеродина, перемножают его с напряжением гетеродина, выделяют напряжение, пропорциональное разности фаз между сигналами, принимаемыми первой и второй приемными антеннами, формируя грубую, но однозначную шкалу пеленгации источника излучения сигнала в угломестной плоскости, указанное напряжение возводят в квадрат, перемножают с исходным напряжением, одновременно исходное напряжение, пропорциональное разности фаз между сигналами, принимаемыми первой и второй антеннами, сдвигают по фазе 90°, возводят его в квадрат, перемножают со сформированным произведением с использованием масштабирующего коэффициента, равного трем, и вычитают полученное произведение из сформированного произведения, формируя точную, но неоднозначную шкалу пеленгации источника излучения сигнала в угломестной плоскости, отличается от ближайшего аналога тем, что удваивают фазу принимаемого сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями на промежуточной частоте, устраняя фазовую и частотную манипуляции и трансформируя его сплошной спектр в три дискретные составляющие на частотах 2ω1, 2ω2 и 2ω3, осуществляют фильтрацию указанных дискретных составляющих и слежение за ними, делят фазу дискретных составляющих на два, выделяют гармонические напряжения на символьных частотах ω1, ω2 и ω3, которые выбирают следующим образом:The problem is solved in that the phase direction finding method, based, in accordance with the closest analogue, on the fact that they receive signals, amplify and limit them in amplitude, compare signals that have passed two channels in phase, while the signal of one of the channels is pre-shifted in phase by 90 °, n receiving antennas are installed in the azimuthal plane n of a circle of radius d with the possibility of their electronic rotation with an angular velocity Ω around a receiving antenna located in the center of the circle, receiving antennas are switched, times displaced around the circle, alternately with frequency Ω, the signal received by the antenna located in the center of the circle is converted in frequency using the local oscillator frequency, the intermediate frequency voltage is extracted, it is multiplied with signals alternately received by n receiving antennas located around the circle, phase-modulated voltage is isolated multiply it with the local oscillator voltage, isolate the first low-frequency voltage with a frequency of Ω and compare it in phase with the reference voltage, forming an accurate, but not unique the direction finding scale of the signal source in the azimuthal plane, the phase-modulated voltage is subjected to autocorrelation processing at the same time, a second low-frequency voltage is extracted with a frequency Ω, it is compared in phase with the reference voltage, forming a rough but unambiguous direction-finding scale for the signal source in the azimuthal plane, set in the elevation plane the second receiving antenna at a distance d 2 from the first receiving antenna, receive a signal on it, amplify and limit it in amplitude multiply with the voltage of the intermediate frequency, isolate the harmonic voltage at the local oscillator frequency, multiply it with the voltage of the local oscillator, isolate the voltage proportional to the phase difference between the signals received by the first and second receiving antennas, forming a rough but unambiguous direction finding scale for the signal source in the elevation plane, the indicated voltage is squared, multiplied with the initial voltage, at the same time the initial voltage is proportional to the phase difference between the signals received with the first and second antennas, they are phase shifted 90 °, squared, multiplied with the generated product using a scaling factor of three, and the resulting product is subtracted from the generated product, forming an accurate but ambiguous direction finding scale for the signal source in the elevation plane differs from the closest analogue in that they double the phase of the received signal with combined phase and frequency manipulation at an intermediate frequency, eliminating the phase and frequency manipulation and transforming its continuous spectrum into three discrete components at frequencies 2ω 1 , 2ω 2 and 2ω 3 , filter the indicated discrete components and monitor them, divide the phase of the discrete components into two, and distinguish harmonic voltages at symbol frequencies ω 1 , ω 2 and ω 3 , which are selected as follows:
ω1=ω3-1/4τэ - частота сигнала, соответствующая символу «+1»;ω 1 = ω 3 -1 / 4τ e - signal frequency corresponding to the symbol "+1";
ω2=ω3+1/4τэ - частота сигнала, соответствующая символу «-1»;ω 2 = ω 3 + 1 / 4τ e - signal frequency corresponding to the symbol "-1";
ω3=ωпр=Ω=(ω1+ω2)/2 - средняя мнимая «частота сигнала»;ω 3 = ω ol = Ω = (ω 1 + ω 2 ) / 2 - the average imaginary "signal frequency";
где τэ - длительность элементарных посылок;where τ e - the duration of the elementary premises;
ωпр - промежуточная частота,ω ol - intermediate frequency,
осуществляют фазовую демодуляцию принимаемого сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями на промежуточной частоте с использованием гармонических напряжений на первой ω1 и второй ω2 символьных частотах соответственно, выделяют низкочастотные напряжения на частотах ω3-ω1 и ω2-ω3 соответственно, суммируют их, осуществляют фазовую демодуляцию суммарного низкочастотного напряжение с использованием гармонического напряжения на третьей символьной частоте ω3, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное первому модулирующему коду M1(t), используемому для фазовой манипуляции, и регистрируют его, осуществляют частотную демодуляцию принимаемого сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями на промежуточной частоте с использованием гармонических напряжений на первой ω1 и второй ω2 символьных частотах, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное второму модулирующему коду M2(t), используемому для частотной манипуляции, и регистрируют его, сравнивают по фазе гармоническое напряжение третьей символьной частотой ω3 с опорным напряжением на частоте Ω, если указанные напряжения отличаются друг от друга по фазе, то формируют управляющее напряжение, амплитуда и полярность которого зависят от степени и направления отклонения третьей символьной частоты ω3 от частоты Ω опорного напряжения, воздействуют им на частоту ωг гетеродина так, чтобы сохранялась симметричность частоты Ω опорного напряжения относительно символьных частот ω1 и ω2.carry out phase demodulation of the received signal with combined phase and frequency manipulations at an intermediate frequency using harmonic voltages at the first ω 1 and second ω 2 symbol frequencies, respectively, select low-frequency voltages at frequencies ω 3 -ω 1 and ω 2 -ω 3, respectively, summarize them , phase demodulation is carried out of the total low-frequency voltage with a voltage at the third harmonic frequency of the symbol ω 3, isolated low-frequency voltage, proportional to the first th modulating code M 1 (t), used for phase-shift keying, and record it, is performed frequency demodulation of the received signal with combination of the phase and frequency shift keying at an intermediate frequency using harmonic voltages on the first ω 1 and a second ω 2 symbol frequencies emit low-frequency voltage proportional to the second modulating code M 2 (t), used for frequency shift keying, and it is recorded, comparing the phase of the third harmonic voltage symbol frequency ω 3 GCO nym voltage for Ω the frequency, if said voltages are different from each other in phase, forming a control voltage whose amplitude and polarity of which depends on the extent and direction of deviation of the third symbol frequency ω 3 of the frequency Ω reference voltage affect them to a frequency ω g oscillator so so that the symmetry of the frequency Ω of the reference voltage with respect to the symbol frequencies ω 1 and ω 2 is maintained.
Поставленная задача решается тем, что фазовый пеленгатор, содержащий, в соответствии с ближайшим аналогом, последовательно включенные первую приемную антенну, первый приемник, смеситель, второй вход которого соединен с выходом гетеродина, усилитель промежуточной частоты, первый перемножитель, первый полосовой фильтр, линию задержки, второй фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом первого полосового фильтра, первый фазовращатель на 90°, первый фазовый детектор, второй вход которого соединен с вторым выходом опорного генератора, и индикатор, последовательно включенные опорный генератор, генератор импульсов, электронный коммутатор, n входов которого соединены с выходами n приемных антенн, размещенных по окружности радиусом d с возможностью электронного вращения вокруг первой приемной антенны, размещенной в центре окружности, и второй приемник, выход которого соединен с вторым входом первого перемножителя, последовательно подключенные к выходу первого полосового фильтра второй перемножитель, второй вход которого соединен с выходом гетеродина, второй полосовой фильтр и третий фазовый детектор, второй вход которого соединен с третьим выходом опорного генератора, а выход подключен к второму входу индикатора, последовательно включенные вторую приемную антенну, третий приемник, третий перемножитель, второй вход которого соединен с выходом усилителя промежуточной частоты, третий полосовой фильтр, четвертый фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом гетеродина, первый квадратор, второй вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора, четвертый перемножитель, второй вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора, и вычитатель, выход которого соединен с третьим входом индикатора, четвертый вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора, последовательно подключенные к выходу четвертого фазового детектора второй фазовращатель на 90°, второй квадратор, второй вход которого соединен с выходом второго фазовращателя на 90°, и масштабирующий перемножитель, второй вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора, а выход подключен к второму входу вычитателя, при этом вторая приемная антенна установлена в азимутальной плоскости на расстоянии d2 от первой приемной антенны, отличается от ближайшего аналога тем, что он снабжен удвоителем фазы, тремя блоками фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), тремя делителями фазы на два, тремя узкополосными фильтрами, частотным демодулятором, пятым, шестым, седьмым и восьмым фазовыми детекторами, сумматором и блоком регистрации, причем к выходу усилителя промежуточной частоты последовательно подключены удвоитель фазы, первый блок ФАПЧ, первый делитель фазы на два, первый узкополосный фильтр, частотный демодулятор, второй вход которого соединен с выходом второго узкополосного фильтра, а третий вход - с выходом усилителя промежуточной частоты, и блок регистрации, к выходу удвоителя фазы последовательно подключены второй блок ФАПЧ, второй делитель фазы на два, второй узкополосный фильтр, шестой фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом усилителя промежуточной частоты, сумматор и седьмой фазовый детектор, выход которого соединен с вторым входом блока регистрации, к выходу удвоителя фазы последовательно подключены третий блок ФАПЧ, третий делитель фазы на два и третий узкополосный фильтр, выход которого соединен с вторым входом седьмого фазового детектора, к выходу первого узкополосного фильтра подключен пятый фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом усилителя промежуточной частоты, а выход подключен к второму входу сумматора, к выходу третьего узкополосного фильтра подключен восьмой фазовый детектор, второй вход которого соединен с третьим выходом опорного генератора, а выход соединен с выходом гетеродина.The problem is solved in that a phase direction finder, comprising, in accordance with the closest analogue, a first receiving antenna, a first receiver, a mixer, the second input of which is connected to the local oscillator output, an intermediate frequency amplifier, a first multiplier, a first bandpass filter, a delay line, the second phase detector, the second input of which is connected to the output of the first bandpass filter, the first phase shifter 90 °, the first phase detector, the second input of which is connected to the second output of the reference gene a rotor, and an indicator, a reference generator, a pulse generator, an electronic switch, connected in series with n outputs of n receiving antennas arranged in a circle of radius d with the possibility of electronic rotation around the first receiving antenna located in the center of the circle, and a second receiver, output which is connected to the second input of the first multiplier, the second multiplier is connected in series to the output of the first bandpass filter, the second input of which is connected to the output of the local oscillator, the second an axial filter and a third phase detector, the second input of which is connected to the third output of the reference oscillator, and the output is connected to the second input of the indicator, the second receiving antenna, the third receiver, the third multiplier, the second input of which is connected to the output of the intermediate frequency amplifier, the third bandpass filter the fourth phase detector, the second input of which is connected to the output of the local oscillator, the first quadrator, the second input of which is connected to the output of the fourth phase detector, the fourth multiplier, the second input of which is connected to the output of the fourth phase detector, and the subtractor, the output of which is connected to the third input of the indicator, the fourth input of which is connected to the output of the fourth phase detector, the second phase shifter 90 ° connected in series to the output of the fourth phase detector, the second quadrator, the second input of which connected to the output of the second phase shifter by 90 °, and a scaling multiplier, the second input of which is connected to the output of the fourth phase detector, and the output is connected to the second input of the subtraction ator, the second receiving antenna mounted in the azimuth plane at a distance d 2 from the first reception antenna differs from the closest analog by the fact that it is provided with a doubler phase, three blocks of the phase-locked loop (PLL), three dividers phase two, three narrow band filters frequency demodulator, fifth, sixth, seventh and eighth phase detectors, an adder and a registration unit, and a phase doubler, a first PLL, a first divider are connected in series to the output of the intermediate frequency amplifier There are two steps, the first narrow-band filter, a frequency demodulator, the second input of which is connected to the output of the second narrow-band filter, and the third input - with the output of the intermediate-frequency amplifier, and the recording unit, the second PLL, the second phase divider are connected in series to the phase doubler output , a second narrow-band filter, a sixth phase detector, the second input of which is connected to the output of the intermediate frequency amplifier, an adder and a seventh phase detector, the output of which is connected to the second input of the recording unit, to the output a third PLL, a third phase divider into two and a third narrow-band filter, the output of which is connected to the second input of the seventh phase detector, the fifth phase detector is connected to the output of the first narrow-band filter, the second input of which is connected to the output of the intermediate frequency amplifier, and the output connected to the second input of the adder, the eighth phase detector is connected to the output of the third narrow-band filter, the second input of which is connected to the third output of the reference generator, and the output is connected oscillator output.
Структурная схема фазового пеленгатора, реализующего предлагаемый фазовый способ пеленгации, представлена на фиг.1. Взаимное расположение приемных антенн 1,21,2.i (i=1, 2, …, n) и источника радиоизлучений ИРИ показано на фиг.2. Взаимное расположение символьных частот сложных сигналов с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями показано на фиг.3. Временные диаграммы, иллюстрирующие демодуляцию сложных ФМн-ЧМн-сигналов, изображены на фиг.4.The structural diagram of the phase direction finder that implements the proposed phase direction finding method, is presented in figure 1. The relative position of the
Фазовый пеленгатор содержит последовательно включенные первую приемную антенну 1, первый приемник 3,смеситель 12, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 11, усилитель 13 промежуточной частоты, первый перемножитель 14, первый полосовой фильтр 15, линию задержки 16, второй фазовый детектор 17, второй вход которого соединен с выходом первого полосового фильтра 15, первый фазовращатель 8 на 90°, первый фазовый детектор 9, второй вход которого соединен с вторым выходом опорного генератора 5, и индикатор 10. К первому выходу опорного генератора 5 последовательно подключены генератор 6 импульсов, электронный коммутатор 7, n входов которого соединены с выходами n приемных антенн 2.i (i=1, 2, …, n), размещенных по окружности радиусом d с возможностью их электронного вращения со скоростью Ω вокруг первой приемной антенны 1, размещенной в центре окружности, и второй приемник 4, выход которого соединен с входом первого перемножителя 14. К выходу первого полосового фильтра 15 последовательно подключены второй перемножитель 18, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 11, второй полосовой фильтр 19 и третий фазовый детектор 20, второй вход которого соединен с третьим выходом опорного генератора 5, а выход подключен к второму входу индикатора 10. К выходу второй приемной антенны 21 последовательно подключены третий приемник 22, третий перемножитель 23, второй вход которого соединен с выходом усилителя 13 промежуточной частоты, третий полосовой фильтр 24, четвертый фазовый детектор 25, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 11, первый квадратор 26, второй вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора 25, четвертый перемножитель 29, второй вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора 25, и вычитатель 31, выход которого подключен к третьему входу индикатора 10, четвертый вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора 25. К выходу четвертого фазового детектора 25 последовательно подключены второй фазовращатель 27 на 90°, второй квадратор 28, второй вход которого соединен с выходом второго фазовращателя 27 на 90°, и маштабирующий перемножитель 30, второй вход которого соединен с выходом четвертого фазового детектора 25, а выход подключен к второму входу вычитателя 31. К выходу усилителя 13 промежуточной частоты последовательно подключены удвоитель 32 фазы, первый блок 33 ФАПЧ, первый делитель 36 фазы на два, первый узкополосный фильтр 39, частотный демодулятор 42, второй вход которого соединен с выходом второго узкополосного фильтра 40, а третий вход - с выходом усилителя 13 промежуточной частоты, и блок 47 регистрации. К выходу удвоителя фазы 32 последовательно подключены второй блок 34 ФАПЧ, второй делитель 37 фазы на два, второй узкополосный фильтр 40, шестой фазовый детектор 44, второй вход которого соединен с выходом усилителя 13 промежуточной частоты, сумматор 45 и седьмой детектор 46, выход которого соединен с вторым входом блока 47 регистрации. К выходу удвоителя фазы 31 последовательно подключен третий блок 35 ФАПЧ, третий делитель 38 фазы на два и третий узкополосный фильтр 41, выход которого соединен с вторым входом седьмого фазового детектора 46. К выходу первого узкополосного фильтра 39 подключен пятый фазовый детектор 43, второй вход которого соединен с выходом усилителя 13 промежуточной частоты, а выход подключен к второму входу сумматора 45. К выходу третьего узкополосного фильтра 41 подключен восьмой фазовый детектор 48, второй вход которого соединен с третьим выходом опорного генератора 5, а выход соединен с входом гетеродина 11.The phase direction finder comprises in series a
Предлагаемый способ реализуют следующим образом.The proposed method is implemented as follows.
Принимаемые сложные сигналы с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями (ФМн-ЧМн):Received complex signals with combined phase and frequency manipulation (QPSK-FSK):
U1(t)=υ1cos[{ωm(t)±Δω}t+φк(t)+φ1],U 1 (t) = υ 1 cos [{ω m (t) ± Δω} t + φ к (t) + φ 1 ],
U3(t)=υ3cos[{(ωm(t)±Δω)}t+φк(t)+φ2], 0≤t≤Tc,U 3 (t) = υ 3 cos [{(ω m (t) ± Δω)} t + φ к (t) + φ 2 ], 0≤t≤T c ,
где υ1, υ2, υ3, φ1, φ2, Tc - амплитуды, начальные фазы и длительность сигналов;where υ 1 , υ 2 , υ 3 , φ 1 , φ 2 , T c - amplitudes, initial phases and signal duration;
ωm(t)={ω1,ω2} - манипулирующая составляющая частоты, отображающая закон частотной манипуляции в соответствии с модулирующим кодом М2(t) (фиг.4.б), причем ωm(t)=const при mτэ<t<(m+1)τэ и может изменяться скачком при t=mτэ, т.е на границах между элементарными посылками (m=1,2,…,N-1);ω m (t) = {ω 1 , ω 2 } is the manipulating component of the frequency that displays the law of frequency manipulation in accordance with the modulating code M 2 (t) (Fig.4.b), and ω m (t) = const at mτ e <t <(m + 1) τ e and can change abruptly at t = mτ e , i.e. at the borders between elementary premises (m = 1,2, ..., N-1);
τэ, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Тc(Тc=Nτэ);τ e , N is the duration and number of chips that make up a signal of duration T c (T c = Nτ e );
±Δω - нестабильность несущих частот сигналов, обусловленная различными дестабилизирующими факторами, в том числе и эффектом Доплера;± Δω is the instability of the carrier frequencies of the signals due to various destabilizing factors, including the Doppler effect;
φк(t)={0,π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M1(t) (фиг.4,а), примемφ к (t) = {0, π} is the manipulated phase component that displays the phase manipulation law in accordance with the modulating code M 1 (t) (Fig. 4, a)
φк(t)=const при к τэ<t<(к+1)τэ φ k (t) = const for k τ e <t <(k + 1) τ e
и может изменяться скачком при t=к τэ, т.е. на границах между элементарными посылками (к=1,2,…,N-1);and can change abruptly at t = k τ e , i.e. at the borders between elementary premises (k = 1,2, ..., N-1);
d - радиус окружности, на которой размещены приемные антенны 2.i (i=1,2,…,n) (измерительная база);d is the radius of the circle on which the receiving antennas are located 2.i (i = 1,2, ..., n) (measuring base);
Ω - скорость электронного вращения приемных антенн 2.i (i=1,2,…,n) вокруг первой приемной антенны 1;Ω is the speed of the electronic rotation of the receiving antennas 2.i (i = 1,2, ..., n) around the
α - пеленг (азимут) на источник излучения сигнала;α - bearing (azimuth) to the signal source;
с выходов приемных антенн 1,2.i (i=1,2,…,n) и 21 непосредственно и через электронный коммутатор 7 поступают на входы приемников 3, 4 и 22, а затем на первые входы смесителя 12, перемножителей 14 и 23 соответственно. На второй вход смесителя 12 с выхода гетеродина 11 поступает напряжениеfrom the outputs of the receiving
Uг(t)=υгcos(ωгt+φг).U g (t) = υ g cos (ω g t + φ g ).
На выходе смесителя 12 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 13 выделяется напряжение промежуточной частоты (фиг.4, в)At the output of the mixer 12, voltages of combination frequencies are generated. The amplifier 13 is allocated an intermediate frequency voltage (figure 4, c)
Uпр(t)=υпрcos[{ωпp(t)±Δω}t+φк(t)+φпр], 0≤t≤Tc,U pr (t) = υ pr cos [{ω pp (t) ± Δω} t + φ k (t) + φ pr ], 0≤t≤T c ,
где
ωпp(t)=ωm(t)ωг - промежуточная частота;ω pp (t) = ω m (t) ω g is the intermediate frequency;
φпр=φ1-φг.φ ol = φ 1 -φ g .
В спектре данного сигнала с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляцииIn the spectrum of this signal with a continuous phase and an index of frequency manipulation
mf=(ω2-ω1)τэ=0,5m f = (ω 2 -ω 1 ) τ e = 0.5
символьные частоты ω1 и ω2 подавлены. Указанные символьные частоты определяются следующим образом (фиг.3):the symbol frequencies ω 1 and ω 2 are suppressed. The indicated symbolic frequencies are determined as follows (figure 3):
Так как в спектре принимаемого сложного ФМн-ЧМн - сигнала символьные частоты ω1 и ω2 подавлены, то приемник 3 осуществляет слежение за средней («мнимой») частотой ω3=ωпр=Ω.Since the spectrum of the received composite FM -CHM n n - character signal frequency ω 1 and ω 2 are depressed, the
Напряжение Uпр(t) с выхода усилителя 13 промежуточной частоты подается на вторые входы перемножителей 14 и 23. На выходе перемножителя 14 образуется фазомодулированное (ФМ) колебание на частоте ωг гетеродина 11The voltage U CR (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 13 is supplied to the second inputs of the
где
которое выделяется полосовым фильтром 15 и поступает на первые входы фазового детектора 17, линии задержки 16 и перемножители 18, на второй вход последнего подается напряжение Uг(t) гетеродина 11. На выходе перемножителя 18 образуется гармоническое напряжениеwhich is allocated by the band-pass filter 15 and supplied to the first inputs of the phase detector 17, delay lines 16 and multipliers 18, the second input of the latter is supplied with the voltage U g (t) of the local oscillator 11. A harmonic voltage is generated at the output of the multiplier 18
где
которое выделяется полосовым фильтром 19 и поступает на первый вход фазового детектора 20. На второй вход фазового детектора 20 с третьего выхода опорного генератора 5 подается опорное напряжениеwhich is allocated by the band-pass filter 19 and supplied to the first input of the phase detector 20. The reference voltage is applied to the second input of the phase detector 20 from the third output of the reference generator 5
U0(t)=υ0cosΩt.U 0 (t) = υ 0 cosΩt.
На выходе фазового детектора 20 образуется низкочастотное напряжениеThe output of the phase detector 20 produces a low-frequency voltage
Uн1(α)=υн1сosα,U н1 (α) = υ н1 сosα,
где
которое фиксируется индикатором 10. Так формируется шкала пеленгации источника излучения сигнала в азимутальной плоскости, которая является точной, но неоднозначной шкалой.which is fixed by indicator 10. Thus, the direction-finding scale of the signal radiation source is formed in the azimuthal plane, which is an accurate but ambiguous scale.
Одновременно фазомодулированное колебание U4(t) подвергается автокорреляционной обработке с помощью автокоррелятора, состоящего из линии задержки 16 и фазового детектора 17.At the same time, the phase-modulated oscillation U 4 (t) is subjected to autocorrelation processing using an autocorrelator consisting of a delay line 16 and a phase detector 17.
В фазомодулированном напряжении U4(t) величина
U0(t)=υ0cosΩt.U 0 (t) = υ 0 cosΩt.
Однако при d/λ>1/2 наступает неоднозначность отсчета азимута α. Устранение указанной неоднозначности путем уменьшения отношения d/λ обычно себя не оправдывает, так как при этом теряется основное достоинство широкобазового пеленгатора. Кроме того, в диапазонах метровых и особенно дециметровых волн брать малые значения d/λ часто не удается из-за конструктивных соображений.However, for d / λ> 1/2, the azimuth count α is ambiguous. The elimination of this ambiguity by reducing the d / λ ratio usually does not justify itself, since the main advantage of the wide-base direction finder is lost. In addition, in the ranges of meter and especially decimeter waves, it is often not possible to take small d / λ values due to design considerations.
В связи с изложенным соображением возникает задача уменьшения индекса фазовой модуляции без уменьшения относительного размера измерительной базы d/λ. Это достигается автокорреляционной обработкой фазомодулированного напряжения U4(t) с помощью линии задержки 16 и фазового детектора 17. Причем время задержки τ3 линии задержки 16 выбирается таким, чтобы уменьшить индекс фазовой модуляции до величины:In connection with the stated reason, the problem arises of decreasing the phase modulation index without decreasing the relative size of the measuring base d / λ. This is achieved by autocorrelation processing of the phase-modulated voltage U 4 (t) using the delay line 16 and the phase detector 17. Moreover, the delay time τ 3 of the delay line 16 is chosen so as to reduce the phase modulation index to the value:
где d1>d,where d 1 > d,
при котором справедливо неравенство:in which the inequality is true:
d1/λ<1/2,d 1 / λ <1/2,
обеспечивающие однозначную пеленгацию источника излучения сигнала в азимутальной плоскости.providing unambiguous direction finding of the signal source in the azimuthal plane.
На выходе фазового детектора 17 образуется напряжениеThe output of the phase detector 17 produces a voltage
U6(α)=u6cos(Ω-α), 0≤t≤Tc,U 6 (α) = u 6 cos (Ω-α), 0≤t≤T c ,
где
которое через фазовращатель 8 на 90° поступает на первый вход фазового детектора 9, на второй вход которого с второго выхода опорного генератора 5 подается опорное напряжение U0(t). На выходе фазового детектора 9 образуется низкочастотное напряжениеwhich through the phase shifter 8 through 90 ° enters the first input of the phase detector 9, the second input of which from the second output of the reference generator 5 is supplied with a reference voltage U 0 (t). The output of the phase detector 9 produces a low-frequency voltage
Uн2(α)=υн2sinα,U n2 (α) = υ n2 sinα,
где
которое фиксируется индикатором 10. Так формируется грубая, но однозначная шкала пеленгации источника излучения сигнала в азимутальной плоскости.which is fixed by indicator 10. Thus, a rough, but unequivocal scale of direction finding of the signal source in the azimuthal plane is formed.
Напряжение Uпр(t) с выхода усилителя 13 промежуточной частоты одновременно подается на второй выход перемножителя 23, на выходе которого образуется напряжение на частоте ωг гетеродина 11The voltage U CR (t) from the output of the amplifier 13 of the intermediate frequency is simultaneously supplied to the second output of the multiplier 23, the output of which produces a voltage at a frequency ω g of the local oscillator 11
U7(t)=υ7cos(ωгt+φг+Δφ), 0≤t≤Tc,U 7 (t) = υ 7 cos (ω g t + φ g + Δφ), 0≤t≤T c ,
где
Δφ=φ2-φ1=2πd2/λcosβ,Δφ = φ 2 -φ 1 = 2πd 2 / λcosβ,
где d2 - расстояние между приемными антеннами 1 и 21 (измерительная база) (фиг.2);where d 2 is the distance between the receiving
λ - длина волны;λ is the wavelength;
β - угол места источника радиоизлучений ИРИ;β is the elevation angle of the IRI radiation source;
h - высота полета летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.п.), на борту которого размещается источник радиоизлучений ИРИ (фиг.2.2),h is the flight altitude of the aircraft (aircraft, helicopter, airship, probe, etc.), on board which is located the source of radio emission IRI (Fig.2.2),
которое выделяется полосовым фильтром 24 и поступает на первый (информационный) вход фазового детектора 25, на второй (опорный) вход которого подается напряжение Uг(t) гетеродина 11. На выходе фазового детектора 25 образуется низкочастотное напряжениеwhich is allocated by a band-pass filter 24 and fed to the first (information) input of the phase detector 25, the second (reference) input of which is supplied with the voltage U g (t) of the local oscillator 11. A low-frequency voltage is generated at the output of the phase detector 25
UH3(β)=υH3cosΔφ,U H3 (β) = υ H3 cosΔφ,
где
Δφ=2πd2/λcosβ,Δφ = 2πd2 / λcosβ,
которое фиксируется индикатором 10.which is fixed by indicator 10.
Так формируется грубая, но однозначная шкала пеленгации источника излучения сигнала в угломестной (вертикальной) плоскости.This forms a rough, but unequivocal direction finding scale for the signal source in the elevation (vertical) plane.
Напряжение ИН3(β) с выхода фазового детектора 25 одновременно поступает на входы первого квадратора 26, четвертого перемножителя 29 и второго фазовращателя 27 на 90°. На выходе квадратора 26, который представляет собой перемножитель, на два входа которого подается одно и то же напряжение UН3(β), формируется следующее напряжение.The voltage AND Н3 (β) from the output of the phase detector 25 simultaneously enters the inputs of the first quadrator 26, the fourth multiplier 29 and the second phase shifter 27 by 90 °. At the output of the quadrator 26, which is a multiplier, at the two inputs of which the same voltage U Н3 (β) is supplied, the following voltage is formed.
U8(β)=υ8cos2Δφ,U 8 (β) = υ8cos 2 Δφ,
где
которое поступает на первый вход четвертого перемножителя 29, на второй вход которого с выхода четвертого фазового детектора 25 подается напряжение UНЗ(β). На выходе четвертого перемножителя 29 образуется напряжениеwhich is supplied to the first input of the fourth multiplier 29, to the second input of which the voltage U NC (β) is supplied from the output of the fourth phase detector 25. The output of the fourth multiplier 29 voltage is generated
U9(β)=υ3cos3Δφ,U 9 (β) = υ 3 cos 3 Δφ,
которое поступает на первый вход вычитателя 31.which is fed to the first input of the subtractor 31.
На выходе второго фазовращателя 27 на 90° образуется напряжение:The output of the second phase shifter 27 to 90 ° produces a voltage:
U10(β)=-υH3sinΔφ,U 10 (β) = - υ H3 sinΔφ,
которое поступает на два входа второго квадратора 28. На выходе последнего формируется напряжение: U11(β)=υ11sin2Δφ,which is supplied to the two inputs of the second quadrator 28. The voltage is formed at the output of the latter: U 11 (β) = υ 11 sin 2 Δφ,
где
Это напряжение поступает на первый вход масштабирующего перемножителя 30, на второй вход которого подается напряжение UН3(β) с выхода фазового детектора 25. Масштабирующий коэффициент Км масштабирующего перемножителя 30 выбран равным 3 (Км=3). На выходе масштабирующего перемножителя 30 формируется напряжение:This voltage is supplied to the first input of the scaling multiplier 30, the second input of which is supplied with voltage U Н3 (β) from the output of the phase detector 25. The scaling factor K m of the scaling multiplier 30 is chosen equal to 3 (K m = 3). The output of the scaling multiplier 30 is formed voltage:
U12(β)=3υ12cosΔφsin2Δφ,U 12 (β) = 3υ 12 cosΔφsin 2 Δφ,
где
которое поступает на второй вход вычитателя 31. На выходе последнего формируется напряжение:which goes to the second input of the subtractor 31. At the output of the last voltage is formed:
U13(β)=υ13cos3Δφ,U 13 (β) = υ 13 cos3Δφ,
где U13=υ9-3υ12,where U 13 = υ 9 -3υ 12 ,
Δφ=2πd2/λсоsβ,Δφ = 2πd 2 / λсosβ,
3Δφ=2π3d2/λсоsβ,3Δφ = 2π3d 2 / λсosβ,
которое фиксируется индикатором 10. Это напряжение пропорционально утроенному значению разности фаз между сигналами, принимаемыми двумя приемными антеннами 1 и 21, и соответствует измерительной базе 3d2, которая построена косвенным образом.which is fixed by indicator 10. This voltage is proportional to the triple value of the phase difference between the signals received by the two receiving
Так формируется точная, но неоднозначная шкала пеленгации источника излучения сигнала в угломестной (вертикальной) плоскости. Причем между измерительными базами устанавливают следующее неравенство:Thus, an accurate, but ambiguous, direction-finding scale of the signal radiation source in the elevation (vertical) plane is formed. Moreover, between the measuring bases establish the following inequality:
Напряжение Uпp(t) (фиг.4, в) с выхода усилителя 13 промежуточной частоты поступает на первый вход частотного демодулятора 42 и на вход удвоителя 32 фазы.The voltage U p (t) (Fig. 4, c) from the output of the intermediate frequency amplifier 13 is supplied to the first input of the frequency demodulator 42 and to the input of the phase doubler 32.
При удвоении фазы принимаемый сложный ФМн-ЧМн-сигнал промежуточной частоты приобретает индекс частотный модуляции mf=l и его сплошной спектр трансформируется в три дискретных составляющие на частотах 2ω1, 2ω2, 2ω3. С помощью блоков ФАПЧ 33, 34 и 35 осуществляется фильтрация указанных дискретных составляющих и слежение за ними, а делители 36, 37 и 38 фазы на два обеспечивают соответствие частот сигналов синхронизации и принимаемого ФМн-ЧМн-сигнала. На выходе делителей 36, 37 и 38 фазы на два образуются гармонические колебания (фиг.4, г, д, е):Upon doubling the phase, the received complex QPSK-FSK signal of intermediate frequency acquires the frequency modulation index mf = l and its continuous spectrum is transformed into three discrete components at frequencies 2ω 1 , 2ω 2 , 2ω 3 . Using PLLs 33, 34, and 35, these discrete components are filtered and tracked, and phase dividers 36, 37, and 38 ensure that the frequencies of the synchronization signals correspond to the received FMN-FMN signal. At the output of the dividers 36, 37 and 38 of the phase into two, harmonic oscillations are formed (Fig. 4, d, e, e):
U14(t)=υ14cos(ω1t+φ1),U 14 (t) = υ 14 cos (ω 1 t + φ 1 ),
U15(t)=υ15cos(ω2t+φ2),U 15 (t) = υ 15 cos (ω 2 t + φ 2 ),
U16(t)=U16cos(ω3t+φ3),U 16 (t) = U 16 cos (ω 3 t + φ 3 ),
которые выделяются узкополосными фильтрами 39, 40 и 41 соответственно. Гармонические колебания U14(t) и U15(t) поступают на первые входы фазовых детекторов 43 и 44, на второй вход которых подается напряжение промежуточной частоты ωпp(t).which are highlighted by narrow-band filters 39, 40 and 41, respectively. Harmonic oscillations U14 (t) and U15 (t) are fed to the first inputs of the phase detectors 43 and 44, the second input of which is supplied with an intermediate frequency voltage ω p (t).
На выходе фазовых детекторов 43 и 44 образуются напряжения соответственно:At the output of the phase detectors 43 and 44, voltages are generated, respectively:
U17(t)=υ17cos[(ω2-ω2)t+φк(t)],U 17 (t) = υ 17 cos [(ω 2 -ω 2 ) t + φ к (t)],
U18(t)=υ18cos[(ω2-ω3)t-φк(t)],U 18 (t) = υ 18 cos [(ω 2 -ω 3 ) t-φ к (t)],
где
которое суммируется в сумматоре 45which is summed in the
Суммарное напряжение UΣ(t) поступает на первый (информационный) вход фазового детектора 46, на второй (опорный) вход которого подается гармоническое колебание U16(t) с выхода третьего узкополосного фильтра 41.The total voltage U Σ (t) is supplied to the first (information) input of the phase detector 46, to the second (reference) input of which harmonic oscillation U 16 (t) is supplied from the output of the third narrow-band filter 41.
В результате синхронного детектирования на выходе фазового детектора 46 образуется низкочастотное напряжениеAs a result of synchronous detection, a low-frequency voltage is generated at the output of the phase detector 46
UH4(t)=υH4cos[ω3t-(ω1+ω2)/2t+φк(t)]=υH4cosφк(t),U H4 (t) = υ H4 cos [ω 3 t- (ω 1 + ω 2 ) / 2t + φ к (t)] = υ H4 cosφ к (t),
где υH4=1/2υΣυ16; ω3-(ω1+ω2)/2=0,where υ H4 = 1 / 2υ Σ υ 16 ; ω 3 - (ω 1 + ω 2 ) / 2 = 0,
так как символьные частоты ω1 и ω2 симметричны относительно частоты ω3 (фиг.3).since the symbolic frequencies ω 1 and ω 2 are symmetrical with respect to the frequency ω 3 (Fig. 3).
Низкочастотное напряжение Uнч(t) (фиг.4,ж), пропорциональное модулирующему коду M1(t) (фиг.4, а), фиксируется блоком 47 регистрации.The low-frequency voltage U low (t) (figure 4, g), proportional to the modulating code M 1 (t) (figure 4, a), is fixed by the
Гармонические колебания U14(t) и U15(t) с выхода узкополосных фильтров 39 и 40 поступают на опорные входы частотного демодулятора 42, на информационный вход которого подается напряжение Uпp(t) с выхода усилителя 13 промежуточной частоты. В результате синхронного детектирования на выходе частотного демодулятора 42 образуется низкочастотное напряжение (фиг.4,з)Harmonic oscillations U 14 (t) and U 15 (t) from the output of narrow-band filters 39 and 40 are supplied to the reference inputs of the frequency demodulator 42, the information input of which supplies voltage U p (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 13. As a result of synchronous detection at the output of the frequency demodulator 42, a low-frequency voltage is generated (Fig. 4, h)
UH5(t)=υH5cosφк2(t),U H5 (t) = υ H5 cosφ к2 (t),
где UH5=1/2υпpυ17,where U H5 = 1 / 2υ pp υ 17 ,
пропорциональное модулирующему коду M2(t). Это напряжение фиксируется блоком 47 регистрации.proportional to the modulating code M 2 (t). This voltage is detected by the
Для обеспечения симметричности символьных частот ω1 и ω2 относительно частоты ωз=Ω опорного генератора 5 используется система фазовой автоподстройки частоты, состоящая из опорного генератора 5, узкополосного фильтра 41 и фазового детектора 48.To ensure the symmetry of the symbol frequencies ω 1 and ω 2 with respect to the frequency ω h = Ω of the reference oscillator 5, a phase-locked loop system consisting of a reference oscillator 5, a narrow-band filter 41 and a phase detector 48 is used.
Напряжение U6(t) опорного генератора 5 и гармоническое колебаниеThe voltage U 6 (t) of the reference oscillator 5 and harmonic oscillation
U16(t)=υ16cos(ω3+φ3)U 16 (t) = υ 16 cos (ω 3 + φ 3 )
с выхода узкополосного фильтра 41 поступают на два входа фазового детектора 48 и сравниваются по фазе. Если указанные напряжения отличаются друг от друга по фазе, то на выходе фазового детектора 48 образуется управляющее напряжение. Причем амплитуда и полярность этого напряжения зависят от степени направления отклонения промежуточной частоты ωпр=ω3 от частоты Ω опорного генератора 5. Данное напряжение поступает на управляющий вход гетеродина 11 и воздействует на его частоту ωг так, чтобы сохранялась симметричность символьных частот ω1 и ω2 относительно частоты Ω опорного генератора 5.the output of the narrow-band filter 41 is fed to two inputs of the phase detector 48 and compared in phase. If these voltages differ in phase, then a control voltage is generated at the output of the phase detector 48. Moreover, the amplitude and polarity of this voltage depend on the degree of direction of the deviation of the intermediate frequency ω CR = ω 3 from the frequency Ω of the reference oscillator 5. This voltage is applied to the control input of the local oscillator 11 and acts on its frequency ω g so that the symbol frequencies ω 1 and ω 2 relative to the frequency Ω of the reference oscillator 5.
Предлагаемые способ и устройство обеспечивают точное и однозначное определение угла места источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.д.). При этом используются две измерительные базы: малая d2-грубая, но однозначная, и большая 3d3-точная, но неоднозначная, между которыми устанавливают следующее неравенство:The proposed method and device provide accurate and unambiguous determination of the elevation angle of the signal source located on board the aircraft (aircraft, helicopter, airship, probe, etc.). In this case, two measuring bases are used: a small d 2 is rough, but unambiguous, and a large 3d 3 is accurate, but ambiguous, between which the following inequality is established:
d2/λ<1/2≤3d2/λ.d 2 / λ <1 / 2≤3d 2 / λ.
Причем точную, но неоднозначную измерительную базу 3d2 формируют косвенным методом.Moreover, an accurate but ambiguous measuring base of 3d 2 is formed by an indirect method.
Таким образом, предлагаемые способ и устройство по сравнению с прототипами и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивают точное и однозначное определение азимута и угла места источника излучения сложного сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями, размещенного на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.д.), и его синхронное детектирование.Thus, the proposed method and device in comparison with prototypes and other technical solutions of a similar purpose provide an accurate and unambiguous determination of the azimuth and elevation angle of the radiation source of a complex signal with combined phase and frequency manipulation, located on board the aircraft (aircraft, helicopter, airship, probe etc.), and its synchronous detection.
При этом опорные напряжения, необходимые для синхронного детектирования принимаемого сложного сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями, выделяются непосредственно из самого принимаемого сигнала. Тем самым функциональные возможности известных способа и устройства расширены.In this case, the reference voltages necessary for synchronous detection of the received complex signal with combined phase and frequency manipulations are extracted directly from the received signal itself. Thus, the functionality of the known method and device is expanded.
Claims (2)
ω1=ω3-1/4τэ - частота сигнала, соответствующая символу «+1»;
ω2=ω3+1/4τ3 - частота сигнала, соответствующая символу «-1»;
ω3=ωпр=Ω=(ω1+ω2)/2 - средняя «мнимая» частота сигнала,
где τэ - длительность элементарных посылок,
ωпр - промежуточная частота,
осуществляют фазовую демодуляцию принимаемого сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями на промежуточной частоте с использованием гармонических напряжений на первой ω1 и второй ω2 символьных частотах соответственно, выделяют низкочастотные напряжения на частотах ω3-ω1 и ω2-ω3 соответственно, суммируют их, осуществляют фазовую демодуляцию суммарного низкочастотного напряжения с использованием гармонического напряжения на третьей символьной частоте ω3, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное первому модулирующему коду M1(t), используемому для фазовой манипуляции, и регистрируют его, осуществляют частотную демодуляцию принимаемого сигнала с комбинированной фазовой и частотной манипуляциями на промежуточной частоте с использованием гармонических напряжений на первой ω1 и второй ω2 символьных частотах, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное второму модулирующему коду M2(t), используемому для частотной манипуляции, и регистрируют его, сравнивают по фазе гармоническое напряжение третьей символьной частотой ω3 с опорным напряжением на частоте Ω, если указанные напряжения отличаются друг от друга по фазе, то формируют управляющее напряжение, амплитуда и полярность которого зависят от степени и направления отклонения третьей символьной частоты ω3 от частоты Ω опорного напряжения, воздействуют им на частоту ωг гетеродина так, чтобы сохранялась симметричность частоты Ω опорного напряжения относительно символьных частот ω1 и ω2.1. The phase direction finding method, based on the fact that the signals are received, amplified and limited in amplitude, the signals transmitted by two channels are compared in phase, while the signal of one of the channels is pre-phase shifted by 90 °, set in the azimuth plane n receiving antennas around a circle of radius d with the possibility of their electronic rotation with an angular velocity Ω around a receiving antenna located in the center of the circle, receive antennas are arranged around the circle, alternately with frequency Ω, the signal received by the ant the data located in the center of the circle is frequency-converted using the local oscillator frequency, the intermediate frequency voltages are extracted, it is multiplied with signals alternately received by n receiving antennas located around the circle, the phase-modulated voltage is isolated, it is multiplied with the local oscillator voltage, the first low-frequency voltage is isolated with frequency Ω and compare it in phase with the reference voltage, forming an accurate, but ambiguous direction finding scale of the signal radiation source, in the azimuthal plane, at the same time, the phase-modulated voltage is subjected to autocorrelation processing, a second low-frequency voltage with a frequency Ω is isolated, it is compared in phase with the reference voltage, forming a rough but unambiguous direction finding scale for the signal source in the azimuthal plane, the second receiving antenna is installed in the elevation plane at a distance of d 2 from the first receive antenna, receive a signal on it, amplify and limit it in amplitude, multiply it with an intermediate frequency voltage, emit a harmonic the voltage at the local oscillator frequency, multiply it with the local oscillator voltage, isolate a voltage proportional to the phase difference between the signals received by the first and second receiving antennas, forming a rough, but unequivocal direction finding scale for the signal source in the elevation plane, this voltage is squared, multiplied with the original voltage, forming a product, at the same time the initial voltage, proportional to the phase difference between the signals received by the first and second antennas, is shifted in phase by 9 0 °, square it, multiply it with the generated product using a scaling factor of three, and subtract the resulting product from the generated product, forming an accurate but ambiguous direction finding scale for the signal source in the elevation plane, characterized in that they double the phase of the received signal with combined phase and frequency manipulation at an intermediate frequency, eliminating phase and frequency manipulation and transforming its continuous spectrum into three discrete stavlyayuschie frequencies 2ω 1, 2ω 2ω 2 and 3, said filtering is carried out discrete components and tracking, phase divided into two discrete components are isolated harmonic voltage at symbol frequencies ω 1, ω 2 and ω 3, which is selected as follows:
ω 1 = ω 3 -1 / 4τ e - signal frequency corresponding to the symbol "+1";
ω 2 = ω 3 + 1 / 4τ 3 - signal frequency corresponding to the symbol "-1";
ω 3 = ω CR = Ω = (ω 1 + ω 2 ) / 2 - the average "imaginary" signal frequency,
where τ e - the duration of the elementary premises,
ω ol - intermediate frequency,
carry out phase demodulation of the received signal with combined phase and frequency manipulations at an intermediate frequency using harmonic voltages at the first ω 1 and second ω 2 symbol frequencies, respectively, select low-frequency voltages at frequencies ω 3 -ω 1 and ω 2 -ω 3, respectively, summarize them , phase demodulation is carried out of the total low-frequency voltage with a voltage at the third harmonic frequency of the symbol ω 3, isolated low-frequency voltage, proportional to the first th modulating code M 1 (t), used for phase-shift keying, and record it, is performed frequency demodulation of the received signal with combination of the phase and frequency shift keying at an intermediate frequency using harmonic voltages on the first ω 1 and a second ω 2 symbol frequencies emit low-frequency voltage proportional to the second modulating code M 2 (t), used for frequency shift keying, and it is recorded, comparing the phase of the third harmonic voltage symbol frequency ω 3 GCO nym voltage for Ω the frequency, if said voltages are different from each other in phase, forming a control voltage whose amplitude and polarity of which depends on the extent and direction of deviation of the third symbol frequency ω 3 of the frequency Ω reference voltage affect them to a frequency ω g oscillator so so that the symmetry of the frequency Ω of the reference voltage with respect to the symbol frequencies ω 1 and ω 2 is maintained.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2012127297/07A RU2518428C2 (en) | 2012-06-26 | 2012-06-26 | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2012127297/07A RU2518428C2 (en) | 2012-06-26 | 2012-06-26 | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2012127297A RU2012127297A (en) | 2014-01-10 |
RU2518428C2 true RU2518428C2 (en) | 2014-06-10 |
Family
ID=49884115
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2012127297/07A RU2518428C2 (en) | 2012-06-26 | 2012-06-26 | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2518428C2 (en) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2603971C1 (en) * | 2015-07-07 | 2016-12-10 | Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) | Method of measuring angles in phase multi-scale angular systems and device therefor |
RU2649411C1 (en) * | 2016-12-21 | 2018-04-03 | Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) | Method of measurement of the aircraft flight parameters in the phase goniometrical and distance-measuring systems and the device for the implementation of this method |
RU2678109C2 (en) * | 2017-03-24 | 2019-01-23 | Общество с ограниченной ответственностью "ИнжСтройКапитал" (ООО "ИСК") | Method of control of construction state of building or engineering construction structure and device for its implementation |
RU2682165C1 (en) * | 2018-02-14 | 2019-03-15 | Акционерное общество "Центральное конструкторское бюро автоматики" | Phase direction finder |
RU2684321C1 (en) * | 2018-01-10 | 2019-04-08 | Акционерное общество "Калужский научно-исследовательский радиотехнический институт" | Phase direction finder |
RU2696976C1 (en) * | 2018-08-15 | 2019-08-08 | Акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (АО "ОНИИП") | Method for phase synchronization of a satellite signal with gmsk-modulation |
RU2750335C1 (en) * | 2020-06-30 | 2021-06-28 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича" | Method for amolitude-phase direction finding by rotating antenna system |
RU2776155C1 (en) * | 2021-06-04 | 2022-07-14 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг России) | Phase direction finder |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998029756A1 (en) * | 1997-01-02 | 1998-07-09 | Raytheon Company | Digital direction finding receiver |
US6049307A (en) * | 1997-08-04 | 2000-04-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Adaptive phased array antenna using weight memory unit |
US6791493B1 (en) * | 2003-08-21 | 2004-09-14 | Northrop Grumman Corporation | Method for using signal frequency change to differentially resolve long baseline interferometer measurements |
JP2009300284A (en) * | 2008-06-13 | 2009-12-24 | Nec Corp | Arrival electric wave direction measuring device, arrival electric wave direction measuring method, and arrival electric wave direction measuring program |
RU2403582C1 (en) * | 2009-05-15 | 2010-11-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Московский ордена Трудового Красного Знамени научно-исследовательский радиотехнический институт" | Phase radio direction finder |
RU2427853C1 (en) * | 2010-03-10 | 2011-08-27 | Вячеслав Адамович Заренков | Phase direction finding method and phase direction finder for implementing said method |
RU2449306C1 (en) * | 2010-12-20 | 2012-04-27 | Открытое акционерное общество "Центральное конструкторское бюро автоматики" | Phase bearing finder |
RU2450283C1 (en) * | 2011-02-08 | 2012-05-10 | Открытое акционерное общество "Авангард" | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method |
-
2012
- 2012-06-26 RU RU2012127297/07A patent/RU2518428C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998029756A1 (en) * | 1997-01-02 | 1998-07-09 | Raytheon Company | Digital direction finding receiver |
US6049307A (en) * | 1997-08-04 | 2000-04-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Adaptive phased array antenna using weight memory unit |
US6791493B1 (en) * | 2003-08-21 | 2004-09-14 | Northrop Grumman Corporation | Method for using signal frequency change to differentially resolve long baseline interferometer measurements |
JP2009300284A (en) * | 2008-06-13 | 2009-12-24 | Nec Corp | Arrival electric wave direction measuring device, arrival electric wave direction measuring method, and arrival electric wave direction measuring program |
RU2403582C1 (en) * | 2009-05-15 | 2010-11-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Московский ордена Трудового Красного Знамени научно-исследовательский радиотехнический институт" | Phase radio direction finder |
RU2427853C1 (en) * | 2010-03-10 | 2011-08-27 | Вячеслав Адамович Заренков | Phase direction finding method and phase direction finder for implementing said method |
RU2449306C1 (en) * | 2010-12-20 | 2012-04-27 | Открытое акционерное общество "Центральное конструкторское бюро автоматики" | Phase bearing finder |
RU2450283C1 (en) * | 2011-02-08 | 2012-05-10 | Открытое акционерное общество "Авангард" | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2603971C1 (en) * | 2015-07-07 | 2016-12-10 | Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) | Method of measuring angles in phase multi-scale angular systems and device therefor |
RU2649411C1 (en) * | 2016-12-21 | 2018-04-03 | Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) | Method of measurement of the aircraft flight parameters in the phase goniometrical and distance-measuring systems and the device for the implementation of this method |
RU2678109C2 (en) * | 2017-03-24 | 2019-01-23 | Общество с ограниченной ответственностью "ИнжСтройКапитал" (ООО "ИСК") | Method of control of construction state of building or engineering construction structure and device for its implementation |
RU2684321C1 (en) * | 2018-01-10 | 2019-04-08 | Акционерное общество "Калужский научно-исследовательский радиотехнический институт" | Phase direction finder |
RU2682165C1 (en) * | 2018-02-14 | 2019-03-15 | Акционерное общество "Центральное конструкторское бюро автоматики" | Phase direction finder |
RU2696976C1 (en) * | 2018-08-15 | 2019-08-08 | Акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (АО "ОНИИП") | Method for phase synchronization of a satellite signal with gmsk-modulation |
RU2750335C1 (en) * | 2020-06-30 | 2021-06-28 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича" | Method for amolitude-phase direction finding by rotating antenna system |
RU2776155C1 (en) * | 2021-06-04 | 2022-07-14 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг России) | Phase direction finder |
RU2796219C1 (en) * | 2022-10-31 | 2023-05-18 | Акционерное общество "Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт имени академика А.И. Берга" | Device for determining direction finding parameters of narrow-band radio signals |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2012127297A (en) | 2014-01-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2518428C2 (en) | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method | |
US2837738A (en) | Passive range measuring device | |
RU2365931C2 (en) | Phase direction finding technique, phase direction-finder therefor | |
RU2600109C1 (en) | Monopulse radar of millimetre range | |
RU2435171C1 (en) | Phase direction finding method and phase direction finder for implementing said method | |
RU2290658C1 (en) | Phase mode of direction finding and phase direction finder for its execution | |
US3257638A (en) | Doppler navigation system | |
RU2427853C1 (en) | Phase direction finding method and phase direction finder for implementing said method | |
RU2450283C1 (en) | Direction finding phase method and phase direction finder for implementing said method | |
RU2296432C1 (en) | Method for autocorrelation receipt of noise-like signals | |
RU2402787C1 (en) | Method of finding vessels in distress | |
RU2521456C1 (en) | System for detecting and locating human suffering distress in water | |
US3268895A (en) | Radio range finders | |
RU2513656C2 (en) | Phase meter of coherent-pulse signals | |
RU2321177C1 (en) | Radio-technical surveillance station | |
RU2426143C1 (en) | Method of phase direction finding and phase direction finder to this end | |
RU2411532C1 (en) | Device for determining distance between aircraft | |
RU2449311C1 (en) | Method for remote measurement of wind speed and direction | |
RU2155352C1 (en) | Phase method for direction finding and phase direction finder | |
RU2479930C1 (en) | Radio monitoring station | |
RU2360265C1 (en) | Method of radar detection of mobile targets with phase selection on range and device to this end | |
RU2629000C1 (en) | Satellite system for locating ships and aircraft involved in accident | |
RU2175770C1 (en) | Phase method of direction finding and phase direction finder for its realization | |
RU2465733C1 (en) | Radio monitoring station | |
RU2368916C2 (en) | Monopulse system with superregenerative transponder |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20150627 |