RU2487366C2

RU2487366C2 - Method of detecting objects labelled with parametric scatterers

Info

Publication number: RU2487366C2
Application number: RU2011128511/07A
Authority: RU
Inventors: Николай Юрьевич Бабанов
Priority date: 2011-07-08
Filing date: 2011-07-08
Publication date: 2013-07-10
Also published as: RU2011128511A

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: in order to use coherent accumulation when detecting parametric scatterers, a pair of short successive auxiliary radio pulses with identical shape and opposite phases is emitted simultaneously with pumping radio pulses at the sub-harmonic frequency of the pumping radio pulses. One of the radio pulses of the pair is a synchronising radio pulse and for this purpose, said pulse must be emitted in such a way that a pumping radio pulse is emitted over its duration. However, if during parametric excitation of the response signal in the parametric scatterer the phase of the synchronising signal differs by π/2 from the phase of possible signals that can result from parametric generation, synchronisation will not take place. In order to avoid missing a target as a result of this phenomenon, emission of a sequence of radio pulses of the pumping signal in series that differ on phase by π is proposed. If for one series of radio pulses of the pumping signal conditions are created where there will be no synchronisation, then for the next series synchronisation will definitely take place and coherent accumulation of the response signal in the receiver will be possible.

EFFECT: avoiding missing a target due to lack of synchronisation.

3 dwg

Description

Изобретение относится к способам обнаружения пассивных маркеров-ответчиков, являющихся вторичными источниками электромагнитного излучения.The invention relates to methods for detecting passive responder markers, which are secondary sources of electromagnetic radiation.

Известен [Радиокомплекс розыска маркеров, патент RU 2108596 С1], [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2] способ обнаружения параметрических рассеивателей. Способ позволяет решать задачу обнаружения объектов, в частности людей, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются параметрические рассеиватели. Способ состоит в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель, представляющий собой параметрический генератор, нагруженный на антенну, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается запросным сигналом на частоте f. Принимается ответный сигнал, рассеянный параметрическим рассеивателем на частоте субгармоники, равной f/2. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска.Known [Radiocomplex tracing markers, patent RU 2108596 C1], [Non-linear passive marker - parametric diffuser, patent RU 2336538 C2] a method for detecting parametric diffusers. The method allows to solve the problem of detecting objects, in particular people, marked with passive nonlinear responder markers, which are used as parametric scatterers. The method consists in the fact that a parametric scatterer is previously placed on the search object, which is a parametric generator loaded on the antenna, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a query signal at a frequency f. A response signal is scattered by the parametric scatterer at a subharmonic frequency of f / 2. If the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone.

Данный способ обладает существенным недостатком, а именно не достаточной эффективностью, поскольку либо нет возможности использовать импульсный запросный сигнал, либо не обеспечивается когерентный прием ответного сигнала. Это связано с тем, что при возбуждении каждого радиоимпульса ответного сигнала, рассеянного маркером сигнала на частоте субгармоники, возможны два равновероятных значения фазы, отличающиеся на π [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей // Радиотехника и электроника, 1995, т.40. N11, стр.1606-1610]. В результате ответный сигнал, рассеянный на субгармонике не когерентен, даже при когерентном зондирующем сигнале.This method has a significant drawback, namely, not sufficient efficiency, because either it is not possible to use a pulsed interrogation signal, or coherent reception of a response signal is not provided. This is due to the fact that upon excitation of each radio pulse of the response signal scattered by the signal marker at the subharmonic frequency, two equally probable phase values are possible, differing by π [P. Gorbachev. Signal formation by a system of passive subharmonic diffusers // Radio Engineering and Electronics, 1995, v.40. N11, pp. 1606-1610]. As a result, the response signal scattered by the subharmonic is not coherent, even with a coherent probe signal.

Указанный недостаток преодолен в способе обнаружения объектов, маркированных параметрическими рассеивателями, известному по [Способ обнаружения параметрических рассеиватей Патент RU 2009118069 А, дата публикации 20.11.2010 г.].This drawback is overcome in the method for detecting objects marked with parametric scatterers, known from [Method for detecting parametric scatterers Patent RU 2009118069 A, publication date 11/20/2010].

Предложено формировать запросный сигнал в виде последовательности пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностями радиоимпульсов τ и последовательности пачек узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f/2 и длительностями радиоимпульсов τ₁. При этом обе последовательности обладают одинаковыми периодами следования радиоимпульсов и периодами следования пачек радиоимпульсов. Длительность радиоимпульсов синхронизирующего сигнала существенно меньше длительности радиоимпульсов сигнала накачки.It is proposed to generate a query signal in the form of a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of a pump signal with a frequency of high-frequency filling f and durations of radio pulses τ and a sequence of packets of narrow-band coherent synchronizing radio pulses with a frequency of high-frequency filling f / 2 and durations of radio pulses τ ₁ . In this case, both sequences have the same repetition periods of radio pulses and repetition periods of packs of radio pulses. The duration of the radio pulses of the clock signal is significantly less than the duration of the radio pulses of the pump signal.

В результате возбуждение параметрического рассеивателя происходит в условиях существования внешнего воздействия на частоте возбуждения. В этих условиях фаза возбуждаемого колебания на частоте субгармоники перестает быть случайной и определяется фазой внешнего воздействия, то есть фазой радиоимпульсов синхронизирующего сигнала.As a result, the excitation of a parametric scatterer occurs under conditions of the existence of an external action at the excitation frequency. Under these conditions, the phase of the excited oscillation at the subharmonic frequency ceases to be random and is determined by the phase of the external action, i.e., the phase of the radio pulses of the clock signal.

Фаза высокочастотного заполнения радиоимпульса синхронизирующего сигнала соответствует символу выбранного закона кодирования фазы, что позволяет формировать рассеянный сигнал в виде последовательности радиоимпульсов, фазы высокочастотного заполнения которых определяются определенным выбранным заранее законом кодирования фазы. Такая последовательность радиоимпульсов может когерентно накапливаться в приемнике.The high-frequency phase of the radio pulse of the synchronizing signal corresponds to the symbol of the selected phase encoding law, which allows the scattered signal to be generated as a sequence of radio pulses, the high-frequency filling phases of which are determined by the predetermined phase encoding law. Such a sequence of radio pulses can coherently accumulate in the receiver.

Однако радиоимпульсы такого синхронизирующего сигнала являются помехой приему полезного сигнала, так как будут рассеиваться от окружающих параметрический рассеиватель предметов и подстилающей поверхности и поступать на вход приемника одновременно с полезным сигналом. Устранить такую помеху за счет временной селекции не возможно, ее можно только скомпенсировать. Поэтому вместе с синхронизирующим радиоимпульсом предложено излучать компенсирующий радиоимпульс с противоположной фазой, при этом синхронизирующий радиоимпульс задает выбранный закон кодирования фазы рассеянного сигнала, а компенсирующий радиоимпульс необходим для взаимокомпенсации обоих радиоимпульсов в оптимальном приемнике сигнала, принимаемого на частоте субгармоники.However, the radio pulses of such a synchronizing signal interfere with the reception of the useful signal, since they will be scattered from the objects surrounding the parametric diffuser and the underlying surface and arrive at the receiver input simultaneously with the useful signal. It is not possible to eliminate such interference due to temporary selection, it can only be compensated. Therefore, together with the synchronizing radio pulse, it was proposed to emit a compensating radio pulse with the opposite phase, while the synchronizing radio pulse sets the selected coding law of the phase of the scattered signal, and the compensating radio pulse is necessary for the mutual compensation of both radio pulses in the optimal receiver of the signal received at the subharmonic frequency.

Таким образом, излучается пара коротких с одинаковыми длительностями τ₁, следующих друг за другом, вспомогательных радиоимпульсов: один из них является синхронизирующим сигналом, а другой радиоимпульс является компенсирующим радиоимпульсом, фаза его высокочастотного заполнения всегда отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса. Временной интервал между импульсами должен либо отсутствовать, либо быть небольшим, не превышающим величину τ₁. Это позволяет сформировать ответный сигнал так, что последовательность ответного сигнала будет когерентно накапливаться в приемнике, а последовательность вспомогательных радиоимпульсов нет.Thus, a pair of short auxiliary pulses with the same durations of τ ₁ following each other is emitted: one of them is a synchronizing signal, and the other radio pulse is a compensating radio pulse, the phase of its high-frequency filling always differs by π from the phase of high-frequency filling of the synchronizing radio pulse. The time interval between pulses must either be absent or be small, not exceeding the value of τ ₁ . This allows you to generate a response signal so that the sequence of the response signal will coherently accumulate in the receiver, and the sequence of auxiliary radio pulses is not.

Способ обнаружения объектов, маркированных параметрическими рассеивателями [Способ обнаружения параметрических рассеиватей Патент RU 2009118069 А, дата публикации 20.11.2010 г.], выбран прототипом и заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается последовательностью радиоимпульсов запросного сигнала, которая в процессе параметрической генерации в параметрическом рассеивателе формирует последовательность пачек когерентных радиоимпульсов ответного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов ответного сигнала, а запросный сигнал состоит из двух излучаемых на разных частотах последовательностей пачек когерентных радиоимпульсов: последовательности пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки, а также последовательности пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте ответного сигнала, с длительностью каждого из парных радиоимпульсов τ₁, при этом τ₁<<τ, один из радиоимпульсов пары является синхронизирующим радиоимпульсом, фаза его высокочастотного заполнения соответствует текущему символу выбранного закона кодирования, передний фронт синхронизирующего радиоимпульса либо совпадает с передним фронтом радиоимпульса сигнала накачки, либо опережает его на время, не превышающее τ₁, другой радиоимпульс является компенсирующим, фаза его высокочастотного заполнения отличается на π от фазы синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной половине частоты высокочастотного заполнения сигнала накачки, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону кодирования, использованному при формировании ответного сигнала, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска.A method for detecting objects marked with parametric diffusers [A method for detecting parametric diffusers Patent RU 2009118069 A, publication date 11/20/2010], is chosen as a prototype and consists in the fact that a parametric diffuser is preliminarily placed on the search object, an area of the space in which the object can be search, is irradiated by a sequence of radio pulses of the request signal, which during parametric generation in a parametric diffuser forms a sequence of coher packs distinct radio pulses of the response signal, with each burst corresponding to a code word, and each radio pulse of the burst corresponding to the symbol of the selected coding law, which is a binary sequence whose elements correspond to different values of the phase of the high-frequency filling of the radio pulses of the response signal, π, and the interrogation signal consists of two different frequencies of sequences of packets of coherent radio pulses: sequences of packets of narrow-band coherent rectangular x radio pulses of the pump signal, as well as a sequence of packets of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of the response signal, with the duration of each of the paired radio pulses τ ₁ , with τ ₁ << τ, one of the radio pulses of the pair is synchronizing radio pulse, the phase of its high-frequency filling corresponds to the current character of the selected coding law, the leading edge of the synchronizing radio pulse or coincides with the front the front of the radio pulse of the pump signal, or ahead of it by a time not exceeding τ ₁ , the other radio pulse is compensating, the phase of its high-frequency filling differs by π from the phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to half the frequency of the high-frequency filling of the pump signal, while coherent accumulation is performed according to an algorithm that provides the maximum level l coherent accumulation corresponding to the selected coding law used in the formation of the response signal, when the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone.

Недостатком прототипа является то, что не учитывается ситуация, когда синхронизации радиоимпульса ответного сигнала от радиоимпульса синхронизирующего сигнала не происходит. В результате может произойти пропуск цели.The disadvantage of the prototype is that it does not take into account the situation when the synchronization of the radio pulse of the response signal from the radio pulse of the synchronizing signal does not occur. As a result, a missed target may occur.

При возбуждении параметрического генератора, являющегося нагрузкой антенны параметрического рассеивателя, равновероятны два значения фазы ответного сигнала [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей // Радиотехника и электроника, 1995, т.40. №11, стр.1606-1610, А.Е.Каплан, Ю.А.Кравцов, В.А.Рылов. Параметрические генераторы и делители частоты. М.: Сов. Радио, 1966]:When exciting a parametric generator, which is the load of the antenna of the parametric scatterer, two phase values of the response signal are equally probable [P. Gorbachev. Signal formation by a system of passive subharmonic diffusers // Radio Engineering and Electronics, 1995, v.40. No. 11, pp. 1606-1610, A.E. Kaplan, Yu.A. Kravtsov, V.A. Rylov. Parametric generators and frequency dividers. M .: Sov. Radio, 1966]:

$ϕ_{О С} = 0,5 ϕ_{С Н} (1)$

ϕ_{ABOUT FROM} = 0.5 ϕ_{FROM N} (one)

или $φ_{О С} = π + 0,5 φ_{С Н}, (2)$

or

φ_{ABOUT FROM} = π + 0.5 φ_{FROM N}, (2)

где φ_ОС - фаза высокочастотного заполнения ответного сигнала, облучающего параметрический рассеиватель, φ_СН - фаза высокочастотного заполнения сигнала накачки, облучающего параметрический рассеиватель. В результате явления синхронизации [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей // Радиотехника и электроника, 1995, т.40. N11, стр.1606-1610, А.Е.Каплан, Ю.А.Кравцов, В.А.Рылов. Параметрические генераторы и делители частоты. М.: Сов. Радио, 1966.] возбуждение параметрического генератора происходит с фазой, определяемой тем из выражений (1) или (2), для которого разность φ_ОС-φ_СС меньше, где φ_СС - фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего сигнала.where φ _OS is the phase of high-frequency filling of the response signal irradiating the parametric scatterer, φ _СН is the phase of high-frequency filling of the pump signal irradiating the parametric scatterer. As a result of the phenomenon of synchronization [Gorbachev P.A. Signal generation by a system of passive subharmonic diffusers // Radio Engineering and Electronics, 1995, v.40. N11, pp. 1606-1610, A.E. Kaplan, Yu.A. Kravtsov, V.A. Rylov. Parametric generators and frequency dividers. M .: Sov. Radio, 1966.] the excitation of a parametric generator occurs with a phase determined by that of expressions (1) or (2), for which the difference φ _OS -φ _{CC is} less, where φ _CC is the phase of the high-frequency filling of the synchronizing signal.

Анализ выражений (1) и (2) показывает, что еслиAn analysis of expressions (1) and (2) shows that if

$ϕ_{O C} - ϕ_{C C} \approx 0,5 π$

или

0,5 ϕ_{C H} - ϕ_{C C} \approx 0,5 π, (3)

ϕ_{O C} - ϕ_{C C} \approx 0.5 π

or

0.5 ϕ_{C H} - ϕ_{C C} \approx 0.5 π, (3)

то однозначный выбор между 1-м и 2-м вариантами φ_ОС невозможен и синхронизации не будет происходить, ответный сигнал будет случайным. Ситуация, при которой выполняется соотношение (3), возможна и при обнаружении параметрических рассеивателей, так как из-за различия частот сигнала накачки и ответного сигнала их пути на трасе излучающая антенна - параметрический рассеиватель могут несколько отличаться. В частности, для выполнения соотношения (3) при нулевых начальных фазах сигнала накачки и синхронизирующего сигнала у излучающей антенны разность путей на частотах сигнала накачки и ответного сигнала должна составлять четверть длины волны ответного сигнала. В результате может произойти пропуск цели.then an unambiguous choice between the 1st and 2nd versions of φ _{OS is} impossible and synchronization will not occur, the response signal will be random. A situation in which relation (3) is fulfilled is also possible with the detection of parametric scatterers, since, due to the difference in the frequencies of the pump signal and the response signal of their path on the path, the emitting antenna - the parametric scatterer may differ slightly. In particular, in order to fulfill relation (3) at zero initial phases of the pump signal and the clock signal at the emitting antenna, the path difference at the frequencies of the pump signal and the response signal should be a quarter of the wavelength of the response signal. As a result, a missed target may occur.

В изобретении поставлена задача исключить ситуацию, при которой может произойти пропуск цели по причине отсутствия синхронизации.The invention aims to exclude a situation in which a missed target may occur due to lack of synchronization.

Решение поставленной задачи достигается за счет того, что предлагается новое техническое решение, а именно способ обнаружения объектов, маркированных параметрическими рассеивателями, заключающийся в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается последовательностью радиоимпульсов запросного сигнала, которая в процессе параметрической генерации в параметрическом рассеивателе формирует последовательность пачек когерентных радиоимпульсов ответного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов ответного сигнала, а запросный сигнал состоит из двух излучаемых на разных частотах последовательностей пачек когерентных радиоимпульсов: последовательности пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки, а также последовательности пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте ответного сигнала, с длительностью каждого из парных радиоимпульсов τ₁, при этом τ₁<<τ, один из радиоимпульсов пары является синхронизирующим радиоимпульсом, фаза его высокочастотного заполнения соответствует текущему символу выбранного закона кодирования, передний фронт синхронизирующего радиоимпульса либо совпадает с передним фронтом радиоимпульса сигнала накачки, либо опережает его на время, не превышающее τ₁, другой радиоимпульс является компенсирующим, фаза его высокочастотного заполнения отличается на π от фазы синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной половине частоты высокочастотного заполнения сигнала накачки, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону кодирования, использованному при формировании ответного сигнала, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, при этом последовательности пачек когерентных радиоимпульсов запросного сигнала при излучении группируются в виде следующих друг за другом серий из сдвоенных последовательностей пачек когерентных радиоимпульсов, при этом внутри серии параметры импульсов в первой и второй пачках последовательностей радиоимпульсов запросного сигнала совпадают за исключением либо фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов сигнала накачки, которая для радиоимпульсов в первой и второй пачек серии отличается на величину менее 2π, либо фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов синхронизирующего сигнала, которая для радиоимпульсов в первой и второй пачек серии отличается на величину менее 0,5π.The solution to this problem is achieved due to the fact that a new technical solution is proposed, namely, a method for detecting objects marked with parametric scatterers, namely, that a parametric scatterer is previously placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated by a sequence of radio pulses a request signal, which in the process of parametric generation in a parametric diffuser forms a sequence of bursts of coherent radio pulses of the response signal, with each packet corresponding to a code word, and each radio pulse of the packet corresponding to the symbol of the selected coding law, which is a binary sequence whose elements correspond to the different π values of the phase of the high-frequency filling of the radio pulses of the response signal, and the interrogation signal consists of two different frequencies of sequences of bursts of coherent radio pulses: sequences of bursts of narrow-band coherent rectangular radio pulses of the pump signal, as well as a sequence of packets of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of the response signal, with the duration of each of the paired radio pulses τ ₁ , with τ ₁ << τ, one of the pair’s radio pulses is synchronizing radio pulse, the phase of its high-frequency filling corresponds to the current character of the selected coding law, the leading edge of the synchronizing radio pulse or coincides with the leading m front radiopulse pump signal, either ahead of it at a time not exceeding τ _1, another RF pulse is compensatory phase of its high-frequency differs by π from the phase of the clock of the radio pulse and the received sequence of packets narrowband coherent scattered signal RF pulse with a frequency of the high-frequency equal to half frequency of the high-frequency filling of the pump signal, while coherent accumulation is performed according to an algorithm that provides the maximum level coherent accumulation corresponding to the selected coding law used in the formation of the response signal, when the detection threshold is exceeded, a decision is made whether there is a search object in the detection zone, and the sequences of packets of coherent radio pulses of the request signal during radiation are grouped in the form of successive series of double sequences of packets coherent radio pulses, while inside the series the parameters of the pulses in the first and second bursts of sequences of radio pulses The frequencies of the request signal coincide with the exception of either the phase of high-frequency filling of the radio pulses of the pump signal, which for radio pulses in the first and second packs of the series differs by less than 2π, or the phase of the high-frequency filling of radio pulses of the synchronizing signal, which for radio pulses in the first and second packs of the series differs by less than 0.5π.

Суть изобретения заключается в том, что предлагается техническое решение, которое исключает ситуацию, при которой может произойти пропуск цели по причине отсутствия синхронизации. Это достигается тем, что последовательности пачек когерентных радиоимпульсов запросного сигнала при излучении группируются в виде следующих друг за другом серий из сдвоенных последовательностей пачек когерентных радиоимпульсов, при этом, если для одной из серий в пачке в месте расположения параметрического рассеивателя соотношение фаз высокочастотного заполнения для радиоимпульсов сигнала накачки и радиоимпульсов синхронизирующего сигнала, облучающих параметрический рассеиватель, такое, что синхронизации не будет происходить, то для другой из серий в пачке синхронизация обязательно будет происходить и ответный сигнал будет оптимально обработан. Для этого последовательности пачек когерентных радиоимпульсов запросного сигнала при излучении группируются в виде следующих друг за другом серий из сдвоенных последовательностей пачек когерентных радиоимпульсов, при этом внутри серии параметры импульсов в первой и второй пачках последовательностей радиоимпульсов запросного сигнала совпадают за исключением либо фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов сигнала накачки, которая для радиоимпульсов в первой и второй пачек серии отличается на величину менее π, либо фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов синхронизирующего сигнала, которая для радиоимпульсов в первой и второй пачек серии отличается на величину менее 0,5π.The essence of the invention lies in the fact that a technical solution is proposed that eliminates the situation in which missed targets due to lack of synchronization. This is achieved by the fact that the sequences of the bursts of coherent radio pulses of the request signal during emission are grouped in the form of successive series of double sequences of bursts of coherent radio pulses, while if for one of the series in the packet at the location of the parametric scatterer the ratio of the phases of the high-frequency filling for the radio pulses of the signal of the pump and radio pulses of the synchronizing signal irradiating the parametric scatterer, such that synchronization will not occur, then for another of the series in the burst, synchronization will necessarily occur and the response signal will be optimally processed. For this, the sequences of bursts of coherent radio pulses of the request signal during emission are grouped in the form of successive series of double sequences of bursts of coherent radio pulses, while inside the series, the parameters of the pulses in the first and second bursts of sequences of radio pulses of the request signal coincide with the exception of either the phase of high-frequency filling of the radio pulses of the pump signal , which for radio pulses in the first and second packs of the series differs by less than π, or the phase is high frequency filling of the radio pulses of the synchronizing signal, which for radio pulses in the first and second packs of the series differs by less than 0.5π.

Другими словами, если ситуация, при которой выполняется соотношение (3), возникает для одной из последовательностей в серии из сдвоенных последовательностей пачек когерентных радиоимпульсов запросного сигнала, то для другой последовательности в этой серии синхронизация ответного сигнала от синхронизирующего сигнала обязательно будет происходить, так как для нее условие (3) обязательно не будет выполняться.In other words, if a situation in which relation (3) is satisfied occurs for one of the sequences in a series of double sequences of packets of coherent radio pulses of the request signal, then for another sequence in this series, the synchronization of the response signal from the synchronizing signal will necessarily occur, since for condition (3) will not necessarily be fulfilled.

Заявленное техническое решение может быть реализовано с помощью обнаружителя параметрических рассеивателей, структурная схема которого представлена на фиг.1, где 1 - генератор синусоидального сигнала, 2 - удвоитель, 3, 4 - фазовые модуляторы, 5 - генератор опорных импульсов, 6 - формирователь, 7, 8 - высокочастотные усилители, 9, 10, 12 - антенны, 11 - параметрический рассеиватель, 13 - высокочастотный усилитель, 14 - аналого-цифровой преобразователь, 15 - разветвитель, 16 - линия задержки на время, равное периоду следования импульсов Т, 17 - сумматор, 18 - оптимальный фильтр, 19 - пороговое устройство, 20 - блок определения дальности, 21 - индикатор.The claimed technical solution can be implemented using a detector of parametric scatterers, the structural diagram of which is shown in figure 1, where 1 is a sinusoidal signal generator, 2 is a doubler, 3, 4 are phase modulators, 5 is a reference pulse generator, 6 is a shaper, 7 8 - high-frequency amplifiers, 9, 10, 12 - antennas, 11 - parametric scatterer, 13 - high-frequency amplifier, 14 - analog-to-digital converter, 15 - splitter, 16 - delay line for a time equal to the pulse repetition period T, 17 - adder, 18 - optimal filter, 19 - threshold device, 20 - range determination unit, 21 - indicator.

Сигнальные выходы 1 и 2 генератора синусоидального сигнала 1 соединены с входом с удвоителя частоты 2 и сигнальным входом 1 фазового модулятора 3. Удвоитель частоты 2 соединен с сигнальным входом 1 фазового модулятора 4. Выход фазового модулятора 4 соединен с входом высокочастотного усилителя 7, настроенном на частоту f. Выход высокочастотного усилителя 7 соединен со входом антенны 10.The signal outputs 1 and 2 of the sinusoidal signal generator 1 are connected to the input from the frequency doubler 2 and the signal input 1 of the phase modulator 3. The frequency doubler 2 is connected to the signal input 1 of the phase modulator 4. The output of the phase modulator 4 is connected to the input of the high-frequency amplifier 7, tuned to the frequency f. The output of the high-frequency amplifier 7 is connected to the input of the antenna 10.

Выход фазового модулятора 3 соединен с входом высокочастотного усилителя 8, настроенным на частоту f/2. Выход высокочастотного усилителя 8 соединен СВЧ трактом со входом антенны 9.The output of the phase modulator 3 is connected to the input of the high-frequency amplifier 8 tuned to the frequency f / 2. The output of the high-frequency amplifier 8 is connected by the microwave path to the input of the antenna 9.

Генератор опорных импульсов 5 соединен с входом формирователя 6.The reference pulse generator 5 is connected to the input of the shaper 6.

Выход 1 формирователя 6 соединен с управляющим входом 2 фазового модулятора 4, выход 2 формирователя 6 соединен с управляющим входом 2 фазового модулятора 3. Выход 3 формирователя 6 соединен с вспомогательным входом 2 блока определения дальности 20.The output 1 of the shaper 6 is connected to the control input 2 of the phase modulator 4, the output 2 of the shaper 6 is connected to the control input 2 of the phase modulator 3. The output 3 of the shaper 6 is connected to the auxiliary input 2 of the ranging unit 20.

Антенна 12 соединена со входом высокочастотного усилителя 13, настроенным на частоту f/2. Выход высокочастотного усилителя 13 соединен со входом 14 - аналого-цифрового преобразователя 14. Выход аналого-цифрового преобразователя 14 соединен с входом разветвителя 15, выход 1 разветвителя 15 соединен со входом 1 сумматора 17, выход 2 разветвителя 15 соединен со входом линии задержки 16, выход линии задержки 16 соединен со входом 2 сумматора 17, выход сумматора 17 соединен со входом оптимального фильтра 18. Выход 1 оптимального фильтра 18 соединен со входом порогового устройства 19, выход порогового устройства 19 соединен со входом 1 индикатора 21. Выход 2 оптимального фильтра 18 соединен со входом 1 блока определения дальности 20. Выход блока определения дальности 20 соединен со входом 2 индикатора 21.The antenna 12 is connected to the input of the high-frequency amplifier 13 tuned to the frequency f / 2. The output of the high-frequency amplifier 13 is connected to the input 14 of the analog-to-digital converter 14. The output of the analog-to-digital converter 14 is connected to the input of the splitter 15, the output 1 of the splitter 15 is connected to the input 1 of the adder 17, the output 2 of the splitter 15 is connected to the input of the delay line 16, the output delay line 16 is connected to input 2 of adder 17, output of adder 17 is connected to input of optimal filter 18. Output 1 of optimal filter 18 is connected to input of threshold device 19, output of threshold device 19 is connected to input 1 of indicator 21. Output One 2 of the optimal filter 18 is connected to the input 1 of the range determination unit 20. The output of the range determination unit 20 is connected to the input 2 of the indicator 21.

В зоне облучения антенн 9, 10, 12 расположен параметрический рассеиватель 11.In the irradiation zone of the antennas 9, 10, 12 is a parametric diffuser 11.

Обнаружитель параметрических рассеивателей работает следующим образом.The detector parametric scatterers works as follows.

Генератор синусоидального сигнала 1 генерирует непрерывный сигнал на частоте f/2. Этот сигнал проходит через удвоитель и поступает на сигнальный вход 1 фазового модулятора 4. Одновременно этот же сигнал поступает на сигнальный вход 1 фазового модулятора 3.The sine wave generator 1 generates a continuous signal at a frequency f / 2. This signal passes through the doubler and enters the signal input 1 of the phase modulator 4. At the same time, the same signal enters the signal input 1 of the phase modulator 3.

Одновременно генератор опорных импульсов 5 формирует тактовую последовательность, поступающую на вход формирователя 6. Указанная тактовая последовательность синхронизирует работу излучающей части обнаружителя параметрических рассеивателей, ее условная осциллограмма представлена на фиг.2, кривая 1.At the same time, the reference pulse generator 5 generates a clock sequence supplied to the input of the shaper 6. This clock sequence synchronizes the operation of the radiating part of the detector of parametric scatterers, its conditional waveform is shown in figure 2, curve 1.

Тактовая последовательность в формирователе 6 преобразуется в последовательность видеосигналов выбранного закона кодирования.The clock sequence in the shaper 6 is converted into a sequence of video signals of the selected encoding law.

Кроме того, тактовая последовательность в формирователе 6 преобразуется в последовательность видеосигналов альтернативного закона кодирования.In addition, the clock sequence in the shaper 6 is converted into a sequence of video signals of an alternative encoding law.

Длительности видеоимпульсов выбранного закона кодирования и альтернативного закона кодирования равны времени t, последовательности синхронны с периодом Т, последовательности формируются сериями с периодом повторения серий T₁.The durations of the video pulses of the selected coding law and the alternative coding law are equal to time t, the sequences are synchronous with the period T, the sequences are formed by series with the repetition period of the series T ₁ .

Условная осциллограмма 2-х серий последовательности видеосигналов выбранного закона кодирования представлена на фиг.2, кривая 2, сама последовательность выбранного закона кодирования состоит из двух символов и имеет вид «1», «1».A conditional waveform of 2 series of the sequence of video signals of the selected coding law is shown in Fig. 2, curve 2, the sequence of the selected coding law consists of two characters and has the form "1", "1".

Условная осциллограмма 2-х серий последовательности видеосигналов альтернативного закона кодирования представлена на фиг.2, кривая 3, сама последовательность альтернативного закона кодирования состоит из двух символов и имеет вид «1», «-1».The conditional waveform of 2 series of the video signal sequence of the alternative coding law is shown in Fig. 2, curve 3, the sequence of the alternative coding law consists of two characters and has the form "1", "-1".

Последовательность видеосигналов альтернативного закона кодирования в формирователе 6 преобразуется в последовательность видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3, при этом каждому видеоимпульсу последовательности видеосигналов альтернативного закона кодирования соответствует видеосигнал, состоящий из двух коротких разнополярных видеоимпульсов равной длительности τ₁, при этом полярность первого видеоимпульса совпадает с полярностью видеоимпульса последовательности видеосигналов альтернативного закона кодирования. Временной промежуток между импульсами тоже равен τ₁. Вид последовательности от серии к серии не меняется. Условная осциллограмма последовательности видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3 представлена на фиг.2, кривая 4.The sequence of video signals of the alternative coding law in shaper 6 is converted into a sequence of video pulses of control of the phase modulator 3, and each video pulse of the sequence of video signals of the alternative coding law corresponds to a video signal consisting of two short bipolar video pulses of equal duration τ ₁ , while the polarity of the first video pulse coincides with the polarity of the sequence of the video pulse video signal alternative coding law. The time interval between pulses is also equal to τ ₁ . The type of sequence does not change from series to series. The conditional waveform of the sequence of video pulses of the control of the phase modulator 3 is presented in figure 2, curve 4.

Одновременно в формирователе 6 формируется последовательность видеосигналов управления фазовым модулятором 4, при этом если полярности соответствующих видеоимпульсов выбранного закона кодирования и альтернативного закона кодирования совпадают, то начало видеоимпульса управления фазовым модулятором 4 совпадает с началом первого видеоимпульса управления фазовым модулятором 3, если нет, то с концом второго видеоимпульса управления фазовым модулятором 3. Сумма длительности импульсов последовательности видеосигналов управления фазовым модулятором 4 и длительности двойных видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3 равна времени t. Полярность видеоимпульсов управления фазовым модулятором 4 постоянна внутри серии и меняется от серии к серии на противоположную. Условная осциллограмма 2-х серий последовательности видеоимпульсов управления фазовым модулятором 4 представлена на фиг.2, кривая 5.At the same time, a sequence of video signals for controlling the phase modulator 4 is generated in the driver 6; in this case, if the polarities of the corresponding video pulses of the selected coding law and the alternative coding law coincide, then the beginning of the video pulse of the control of the phase modulator 4 coincides with the beginning of the first video pulse of the control of the phase modulator 3, if not, then the end the second video pulse control phase modulator 3. The sum of the duration of the pulses of the sequence of video control signals are phase m modulator 4 and the duration of the dual video pulses of the control of the phase modulator 3 is equal to time t. The polarity of the video pulses of the control of the phase modulator 4 is constant within the series and changes from series to series to the opposite. The conditional waveform of 2 series of a sequence of video pulses of control of a phase modulator 4 is presented in figure 2, curve 5.

Сигналы управления фазовым модулятором 3 формируются на выходе 2 формирователя 6 и поступают на управляющий вход 2 фазового модулятора 3. Фазовый модулятор 3 формирует сигнал в соответствии с полярностью управляющих видеоимпульсов. В результате формируется последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f/2, с длительностью каждого из парных радиоимпульсов τ₁, при этом τ₁<<τ. Фаза первого радиоимпульса из пары определяется альтернативным законом кодирования. Осциллограмма последовательности пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов представлена на фиг.2, кривая 6.The control signals of the phase modulator 3 are generated at the output 2 of the shaper 6 and fed to the control input 2 of the phase modulator 3. The phase modulator 3 generates a signal in accordance with the polarity of the control video pulses. As a result, a sequence of packs of narrow-band coherent pairs of consecutive auxiliary radio pulses with a frequency of high-frequency filling f / 2, with a duration of each of the paired radio pulses τ ₁ , is formed, with τ ₁ << τ. The phase of the first radio pulse from the pair is determined by an alternative coding law. The oscillogram of the sequence of packs of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses is shown in figure 2, curve 6.

Сформированная последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f/2 проходит через высокочастотный усилитель 8 и антенну 9, при помощи которой излучается в пространство в направлении параметрического рассеивателя 11.The formed sequence of packs of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses with a high-frequency filling frequency f / 2 passes through a high-frequency amplifier 8 and antenna 9, with which it is radiated into space in the direction of the parametric scatterer 11.

Одновременно сигналы управления фазовым модулятором 4 поступают на управляющий вход 2 фазового модулятора 4. Фазовый модулятор 4 в соответствии с управляющим сигналом на входе 2 формирует последовательности пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения частоте f. При этом фаза сигналов, излучаемых в первой и второй сериях, будет отличаться на π.Simultaneously, the control signals of the phase modulator 4 are fed to the control input 2 of the phase modulator 4. The phase modulator 4, in accordance with the control signal at the input 2, generates sequences of packs of narrow-band coherent rectangular radio pulses of the pump signal with a high-frequency filling frequency f. In this case, the phase of the signals emitted in the first and second series will differ by π.

Осциллограмма последовательности пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки представлена на фиг.2, кривая 7.The oscillogram of the sequence of packs of narrow-band coherent rectangular radio pulses of the pump signal is presented in figure 2, curve 7.

Эта последовательность усиливается усилителем 7 и поступает на вход антенны 10, при помощи которой излучается в пространство в направлении параметрического рассеивателя 11, куда так же уже излучается последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f/2. Синхронизирующим выступает то первый радиоимпульс из пары вспомогательных радиоимпульсов (первая пара радиоимпульсов), то второй (вторая пара радиоимпульсов). В результате второй радиоимпульс сигнала накачки излучается несколько позже, но одновременно с синхронизирующим радиоимпульсом, соответствующим выбранному закону кодирования.This sequence is amplified by an amplifier 7 and fed to the input of the antenna 10, with the help of which it is radiated into space in the direction of the parametric diffuser 11, where a sequence of packs of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses with a high-frequency filling frequency f / 2 are also emitted. The first radio pulse from a pair of auxiliary radio pulses (the first pair of radio pulses) or the second (second pair of radio pulses) are synchronizing. As a result, the second radio pulse of the pump signal is emitted somewhat later, but simultaneously with the synchronizing radio pulse corresponding to the selected coding law.

При определенных соотношениях в дальности расположения параметрического рассеивателя 11 синхронизирующий радиоимпульс может иметь фазу, отличающуюся на π/2 от импульсов, которые будут генерироваться на частоте f/2 в параметрическом рассеивателе 11. В результате синхронизации не будет происходить и фаза радиоимпульсов ответного сигнала, генерируимого параметрическим рассеивателем 11 на частоте f/2, будет случайной величиной с дискретностью, равной π. Этот процесс условно отображен на левой части осциллограммы, представленной на фиг.2, кривая 8. Для следующей последовательности радиоимпульсов сигнала накачки, фаза которых отличается на π от фазы предыдущих радиоимпульсов сигнала накачки, будет наблюдаться синхронизация от синхроимпульса и фаза радиоимпульса ответного сигнала, генерируемого параметрическим рассеивателем 11 на частоте f/2, будет детерминирована и определяться выбранным законом кодирования, в данном случае одинаковой для обоих радиоимпульсов второй серии ответного сигнала, генерируемого параметрическим рассеивателем 11 на частоте f/2. Этот процесс условно отображен на правой части осциллограммы, представленной на фиг.2, кривая 8.For certain ratios in the range of the parametric scatterer 11, the synchronizing radio pulse may have a phase different by π / 2 from the pulses that will be generated at a frequency f / 2 in the parametric scatterer 11. As a result of synchronization, the phase of the radio pulses of the response signal generated by the parametric will not occur diffuser 11 at a frequency f / 2, will be a random variable with a resolution of π. This process is conditionally displayed on the left side of the waveform shown in Fig. 2, curve 8. For the next sequence of pump pulses, the phase of which differs by π from the phase of the previous pump pulses, synchronization from the clock pulse and the phase of the radio pulse of the response signal generated by the parametric the scatterer 11 at a frequency f / 2, will be determined and determined by the selected coding law, in this case the same for both radio pulses of the second series of the response signal channel generated by the parametric diffuser 11 at a frequency f / 2. This process is conditionally displayed on the right side of the waveform shown in figure 2, curve 8.

Последовательности пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов отражаются от местных предметов и принимаются антенной 12, усиливаются высокочастотным усилителем 13 и поступают на вход аналого-цифрового преобразователя 14, где входной сигнал оцифровывается. После этого сигналы поступают на разветвитель 15. С первого выхода разветвителя 15 сигнал поступает на первый вход сумматора 17. Условная осциллограмма 2-х серий пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов на 1-м входе сумматора 17 представлена на фиг.3, кривая 1. Со второго выхода разветвителя 15 этот же сигнал поступает на вход линии задержки 16, где он задерживается на время, равное периоду следования импульсов Т. С выхода линии задержки 16 последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов поступает на второй вход сумматора 17. Условная осциллограмма 2-х серий пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов на 2-м входе сумматора 17 представлена на фиг.3, кривая 2.Sequences of packs of narrow-band coherent pairs of auxiliary radio pulses following each other are reflected from local objects and received by antenna 12, amplified by high-frequency amplifier 13 and fed to the input of analog-to-digital converter 14, where the input signal is digitized. After that, the signals are fed to the splitter 15. From the first output of the splitter 15, the signal goes to the first input of the adder 17. The conditional waveform of 2 series of packs of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses at the 1st input of the adder 17 is shown in figure 3, curve 1. From the second output of the splitter 15, the same signal is fed to the input of the delay line 16, where it is delayed for a time equal to the period of the pulses T. From the output of the delay line 16, a sequence of packs of narrow-band coherent pairs after uyuschih each other ancillary RF pulse is supplied to the second input of the adder 17. Conditional waveform 2 sets of pairs of packs narrowband coherent successive auxiliary radio pulses at the 2nd input of the adder 17 is represented in Figure 3, curve 2.

Условная осциллограмма результата сложения этих последовательностей в сумматоре 17 представлена на фиг.3, кривая 3. Хорошо видно, что сложение является хотя и когерентным и синхронным, но не оптимальным, при котором когерентного накопления не происходит. Далее узкополосные когерентные пары следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов частично взаимокомпенсируются в оптимальном фильтре 18. Таким образом помеховые сигналы - переотражения последовательности пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов не вызывают сбоя в работе приемника.The conditional waveform of the result of the addition of these sequences in the adder 17 is shown in Fig. 3, curve 3. It can be clearly seen that the addition, although coherent and synchronous, is not optimal, in which there is no coherent accumulation. Next, the narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses are partially compensated in the optimal filter 18. Thus, the interference signals — rereflections of a sequence of packets of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses do not cause the receiver to malfunction.

Радиоимпульсы ответного сигнала принимаются антенной 12, усиливаются высокочастотным усилителем 13 и поступают на вход аналого-цифрового преобразователя 14, где входной сигнал оцифровывается. После этого сигналы поступают на разветвитель 15. С первого выхода разветвителя 15 сигнал поступает на первый вход сумматора 17. Условная осциллограмма 2-х серий последовательности радиоимпульсов ответного сигнала на 1-м входе сумматора 17 представлена на фиг.3, кривая 4.The radio pulses of the response signal are received by the antenna 12, amplified by a high-frequency amplifier 13 and fed to the input of the analog-to-digital converter 14, where the input signal is digitized. After that, the signals are fed to the splitter 15. From the first output of the splitter 15, the signal goes to the first input of the adder 17. The conditional waveform of 2 series of the sequence of radio pulses of the response signal at the 1st input of the adder 17 is shown in Fig. 3, curve 4.

Со второго выхода разветвителя 15 сигнал поступает на вход линии задержки 16, где он задерживается на время, равное периоду следования импульсов Т. С выхода линии задержки 16 сигнал поступает на второй вход сумматора 17. Условная осциллограмма 2-х серий последовательности радиоимпульсов ответного сигнала на 2-м входе сумматора 17 представлена на фиг.3, кривая 5.From the second output of the splitter 15, the signal goes to the input of the delay line 16, where it is delayed for a time equal to the period of the pulses T. From the output of the delay line 16, the signal goes to the second input of the adder 17. The conditional waveform of 2 series of the sequence of radio pulses of the response signal to 2 the input of the adder 17 is shown in figure 3, curve 5.

На выходе сумматора 17 происходит когерентное сложение последовательности радиоимпульсов ответного сигнала с той же последовательностью, сдвинутой на время, равное периоду следования импульсов Т. Такое сложение соответствует оптимальной обработке серии из двух синфазных когерентных импульсов. Условная осциллограмма результата сложения для 2-х серий последовательности радиоимпульсов ответного сигнала представлена на фиг.3, кривая 6. Из условной осциллограммы видно, что для первой последовательности когерентного сложения не наблюдается, в то время как для второй последовательности наблюдается когерентное сложение со сдвигом в части перекрытия радиоимпульсов с характерной формой радиоимпульса.At the output of the adder 17, a coherent addition of the sequence of radio pulses of the response signal occurs with the same sequence shifted by a time equal to the period of pulses T. This addition corresponds to the optimal processing of a series of two in-phase coherent pulses. The conditional waveform of the addition result for 2 series of the sequence of radio pulses of the response signal is shown in Fig. 3, curve 6. It can be seen from the conditional waveform that for the first sequence there is no coherent addition, while for the second sequence there is coherent addition with a shift in part overlapping radio pulses with a characteristic shape of the radio pulse.

С выхода сумматора 17 сигнал поступает на оптимальный фильтр 18, который поступает на радиоимпульс, получившийся в результате сложения со сдвигом. С выхода оптимального фильтра 18 сигнал поступает на пороговое устройство 19, при превышении порога в котором на индикатор 21 поступает сигнал обнаружения, который индицируется на экране. Одновременно сигнал с выхода оптимального фильтра 18 поступает на блок определения дальности 20, на котором сравнивается время прихода сигнала обнаружения и сигнала начала излучения посылки, поступившего через вход 2 с формирователя 6. Сигнал оценки дальности до объекта с выхода блока определения дальности 20 поступает на индикатор 21, где индицируется на экране.From the output of the adder 17, the signal is fed to the optimal filter 18, which is fed to the radio pulse resulting from the addition with a shift. From the output of the optimal filter 18, the signal is supplied to the threshold device 19, when the threshold is exceeded, in which the detection signal is displayed on the indicator 21, which is displayed on the screen. At the same time, the signal from the output of the optimal filter 18 is fed to the range determination unit 20, which compares the time of arrival of the detection signal and the signal of the beginning of the radiation of the package received through input 2 from the shaper 6. The signal for evaluating the distance to the object from the output of the range determination unit 20 is sent to indicator 21 where is displayed on the screen.

В качестве генератора синусоидального сигнала 1 может быть использован стандартный генератор Г4-164. Удвоитель 2 может быть изготовлен по [С.А.Дробов, С.И.Бычков. Радиопередающие устройства // Сов. Радио, М. 1968 г., стр.117-123]. Фазовые модуляторы 3 и 4 могут быть реализованы по [С.А.Дробов, С.И.Бычков. Радиопередающие устройства // Сов. Радио, М. 1968 г., стр.329-335]. В качестве генератора опорных импульсов 5 может быть использован стандартный генератор Г5-28, 6 - формирователь может быть реализован по [В.Г.Гусев, Ю.М.Гусев. Электроника // М. Высшая школа, 1991, издание 2-е переработанное и дополненное, стр.489-585]. В качестве высокочастотных усилителей 7, 8 могут быть использованы усилители от стандартного генератора Г4-128. В качестве антенн 9, 10, 12 могут быть использованы антенны П6-33, Параметрический рассеиватель 11 может быть изготовлен на основе патента RU 2108596 С1, Радиокомплекс розыска маркеров. В качестве высокочастотного усилителя 13 может быть использован стандартный малошумящий усилитель МАХ 2640. В качестве аналого-цифрового преобразователя 14 может быть использован АЦП ZET 230. Разветвитель 15, линия задержки 16 на время, равное периоду следования импульсов Т, сумматор 17, оптимальный фильтр 18, пороговое устройство 19, блок определения дальности 20 могут быть реализованы на основе сигнального процессора TMS 320 С 2000. В качестве индикатора 21 может быть использован компьютер типа Pentium 4.As the generator of the sinusoidal signal 1, a standard generator G4-164 can be used. The doubler 2 can be made according to [S.A.Drobov, S.I. Bychkov. Radio transmitting devices // Sov. Radio, M. 1968, pp. 117-123]. Phase modulators 3 and 4 can be implemented according to [S.A.Drobov, S.I. Bychkov. Radio transmitting devices // Sov. Radio, M. 1968, pp. 299-335]. As a generator of reference pulses 5, a standard generator G5-28 can be used, 6 - the driver can be implemented according to [V.G. Gusev, Yu.M. Gusev. Electronics // M. Higher School, 1991, 2nd edition revised and expanded, pp. 489-585]. As high-frequency amplifiers 7, 8, amplifiers from a standard generator G4-128 can be used. Antennas P6-33 can be used as antennas 9, 10, 12, Parametric diffuser 11 can be made on the basis of patent RU 2108596 C1, Radio Marker Tracing Complex. As a high-frequency amplifier 13, a standard low-noise amplifier MAX 2640 can be used. As an analog-to-digital converter 14, an ZET 230 ADC can be used. Splitter 15, delay line 16 for a time equal to the pulse repetition period T, adder 17, optimal filter 18, the threshold device 19, the range determining unit 20 can be implemented based on the TMS 320 C 2000 signal processor. As an indicator 21, a Pentium 4 computer can be used.

Таким образом, предлагаемое техническое решение позволяет исключить ситуацию, при которой может произойти пропуск цели по причине отсутствия синхронизации.Thus, the proposed technical solution eliminates the situation in which a missed target may occur due to lack of synchronization.

Claims

A method for detecting objects marked with parametric scatterers, namely, that a parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated by a sequence of radio pulses of the request signal, which during parametric generation in a parametric diffuser forms a sequence of packs of coherent radio pulses response signal, with each packet corresponding to a code word, and each radio The burst pulse corresponds to the symbol of the selected coding law, which is a binary sequence, the elements of which correspond, differing by π, to the phase values of the high-frequency filling of the radio pulses of the response signal, and the interrogation signal consists of two sequences of packets of coherent radio pulses emitted at different frequencies: sequences of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses pump signal, as well as a sequence of packets of narrow-band coherent pairs of the following one after another auxiliary radio pulses with a frequency of high-frequency filling equal to the frequency of the response signal, with the duration of each of the paired radio pulses τ ₁ , while τ ₁ , one of the radio pulses of the pair is a synchronizing radio pulse, the phase of its high-frequency filling corresponds to the current symbol of the selected coding law, front the front of the synchronizing radio pulse either coincides with the leading edge of the radio pulse of the pump signal, or ahead of it by a time not exceeding τ ₁ , another radio pulse s is compensating, its high-frequency filling phase differs by π from the phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to half the frequency of the high-frequency filling of the pump signal is received, while the coherent accumulation is performed according to the algorithm that ensures the maximum level of coherent accumulation corresponding to the selected coding law used in the formation response signal, when the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone, characterized in that the sequences of bursts of coherent radio pulses of the interrogation signal are grouped in the form of successive series of double sequences of bursts of coherent radio pulses, while within the series pulse parameters in the first and second packs of sequences of radio pulses of the request signal coincide with the exception of either the phase of high-frequency filling of the radio pulses of the pump signal, which for radio pulses in the first and second packs of the series differs by less than 2π, or the phase of high-frequency filling of the radio pulses of the clock signal, which for radio pulses in the first and second packs of the series differs by less than 0.5π.