RU2496122C2

RU2496122C2 - Method of detecting single-loop parametric scatterers with nonlinear generation of synchronising signal

Info

Publication number: RU2496122C2
Application number: RU2011105671/07A
Authority: RU
Inventors: Николай Юрьевич Бабанов
Priority date: 2011-02-15
Filing date: 2011-02-15
Publication date: 2013-10-20
Also published as: RU2011105671A

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: in order to apply coherent integration when detecting single-loop parametric scatterers (SPS), a synchronising signal is emitted at the same time as pumping radio pulses at frequency f. When detecting SPS with natural frequency of parametric excitation of 0.5f, a synchronising radio pulse is emitted at frequency 0.25f. The response signal from the parametric scatterer is synchronised from a signal with frequency 0.5f, which is a spectral component at second harmonic frequency during nonlinear conversion of the synchronising radio pulse on a nonlinear element which is a component of the parametric scatterer, and high-frequency filling phases of synchronising radio pulses for alternative binary symbols of a selected binary encoding law differ by π/2. The synchronising radio pulse is emitted simultaneously or a little earlier than the pumping radio pulse. Under the effect of said radio pulses, nonlinear interference can arise on interfering nonlinear scatterers at a frequency of the received signal 0.5f. To compensate for said interference, an additional radio pulse with duration equal to the time of the synchronising radio pulse and phase differing by π/2 is emitted before or after the synchronising radio pulse at the same frequency.

EFFECT: improved method.

2 dwg

Description

Изобретение относится к способам обнаружения параметрических рассеивателей.The invention relates to methods for detecting parametric scatterers.

Известен по [Радиокомплекс розыска маркеров, патент RU 2108596 C1], способ обнаружения параметрических рассеивателей. Способ позволяет решать задачу обнаружения объектов, в частности людей, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров - ответчиков, в качестве которых используются параметрические рассеиватели. Способ состоит в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружебния объекта поиска.Known by the [Radio complex search markers, patent RU 2108596 C1], a method for detecting parametric diffusers. The method allows to solve the problem of detecting objects, in particular people, marked with passive non-linear markers - transponders, which are used as parametric scatterers. The method consists in the fact that a parametric diffuser is previously placed on the search object. The region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal at a frequency f, and a signal scattered by the marker at a subharmonic frequency equal to 0.5 f is received. If the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone.

Данный способ обладает существенным недостатком, а именно не достаточной эффективностью, поскольку либо нет возможности использовать импульсный зондирующий сигнал, либо не обеспечивается когерентный прием рассеянного сигнала. Это связано с тем, что при возбуждении каждого радиоимпульса, рассеянного маркером сигнала на частоте субгармоники, возможны два равновероятных значения фазы, отличающиеся на π [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей // Радиотехника и электроника, 1995, т 40, N11, стр.1606-1610]. В результате рассеянный на субгармонике сигнал не когерентен, даже при когерентном зондирующем сигнале. Кроме того, жесткое соотношение частот принимаемого и зондирующего сигнала ограничивает возможность использования частотного ресурса.This method has a significant drawback, namely, not sufficient efficiency, because either it is not possible to use a pulsed probe signal, or coherent reception of the scattered signal is not provided. This is due to the fact that upon excitation of each radio pulse scattered by the signal marker at the subharmonic frequency, two equally probable phase values differing by π are possible [P. Gorbachev. Signal Formation by a System of Passive Subharmonic Diffusers // Radio Engineering and Electronics, 1995, vol. 40, N11, pp. 1606-1610]. As a result, the signal scattered by the subharmonic is not coherent, even with a coherent probe signal. In addition, the strict ratio of the frequencies of the received and the probing signal limits the possibility of using the frequency resource.

Так же известен способ обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей по [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 C2]. Способ состоит в том, что на объекте поиска, а именно на спасательном жилете предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружебния объекта поиска.Also known is a method for detecting single-circuit parametric scatterers according to [Non-linear passive marker - parametric scatterer, patent RU 2336538 C2]. The method consists in the fact that a single-circuit parametric diffuser is previously placed on the search object, namely on a life jacket. The region of space in which the search object can be located is irradiated by a probing signal at a frequency f, and a signal scattered by the marker at a subharmonic frequency equal to 0.5 f is received. If the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone.

Способ не позволяет использовать когерентное накопление сигнала в приемнике, так как фаза генерируемого сигнала на частоте параметрической генерации случайна.The method does not allow the use of coherent signal accumulation in the receiver, since the phase of the generated signal at the frequency of parametric generation is random.

Указанные недостатки преодолены в способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей, известному по [Ларцов С.В. Зондирующий сигнал для обнаружения параметрических рассеивателей // «Радиотехника», 2000, N5, стр.8-12]. Метод позволяет решать задачу обнаружения объектов, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются одноконтурные параметрические рассеиватели.These shortcomings are overcome in the method for detecting single-circuit parametric scatterers, known from [S. Lartsov. A probe signal for detecting parametric scatterers // Radio Engineering, 2000, N5, pp. 8-12]. The method allows to solve the problem of detecting objects marked with passive nonlinear responder markers, which are used as single-circuit parametric scatterers.

Способ заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного бинарного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют, отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения/и длительностью импульсов τ, кроме того зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного бинарного закона кодирования, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время не превышающее τ₁, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5 f, при этом производится когерентное накопление, обеспечивающее максимальный уровень накопления в соответствии с выбранным бинарным законом кодирования, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска.The method consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal, which, as a result of parametric generation in a single-circuit parametric diffuser, generates a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal, each packet corresponds to the code word, and each radio pulse of the packet corresponds to the symbol of the selected binary law, the code a binary sequence, the elements of which correspond to π differing values of the phase of high-frequency filling of radio pulses, for this the probing signal includes a sequence of packs of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a frequency of high-frequency filling / and pulse duration τ, in addition, the probing signal includes a sequence narrow-band coherent synchronizing radio pulses with a frequency of high-frequency filling f ₁ and the duration of the radio pulse is τ ₁ , while τ _{1 is} significantly less than τ, the high-frequency phase of the synchronizing radio pulse filling corresponds to the current ordinal symbol of the selected binary coding law, and the leading edge of the synchronizing pulse coincides with the leading edge of the pump pulse or is ahead of it by a time not exceeding τ ₁ after the synchronizing a compensating radio pulse having the same amplitude and frequency of a high-frequency fill as the synchronizing radio pulse In this case, the phase of the high-frequency filling of the compensating radio pulse differs by π from the phase of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulse, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a frequency of high-frequency filling equal to the frequency of parametric generation of the parametric scatterer 0.5 f is adopted, while coherent accumulation is achieved, which ensures maximum level of accumulation in accordance with the selected binary coding law, when shenii detection threshold decision is made about the presence in the area of detection of the search object.

Способ позволяет обеспечивать когерентное накопление сигнала в приемном устройстве, однако при его реализации для обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей используются синхронизирующие радиоимпульсы на частоте 0,5f, которые являются когерентной помехой радиоприему.The method allows for coherent signal accumulation in the receiving device, however, when it is implemented, synchronizing radio pulses at a frequency of 0.5 f are used to detect single-circuit parametric scatterers, which are coherent interference to the radio reception.

Этот недостаток устраняется в способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей, известному по [Реферат RU 2009118092 A к заявке на изобретение Способ обнаружения двухконтурных или одноконтурных параметрических рассеивателей, дата публ. 20.11.2010], который заключается в том, что синхронизирующий сигнал формируется на нелинейном элементе, входящим в состав параметрического рассеивателя, для чего в состав t зондирующего сигнала кроме сигнала накачки с частотой f присутствуют два вспомогательных сигнала с частотами f₁ и f₂, при этом один из продуктов нелинейного преобразования указанных вспомогательных сигналов равен 0,5f:0,5f=nf₁±mf₂, где n и m целые числаThis disadvantage is eliminated in the method for detecting single-circuit parametric scatterers, known from [Abstract RU 2009118092 A to the application for invention, Method for detecting double-circuit or single-circuit parametric scatterers, date publ. November 20, 2010], which consists in the fact that a synchronizing signal is generated on a nonlinear element that is part of a parametric scatterer, for which, in addition to a pump signal with a frequency f, there are two auxiliary signals with frequencies f ₁ and f ₂ in t this, one of the products of nonlinear conversion of these auxiliary signals is 0.5f: 0.5f = nf ₁ ± mf ₂ , where n and m are integers

Особенностью реализации способа является то, что при облучении объектов, содержащих нелинейные компоненты, зондирующим сигналом, содержащим спектральные компоненты с частотами f₁ и f₂, в результате нелинейного рассеивания могут возникать нелинейные помехи на частотах f_П=nf₁±mf₂. Одна из данных помех рассеивается на частоте 0,5f и является помехой приему. Для ее компенсации вслед за синхронизирующими радиоимпульсами излучаются компенсирующие радиоимпульсы с параметрами синхронизирующих радиоимпульсов, но один из компенсирующих радиоимпульсов на частоте f₁ или f₂ имеет фазу, противоположную фазе соответствующего синхронизирующего радиоимпульса.A feature of the implementation of the method is that when irradiating objects containing non-linear components with a probe signal containing spectral components with frequencies f ₁ and f ₂ , nonlinear scattering can result in non-linear interference at frequencies f _P = nf ₁ ± mf ₂ . One of these interferences is scattered at a frequency of 0.5f and interferes with reception. To compensate for it, after the synchronizing radio pulses, compensating radio pulses with the parameters of the synchronizing radio pulses are emitted, but one of the compensating radio pulses at a frequency f ₁ or f ₂ has a phase opposite to that of the corresponding synchronizing radio pulse.

Однако при реализации данного способа увеличено до трех число спектральных компонент в составе зондирующего сигнала.However, when implementing this method, the number of spectral components in the composition of the probe signal is increased to three.

Этот недостаток устраняется в способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей с нелинейным формированием синхронизирующего сигнала, известному по [Реферат RU 2009118092 A к заявке на изобретение Способ обнаружения двухконтурных или одноконтурных параметрических рассеивателей, дата публ. 20.11.2010], который заключается в том, что синхронизирующий сигнал формируется на нелинейном элементе, входящим в состав параметрического рассеивателя, путем включения в состав зондирующего сигнала кроме сигнала накачки с частотой f одного вспомогательного сигнала с частотой 1,5f.This disadvantage is eliminated in the method for detecting single-circuit parametric scatterers with non-linear generation of a synchronizing signal, known from [Abstract RU 2009118092 A to the application for invention, Method for detecting double-circuit or single-circuit parametric scatterers, date publ. November 20, 2010], which consists in the fact that the synchronizing signal is generated on a nonlinear element that is part of the parametric scatterer by including in the probe signal, in addition to the pump signal with a frequency f, one auxiliary signal with a frequency of 1.5 f.

При облучении таким зондирующим сигналом объектов, содержащих нелинейные компоненты, могут возникать нелинейные помехи из-за нелинейного взаимодействия радиоимпульса сигнала накачки с частотой f и синхронизирующего радиоимпульса с частотой 1,5f. Для устранения нелинейных помех вслед за синхронизирующими радиоимпульсами излучается компенсирующий радиоимпульс, длительностью τ₂ которого равна времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки, при этом фаза компенсирующего радиоимпульса противоположна фазе соответствующего синхронизирующего радиоимпульса.When objects containing non-linear components are irradiated with such a probe signal, non-linear interference can occur due to non-linear interaction of the radio pulse of the pump signal with frequency f and the synchronizing radio pulse with frequency 1.5 f. To eliminate non-linear interference, after the synchronizing radio pulses, a compensating radio pulse is emitted whose duration τ ₂ is equal to the overlap time of the synchronizing radio pulse and the pump radio pulse, while the phase of the compensating radio pulse is opposite to the phase of the corresponding synchronizing radio pulse.

Способ выбран прототипом и заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов ответного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного бинарного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют, отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₂ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного бинарного закона кодирования, а передний фронт синхронизирующего радиоимпульса совпадает с передним фронтом радиоимпульса сигнала накачки либо опережает его на время, не превышающее τ₁, перед или после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, временной промежуток от переднего фронта первого импульса пары синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов до заднего фронта второго импульса этой пары всегда меньше τ, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов ответного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление, обеспечивающее максимальный уровень накопления в соответствии с выбранным бинарным законом кодирования, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, при этом частота высокочастотного заполнения синхронизирующих радиоимпульсов f₁ равна 1,5f, а длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки.The method is chosen as a prototype and consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal, which, as a result of parametric generation in a single-circuit parametric scatterer, is a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the response signal, each packet corresponds to a code word, and each radio pulse of the packet corresponds to the symbol of the selected bin of the coding law, which is a binary sequence, the elements of which correspond, differing by π, to the values of the phase of high-frequency filling of radio pulses, for this the probing signal includes a sequence of packs of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a frequency of high-frequency filling f and pulse duration τ, in addition, a probing signal includes a sequence of narrow-band coherent synchronizing radio pulses with a high-frequency frequency nd filling f ₁ and a duration radio pulse τ _1, where τ ₂ is substantially less τ, the phase of the high-frequency synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol selected binary coding law, and the rising edge timing rf pulse coincides with the leading edge radiopulse pump signal either ahead of it at the time, not exceeding τ _1, before or after the rf pulse timing compensating radiated RF pulse having the same timing as at radioimpul the amplitude and frequency of the high-frequency filling, while the high-frequency filling phase of the compensating radio pulse is π different from the high-frequency filling phase of the synchronizing radio pulse, the time interval from the leading edge of the first pulse of the pair of synchronizing and compensating radio pulses to the trailing edge of the second pulse of this pair is always less than τ, and the sequence is accepted narrow-band coherent radio pulses of the response signal with a frequency of high-frequency filling equal to the frequency the parametric generation of the 0.5f parametric scatterer, while coherent accumulation is performed, which ensures the maximum accumulation level in accordance with the selected binary coding law, when the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone, while the frequency of the high-frequency filling of synchronizing radio pulses f ₁ is 1.5f, and the duration of the compensating radio pulse τ ₂ is equal to the overlap time of the synchronizing radio pulse and the pump radio pulse.

Недостатком прототипа является то, что синхронизирующий сигнал всегда более высокочастотный по сравнению с сигналом накачки, что ограничивает возможности использования частотного ресурса.The disadvantage of the prototype is that the synchronizing signal is always higher frequency than the pump signal, which limits the use of the frequency resource.

В изобретении поставлена задача разработки способа обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей с нелинейным формированием синхронизирующего сигнала. При этом синхронизирующий сигнал должен быть более низкочастотным, чем сигнал накачки.The invention has the task of developing a method for detecting single-circuit parametric scatterers with non-linear formation of a synchronizing signal. In this case, the synchronizing signal should be lower than the pump signal.

Недостаток прототипа устраняется в предлагаемом способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей с нелинейным формированием синхронизирующего сигнала, который заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов ответного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного бинарного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют, отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного бинарного закона кодирования, а передний фронт синхронизирующего радиоимпульса совпадает с передним фронтом радиоимпульса сигнала накачки либо опережает его на время не превышающее τ₁, перед или после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, временной промежуток от переднего фронта первого импульса пары синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов до заднего фронта второго импульса этой пары всегда меньше τ, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов ответного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5 f, при этом производится когерентное накопление, обеспечивающее максимальный уровень накопления в соответствии с выбранным бинарным законом кодирования, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, при этом синхронизация радиоимпульсов ответного сигнала происходит от радиоимпульсов, которые появляются в результате нелинейного преобразования синхронизирующих радиоимпульсов на нелинейном элементе, входящем в состав параметрического рассеивателя и являются второй гармоникой синхронизирующих радиоимпульсов, для этого частота высокочастотного заполнения синхронизирующих радиоимпульсов f₁ равна 0,25f, длительность компенсирующего радиоимпульса равна длительности синхронизирующего радиоимпульса, фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса для альтернативных бинарных символов выбранного бинарного закона кодирования отличаются на π/2, фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса на π/2.The disadvantage of the prototype is eliminated in the proposed method for the detection of single-circuit parametric scatterers with non-linear generation of a synchronizing signal, which consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the area of the space in which the search object can be located is irradiated by a probe signal, which forms as a result of parametric generation in a single-circuit parametric scatterer, a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the response signal, with each packet corresponding to a code word, and each radio pulse of the packet corresponding to the symbol of the selected binary coding law, which is a binary sequence whose elements correspond, differing by π, to the phase values of the high-frequency filling of the radio pulses, for this the probe signal includes a sequence of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a high-frequency filling frequency f and pulse duration lsov τ, besides the probe signal comprises a sequence of narrowband coherent synchronizing RF pulse with a frequency of the high-frequency f ₁ and a duration radio pulse τ ₁ wherein τ ₁ substantially smaller than τ, the phase of the high-frequency synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol selected binary law encoding and leading edge synchronizing radio pulse coincides with the leading edge of the radio pulse of the pump signal or ahead of it for a time do not exceed it τ _1, before or after the synchronizing radio pulse emitted compensating RF pulse having the same that of the clock radio pulse amplitude and frequency of the high-frequency, the time period from the leading edge of the first pulse pair synchronizing and compensating RF pulse to the trailing edge of the second pulse of the pair is always less than τ, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the response signal with a frequency of high-frequency filling equal to the frequency of the parameter the generation of a 0.5 f parametric scatterer, in this case coherent accumulation is performed, which ensures the maximum accumulation level in accordance with the selected binary coding law; when the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone, while the synchronization of the radio pulses of the response signal occurs from radio pulses that appear as a result of a nonlinear transformation of synchronizing radio pulses on a nonlinear element that is part of the parametric diffuser and are the second harmonic of the synchronizing radio pulses, for this the frequency of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulses f ₁ is 0.25f, the duration of the compensating radio pulse is equal to the duration of the synchronizing radio pulse, the phases of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulse for alternative binary symbols of the selected binary coding law differ by π / 2, the phase of the high-frequency filling of the compensating radio pulse differs from the phase of the high-frequency π / 2 fillings of the synchronizing radio pulse.

Суть изобретения заключается в том, что синхронизация происходит от колебания, которое появляется в результате нелинейного преобразования синхронизирующего импульса. Нелинейное преобразование происходит на нелинейном элементе, входящем в состав параметрического рассеивателя. В частности, это может быть полупроводниковый диод, являющийся элементом параметрического генератора. Этот синхронизирующий сигнал является второй гармоникой синхронизирующего радиоимпульса. Соответственно частота, на которой происходит синхронизация равна: 0,5f=2×0,25f₁; фазы, «навязываемые» при синхронизации импульсов ответного сигнала для альтернативных символов выбранного бинарного закона кодирования отличаются на я, фазы сигналов, образующихся как нелинейные помехи от синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов и поступающих на вход приемника, отличаются на я и будут скомпенсированы в приемнике.The essence of the invention lies in the fact that synchronization occurs from the oscillation that appears as a result of a nonlinear transformation of the synchronizing pulse. Nonlinear conversion occurs on a nonlinear element that is part of the parametric scatterer. In particular, it can be a semiconductor diode, which is an element of a parametric generator. This clock signal is the second harmonic of the clock pulse. Accordingly, the frequency at which synchronization occurs is: 0.5f = 2 × 0.25f ₁ ; the phases “imposed” upon synchronization of the response signal pulses for alternative symbols of the selected binary coding law differ by i, the phases of the signals generated as non-linear interference from synchronizing and compensating radio pulses and arriving at the receiver input differ by i and will be compensated in the receiver.

Заявленное техническое решение может быть реализовано с помощью обнаружителя одноконтурных параметрических рассеивателей, структурная схема которого представлена фиг.1, где 1 - генератор синусоидального сигнала, 2 - умножитель частоты в четыре раза, 3 - фазовый модулятор, 4 - амплитудный модулятор, 5 - генератор опорных импульсов, 6 - формирователь, 7, 8 - высокочастотные усилители, 9, 10, 12 - антенны, 11 - параметрический рассеиватель, 13 - высокочастотный усилитель, 14 - аналого-цифровой преобразователь, 15 - сигнальный процессор, 16 - индикатор.The claimed technical solution can be implemented using a detector of single-circuit parametric scatterers, the structural diagram of which is shown in Fig. 1, where 1 is a sinusoidal signal generator, 2 is a quadruple frequency multiplier, 3 is a phase modulator, 4 is an amplitude modulator, 5 is a reference generator pulses, 6 - shaper, 7, 8 - high-frequency amplifiers, 9, 10, 12 - antennas, 11 - parametric scatterer, 13 - high-frequency amplifier, 14 - analog-to-digital converter, 15 - signal processor, 16 - indicator.

Сигнальные выходы 1 и 2 генератора синусоидального сигнала 1 соединены с входом с умножителя частоты в четыре раза 2 и сигнальным входом 1 фазового модулятора 3. Умножитель частоты в четыре раза 2 соединен с сигнальным входом 1 амплитудного модулятора 4. Выход амплитудного модулятора 4 соединен с входом высокочастотного усилителя 7. Выход высокочастотного усилителя 7 соединен со входом антенны 10.Signal outputs 1 and 2 of the sinusoidal signal generator 1 are connected to the input from the frequency multiplier four times 2 and to the signal input 1 of the phase modulator 3. The frequency multiplier four times 2 is connected to the signal input 1 of the amplitude modulator 4. The output of the amplitude modulator 4 is connected to the input of the high-frequency amplifier 7. The output of the high-frequency amplifier 7 is connected to the input of the antenna 10.

Выход фазового модулятора 3 соединен с входом высокочастотного усилителя 8. Выход высокочастотного усилителя 8 соединен СВЧ-трактом со входом антенны 9.The output of the phase modulator 3 is connected to the input of the high-frequency amplifier 8. The output of the high-frequency amplifier 8 is connected by the microwave path to the input of the antenna 9.

Генератор опорных импульсов 5 соединен с входом формирователя 6.The reference pulse generator 5 is connected to the input of the shaper 6.

Выход 1 формирователя 6 соединен с управляющим входом 2 амплитудного модулятора 4, выход 2 формирователя 6 соединен с управляющим входом 2 фазового модулятора 3. Выход 3 формирователя 6 соединен с вспомогательным входом 2 сигнального процессора 15.The output 1 of the shaper 6 is connected to the control input 2 of the amplitude modulator 4, the output 2 of the shaper 6 is connected to the control input 2 of the phase modulator 3. The output 3 of the shaper 6 is connected to the auxiliary input 2 of the signal processor 15.

Антенна 12 соединена со входом высокочастотного усилителя 13, настроенном на частоту f/2. Выход высокочастотного усилителя 13 соединен со входом 14 -аналого-цифрового преобразователя 14. Выход аналого-цифрового преобразователя 14 соединен с сигнальным входом 1 сигнального процессора 15, выход сигнального процессора 15 соединен со входом индикатора 16.The antenna 12 is connected to the input of the high-frequency amplifier 13 tuned to the frequency f / 2. The output of the high-frequency amplifier 13 is connected to the input 14 of the analog-to-digital converter 14. The output of the analog-to-digital converter 14 is connected to the signal input 1 of the signal processor 15, the output of the signal processor 15 is connected to the input of the indicator 16.

В зоне облучения антенн 9, 10, 12 расположен параметрический рассеиватель 11.In the irradiation zone of the antennas 9, 10, 12 is a parametric diffuser 11.

Обнаружитель параметрических рассеивателей работает следующим образом.The detector parametric scatterers works as follows.

Генератор синусоидального сигнала 1 генерирует непрерывный сигнал на частоте f/2. Этот сигнал проходит через умножитель частоты в четыре раза 2 и поступает на сигнальный вход 1 амплитудного модулятора 4. Одновременно этот сигнал поступает на сигнальный вход 1 фазового модулятора 3.The sine wave generator 1 generates a continuous signal at a frequency f / 2. This signal passes through the frequency multiplier four times 2 and enters the signal input 1 of the amplitude modulator 4. At the same time, this signal enters the signal input 1 of the phase modulator 3.

Одновременно генератор опорных импульсов 5 формирует тактовую последовательность, поступающую на вход формирователя 6. Указанная тактовая последовательность синхронизирует работу излучающей части обнаружителя параметрических рассеивателей, ее условная осциллограмма представлена на фиг.2, кривая 1.At the same time, the reference pulse generator 5 generates a clock sequence supplied to the input of the shaper 6. This clock sequence synchronizes the operation of the radiating part of the detector of parametric scatterers, its conditional waveform is shown in figure 2, curve 1.

Тактовая последовательность в формирователе 6 преобразуется в последовательность видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3 и в последовательность видеоимпульсов управления амплитудным модулятором 4. На фиг.2, кривая 2 представлена условная осциллограмма пары импульсов последовательности видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3: 1-й импульс пары соответствует синхронизирующему видеоимпульсу, 2-й импульс пары соответствует компенсирующему видеоимпульсу. На фиг.2, кривая 3 представлена условная осциллограмма видеоимпульса последовательности видеоимпульсов управления амплитудным модулятором 4. При этом видеоимпульс последовательности видеоимпульсов управления амплитудным модулятором 4 содержит информацию о начале и конце излучения импульсов сигнала накачки. 1-й импульс пары последовательности видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3 содержит информацию о значении текущего символе выбранного бинарного закона кодирования: положительная и отрицательная полярности соответствуют противоположным символам. Полярность 2-го импульса пары последовательности видеоимпульсов управления фазовым модулятором всегда противоположна первому.The clock sequence in the shaper 6 is converted into a sequence of video control pulses of the phase modulator 3 and into a sequence of video control pulses of the amplitude modulator 4. In Fig. 2, curve 2 presents a conditional waveform of a pair of pulses of a sequence of video pulses of control of a phase modulator 3: the 1st pulse of the pair corresponds to a synchronizing video pulse, The 2nd pulse of the pair corresponds to a compensating video pulse. Figure 2, curve 3 presents the conditional waveform of the video pulse of the sequence of video pulses of the control of the amplitude modulator 4. In this case, the video pulse of the sequence of video pulses of the control of the amplitude modulator 4 contains information about the beginning and end of the radiation of the pump signal pulses. The first pulse of a pair of sequences of video pulses of control of the phase modulator 3 contains information about the value of the current symbol of the selected binary coding law: positive and negative polarities correspond to opposite symbols. The polarity of the 2nd pulse of a pair of a sequence of video pulses controlling a phase modulator is always opposite to the first.

Сигналы управления амплитудным модулятором 4 формируются на выходе 1 формирователя 6 в виде следующих друг за другом через определенный период времени видеоимпульсов. Все сигналы управления смеют одинаковую длительность и полярность. Позиция переднего фронта видеоимпульса управления амплитудным модулятором 4 несколько отстает от переднего фронта первого видеоимпульса в паре видеоимпульсов управления фазовым модулятором 3. Позиция заднего фронта видеоимпульса управления амплитудным модулятором 4 определяется положением переднего фронта и соответствует заданной длительности т радиоимпульса накачки.The control signals of the amplitude modulator 4 are generated at the output 1 of the shaper 6 in the form of video pulses following each other after a certain period of time. All control signals dare the same duration and polarity. The position of the leading edge of the control video pulse of the amplitude modulator 4 is somewhat behind the leading edge of the first video pulse in the pair of the video control pulses of the phase modulator 3. The position of the leading edge of the control video pulse of the amplitude modulator 4 is determined by the position of the leading edge and corresponds to the specified pump pulse duration t.

Сигналы управления фазовым модулятором 3 формируются на выходе 2 формирователя 6 и поступают на управляющий вход 2 фазового модулятора 3. Фазовый модулятор 3 формирует сигнал в соответствии с полярностью управляющих видеоимпульсов. В результате формируется последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f/4, с длительностью каждого из парных радиоимпульсов τ₁, при этом τ₁<<τ. Фаза первого радиоимпульса из пары определяется выбранным бинарным законом кодирования. При этом символу «1» соответствует нулевое значение фазы, а символу «0» соответствует значение фазы, отличающееся на π/2. Фаза второго радиоимпульса всегда отличается от фазы первого радиоимпульса на π/2.The control signals of the phase modulator 3 are generated at the output 2 of the shaper 6 and fed to the control input 2 of the phase modulator 3. The phase modulator 3 generates a signal in accordance with the polarity of the control video pulses. As a result, a sequence of packs of narrow-band coherent pairs of consecutive auxiliary radio pulses with a high-frequency filling frequency f / 4, with a duration of each of the paired radio pulses τ _{1 is formed} , with τ ₁ << τ. The phase of the first radio pulse from the pair is determined by the selected binary coding law. In this case, the symbol “1” corresponds to a zero phase value, and the symbol “0” corresponds to a phase value that differs by π / 2. The phase of the second radio pulse always differs from the phase of the first radio pulse by π / 2.

На фиг.2, кривая 4 представлена условная осциллограмма пары радиоимпульсов последовательности пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов: 1-й импульс пары соответствует синхронизирующему радиоимпульсу, 2-й импульс пары соответствует компенсирующему радиоимпульсу.In Fig. 2, curve 4 shows a conditional waveform of a pair of radio pulses of a sequence of packs of narrow-band coherent pairs of auxiliary radio pulses following one after another: the first pulse of the pair corresponds to a synchronizing radio pulse, the second pulse of a pair corresponds to a compensating radio pulse.

Сформированная последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f/4 проходит через высокочастотный усилитель 8 и антенну 9, при помощи которой излучается в пространство в направлении параметрического рассеивателя 11.The formed sequence of packs of narrow-band coherent pairs of successive auxiliary radio pulses with a high-frequency filling frequency f / 4 passes through a high-frequency amplifier 8 and antenna 9, with which it is radiated into space in the direction of the parametric scatterer 11.

На параметрическом рассеивателе 11 последовательность пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов преобразуется в последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой f/2 первый из которых задает фазу возбуждаемого в параметрическом рассеивателе ответного сигнала. Условная осциллограмма пары радиоимпульсов этой последовательности представлена на фиг.2, кривая 5.On a parametric scatterer 11, a sequence of packets of narrow-band coherent pairs of consecutive auxiliary radio pulses is converted into a sequence of synchronizing and compensating radio pulses with a frequency f / 2, the first of which sets the phase of the response signal excited in the parametric scatterer. The conditional waveform of a pair of radio pulses of this sequence is presented in figure 2, curve 5.

Одновременно сигналы управления амплитудным модулятором 4 поступают на управляющий вход 2 амплитудного модулятора 4. Амплитудный модулятор 4 в соответствии с управляющим сигналом на входе 2 формирует последовательность прямоугольных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения частоте f.Simultaneously, the control signals of the amplitude modulator 4 are fed to the control input 2 of the amplitude modulator 4. The amplitude modulator 4 in accordance with the control signal at the input 2 forms a sequence of rectangular radio pulses with a high-frequency filling frequency f.

В результате формируется последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения/и длительностью радиоимпульсов τ. Этот сигнал усиливается усилителем 7 и излучается антенной 10 в направлении параметрического рассеивателея 11. Условная осциллограмма этой последовательности представлена на фиг.2, кривая 6.As a result, a sequence of packs of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a high-frequency filling frequency / and a duration of radio pulses τ is formed. This signal is amplified by the amplifier 7 and emitted by the antenna 10 in the direction of the parametric scattering 11. The conditional waveform of this sequence is shown in figure 2, curve 6.

На параметрическом рассеивателе 11 формируется последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов ответного сигнала. Каждый радиоимпульс этой последовательности соответствует символу выбранного бинарного закона кодирования.On a parametric scatterer 11, a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the response signal is formed. Each radio pulse of this sequence corresponds to a symbol of the selected binary coding law.

Радиоимпульсы рассеянного сигнала принимаются антенной 12, усиливаются высокочастотным усилителем 13 и поступают на вход аналого-цифрового преобразователя 14, где входной сигнал оцифровывается. Оцифрованный сигнал поступает на сигнальный процессор 15, где производится когерентное накопление, обеспечивающее максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала, соответствующего выбранному бинарному закону кодирования. Результат когерентного накопления сравнивается с порогом, при превышении которого подается сигнал на индикатор 16 об обнаружении цели.The radio pulses of the scattered signal are received by the antenna 12, amplified by a high-frequency amplifier 13 and fed to the input of an analog-to-digital converter 14, where the input signal is digitized. The digitized signal is fed to the signal processor 15, where coherent accumulation is performed, providing the maximum level of coherent accumulation of the received signal corresponding to the selected binary coding law. The result of coherent accumulation is compared with a threshold, when exceeded, a signal is sent to indicator 16 about target detection.

В качестве генератора синусоидального сигнала 1 может быть использован стандартный генератор Г4-164. Удвоитель 2 может быть изготовлен по [С.А. Дробов, С.И. Бычков. Радиопередающие устройства // Сов.Радио, М., 1968 г., стр.117-123]. Фазовый модулятор 3 может быть реализован по [С.А. Дробов, С.И.Бычков. Радиопередающие устройства // Сов. Радио, М. 1968 г., стр.329-335]. Амплитудный модулятор 4 может быть реализован по [С.А. Дробов, С.И. Бычков Радиопередающие устройства // Сов. Радио, М. 1968 г., стр.240-277]. В качестве генератора опорных импульсов 5 может быть использован стандартный генератор Г5-28, 6 - формирователь может быть реализован по [В.Г. Гусев, Ю.М. Гусев. Электроника // М. Высшая школа, 1991, издание 2-е переработанное и дополненное, стр.489-585]. В качестве высокочастотных усилителей 7, 8 могут быть использованы усилители от стандартного генератора Г4-128. В качестве антенн 9, 10, 12 могут быть использованы антенны П6-33. Параметрический рассеиватель 11 может быть изготовлен на основе [патент RU 2108596 C1, Радиокомплекс розыска маркеров]. В качестве высокочастотного усилителя 13 может быть использован стандартный малошумящий усилитель МАХ 2640. В качестве аналого-цифрового преобразователя 14 может быть использован, АЦП ZET 230. В качестве сигнального процессора 15 может быть использован сигнальный процессор TMS 320 C 2000. Когерентное накопление, обеспечивающее максимальный уровень накопления в соответствии с выбранным бинарным законом кодирования может выполняться на основе [В.И. Тихонов. Оптимальный прием сигналов. М. Радио и связь, 1983, стр.37-60]. В качестве индикатора 16 может быть использован компьютер типа Pentium 4.As the generator of the sinusoidal signal 1, a standard generator G4-164 can be used. The doubler 2 can be made according to [S.A. Drobov, S.I. Bychkov. Radio transmitting devices // Sov.Radio, M., 1968, pp. 117-123]. Phase modulator 3 can be implemented according to [S.A. Drobov, S.I. Bychkov. Radio transmitting devices // Sov. Radio, M. 1968, pp. 299-335]. Amplitude modulator 4 can be implemented according to [S.A. Drobov, S.I. Bychkov Radio transmitting devices // Sov. Radio, M. 1968, pp. 240-277]. As a generator of reference pulses 5, a standard generator G5-28 can be used, 6 - the shaper can be implemented according to [V.G. Gusev, Yu.M. Gusev. Electronics // M. Higher School, 1991, 2nd edition revised and expanded, pp. 489-585]. As high-frequency amplifiers 7, 8, amplifiers from a standard generator G4-128 can be used. As antennas 9, 10, 12, antennas P6-33 can be used. The parametric diffuser 11 can be made on the basis of [patent RU 2108596 C1, Marker search radio complex]. As a high-frequency amplifier 13, a standard low-noise amplifier MAX 2640 can be used. As an analog-to-digital converter 14, an ZET 230 ADC can be used. As a signal processor 15, a TMS 320 C 2000 signal processor can be used. Coherent accumulation providing the maximum level accumulation in accordance with the selected binary coding law can be performed on the basis of [V.I. Tikhonov. Optimum signal reception. M. Radio and Communications, 1983, pp. 37-60]. As indicator 16, a Pentium 4-type computer can be used.

Таким образом, предлагаемое техническое решение позволяет реализовать нелинейное формирование синхронизирующего сигнала. При этом синхронизирующий сигнал является более низкочастотным, чем сигнал накачки. Переотражения синхронизирующего сигнала от подстилающей поверхности и предметов местности могут быть устранены на основе частотной селекции.Thus, the proposed technical solution allows for the implementation of non-linear formation of a synchronizing signal. In this case, the synchronizing signal is lower frequency than the pump signal. Reflections of the synchronizing signal from the underlying surface and terrain objects can be eliminated on the basis of frequency selection.

Claims

A method for detecting single-circuit parametric scatterers with non-linear generation of a synchronizing signal, which consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal, which forms a sequence of packets as a result of parametric generation in the single-circuit parametric scatterer narrow-band coherent radio pulses of the response signal, with each packet corresponds to a code word, and each radio pulse of the packet corresponds to a symbol of the selected binary coding law, which is a binary sequence whose elements correspond to π values of the phase of high-frequency filling of radio pulses, for this the probe signal includes a sequence of packs of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a high-frequency filling frequency f and pulse duration t, in addition, the probe signal includes atelnost narrowband coherent synchronizing RF pulse with a frequency of the high-frequency f ₁ and a duration radio pulse τ ₁ wherein τ ₁ substantially smaller than τ, the phase of the high-frequency synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol selected binary law coding, but the rising edge timing rf pulse coincides with the leading edge of the radio pulse signal pump either ahead of it for a time not exceeding τ ₁ before or after the synchronizing radio pulse a compensating radio pulse is emitted that has the same amplitude and frequency of high-frequency filling as the synchronizing radio pulse, the time interval from the leading edge of the first pulse of a pair of synchronizing and compensating radio pulses to the trailing edge of the second pulse of this pair is always less than τ, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the response signal is received from the frequency of the high-frequency filling equal to the frequency of the parametric generation of the parametric scatterer 0.5f, at this produces coherent accumulation, which ensures the maximum level of accumulation in accordance with the selected binary coding law, when the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone, characterized in that the synchronization of the radio pulses of the response signal occurs from the radio pulses that appear as a result of non-linear synchronization conversion radio pulses on a nonlinear element that is part of the parametric scatterer, and are the second harmo Ikoyi synchronizing radio pulses, for this clock frequency of the high-frequency radio pulses f _1, f is 0.25, the duration of the compensating radio pulse duration equal to the synchronizing radio pulse phase high-frequency clock radio pulse for alternate binary symbols selected binary coding law differ by π / 2, the phase of the high-frequency compensating the radio pulse differs from the phase of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulse to π / 2.