RU2413242C2 - Method of detecting single-loop parametric scatterers - Google Patents
Method of detecting single-loop parametric scatterers Download PDFInfo
- Publication number
- RU2413242C2 RU2413242C2 RU2009118092/09A RU2009118092A RU2413242C2 RU 2413242 C2 RU2413242 C2 RU 2413242C2 RU 2009118092/09 A RU2009118092/09 A RU 2009118092/09A RU 2009118092 A RU2009118092 A RU 2009118092A RU 2413242 C2 RU2413242 C2 RU 2413242C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- radio
- pulse
- synchronizing
- pulses
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к способам обнаружения параметрических рассеивателей.The invention relates to methods for detecting parametric scatterers.
Известен по [Радиокомплекс розыска маркеров, патент RU 2108596 С1] способ обнаружения параметрических рассеивателей. Способ позволяет решать задачу обнаружения объектов, в частности людей, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются параметрические рассеиватели. Способ состоит в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаруже6бния объекта поиска.Known for the [Radio complex search markers, patent RU 2108596 C1] a method for detecting parametric scatterers. The method allows to solve the problem of detecting objects, in particular people, marked with passive nonlinear responder markers, which are used as parametric scatterers. The method consists in the fact that a parametric diffuser is previously placed on the search object. The region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal at a frequency f, and a signal scattered by the marker at a subharmonic frequency equal to 0.5 f is received. If the detection threshold is exceeded, a decision is made on the presence of a search object in the detection zone.
Данный способ обладает существенным недостатком, а именно недостаточной эффективностью, поскольку либо нет возможности использовать импульсный зондирующий сигнал, либо не обеспечивается когерентный прием рассеянного сигнала. Это связано с тем, что при возбуждении каждого радиоимпульса, рассеянного маркером сигнала на частоте субгармоники, возможны два равновероятных значения фазы, отличающиеся на π [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей. // Радиотехника и электроника, 1995, т 40, №11, стр.1606-1610]. В результате рассеянный на субгармонике сигнал не когерентен, даже при когерентном зондирующем сигнале. Кроме того, жесткое соотношение частот принимаемого и зондирующего сигнала ограничивает возможность использования частотного ресурса.This method has a significant drawback, namely a lack of efficiency, because either it is not possible to use a pulsed probe signal, or coherent reception of the scattered signal is not provided. This is due to the fact that upon excitation of each radio pulse scattered by the signal marker at the subharmonic frequency, two equally probable phase values differing by π are possible [P. Gorbachev. Signal conditioning by a system of passive subharmonic diffusers. // Radio engineering and electronics, 1995, t 40, No. 11, pp. 1606-1610]. As a result, the signal scattered by the subharmonic is not coherent, even with a coherent probe signal. In addition, the strict ratio of the frequencies of the received and the probing signal limits the possibility of using the frequency resource.
Также известен способ обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей по [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2]. Способ состоит в том, что на объекте поиска, а именно на спасательном жилете, предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружебния объекта поиска.Also known is a method for detecting single-circuit parametric scatterers according to [Non-linear passive marker - parametric scatterer, patent RU 2336538 C2]. The method consists in the fact that a single-circuit parametric diffuser is previously placed on the search object, namely on a life jacket. The region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal at a frequency f, and a signal scattered by the marker at a subharmonic frequency equal to 0.5 f is received. If the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone.
Способ не позволяет использовать когерентное накопление сигнала в приемнике, так как фаза генерируемого сигнала на частоте параметрической генерации случайна.The method does not allow the use of coherent signal accumulation in the receiver, since the phase of the generated signal at the frequency of parametric generation is random.
Указанные недостатки преодолены в способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей [Ларцов С.В. Зондирующий сигнал для обнаружения параметрических рассеивателей. // «Радиотехника», 2000, №5, стр.8-12]. Метод позволяет решать задачу обнаружения объектов, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются одноконтурные параметрические рассеиватели.These disadvantages are overcome in the method for detecting single-circuit parametric scatterers [Lartsov SV A probe signal for detecting parametric diffusers. // "Radio Engineering", 2000, No. 5, pp. 8-12]. The method allows to solve the problem of detecting objects marked with passive nonlinear responder markers, which are used as single-circuit parametric scatterers.
Этот способ выбран прототипом и заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f1 и длительностью радиоимпульса τ1, при этом τ1 существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ1, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же, что и у синхронизирующего радиоимпульса, амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска.This method was chosen as a prototype and consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal, which, as a result of parametric generation in a single-circuit parametric scatterer, is a sequence of bursts of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal, in this case, each packet corresponds to a codeword, and each radio pulse of the packet corresponds to the symbol selected of the coding law, which is a binary sequence whose elements correspond to different π values of the phase of high-frequency filling of radio pulses, for this the probing signal includes a sequence of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a high-frequency filling frequency f and pulse duration τ, in addition, the probing signal includes a sequence of narrow-band coherent synchronizing radio pulses with a high-frequency frequency filling f 1 and the duration of the radio pulse τ 1 , while τ 1 is significantly less than τ, the phase of high-frequency filling of the synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol of the selected manipulation law, and the leading edge of the synchronizing pulse coincides with the leading edge of the pump pulse or ahead of it by a time not exceeding τ 1, after timing compensating radio pulse emitted radar pulse having the same as that of the radio pulse timing, amplitude and frequency of the high frequency filling, the high-frequency phase of the compensating radio pulse being different by π from the high-frequency phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of parametric generation of the parametric scatterer 0.5f is adopted, while the algorithm produces coherent accumulation providing the maximum level of coherent accumulation corresponding to the selected ONU manipulation, above the detection threshold decision is made about the presence in the area of the search object detection.
Способ-прототип позволяет обеспечивать когерентное накопление сигнала в приемном устройстве, однако при его реализации для обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей используются синхронизирующие радиоимпульеы на частоте 0,5f, которые являются когерентной помехой радиоприему.The prototype method allows for coherent signal accumulation in the receiving device, however, when it is implemented, synchronizing radio pulses at a frequency of 0.5f are used to detect single-circuit parametric scatterers, which are coherent interference to radio reception.
Недостаток прототипа устраняется в предлагаемом способе обнаружения одноконтурных или двухконтурных параметрических рассеивателей, который заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f1 и длительностью радиоимпульса τ1, при этом τ1 существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ1, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, при этом либо частота высокочастотного заполнения синхронизирующих радиоимпульсов f1 равна 1,5f, при этом длительность компенсирующего радиоимпульса τ2 равна времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки, либо одновременно и синхронно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами излучаются дополнительные радиоимпульсы с частотой высокочастотного заполнения f3, с постоянной фазой, и такой же формой, как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах f1 и f3, равна 0,5f, а длительность компенсирующего радиоимпульса τ2 равна длительности синхронизирующего радиоимпульса τ1.The disadvantage of the prototype is eliminated in the proposed method for the detection of single-circuit or dual-circuit parametric scatterers, which consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of the space in which the search object can be located is irradiated by a probe signal, which forms as a result of parametric generation in a single-circuit parametric diffuser a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal, in this case, each packet corresponds to a code word, and each radio pulse of the packet corresponds to a symbol of the selected coding law, which is a binary sequence, the elements of which correspond to different π values of the phase of the high-frequency filling of the radio pulses, for this the probing signal includes a sequence of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a frequency RF filling f and pulse duration τ, in addition, the probing signal is on a sequence narrowband coherent synchronizing RF pulse with a frequency of the high-frequency f 1 and a duration radio pulse τ 1 wherein τ 1 substantially smaller than τ, the phase of the high-frequency synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol selected law manipulation, and the rising edge clock pulse coincides with the front of the pump pulse edge or ahead of it by a time not exceeding τ 1 , after a synchronizing radio pulse, a compensating a radio pulse having the same amplitude and frequency of a high-frequency filling as the synchronizing radio pulse, the high-frequency filling phase of the compensating radio pulse is π different from the high-frequency filling phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of the parametric generation is adopted 0.5f parametric diffuser, with coherent accumulation according to an algorithm that provides the maximum level of coherent accumulation corresponding to the chosen law of manipulation, when the detection threshold is exceeded, a decision is made whether there is a search object in the detection zone, while either the frequency of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulses f 1 is 1.5f, and the duration of the compensating radio pulse τ 2 equal to the overlap time of the synchronizing radio pulse and the radio pump pulse, or simultaneously and synchronously with the synchronizing and compensating radio pulse themselves radiated additional rf pulses with a frequency of the high-frequency f 3, with a constant phase and the same shape as that emitted simultaneously with the synchronizing and compensating radio pulses, the frequency of a combination of non-linear products formed by the signals at frequencies f 1 and f 3, equal to 0.5f, and the duration of the compensating radio pulse τ 2 equal to the duration of the synchronizing radio pulse τ 1 .
Суть изобретения заключается в том, что устраняется помеховое действие синхронизирующего радиоимпульса, так как он излучается на частоте, отличающейся от 0,5f и не воздействует непосредственно на вход приемника. Это достигается за счет того, что синхронизация происходит от колебания, которое появляется в результате нелинейных искажений непосредственно на нелинейном элементе параметрического рассеивателя, в конструкцию которого принципиально входит нелинейная емкость. Этот синхронизирующий сигнал может быть образован радиосигналом накачки с частотой f и синхронизирующим радиосигналом на частоте f1=1,5f. Частота их разностного комбинационного нелинейного продукта 1,5f-f=0,5f и равна значению возбуждаемого в параметрическом контуре колебания и будет выступить синхронизирующим колебанием. Другим вариантом формирования синхронизирующего сигнала в результате нелинейных искажений непосредственно на нелинейном элементе параметрического рассеивателя является излучение одновременно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами дополнительных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f3 и с постоянной фазой, и такой же формой, как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах и равна 0,5f=nf1±mf3, где n, m целые числа.The essence of the invention is that the interference effect of the synchronizing radio pulse is eliminated, since it is emitted at a frequency other than 0.5f and does not directly affect the input of the receiver. This is achieved due to the fact that synchronization occurs from an oscillation that appears as a result of non-linear distortions directly on the non-linear element of the parametric scatterer, the design of which essentially includes non-linear capacitance. This synchronizing signal can be formed by a pump radio signal with a frequency f and a synchronizing radio signal at a frequency f 1 = 1.5 f. The frequency of their difference Raman nonlinear product is 1.5f-f = 0.5f and is equal to the value of the oscillation excited in the parametric circuit and will act as a synchronizing oscillation. Another option for generating a synchronizing signal as a result of nonlinear distortions directly on a nonlinear element of a parametric scatterer is to simultaneously emit synchronizing and compensating radio pulses of additional radio pulses with a high-frequency filling frequency f 3 and with a constant phase, and in the same shape as those of synchronizing and compensating radiated simultaneously radio pulses, while the frequency of one of the combination nonlinear products formed by the signals and at frequencies and equal to 0.5f = nf 1 ± mf 3 , where n, m are integers.
Для устранения нелинейных помех, которые могут возникать при нелинейном рассеивании сигналов на частотах f1 и f3 на объектах, содержащих нелинейные компоненты, вслед за синхронизирующим радиоимпульсом излучается компенсирующий радиоимпульс с противоположной фазой.To eliminate non-linear interference that can occur during non-linear scattering of signals at frequencies f 1 and f 3 at objects containing non-linear components, a compensating radio pulse with the opposite phase is emitted after the synchronizing radio pulse.
Предлагаемый способ обнаружения может быть реализован в системе поиска, блок-схема которой представлена на фиг.1, где 1, 2, 3-генераторы синусоидального сигнала, 4, 6 - высокочастотные ключи, 5 - фазово-импульсный модулятор, 7 - генератор тактовых импульсов, 8 формирователь, 9, 10, 11 - усилители радиоимпульсов, 12, 13, 14, 16 - антенны, 15 - параметрический рассеиватель, 17-высокочастотный усилитель, 18-аналого-цифровой преобразователь, 19 - сигнальный процессор, 20 - индикатор.The proposed detection method can be implemented in a search system, the block diagram of which is shown in Fig. 1, where 1, 2, 3 are sinusoidal signal generators, 4, 6 are high-frequency keys, 5 is a phase-pulse modulator, 7 is a clock generator , 8 shaper, 9, 10, 11 - amplifiers of radio pulses, 12, 13, 14, 16 - antennas, 15 - parametric scatterer, 17-high-frequency amplifier, 18-analog-to-digital converter, 19 - signal processor, 20 - indicator.
Выход генератора 1 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 высокочастотного ключа 4. Выход генератора 2 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 фазово-импульсного модулятора 5. Выход генератора 3 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 высокочастотного ключа 5. Выход генератора тактовых импульсов 7 соединен с входом формирователя 8. Выход 1 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 высокочастотного ключа 4. Выход 3 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 фазово-импульсного модулятора 5. Выход 2 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 высокочастотного ключа 6. Выход 4 формирователя 8 соединен с синхронизирующим входом 2 сигнального процессора 19. Выход высокочастотного ключа 4 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 9. Выход фазово-импульсного модулятора 5 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 10. Выход высокочастотного ключа 6 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 11. Выходы усилителей радиоимпульсов 9, 10, 11 соединены с входами антенн 12, 13, 14 соответственно. Антенны 12, 13, 14, 16 направлены в направлении параметрического рассеивателя 15. Выход антенны 16 соединен со входом высокочастотного усилителя 17. Выход высокочастотного усилителя 17 соединен со входом аналого-цифрового преобразователя 18. Выход аналого-цифрового преобразователя 18 соединен со входом сигнального процессора 19. Выход сигнального процессора 19 соединен со входом индикатора 20.The output of the
Система поиска может работать в 2-х режимах.The search system can operate in 2 modes.
При 1-м режиме на объекте поиска предварительно размещается однонтурный параметрический рассеиватель с частотой параметрической генерации 0,5f.In the 1st mode, a single-circuit parametric scatterer with a parametric generation frequency of 0.5f is preliminarily placed on the search object.
Генератор 1 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 4.The
Генератор 2 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте 1,5f, который поступает на сигнальный вход 1 фазово-импульсного модулятора 5.The
Генератор тактовых импульсов 7 формирует на своем выходе опорную импульсную последовательность коротких видеоимпульсов, осциллограмма которой представлена на фиг.2, кривая 1.The
Опорная импульсная последовательность с выхода генератора тактовых импульсов 7 поступает на вход формирователя 8.The reference pulse sequence from the output of the
В формирователе 8 формируется последовательность видеоимпульсов тактов работы системы поиска, которая соответствует определенному кодирующему закону. На фиг.2, кривая 2 представлена формируемая пачка видеоимпульсов тактов работы системы поиска, соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов.In the
На выходе 3 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 фазово-импульсного модулятора 5, последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с периодом повторения Т, представленная на фиг.2, кривая 3. Последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов формируется синхронной к опорной импульсной последовательности и является кодирующей последовательностью. На фиг.2, кривая 3 представлена формируемая пачка видеоимпульсов соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов. Второй видеоимпульс всегда имеет полярность противоположную первому. Длительность второго видеоимпульса короче длительности первого и соответствует времени перекрытия первого синхронизирующего видеоимпульса и видеоимпульса огибающей радиоимпульса сигнала накачки.At the
На выходе 1 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 4 последовательность огибающих радиоимпульсов сигнала накачки, представленная на фиг.2, кривая 4. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность, период повторения равен Т. Представленная фиг.2, кривая 4 последовательность видеоимпульсов соответствует одной пачке из 3-х видеоимпульсов.At the
На выходе 4 формирователя 8 формируется и поступает на синхронизирующий вход 2 сигнального процессора 19 опорный короткий видеоимпульс, совпадающий с передним фронтом видеоимпульса огибающей накачки.At the
На выходе фазово-импульсного модулятора 5 формируется последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения 1,5f, представленная на фиг.2, кривая 5, которая усиливается в усилители радиоимпульсов 10 и излучается антенной 13 в направлении параметрического рассеивателя 15. Последовательность радиоимпульсов, представленная на фиг.2, кривая 5 соответствует одной пачке радиоимпульсов, которая в свою очередь соответствует бинарной последовательности Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Разным символам соответствует отличающиеся на π фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов.At the output of the phase-
На выходе высокочастотного ключа 4 формируется последовательность радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f, представленная на фиг.2, кривая 6, которая усиливается усилителем радиоимпульсов 9 и излучается антенной 12 в направлении параметрического рассеивателя 15. Все радиоимпульсы имеют одинаковую начальную фазу. На фиг.2, кривая 6 представлена одна пачка радиоимпульсов.At the output of the high-
На параметрическом рассеивателе 15 формируется последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения 0,5f, каждый радиоимпульс которой соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, символы которой соответствуют, отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, представленную на фиг.2 кривая 7. Определенным кодирующим законом является бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0».A sequence of narrow-band coherent radio pulses of a scattered signal with a high-frequency filling frequency of 0.5f is formed on the
На фиг.2 кривая 8 представлена последовательность, образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f. Последовательность состоит из парных радиоимпульсов с равной амплитудой и длительностью, но с противоположными фазами высокочастотного заполнения. Общая длительность помеховой последовательности меньше τ.In Fig. 2,
Последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала от двухконтурного параметрического рассеивателя 15 принимается приемной антенной 16, проходит через высокочастотный усилитель 17 и поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 18.The sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal from the dual-circuit
После оцифровки в аналого-цифровом преобразователе 18 последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала обрабатывается в сигнальном процессоре 19, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, которое индицируется на индикаторе 20.After digitization in the analog-to-
Сигнальный процессор 19 работает в соответствии с алгоритмом, представленным на фиг.3, где 21 - разветвитель, 22, 24 - инверторы, 23 - линия задержки на время, равное периоду следования импульсов Т, 25 - линия задержки на время, равное двум периодам следования импульсов 2Т, 26 - сумматор, 27 - оптимальный фильтр на радиоимпулье, с длительностью τ, 28 - пороговое устройство, 29 - блок определения дальности.The
Сигнальный процессор 19 функционирует следующим образом. При помощи разветвителя 21 инверторов 22 и 24, линий задержек 23, 25 и сумматора 26 производится оптимальное когерентное сложение входного сигнала в виде последовательности Баркера из 3-х элементов. Далее сигнал проходит через оптимальный фильтр 27, настроенный на радиоимпульс, с длительностью τ, где детектируется и с выхода 2 оптимального фильтра 27 поступает на сигнальный вход 1 порогового устройства 28. На вход 2 порогового устройства 28 поступает значение порога обнаружения. При превышении сигнала результата детектирования порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска и сигнал об обнаружении с выхода порогового устройства 28 поступает на индикатор 20. Одновременно момент максимума сигнала результата детектирования с выхода 1 оптимального фильтра 27 сравнивается с моментом прихода опорного короткого видеоимпульс с выхода 4 формирователя 8. По разнице времени между моментом максимума сигнала результата детектирования и опорного короткого видеоимпульса определяют дальность до объекта поиска, которая индицируется на индикаторе 20.The
Парные радиоимпульсы последовательности, образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f взаимокомпенсируются в оптимальном фильтре 27.The paired radio pulses of the sequence generated from the interfering nonlinear scatterers at a frequency of high-frequency filling of 0.5f are mutually compensated in the
Генератор синусоидального сигнала 3, высокочастотный ключ 6, усилитель радиоимпульсов 11, антенна 14 в 1-м режиме не функционируют.The
Для 2-го режима на объекте поиска предварительно размещается, как и во 2-м режиме, однонтурный параметрический рассеиватель с частотой параметрической генерации 0,5f. Соответственно частота высокочастотного заполнения последовательности узкополосных когерентных принимаемых радиоимпульсов рассеянного сигнала равна 0,5f. Отличие этого режима от 1-го режима заключается в том, что функционируют генератор синусоидального сигнала 3, высокочастотный ключ 6, усилитель радиоимпульсов 11, антенна 14. Система поиска в 3-м режиме работает следующим образом.For the 2nd mode, a single-circuit parametric scatterer with a frequency of parametric generation of 0.5f is preliminarily placed on the search object, as in the 2nd mode. Accordingly, the frequency of the high-frequency filling of the sequence of narrow-band coherent received radio pulses of the scattered signal is 0.5 f. The difference between this mode and the 1st mode is that a
Генератор 1 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 4.The
Генератор 2 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте f1, при этом f1 не равна 0,5f. Этот непрерывный сигнал поступает на сигнальный вход 1 фазово-импульсного модулятора 5.The
Генератор 3 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f3, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 6. При этом f3 и f1 выбирают так, что f3-f1=0,5f.The
Генератор тактовых импульсов 7 формирует на своем выходе опорную импульсную последовательность коротких видеоимпульсов, осциллограмма которой представлена на фиг.4, кривая 1.The
Опорная импульсная последовательность с выхода генератора тактовых импульсов 7 поступает на вход формирователя 8.The reference pulse sequence from the output of the
На выходе 1 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 4 последовательность огибающих радиоимпульсов сигнала накачки, представленная на фиг.4, кривая 2. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность, период повторения равен Т. Представленная фиг.4, кривая 2 последовательность видеоимпульсов соответствует одной пачке из 3-х видеоимпульсов.At the
На выходе 2 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 фазово-импульсного модулятора 5, последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с периодом повторения Т, представленная на фиг.4, кривая 3. Последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов формируется синхронной к опорной импульсной последовательности и является кодирующей последовательностью. На фиг.4, кривая 3 представлена формируемая пачка видеоимпульсов, соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов. Второй видеоимпульс всегда имеет полярность, противоположную первому. Длительность второго видеоимпульса равна длительности первого видеоимпульса, то есть длительности огибающей синхронизирующего радиоимпульса и видеоимпульса огибающей компенсирующего радиоимпульса равны.At the
На выходе 3 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 6 последовательность огибающих дополнительных радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 4. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность и синхронны с последовательностью огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов.At the
На выходе 4 формирователя 8 формируется и поступает на синхронизирующий вход 2 сигнального процессора 19 опорный короткий видеоимпульс, совпадающий с передним фронтом видеоимпульса огибающей накачки.At the
На выходе высокочастотного ключа 4 формируется последовательность радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f, представленная на фиг.4, кривая 5, которая усиливается усилителем радиоимпульсов 9 и излучается антенной 12. Все радиоимпульсы имеют одинаковую начальную фазу. На фиг.4, кривая 5 представлена одна пачка радиоимпульсов.At the output of the high-
На выходе фазово-импульсного модулятора 5 формируется последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f1, представленная на фиг.4, кривая 6, которая усиливается в усилители радиоимпульсов 10 и излучается антенной 13. Последовательность радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 6 соответствует одной пачке радиоимпульсов, которая в свою очередь соответствует бинарной последовательности Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Разным символам соответствует отличающиеся на π фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов.At the output of the phase-
На выходе фазово-импульсного модулятора 6 формируется последовательность дополнительных радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 7. Все радиоимпульсы имеют одинаковую полярность и синхронны с последовательностью синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов.At the output of the phase-
На нелинейном элементе параметрического рассеивателя формируется последовательность когерентных двойных радиоимпульсов на частое f3-f1=0,5f. При этом первый радиоимпульс соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, символы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, и являются бинарной последовательностью Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Эта последовательность представлена на фиг.4, кривая 8.On the nonlinear element of the parametric scatterer, a sequence of coherent double radio pulses is formed at a frequent f 3 -f 1 = 0.5f. In this case, the first radio pulse corresponds to the symbol of the selected coding law, which is a binary sequence, the symbols of which correspond to different values of the phase of high-frequency filling of the radio pulses differing by π, and are a Barker binary sequence of 3 symbols “1”, “1”, “0”. This sequence is presented in figure 4,
На фиг.4 кривая 9 представлена последовательность рассеянных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения 0,5f.4,
Образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f представлена на фиг.4, кривая 10. Последовательность состоит из парных радиоимпульсов с равной амплитудой и длительностью, но с противоположными фазами высокочастотного заполнения. Общая длительность помеховой последовательности меньше т, что обеспечивает их взаимокомпенсацию в приемнике.Generated from interfering nonlinear scatterers at a high-frequency filling frequency of 0.5f is presented in Fig. 4,
Последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала от одноконтурного параметрического рассеивателя 15 принимается приемной антенной 16, проходит через высокочастотный усилитель 17 и поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 18.The sequence of narrowband coherent radio pulses of the scattered signal from a single-circuit
После оцифровки в аналого-цифровом преобразователе 18 последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала обрабатывается в сигнальном процессоре 19, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, которое индицируется на индикаторе 20.After digitization in the analog-to-
В качестве генераторов синусоидального сигнала 1, 2, 3 могут быть использованы стандартные генераторы Г4-164. Фазово-импульсный модулятор 5 может быть реализован по [С.А.Дробов, С.И.Бычков Радиопередающие устройства. // Сов.Радио, - M. 1968 г., стр.329-335]. Амплитудные модуляторы 4,6 могут быть реализованы по [С.А.Дробов, С.И.Бычков Радиопередающие устройства. // Сов.Радио, - M. 1968 г., стр.240-277]. В качестве генератора тактовых импульсов 7 может быть использован стандартный генератор Г5-28, формирователь 8 может быть реализован по [В.Г.Гусев, Ю.М.Гусев Электроника. // - М. Высшая школа, 1991, издание 2-е переработанное и дополненное, стр.489-585]. В качестве усилителей радиоимпульсов 9, 10, 11 могут быть использованы усилители от стандартного генератора Г4-128. В качестве антенн 12, 13, 14, 16 могут быть использованы антенны П6-33. Двухконтурный или одноконтурный параметрический рассеиватель может быть изготовлен на основе патента [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2].As generators of the
В качестве высокочастотного усилителя 17 может быть использован стандартный малошумящий усилитель МАХ 2640. В качестве аналого-цифрового преобразователя 18 может быть использован АЦП ZET 230, В качестве сигнального процессора 19 может быть использован сигнальный процессор TMS 320 С 2000. В качестве индикатора 20 может быть использован компьютер типа Pentium 4.As a high-
Таким образом, предлагаемое техническое решение при обнаружении одноконтурных или двухконтурных параметрических рассеивателей позволяет реализовать взаимокомпенсацию нелинейных помех, возникающих от нелинейных рассеивателей, кроме того, при обнаружении одноконтурных параметрических рассеивателей может быть применена частотная селекция синхронизирующих и дополнительных импульсов.Thus, the proposed technical solution for the detection of single-circuit or dual-circuit parametric scatterers allows for the mutual compensation of nonlinear interference arising from non-linear scatterers, in addition, when detecting single-circuit parametric scatterers, frequency selection of synchronizing and additional pulses can be applied.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2009118092/09A RU2413242C2 (en) | 2009-05-12 | 2009-05-12 | Method of detecting single-loop parametric scatterers |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2009118092/09A RU2413242C2 (en) | 2009-05-12 | 2009-05-12 | Method of detecting single-loop parametric scatterers |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2010136607/07A Division RU2455659C2 (en) | 2010-08-31 | 2010-08-31 | Method of detecting double-loop parametric scatterers |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2009118092A RU2009118092A (en) | 2010-11-20 |
RU2413242C2 true RU2413242C2 (en) | 2011-02-27 |
Family
ID=44058130
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2009118092/09A RU2413242C2 (en) | 2009-05-12 | 2009-05-12 | Method of detecting single-loop parametric scatterers |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2413242C2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2487366C2 (en) * | 2011-07-08 | 2013-07-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Нижегородский государственный инженерно-экономический институт" | Method of detecting objects labelled with parametric scatterers |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2496122C2 (en) * | 2011-02-15 | 2013-10-20 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Нижегородский государственный инженерно-экономический институт" | Method of detecting single-loop parametric scatterers with nonlinear generation of synchronising signal |
-
2009
- 2009-05-12 RU RU2009118092/09A patent/RU2413242C2/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
ЛАРЦОВ С.В. Зондирующий сигнал для обнаружения параметрических рассеивателей. Радиотехника, 2000, 35, с.8-12. * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2487366C2 (en) * | 2011-07-08 | 2013-07-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Нижегородский государственный инженерно-экономический институт" | Method of detecting objects labelled with parametric scatterers |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2009118092A (en) | 2010-11-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9075138B2 (en) | Efficient pulse Doppler radar with no blind ranges, range ambiguities, blind speeds, or Doppler ambiguities | |
US8559554B2 (en) | Radio transmitter, radio receiver, system and method with a radio transmitter and radio receiver | |
JP5590771B2 (en) | Electronic measurement method | |
US20140168004A1 (en) | Radar System and Control Method thereof | |
JP2016151425A (en) | Radar system | |
CN101688913A (en) | Method for determining line-of-sight (los) distance between remote communications devices | |
JP2008524562A5 (en) | ||
KR20120064532A (en) | Receiver of pulse radar | |
Zhang et al. | 24GHz software-defined radar system for automotive applications | |
US10491306B2 (en) | RF-photonic pulse doppler radar | |
RU2441253C1 (en) | Method of detecting markers - parametric scatterers | |
RU2413242C2 (en) | Method of detecting single-loop parametric scatterers | |
RU2408033C1 (en) | Method of detecting parametric scatterers | |
RU90222U1 (en) | GROUP PARAMETRIC DIFFUSER | |
JP2017138230A (en) | Target detecting device | |
Levanon et al. | Binary frequency shift keying for continuous waveform radar | |
JP2010261752A (en) | Radar device | |
RU2455659C2 (en) | Method of detecting double-loop parametric scatterers | |
JP2009236717A (en) | Radar distance measuring device | |
JP4437804B2 (en) | Radar apparatus and distance measuring method | |
RU2487366C2 (en) | Method of detecting objects labelled with parametric scatterers | |
WO2017217888A1 (en) | Method and pulse radar for detecting and measuring objects | |
RU2496122C2 (en) | Method of detecting single-loop parametric scatterers with nonlinear generation of synchronising signal | |
ITRM20130290A1 (en) | CONSISTENT RADAR | |
RU2532258C1 (en) | Method of detecting broadband parametric scatterers |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20110513 |