RU2355114C1 - Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи - Google Patents

Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи Download PDF

Info

Publication number
RU2355114C1
RU2355114C1 RU2007136036/09A RU2007136036A RU2355114C1 RU 2355114 C1 RU2355114 C1 RU 2355114C1 RU 2007136036/09 A RU2007136036/09 A RU 2007136036/09A RU 2007136036 A RU2007136036 A RU 2007136036A RU 2355114 C1 RU2355114 C1 RU 2355114C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
channel
marks
subbands
impulse response
mode
Prior art date
Application number
RU2007136036/09A
Other languages
English (en)
Inventor
Киран МУККАВИЛЛИ (US)
Киран МУККАВИЛЛИ
Кевин С. КУЗИНО (US)
Кевин С. КУЗИНО
Таек ЧУНГ (US)
Таек ЧУНГ
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Application granted granted Critical
Publication of RU2355114C1 publication Critical patent/RU2355114C1/ru

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0224Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/022Channel estimation of frequency response
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/024Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/025Channel estimation channel estimation algorithms using least-mean-square [LMS] method
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003Two-dimensional division
    • H04L5/0005Time-frequency
    • H04L5/0007Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0212Channel estimation of impulse response
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0212Channel estimation of impulse response
    • H04L25/0216Channel estimation of impulse response with estimation of channel length

Abstract

Изобретение относится к области передачи данных и может использоваться для оценивания канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), поддерживающей многочисленные режимы связи. Достигаемый технический результат - получение оценки радиоканала более высокого качества. Один из способов оценки характеризуется тем, что получают начальную оценку частотного отклика для первого набора Р равномерно разнесенных поддиапазонов, основываясь на оценках коэффициента усиления канала для второго набора неравномерно разнесенных поддиапазонов, осуществляют выведение оценки импульсной характеристики канала во временной области, основываясь на начальной оценке частотного отклика, осуществляют выведение окончательной оценки частотного отклика для каждого режима в пределах каждого символа радиоканала. Одно из устройств для оценки канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (ОРВМ) содержит модуль преобразования, сконфигурированный для генерации импульсной характеристики канала, основываясь на OFDM символе, причем импульсная характеристика канала включает в себя множество отметок, зависящий от режима участок обработки, соединенный с модулем преобразования, и сконфигурированный для обработки множества отметок, основываясь на режиме принятого поддиапазона данных, предназначенный для генерации обработанной импульсной характеристики канала, модуль преобразования частоты, соединенный с зависящим от режима участком обработки, сконфигурированный для преобразования обработанной импульсной характеристики канала в окончательную оценку частотного отклика канала. 6 н. и 20 з.п. ф-лы, 9 ил.

Description

По настоящей заявке испрашивается приоритет в соответствии с предварительной заявкой на патент № 60/657835, озаглавленной "CHANNEL ESTIMATION FOR A MULTI-MODE OFDM COMMUNICATION SYSTEM WITH INACTIVE SUBBANDS", зарегистрированной 1 марта 2005, переданной правопреемнику настоящей заявки и в прямой форме включенной здесь в качестве ссылки.
Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение в основном относится к передаче данных и более конкретно к методам оптимизации оценивания канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), поддерживающей многочисленные режимы связи.
Уровень техники
Метод OFDM представляет собой метод модуляции многих несущих, который эффективно разделяет всю ширину полосы системы на множественные (N) ортогональные поддиапазоны. Эти поддиапазоны также могут упоминаться как тона, поднесущие, элементы разрешения и частотные каналы. С применением OFDM каждый поддиапазон ассоциируется с соответствующей поднесущей, которая может быть модулирована данными.
В системе беспроводной связи радиочастотный (RF, РЧ) модулированный сигнал может проходить по нескольким путям прохождения сигнала от передатчика к приемнику. Если пути сигнала имеют различные задержки, то принятый в приемнике сигнал мог бы включать в себя многочисленные примеры переданного сигнала с различными коэффициентами усиления и задержками. Эта временная дисперсия в радиоканале вызывает частотно избирательное затухание, которое характеризуется частотным откликом, который варьируется по ширине полосы системы. Таким образом, для OFDM системы N поддиапазонов могут иметь дело с различными эффективными каналами и, следовательно, могут быть ассоциированы с различными составными коэффициентами усиления каналов.
Обычно для того чтобы эффективно принимать данные на доступных поддиапазонах, необходима точная оценка радиоканала между передатчиком и приемником. Оценивание канала обычно выполняется посредством отправления контрольного сигнала из передатчика и посредством измерения контрольного сигнала в приемнике. Контрольный сигнал обычно составляется из символов модуляции, которые априори известны для приемника. Приемник может оценивать частотный отклик как отношение символа принятого контрольного сигнала к символу переданного контрольного сигнала и может определять это отношение для каждого поддиапазона, используемого для передачи контрольного сигнала.
В OFDM системе передача контрольного сигнала представляет собой служебные данные. Таким образом, желательно минимизировать передачу контрольного сигнала до возможной степени. Это может быть достигнуто посредством отправления символов контрольного сигнала на подмножестве N полных поддиапазонов и посредством использования упомянутых символов контрольного сигнала для выведения оценок для всех нужных поддиапазонов. Как описано ниже, вычисление для выведения оценок канала может быть большим для некоторых систем, таких как, например, (1) спектрально сформированная система, которая не передает данные/контрольный сигнал вблизи краев полосы, и (2) система, которая не может передавать данные/контрольный сигнал на некоторых поддиапазонах (например, нулевой поддиапазон или DC поддиапазон). Поэтому в уровне техники существует необходимость эффективной оценки отклика канала для этих систем.
Сущность изобретения
Здесь обсуждаются методы эффективного получения, по меньшей мере, одной оценки частотного отклика для радиоканала с множественным доступом в OFDM системе с неактивными поддиапазонами. Указанные методы могут быть использованы для OFDM системы, которая передает контрольный сигнал на поддиапазонах, которые неравномерно распределены на N полных поддиапазонах. Примером такой системы является спектрально сформированная OFDM система, в которой для передачи данных/контрольного сигнала используются только M поддиапазонов, которые центрированы среди N полных поддиапазонов, и остальные N - M поддиапазонов на двух краях полосы не используются и служат как защитные поддиапазоны. Таким образом, неактивные поддиапазоны могут представлять собой защитные поддиапазоны, DC поддиапазон и т.п.
Для оценки канала исходная оценка частотного отклика получается для первого набора P равномерно расположенных поддиапазонов, основываясь, например, на контрольных символах, принятых на втором наборе поддиапазонов, используемых для передачи контрольного сигнала, где P - целое число, которое представляет собой два в некоторой степени. Первый набор включает в себя, по меньшей мере, один поддиапазон, который не входит во второй набор (например, контрольные поддиапазоны среди защитных поддиапазонов). Более того, поддиапазоны в первом наборе равномерно разнесены N/P поддиапазонами. Для получения начальной оценки частотного отклика могут быть использованы экстраполяция и/или интерполяция.
Затем выводится оценка импульсной характеристики временного канала для радиоканала, основываясь на начальной оценке частотного отклика, например, путем выполнения обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) на P точках. Затем, основываясь на оценке импульсной характеристики канала, выводится окончательная оценка частотного отклика для N полных поддиапазонов для каждого режима в пределах каждого OFDM символа. Такая процедура может быть реализована, например, посредством (1) установки отметок низкого качества в оценке импульсной характеристики канала на ноль и сохранения остальных отметок, (2) заполнения пробелами оценки импульсной характеристики канала до длины N, (3) установки на ноль отметок в импульсной характеристике канала, соответствующей временной задержке большей, чем некоторый предопределенный разброс задержки, и (4) выполнения быстрого преобразования Фурье (FFT) на N точках на обработанной оценке импульсной характеристики канала для получения окончательной оценки частотного отклика.
Выбор порога и усечение импульсной характеристики канала может варьироваться в зависимости от режима поддиапазонов данных, для которых генерируется оценка канала. Таким образом, одна и та же импульсная характеристика канала может генерировать различные окончательные оценки частотного отклика, которые варьируются, основываясь на режиме поддиапазонов данных. Оценки импульсной характеристики канала или оценки частотного отклика для множественных OFDM символов могут фильтроваться для каждого режима с целью получения оценки для радиоканала более высокого качества.
Краткое описание чертежей
В дальнейшем изобретение поясняется описанием конкретных вариантов его осуществления со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых повсюду подобные элементы обозначены одинаковыми номерами позиций и на которых:
фиг.1 изображает иллюстративную структуру поддиапазонов для OFDM системы,
фиг.2 изображает схему передачи контрольного сигнала, которая может быть использована для получения оценки частотного отклика радиоканала,
фиг.3 изображает схему равномерной передачи контрольного сигнала, которая может упростить вычисление для оценки импульсной характеристики канала и быть использована для получения среднеквадратической оценки частотного отклика радиоканала,
фиг.4 изображает схему равномерной передачи контрольного сигнала для спектрально сформированной OFDM системы,
фиг.5 и 6 изображают процедурные схемы для получения оценки частотного отклика для каждого режима в пределах каждого OFDM символа радиоканала в спектрально сформированной OFDM системе,
фиг.7 изображает упрощенную функциональную блок схему точки доступа и терминала в OFDM системе,
фиг.8 изображает упрощенную функциональную блок схему варианта осуществления OFDM приемника, имеющего оптимизированную обработку оценки канала,
фиг.9 изображает упрощенную функциональную блок схему процесса оптимизированного оценивания канала.
Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения
Слово "иллюстративный" используется здесь для обозначения понятия "служащий в качестве примера, случая или иллюстрации". Любой вариант осуществления или схему, описанную здесь в качестве иллюстративной, необязательно трактовать как предпочтительную или преимущественную над другими вариантами осуществления или схемами.
Фиг.1 изображает иллюстративную структуру 100 поддиапазонов, которая может быть использована для OFDM системы. OFDM система имеет полную ширину полосы системы BW МГц, которая разделяется на N ортогональных поддиапазонов с использованием OFDM метода. Каждый поддиапазон имеет ширину полосы BW/N МГц. В спектрально сформированной OFDM системе для передачи данных/контрольного сигнала используются только M из N полных поддиапазонов, где M<N. Остальные N-M поддиапазонов не используются для передачи данных/контрольного сигнала и служат как защитные поддиапазоны, чтобы позволить OFDM системе удовлетворять требованиям спектральной маски. M используемых поддиапазонов включают в себя поддиапазоны с F по F+M-1 и обычно центрированы среди N полных поддиапазонов.
N поддиапазонов системы OFDM могут испытывать различные условия канала (например, различные эффекты затухания и многолучевого распространения) и могут быть ассоциированы с различными составными коэффициентами усиления каналов. Для точной оценки отклика канала обычно необходимо обрабатывать (например, демодулировать и декодировать) данные в приемнике.
Радиоканал в OFDM системе можно охарактеризовать либо импульсной характеристикой канала во временной области, h Nxl, либо соответствующим частотным откликом канала в частотной области, H Nxl. Здесь используются термины, которые согласуются с известной терминологией, а именно "импульсная характеристика канала" является откликом канала во временной области и "частотный отклик канала" является откликом канала в частотной области. Частотный отклик канала, H Nxl, представляет собой дискретное преобразование Фурье (DFT, ДПФ) импульсной характеристики канала, h Nxl. Это соотношение может быть выражено в матричной форме следующим образом:
Figure 00000001
где h Nxl представляет собой N×1 вектор для импульсной характеристики радиоканала между передатчиком и приемником в OFDM системе;
H Nxl представляет собой N×1 вектор для частотного отклика радиоканала; и
W NxN представляет собой N×N ДПФ матрицу, используемую для выполнения ДПФ на векторе h Nxl для получения вектора H Nxl.
ДПФ матрица W NxN определяется так, что (n,m)-й ввод данных задается следующим образом:
Figure 00000002
где n - индекс строки и m - индекс столбца.
Импульсная характеристика радиоканала может быть охарактеризована L отметками, где L обычно меньше числа полных поддиапазонов (то есть, L<N). То есть если в радиоканал передатчиком вносится некоторый импульс, то чтобы охарактеризовать отклик радиоканала, основываясь на этом импульсном входном сигнале, было бы достаточно L выборок во временной области (на частоте дискретизации BW МГц). Число отметок (L) для импульсной характеристики канала зависит от разброса задержки системы, который представляет собой временную разность между самым ранним и самым поздним моментами прибытия на приемник сигнала достаточной энергии. Более длинный разброс задержки соответствует более высокому значению L, и наоборот. Вектор h Nxl включает в себя один ввод данных для каждой отметки импульсной характеристики канала. Для разброса задержки L первые L вводов данных вектора h Nxl могут содержать ненулевые значения и все остальные N-L вводов данных являются нулями или другими несущественными значениями.
Из-за того что для точной оценки импульсной характеристики канала необходимо только L отметок, частотный отклик H Nxl канала лежит в подпространстве размерностью L (вместо N). Таким образом, частотный отклик радиоканала может быть полностью охарактеризован, основываясь на оценках коэффициента усиления канала лишь для L правильно выбранных поддиапазонов вместо всех N поддиапазонов. Даже если доступны оценки коэффициента усиления канала для более чем L поддиапазонов, может быть получена улучшенная оценка частотного отклика радиоканала путем подавления шумовых составляющих вне этого подпространства.
В одном варианте осуществления от импульсной характеристики канала с N отметками может быть усечено N-L отметок, соответствующих самым длинным задержкам, почти без ухудшения импульсной характеристики канала. Размерность импульсной характеристики канала может поддерживаться на N посредством установки N-L отметок канала на нулевое или некоторое другое несущественное значение. Таким образом, в контексте импульсной характеристики канала термин усечение относится к установке несущественного значения отметок канала вне предопределенного разброса задержки.
Фиг.2 изображает схему 200 передачи контрольного сигнала, которая может быть использована для получения оценки частотного отклика радиоканала в OFDM системе. Контрольный символ передается на каждом из P контрольных поддиапазонов, где в основном L<P<M. Контрольные поддиапазоны распределяются среди M используемых поддиапазонов и имеют индексы с sl по sp. Обычно число контрольных поддиапазонов намного меньше числа используемых поддиапазонов (то есть P<M). Остальные используемые поддиапазоны могут использоваться для передачи данных, определенных пользователем, служебных данных и так далее.
M-P поддиапазонов могут быть использованы для поддержки линии связи с одним пользователем или множественных линий связи, соответствующих многим пользователям. Дополнительно, каждый из поддиапазонов может мультиплексироваться для поддержки многочисленных пользователей или множественных линий передачи данных. В одном варианте осуществления для некоторой линии связи может быть выделено подмножество M-P поддиапазонов.
M-P поддиапазоны могут быть выделены в виде наборов по существу равных поддиапазонов, причем поддиапазоны в пределах некоторого набора поддиапазонов действуют в одинаковом режиме. Например, M-P поддиапазонов может быть выделено для любого из Q предопределенных наборов поддиапазонов, причем каждый из Q наборов поддиапазонов имеет по существу одинаковое число поддиапазонов.
Поддиапазоны, выделенные для конкретного набора поддиапазонов, могут функционировать в одинаковом режиме из Q наборов поддиапазонов. Например, каждая из поднесущих, соответствующих поддиапазонам в наборе поддиапазонов, может быть модулирована одним и тем же типом модуляции, иметь по существу одинаковую скорость передачи данных, иметь данные, закодированные одинаковыми типами кодеров, частотой кодирования, типом многослойной модуляции, или совместно использовать какой-то другой параметр передачи сигнала или комбинацию параметров.
В одном варианте осуществления каждый режим может относиться к конкретной комбинации частоты кодера и типа модуляции. Например, каждый из наборов поддиапазонов может быть сконфигурирован согласно одному из одиннадцати раздельных режимов, которые включают в себя особенную комбинацию типа модуляции, типа кодера и частоты кодирования. Режимы включают в себя: квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK), турбокод с частотой 1/3; QPSK, турбокод с частотой 1/2; 16 квадратурную амплитудную модуляцию (QAM), турбокод с частотой 1/3; 16 QAM, турбокод с частотой 1/2; 16 QAM, турбокод с частотой 2/3; QPSK, турбокод с частотой 1/5; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 4, турбокод с частотой 1/3; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 4, турбокод с частотой 1/2; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 4, турбокод с частотой 2/3; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 6,25, турбокод с частотой 1/3; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 6,25, турбокод с частотой 1/2; и многослойную QPSK, энергетический коэффициент 6,25, турбокод с частотой 2/3. Термин энергетический коэффициент в основном относится к коэффициенту, определяемому из размерностей базового слоя по отношению к слою улучшения. Например, энергетический коэффициент может быть определен как отношение расстояния совокупности базового слоя в квадрате к расстоянию совокупности слоя улучшения в квадрате. Конечно, система не ограничивается одиннадцатью режимами работы, и другие системы могут иметь больше или меньше режимов работы.
Модель для OFDM системы может быть выражена как
Figure 00000003
где x Nx1 представляет собой N×1 вектор с N символами "передачи", отправляемыми передатчиком на N поддиапазонах, причем нули посылаются на неиспользуемых поддиапазонах;
r Nx1 представляет собой N×1 вектор с N "принятыми" символами, полученными приемником для N поддиапазонов;
n Nx1 представляет собой N×1 шумовой вектор для N поддиапазонов; и
"o" обозначает произведение Адамара, которое является поэлементным произведением, где i-й элемент вектора r Nx1 представляет собой произведение i-х элементов векторов x Nx1 и H Nx1.
Предполагается, что шум n Nx1 является аддитивным белым гауссовым шумом (AWGN) с нулевым средним и дисперсией σ2.
Начальная оценка частотного отклика радиоканала
Figure 00000004
может быть получена следующим образом:
Figure 00000005
где
Figure 00000006
представляет собой P×1 вектор с P контрольными символами, отправляемыми на P контрольных поддиапазонах;
Figure 00000007
представляет собой P×1 вектор с P принятыми контрольными символами для P контрольных поддиапазонов;
Figure 00000008
представляет собой P×1 вектор для действительного частотного отклика P контрольных поддиапазонов;
Figure 00000009
представляет собой P×1 вектор для начальной оценки частотного отклика;
Figure 00000010
представляет собой P×1 шумовой вектор для P контрольных поддиапазонов; и
Figure 00000011
где
Figure 00000012
и P(si) представляют соответственно принятый и переданный контрольные символы для контрольных поддиапазонов si.
Вектора P×1
Figure 00000013
и
Figure 00000010
включают в себя только P входных данных N×l векторов x Nx1, r Nx1 и n Nx1 соответственно, соответствующих P контрольным поддиапазонам. Как показано в уравнении (4), приемник может получить начальную оценку частотного отклика
Figure 00000014
основываясь на P поэлементных отношениях принятых контрольных символов к переданным контрольным символам для контрольных поддиапазонов, то есть
Figure 00000015
где
Figure 00000016
представляет собой оценку коэффициента усиления канала для поддиапазона si. Вектор
Figure 00000017
характеризует частотный отклик радиоканала для контрольных поддиапазонов.
Оценка частотного отклика для N суммарных поддиапазонов может быть получена на основе начальной оценки частотного отклика
Figure 00000017
с использованием различных методов. Что касается прямой оценки по методу наименьших квадратов, оценка по методу наименьших квадратов импульсной характеристики радиоканала сначала получается, основываясь на следующей оптимизации:
Figure 00000018
где h Lx1 представляет собой Lx1 вектор для гипотетической импульсной характеристики радиоканала;
W PxL представляет собой PxL субматрицу матрицы W NxN; и
Figure 00000019
представляет собой вектор размерностью Lx1 для оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов.
Матрица W PxL содержит P строк матрицы W NxN, соответствующих P контрольным поддиапазонам. Каждая строка матрицы W PxL содержит L элементов, которые являются первыми элементами соответствующей строки матрицы W NxN. Оптимизация в уравнении (5) осуществляется по всем возможным импульсным характеристикам канала h Lx1. Среднеквадратическая оценка импульсной характеристики канала
Figure 00000020
равна гипотетической импульсной характеристике радиоканала h Lx1, что приводит к минимальной среднеквадратической ошибке между начальной оценкой импульсной характеристики
Figure 00000021
и частотным откликом, соответствующим h Lx1, что задается формулой W PxL h Lx1.
Решение задачи оптимизации, поставленной в уравнении (5), может быть выражено следующим образом:
Figure 00000022
Затем оценка частотного отклика радиоканала может быть выведена из оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов следующим образом:
Figure 00000023
где W NxL представляет собой NxL матрицу с первыми L столбцами матрицы W NxN; и
Ĥ
Figure 00000024
представляет собой вектор размерностью Nx1 для оценки частотного отклика для всех N поддиапазонов.
Вектор Ĥ
Figure 00000025
может быть вычислен несколькими способами. Например, сначала может быть вычислен вектор ĥ
Figure 00000026
, как показано в уравнении (6), а затем он может быть использован для вычисления вектора Ĥ
Figure 00000025
, как показано в уравнении (7). Что касается уравнения (6),
Figure 00000027
представляет собой LxP матрицу, которую нужно повторно вычислить. Затем может быть получена оценка ĥ
Figure 00000026
импульсной характеристики с помощью LxP операций (или умножений). Что касается уравнения (7), оценка частотного отклика Ĥ
Figure 00000025
может быть эффективно вычислена (1) посредством протяжения Lx1 вектора ĥ
Figure 00000026
(с заполнением свободного поля кодовой последовательности пробелами), чтобы получить Nx1 вектор ĥ
Figure 00000028
, и (2) посредством выполнения БПФ на N точках на векторе ĥ
Figure 00000029
, что требует 0,5N·logN комплексных операций. Таким образом, может быть получена оценка частотного отклика Ĥ
Figure 00000025
с суммарным числом (L·P+0,5N·logN) комплексных операций для обоих уравнений (6) и (7).
Альтернативно, вектор Ĥ
Figure 00000025
может быть вычислен непосредственно из вектора Ĥ
Figure 00000030
посредством объединения уравнений (6) и (7) следующим образом:
Figure 00000031
где
Figure 00000032
представляет собой NxP матрицу, которая может быть предварительно вычислена. Затем может быть получена оценка частотного отклика Ĥ
Figure 00000025
с суммарным числом N·P комплексных операций.
Для двух вышеописанных способов вычисления, минимальное число комплексных операций, необходимых для получения Ĥ
Figure 00000025
для одного OFDM символа, равно Nop = min{(L·P+0,5N-logN), N·P}. Если контрольные символы передаются в каждом OFDM символе, то скорость вычисления составляет Nop/Tsym миллионов операций в секунду (Mops), что составляет Nop·BW/N Mops, где Tsym представляет собой длительность одного OFDM символа и равно N/BW мксек без циклического префикса (описывается ниже). Число комплексных операций, Nop, может быть очень высоким для OFDM системы с большим числом поддиапазонов. Например, для OFDM системы с полной шириной полосы BW=6 МГц, с суммарным числом поддиапазонов N=4096, суммарным числом контрольных поддиапазонов P=512 и L=512 отметок для вычисления Ĥ
Figure 00000025
необходимо 420 Mops. Поскольку уравнение (6) требует 394 Mops и уравнение (7) требует 36 Mops, то вычисление оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов в уравнении (6) является значительно более тяжелым, чем вычисление БПФ на N точках в уравнении (7).
Схема 200 передачи контрольного сигнала на фиг.2 не накладывает ограничения на положения контрольных поддиапазонов. Матрица W PxL содержит P строк матрицы W NxN, соответствующих P контрольным поддиапазонам. Это приводит к необходимости P комплексных операций для каждого из L входов вектора ĥ
Figure 00000033
.
Фиг.3 изображает схему 300 равномерной передачи контрольного сигнала, которая может упростить вычисление для среднеквадратической оценки импульсной характеристики канала ĥ
Figure 00000033
. Что касается схемы 300, P контрольных поддиапазонов равномерно распределяются по N суммарным поддиапазонам, так что следующие друг за другом поддиапазоны разносятся на N/P поддиапазонов (то есть L=P).
Схема 300 равномерной передачи, показанная на фиг.3, может конфигурироваться как Q=N/P наборов поддиапазонов, где один из наборов поддиапазонов конфигурируется как контрольный сигнал, а N/P-1 наборов поддиапазонов присваиваются данным. Каждый из наборов поддиапазонов данных также может конфигурироваться как P поддиапазонов данных, равномерно распределенных по N суммарным диапазонам.
В одном примере суммарное число поддиапазонов N может составлять 4096, а число наборов поддиапазонов и число наборов поддиапазонов Q может составлять 8. Таким образом, имеется P=512 поддиапазонов в каждом наборе поддиапазонов, причем поддиапазоны возникают периодически по полосе, происходя по одному разу каждые восемь поддиапазонов.
В упомянутом случае W PxP представляет собой PxP ДПФ матрицу,
Figure 00000034
, где I представляет собой единичную матрицу, и уравнение (6) можно упростить как:
Figure 00000035
Уравнение (9) показывает, что оценка импульсной характеристики канала
ĥ
Figure 00000033
может быть получена путем выполнения IFFT на P точках на начальной оценке частотного отклика Ĥ
Figure 00000030
. Вектор ĥ
Figure 00000033
может быть подвергнут заполнению свободного поля кодовой последовательности пробелами до длины N. Затем подвергнутый заполнению свободного поля кодовой последовательности вектор ĥ
Figure 00000036
может быть преобразован с помощью БПФ на N точках для получения вектора Ĥ
Figure 00000025
следующим образом:
Figure 00000037
Искомый Sx1 вектор Ĥ
Figure 00000038
для оценки частотного отклика для S поддиапазонов также может быть получен, основываясь на векторе ĥ
Figure 00000033
, где в основном N≥S≥P. Если S представляет собой число два в некоторой степени, то можно выполнить БПФ на S точках, чтобы получить Ĥ
Figure 00000039
.
В случае схемы 300 передачи контрольного сигнала число комплексных операций, требуемых для получения Ĥ
Figure 00000025
для одного OFDM символа, составляет Nop=0,5·(P·logP+N·logN) и скорость вычисления составляет 0,5·BW·(P·logP+N·logN)/N Mops. Для вышеописанной иллюстративной OFDM системы вектор Ĥ
Figure 00000025
может быть вычислен с использованием схемы 300 передачи контрольного сигнала со скоростью 39,38 Mops, что намного меньше скорости 420 Mops, необходимой для схемы 200 передачи контрольного сигнала.
Среднеквадратическая оценка импульсной характеристики канала пониженной сложности, описанная выше в уравнениях (9) и (10), основана на двух ключевых допущениях:
1. P контрольных поддиапазонов являются периодическими по всем N поддиапазонам, и
2. Число отметок равно числу контрольных поддиапазонов (то есть L=P).
Два упомянутых допущения накладывают важные ограничения в практической OFDM системе. Во-первых, для некоторых систем может быть необязательным передавать контрольные символы на P поддиапазонах, равномерно распределенных по всем N поддиапазонам. Например, в спектрально сформированной OFDM системе никакие символы не передаются на защитных поддиапазонах, чтобы удовлетворять требованиям спектральной маски. В другом примере OFDM система может не разрешать передачу контрольного сигнала/данных на некоторых поддиапазонах (например, на нулевом или DC поддиапазоне). Еще в одном примере контрольный сигнал может быть недоступен для некоторых поддиапазонов из-за исполнения фильтра приемника и/или по другим причинам. Для указанных систем строгая периодичность P контрольных поддиапазонов по всем полным N поддиапазонам обычно является необязательной. Во-вторых, допущение, что L=P (которое менее строгое, чем первое допущение) может ухудшать качество окончательной оценки частотного отклика канала Ĥ
Figure 00000025
. Можно показать, что качество оценки канала может ухудшаться почти на 3 дБ относительно оптимальной оценки канала, если (1) L предполагается равным P, (2) энергия контрольного символа является такой же, как энергия символа данных, и (3) фильтрация во временной области не выполняется для захвата дополнительной энергии. Для некоторых систем упомянутая величина ухудшения качества оценки канала может быть неприемлемой.
Для преодоления двух вышеописанных ограничений могут быть использованы различные методы. Во-первых, для получения оценок коэффициента усиления канала для P равномерно разнесенных поддиапазонов на основе принятых контрольных символов могут быть использованы экстраполяция и/или интерполяция. Это позволяет выводить оценку импульсной характеристики канала ĥ
Figure 00000033
с помощью IFFT на P точках. Во-вторых, для получения более высокого качества оценки канала выбор отметки может выполняться на P элементах вектора ĥ
Figure 00000033
. Экстраполяция/интерполяция и выбор отметки описаны подробно ниже.
Фиг.4 изображает схему 400 равномерной передачи контрольного сигнала для спектрально сформированной OFDM системы. Что касается схемы 400, P контрольных поддиапазонов равномерно распределяются по N суммарным поддиапазонам, так что следующие друг за другом поддиапазоны разносятся на N/P поддиапазонов подобно схеме 300. Снова поддиапазоны, охватывающие каждый контрольный поддиапазон, могут быть распределены для набора поддиапазонов данных. Однако контрольные символы передаются только на контрольных поддиапазонах, которые находятся среди M используемых поддиапазонов (или просто "активных контрольных поддиапазонов"). Никакие контрольные символы или символы данных не передаются на защитных поддиапазонах (или просто "неактивных контрольных поддиапазонов"). Таким образом, приемник получает контрольные символы для активных контрольных поддиапазонов и не получает никаких контрольных символов для неактивных контрольных поддиапазонов.
Фиг.5 изображает процесс 500 для получения оценки частотного отклика Ĥ
Figure 00000025
для каждого режима в пределах каждого OFDM символа радиоканала с множественным доступом или ассоциированного с каждым символом в спектрально сформированной OFDM системе. Символ OFDM может быть охарактеризован одним или несколькими режимами, включая схему модуляции, частоту кодирования, слои модуляции и т.п. Для схемы многослойной модуляции символ может быть охарактеризован обеими оценками частотного отклика: базовой и улучшения, Ĥ
Figure 00000025
. Начальная оценка частотного отклика для первого набора P равномерно разнесенных поддиапазонов получается, основываясь, например, на контрольных символах, принятых на втором наборе поддиапазонов, используемых для передачи контрольного сигнала (блок 512). Первый набор включает в себя, по меньшей мере, один поддиапазон, не входящий во второй набор (например, контрольные поддиапазоны среди защитных поддиапазонов). Оценка импульсной характеристики радиоканала далее выводится, основываясь на начальной оценке частотного отклика (блок 514). Оценки импульсной характеристики канала для множественных OFDM символов могут фильтроваться для получения оценки канала более высокого качества (блок 516). Затем выводится окончательная оценка частотного отклика для каждого режима в каждом OFDM символе OFDM радиоканала основываясь на (фильтрованной или не фильтрованной) оценке импульсной характеристики канала (блок 518). Фильтрация также может выполняться на начальной или окончательной оценке частотного отклика канала (вместо оценки импульсной характеристики канала) для получения оценки канала более высокого качества.
Фиг.6 изображает конкретный процесс 600 для получения оценки частотного отклика Ĥ
Figure 00000025
в спектрально сформированной OFDM системе. Первоначально принятые контрольные символы получаются для Pact активных контрольных поддиапазонов с передачей контрольного сигнала (блок 610). Затем выводятся оценки ĥ(s i ) коэффициента усиления канала для Pact активных контрольных поддиапазонов, основываясь на принятых контрольных символах (блок 612). Выходной сигнал блока 612 представляет собой Pactx1 вектор Ĥ
Figure 00000040
для начальной оценки частотного отклика для Pact активных контрольных поддиапазонов. Экстраполяция и/или интерполяция выполняются, насколько это необходимо, для получения оценок коэффициента усиления канала для Pact активных контрольных поддиапазонов без передачи контрольного сигнала, как описано ниже (блок 614). Выходной сигнал блока 614 представляет собой Pactx1 вектор Ĥ
Figure 00000041
для начальной оценки частотного отклика для Pact активных поддиапазонов без передачи контрольного сигнала. Затем формируется Px1 вектор Ĥ
Figure 00000030
для начальной оценки частотного отклика для равномерно разнесенных поддиапазонов, основываясь на оценках коэффициента усиления канала из векторов Ĥ
Figure 00000042
и Ĥ
Figure 00000041
, например,
Figure 00000043
(блок 616). Оценка коэффициента усиления канала для каждого из P поддиапазонов может быть выведена, основываясь либо на принятых контрольных символах, либо на экстраполяции/интерполяции.
Затем выполняется IFFT на P точках на векторе Ĥ
Figure 00000030
для получения Px1 вектора
ĥ
Figure 00000033
для среднеквадратической оценки импульсной характеристики канала, как показано в уравнении (9) (блок 618). Фильтрация во временной области может быть выполнена на оценках ĥ
Figure 00000033
импульсной характеристики канала для множественных OFDM символов для получения оценки канала более высокого качества (блок 620). Фильтрация во временной области может быть опущена или может быть выполнена на оценках частотного отклика вместо оценок импульсной характеристики. Вектор (фильтрованный или не фильтрованный) ĥ
Figure 00000033
включает в себя P входов для L отметок, где L обычно меньше, чем P. Затем вектор ĥ
Figure 00000033
обрабатывается, чтобы выбрать "хорошие" отметки и отбросить или обнулить остальные отметки, как описано ниже (блок 622). Для каждого режима также выполняется заполнение свободного поля кодовой последовательности пробелами для получения соответствующего Nx1 вектора ĥ
Figure 00000036
для оценки импульсной характеристики канала (блок 624). Затем выполняется БПФ на N точках на каждом векторе ĥ
Figure 00000036
, чтобы получить вектор
Ĥ
Figure 00000025
для окончательной оценки частотного отклика канала для каждого режима для всех N поддиапазонов (блок 626).
Экстраполяция/интерполяция
Что касается блока 614 на фиг.6, экстраполяция может быть использована для получения оценок коэффициента усиления канала для неактивных контрольных поддиапазонов, которые расположены среди защитных поддиапазонов. Для функции y=f(x), где набор значений y является доступным для набора значений x в пределах известного диапазона, экстраполяция может быть использована для оценивания значения y для значения x вне известного диапазона. Для оценивания канала x соответствует контрольному поддиапазону и y соответствует оценке коэффициента усиления канала. Экстраполяция может быть выполнена различными способами.
В одной схеме экстраполяции оценка коэффициента усиления канала для каждого неактивного контрольного поддиапазона устанавливается равной оценке коэффициента усиления канала для ближайшего активного контрольного поддиапазона следующим образом:
Figure 00000044
где Ĥ(s i ) является оценкой коэффициента усиления канала для поддиапазона s i; s b представляет собой первый активный контрольный поддиапазон; и s e представляет собой последний активный контрольный поддиапазон, как показано на фиг.4.
В другой схеме экстраполяции оценка коэффициента усиления канала для каждого неактивного контрольного поддиапазона получается, основываясь на взвешенной сумме оценок коэффициента усиления канала для активных контрольных поддиапазонов. Если число отметок L меньше или равно числу активных контрольных поддиапазонов (то есть L≤Pact), то (при отсутствии шумов) радиоканал может полностью характеризоваться оценками коэффициента усиления канала для активных контрольных поддиапазонов. Для экстраполяции каждый активный контрольный поддиапазон ассоциируется с соответственным набором экстраполяционных коэффициентов, по одному коэффициенту на каждый активный контрольный поддиапазон, где каждый коэффициент может иметь нулевое или ненулевое значение. Экстраполяция/ интерполяция для неактивных контрольных поддиапазонов может быть выражена в матричной форме следующим образом:
Figure 00000045
где C
Figure 00000046
представляет собой PextЧРact матрицу экстраполяционных коэффициентов.
Число комплексных операций, требуемых для экстраполяции в уравнении (12) составляет Pext·Pact. Число неактивных контрольных поддиапазонов составляет
Figure 00000047
, где G представляет собой число защитных поддиапазонов и [x] представляет собой оператор верхнего значения, который обеспечивает следующее более высокое целое число для x. Число неактивных контрольных поддиапазонов в системе обычно мало, если число защитных поддиапазонов мало. Например, вышеописанная OFDM система может иметь только 10 неактивных контрольных поддиапазонов (то есть Pext=10) вне 512 контрольных поддиапазонов (то есть P=512), если имеется 80 защитных поддиапазонов (то есть G=80). В этом случае вычисление, требуемое для экстраполяции, не сильно увеличивает сложность вычислений. Сложность вычислений также может быть однозначно снижена путем ограничения экстраполяции для использования поднабора активных контрольных поддиапазонов.
Экстраполяционные коэффициенты могут быть фиксированными или могут определяться автономно (то есть предварительно вычисляться), основываясь на критерии, таком как наименьшие квадраты, минимальная среднеквадратическая ошибка (MMSE) и т.п. Для экстраполяции методом наименьших квадратов, матрица коэффициентов C
Figure 00000048
может быть задана следующим образом:
Figure 00000049
где W
Figure 00000050
представляет собой Pact x L субматрицу матрицы W NxN. В практической системе матрица W
Figure 00000051
W
Figure 00000052
может быть плохо обусловленной, что означает, что вычисление инверсной матрицы может столкнуться с бесчисленными проблемами стабильности. В этом случае можно использовать поправочный член, чтобы обойти проблему плохо обусловленной матрицы, и модифицированная матрица экстраполяции методом наименьших квадратов C
Figure 00000053
может быть задана следующим образом:
Figure 00000054
где δ представляет собой маленький поправочный множитель.
Для MMSE экстраполяции матрица коэффициентов может быть задана следующим образом:
Figure 00000055
где γ представляет собой отношение сигнал к шуму принятых контрольных символов; и η представляет собой множитель, используемый для выведения несмещенной оценки.
В отсутствие SNR информации γ может рассматриваться как параметр, который может выбираться, чтобы оптимизировать эксплуатационные показатели. Множитель η представляет собой скалярную величину, которая также может быть использована, чтобы оптимизировать эксплуатационные показатели. Вектор Ĥ
Figure 00000041
, полученный с помощью C
Figure 00000056
, представляет собой MMSE оценку канала в предположении, что отметки во временной области являются некоррелированными и имеют одинаковую энергию. Уравнение (15) предполагает, что автоковариационная матрица шумового вектора n
Figure 00000057
для Pact активного контрольного поддиапазона является единичной матрицей. Уравнение (15) может быть модифицировано для учета этой автоковариационной матрицы, если она известна для приемника.
Еще в одной схеме экстраполяции оценка коэффициента усиления канала для каждого неактивного контрольного поддиапазона устанавливается равной нулю, то есть Ĥ(s i ) для s i<s b и s i>s e. Экстраполяция также может выполняться другими способами, и это находится в рамках изобретения. Например, могут быть использованы методы функциональной экстраполяции, такие как линейная и квадратичная экстраполяция. Также могут быть использованы методы нелинейной экстраполяции, которые в общих чертах описываются уравнением (12).
Схема передачи контрольного сигнала может не распределять активные контрольные поддиапазоны равномерно по M используемым поддиапазонам. В этом случае для получения оценок коэффициента усиления канала для равномерно разнесенных поддиапазонов в пределах M используемых поддиапазонов также может быть использована интерполяция. Интерполяция может выполняться различными способами. В основном экстраполяция и/или интерполяция могут выполняться, насколько это необходимо, основываясь на доступных принятых контрольных символах для получения оценок коэффициента усиления канала для P поддиапазонов, равномерно разнесенных по всем N поддиапазонам.
Обработка отметок
Что касается блока 622 на фиг.6, обработка отметок выполняется на векторе
ĥ
Figure 00000033
так, чтобы выбирать или по-другому определять хорошие отметки для оценки импульсной характеристики канала. Термин "хорошая" отметка относится к отметке, значение которой вносит вклад в оценку импульсной характеристики канала без чрезмерного шума. То, что составляет вклад чрезмерного шума, зависит от множества разнообразных факторов, включая рабочий режим поддиапазонов данных, с которым ассоциируется окончательная оценка канала, модель канала, другие системные параметры или комбинацию факторов или параметров. Обработка отметок может быть выполнена различными способами. Обработка значений отметок в оценке импульсной характеристики канала может быть основана на задержке отметки, величине или амплитуде или на некоторой комбинации задержки и энергии, величины или амплитуды.
Усечение отметок
В одной схеме обработки отметок оценка импульсной характеристики канала
ĥ
Figure 00000033
усекается до L значений для L отметок радиоканала. Вектор ĥ
Figure 00000033
содержит P элементов, где P≥L. P элементов охватывают разброс задержки, определяемый числом отметок, P, и исходным временным интервалом, по которому производится дискретизация. Однако разброс задержки импульсной характеристики канала может быть усечен до более короткого разброса задержки без значительного влияния на оценку импульсной характеристики канала и результирующий окончательный частотный отклик канала.
Для этой детерминистической схемы выбора отметок первые L элементов ĥ
Figure 00000033
, считаются хорошими отметками и сохраняются, а последние P-L элементов заменяются нулями. Когда L<P, может быть получена среднеквадратическая оценка импульсной характеристики канала с L отметками (без потери производительности) посредством выполнения IFFT на P точках и посредством усечения последних P-L отметок. Упомянутая схема имеет некоторую выгоду в определенных ситуациях. Например, если L<P/2, то среднеквадратическая оценка импульсной характеристики канала может быть выведена с вычислительными выгодами БПФ преобразования и без вычисления последних P/2 отметок.
Длина усечения L может быть предопределена и может быть основана, по меньшей мере частично, на рабочем режиме. Может существовать отличная длина усечения L для каждого возможного рабочего режима. В таком варианте осуществления приемник может определять, в каком режиме функционируют поддиапазоны данных, и выбирать длину усечения из множества значений длины усечения, хранимых в памяти.
Выбор порога величины отметки
В другой схеме выбора отметок элементы ĥ
Figure 00000033
с низкой энергией заменяются нулями. Альтернативно элементы из ĥ
Figure 00000033
, имеющие низкую энергию, могут быть заменены или по-другому обработаны, чтобы привести к пренебрежимо малым значениям для этих отметок. Упомянутые элементы ĥ
Figure 00000033
соответствуют отметкам с низкой энергией, где энергия является низкой, вероятно, из-за шума, а не из-за энергии сигнала. Порог используется для определения того, имеет ли заданный элемент/отметка достаточную энергию и могут ли они быть сохранены или обнулены. Этот процесс может быть назван выбором порога.
Порог может быть вычислен, основываясь на различных факторах и различных способах. Порог может быть относительным значением (то есть зависимым от измеренного отклика канала) или от абсолютного значения (то есть независимым от измеренного отклика канала). Относительный порог может быть рассчитан, основываясь на энергии (например, суммарной или усредненной) оценки импульсной характеристики канала. Использование относительного порога гарантирует, что (1) выбор порога не зависит от вариаций принятой энергии и (2) элементы/отметки, которые присутствуют, но с низкой энергией, не обнуляются. Абсолютный порог может вычисляться, основываясь на дисперсии шума/минимальном уровне шума на приемнике на самой низкой энергии, ожидаемой для принятых контрольных символов, и т.п. Использование абсолютного порога заставляет элементы
ĥ
Figure 00000033
соответственно удовлетворять некоторому минимальному значению, чтобы быть сохраненными. Порог может быть также вычислен, основываясь на комбинации факторов, используемых для относительных и абсолютных порогов. Например, порог может быть вычислен, основываясь на энергии оценки импульсной характеристики канала и может быть дополнительно ограничен, чтобы быть больше или равным предопределенному минимальному значению.
Выбор порога может быть выполнен различными способами. В одной схеме выбор порога выполняется после усечения и может быть выражен как:
Figure 00000058
где
Figure 00000059
, где последние P-L элементов заменяются нулями посредством усечения;
Figure 00000060
- энергия n-й отметки;
Figure 00000061
- энергия оценки импульсной характеристики канала для L отметок; и
Figure 00000062
- порог, используемый для обнуления элементов/отметок с низкой энергией.
Величина
Figure 00000063
представляет собой норму вектора x и равна сумме квадратов всех элементов вектора x .
В уравнении (16) порог задается, основываясь на усредненной энергии L отметок. Коэффициент α выбирается на основе компромисса между подавлением шума и уничтожением сигнала. Более высокое значение α обеспечивает большее подавление шума, но также увеличивает вероятность обнуления элемента/отметки с низкой энергией сигнала. Коэффициент α может быть значением, находящимся в диапазоне от 0 до 1 (например, α=0,1). Порог также может задаваться, основываясь на суммарной энергии (вместо усредненной энергии) оценки импульсной характеристики канала ĥ
Figure 00000033
.
Порог может быть фиксированным или может адаптироваться, основываясь на рабочем режиме поддиапазонов данных, для которых должна использоваться оценка канала. Например, пороговое значение может быть основано на (1) особенной схеме кодирования и модуляции или скорости потока данных, которые должны демодулироваться, (2) частоте ошибок по битам (BER), частоте ошибок по пакетам (PER), частоте ошибок по блокам (BLER) или на некотором другом требовании представления частоты ошибок и/или на некоторых других параметрах и соображениях.
Приемник, который конфигурируется, чтобы поддерживать один или несколько режимов, может конфигурироваться, чтобы сохранять, по меньшей мере, одно предопределенное пороговое значение для каждого режима. Приемник может определять, какой режим поддиапазонов данных является рабочим, и может выбирать подходящий порог из множества пороговых значений, хранимых в памяти. Значения отметок импульсной характеристики или значения, выведенные из значений отметок, могут сравниваться с порогом или значением, определенным на основе порогового значения. Например, приемник может сохранять множество значений с каждым значением, соответствующим отличному режиму. Приемник может определять рабочий режим и может определять порог, основываясь на соответствующем значении. Значения энергии отдельных отметок могут сравниваться с пороговым значением, и отметки, имеющие значения энергии, меньшие, чем пороговое значение, могут устанавливаться на ноль.
В другой схеме выбора порога выбор порога выполняется на всех P элементах вектора ĥ
Figure 00000033
(то есть без усечения), используя один порог подобно тому, как показано в уравнении (16). Еще в одной схеме выбора порога выбор порога выполняется на всех P элементах вектора ĥ
Figure 00000033
, используя многочисленные пороги. Например, первый порог может быть использован для первых L элементов вектора ĥ
Figure 00000033
, и второй порог может быть использован для последних P-L элементов вектора ĥ
Figure 00000033
. Второй порог может устанавливаться более низким, чем первый порог. Еще в одной схеме выбора порога выбор порога выполняется только на последних P-L элементах вектора ĥ
Figure 00000033
и не на первых L элементах. Выбор порога может выполняться другими способами.
Выбор порога хорошо подходит для радиоканала, который является "разреженным", как, например, радиоканал в радиовещательной системе с макрозонами. Разреженный радиоканал имеет большое количество энергии канала, сконцентрированной в нескольких отметках. Каждая отметка соответствует разрешимому пути прохождения сигнала с различной временной задержкой. Разреженный канал включает в себя несколько путей прохождения сигнала, даже несмотря на то что разброс задержки (то есть, разность времен) между этими путями прохождения сигнала может быть большим. Отметки, соответствующие слабым или не существующим путям прохождения сигнала, могут обнуляться или по-другому делаться незначительными.
Фильтрация оценки канала
Что касается блока 518 на фиг.5 и блока 620 на фиг.6, оценка импульсной характеристики канала может быть отфильтрована во временной области с использованием фильтра нижних частот, такого как фильтр конечной импульсной характеристики (FIR), фильтр (IIR, БИХ) бесконечной импульсной характеристики или какой-то другой тип фильтра. Фильтр нижних частот может быть причинным фильтром (который выполняет фильтрацию на прошедших и текущих выборках) или непричинным фильтром (который выполняет фильтрацию на прошедших текущих и будущих выборках, получаемых посредством буферизации). Например, для фильтров непричинного типа приемник может сохранять в буфере или как-то по-другому оценки множественных каналов и может определять выход непричинного фильтра для заданной оценки канала с использованием оценок канала, происходящих позже. Из опорной точки оценки заданного канала оценки канала, основанные на более поздних принятых символах, являются будущими выборками.
Характеристики (например, ширина полосы) фильтра могут быть выбраны, основываясь на характеристиках радиоканала. Фильтрация во временной области может выполняться отдельно для каждой отметки оценки импульсной характеристики канала по множественным OFDM символам. Для отметок оценки импульсной характеристики канала могут быть использованы одинаковые или различные фильтры. Коэффициенты для каждого такого фильтра могут быть фиксированными или регулируемыми на основе детектированных условий канала. Выполнение фильтрации во временной области имеет то преимущество, что контрольные поддиапазоны могут смещаться в частотную область (то есть различные наборы контрольных поддиапазонов могут быть использованы для различных OFDM символов). Смещение контрольных поддиапазонов полезно, когда канал имеет избыточный разброс задержки (то есть импульсная характеристика канала имеет длину более P отметок). Оценка импульсной характеристики канала с более чем P отметками может быть получена с дополнительными и различными контрольными поддиапазонами, обеспечиваемыми смещением. Фильтрация также может выполняться на начальной или окончательной оценках частотного отклика.
OFDM система
Фиг.7 изображает блок схему точки 700 доступа и терминала в спектрально сформированной OFDM системе. На нисходящей линии связи точка 700 доступа, процессор 710 передачи (TX) данных принимает, форматирует, кодирует, перемежает и модулирует (то есть таблицы символов) данные радиообмена и обеспечивает символы модуляции (или просто "символы данных"). OFDM Модулятор 720 принимает и обрабатывает символы данных и контрольные символы и обеспечивает поток OFDM символов. OFDM Модулятор 720 мультиплексирует данные и контрольные символы на нужных поддиапазонах, обеспечивает нулевое значение сигнала для каждого неиспользуемого поддиапазона и получает набор N символов передачи для N поддиапазонов для каждого периода OFDM символа. Каждый символ передачи может быть символом данных, контрольным символом или нулевым значением сигнала. Контрольные символы могут быть отправлены на активных контрольных поддиапазонах, как показано на фиг.4. Контрольные символы могут отправляться непрерывно в каждом периоде OFDM символа. Альтернативно контрольные символы подвергаются временному мультиплексированию (TDM) с символами данных на одном и том же поддиапазоне.
OFDM Модулятор 720 дополнительно преобразует каждый набор N символов передачи во временную область, используя IFFT преобразование на N точках, чтобы получить "преобразованный" символ, который содержит N временных элементов. OFDM Модулятор 720 обычно повторяет участок каждого переданного символа, чтобы получить соответствующий OFDM символ. Повторяющийся участок известен как циклический префикс и используется для борьбы с разбросом задержки в радиоканале.
Передатчик (TMTR) 722 принимает и преобразует поток OFDM символов в один или несколько аналоговых сигналов и дополнительно доводит до нужного условия (например, усиливает, фильтрует и преобразует с повышением частоты) аналоговые сигналы с целью генерации сигнала нисходящей линии связи для передачи по радиоканалу. Затем сигнал нисходящей линии связи передается через антенну 724 в терминалы.
На терминале 750 антенна 752 принимает сигнал нисходящей линии связи и обеспечивает подачу принятого сигнала в приемник (RCVR) 754. Приемник 754 доводит до нужного условия (например, фильтрует, усиливает и преобразует с понижением частоты) принятый сигнал и оцифровывает доведенный до нужного условия сигнал для получения выборок. OFDM демодулятор 756 удаляет циклический префикс, присоединенный к каждому OFDM символу, преобразует каждый принятый преобразованный символ в частотную область с использованием FFT преобразования на N точках, получает N принятых символов для каждого периода OFDM символа и обеспечивает подачу контрольных символов {
Figure 00000064
(s i)} в процессор 770 для оценивания канала.
OFDM демодулятор 756 дополнительно принимает из процессора 770 оценку частотного отклика Ĥ
Figure 00000065
для нисходящей линии связи, выполняет демодуляцию данных на принятых символах данных (которые являются оценками переданных символов данных) и обеспечивает подачу оценок символов данных в процессор 758 RX данных. Процессор 758 RX данных демодулирует (то есть восстанавливает символы), выполняет обращенное перемежение и декодирует оценки символов данных, чтобы восстановить переданные данные радиообмена. Обработка OFDM демодулятором 756 и процессором 758 RX данных является комплементарной к обработке OFDM модулятором 720 и процессором 710 TX данных соответственно в точке 700 доступа.
Процессор 770 получает принятые контрольные символы для активных контрольных поддиапазонов и выполняет оценку канала, как показано на фиг.5 и 6. Процессор 770 выполняет экстраполяцию и/или интерполяцию, насколько это необходимо для получения оценок коэффициента усиления канала для Pdn равномерно разнесенных поддиапазонов (где представляет Pdn собой число контрольных поддиапазонов для нисходящей линии связи), выводит среднеквадратическую оценку импульсной характеристики ĥ
Figure 00000066
для нисходящей линии связи, выполняет обработку отметок для элементов/отметок ĥ
Figure 00000066
и выводит окончательную оценку частотного отклика Ĥ
Figure 00000067
для N поддиапазонов для нисходящей линии связи.
На восходящей линии связи процессор 782 TX данных обрабатывает данные радиообмена и обеспечивает символы данных. OFDM модулятор 784 принимает и мультиплексирует символы данных с контрольными символами, выполняет OFDM модуляцию и обеспечивает поток OFDM символов. Контрольные символы могут передаваться на Pup поддиапазонах, которые были присвоены терминалу 750 для передачи контрольного сигнала, где число контрольных поддиапазонов (Pup) для восходящей линии связи может быть одинаковым или отличаться от числа контрольных поддиапазонов (Pdn) для нисходящей линии связи. Контрольные символы также могут мультиплексироваться с символами данных с использованием TDM. Затем передатчик 786 принимает и обрабатывает поток OFDM символов с целью генерации сигнала восходящей линии связи, который передается через антенну 752 в точку доступа.
В точке 700 доступа сигнал восходящей линии связи из терминала 750 принимается антенной 724 и обрабатывается приемником 742 для получения выборок. Затем OFDM демодулятор 744 обрабатывает выборки и обеспечивает принятые контрольные символы {
Figure 00000068
(s i)} и оценки символов данных для восходящей линии связи. Процессор 746 RX данных обрабатывает оценки символов данных для восстановления данных радиообмена, переданных терминалом 750.
Процессор 730 выполняет оценку канала для каждого активного терминала, передающего на восходящей линии связи, как показано на фиг.5 и 6. Многочисленные терминалы могут передавать контрольный сигнал одновременно на восходящей линии связи на их соответствующих выделенных наборах контрольных поддиапазонов, где наборы контрольных поддиапазонов могут чередоваться. Для каждого терминала m процессор 730 выполняет экстраполяцию и/или интерполяцию, насколько это необходимо для терминала, получает начальную оценку частотного отклика Ĥ
Figure 00000069
для восходящей линии связи для терминала, выводит среднеквадратическую оценку импульсной характеристики ĥ
Figure 00000069
для терминала, основываясь на Ĥ
Figure 00000070
, выполняет выбор отметок и дополнительно получает окончательную оценку частотного отклика Ĥ
Figure 00000071
для терминала. Оценка частотного отклика Ĥ
Figure 00000072
для каждого терминала обеспечивается в OFDM демодулятор 744 и используется для демодуляции данных для этого терминала.
Процессоры 730 и 770 направляют работу в точке 700 доступа и терминале 750 соответственно. Запоминающие устройства 732 и 772 хранят управляющие программы и данные, используемые процессорами 730 и 770 соответственно. Процессоры 730 и 770 также выполняют вычисление, описанное выше, для выведения оценок частотного отклика и импульсной характеристики для восходящей линии связи и нисходящей линии связи соответственно.
Для OFDM системы с множественным доступом (например, система мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов с множественным доступом (OFDMA)) многочисленные терминалы могут одновременно передавать на восходящей линии связи. Для такой системы контрольные поддиапазоны могут совместно использоваться различными терминалами. Методы оценивания канала могут быть использованы в тех случаях, когда контрольные поддиапазоны для каждого терминала охватывают полную рабочую полосу (возможно, за исключением краев полосы). Такая структура контрольных поддиапазонов могла бы быть желательна для получения частотного разнесения для каждого терминала.
OFDM приемник
Фиг.8 изображает упрощенную функциональную блок схему OFDM приемника 800, который может конфигурироваться, чтобы поддерживать многочисленные режимы передачи данных и может оптимизировать обработку оценки канала, основываясь на режиме. Приемник 800 не показывает РЧ входные каскады обработки для цели ясности. Приемник 800 может включать в себя РЧ входные каскады для преобразования с понижением частоты принятых РЧ сигналов в представления в полосе частот, как показано в функциональной блок схеме фиг.7.
Приемник 800 может быть выполнен в терминале подвижной станции, например в OFDM системе, поддерживающей только нисходящую линию связи. В другом варианте осуществления приемник 800 может быть выполнен в одной или нескольких из точек доступа или терминале в OFDMA системе, где сигнал прямой нисходящей линии связи, а также сигналы обратной восходящей линии связи передаются с использованием OFDM символов.
Приемник 800 включает в себя аналогово-цифровой преобразователь (ADC, АЦП) 802, сконфигурированный для дискретизации принятого OFDM символа и для преобразования выборок в цифровое представление. Например, скорость преобразования АЦП 802 может представлять частоту дискретизации.
Выход АЦП 802 соединяется с буфером 804, который также может конфигурироваться, чтобы выполнять преобразование последовательного кода в параллельный. Цифровые выборки принятого OFDM символа, генерированного АЦП преобразователем 802, представляют последовательный поток данных выборок. Буфер 804 может конфигурироваться, чтобы сохранять предопределенное число выборок для параллельной обработки. Предопределенное число выборок может быть больше или равно числу поддиапазонов в OFDM системе. В некоторых вариантах осуществления буфер 804 может конфигурироваться, чтобы сохранять выборки для множественных символов. Например, в OFDM системе, имеющей 4096 поддиапазонов, буфер 804 может конфигурироваться, чтобы сохранять 4096 или более цифровых выборок принятого OFDM символа для последующей обработки.
Буфер 804 соединяется к входу БПФ модуля 806, сконфигурированного для передачи выборок, хранимых в буфере 804, в представление частотной области. В представленном выше примере, где буфер 804 хранит 4096 выборок, БПФ модуль 806 может конфигурироваться, чтобы выполнять БПФ на 4096 точках на выборках, чтобы получить 4096 выборок в частотной области.
Как обсуждалось ранее, OFDM символ может включать в себя некоторое число наборов поддиапазонов с одним или несколькими наборами поддиапазонов, выделенных для контрольного сигнала, и с одним или несколькими наборами поддиапазонов, выделенных для данных. Приемник 800 может иметь знание наборов поддиапазонов, выделенных для контрольного сигнала. Дополнительно приемник 800 может определять один или несколько наборов поддиапазонов данных или может быть присвоен им. Модуль 808 извлечения данных работает на выходе БПФ модуля 806 для выделения поддиапазонов данных, присвоенных приемнику 800. Модуль 808 извлечения данных передает поддиапазоны извлеченных данных в демодулятор 810, который демодулирует поддиапазоны, используя оценку канала для восстановления данных.
Демодулятор 810 или какой-то другой функциональный блок может определять рабочий режим набора поддиапазонов, присвоенного приемнику 800, любым из разнообразных способов. Например, приемник 800 может демодулировать служебное сообщение, которое задает режим одного или нескольких кадров OFDM символов, информация OFDM символов может включать в себя информацию, которая задает режим одного или нескольких кадров последующих OFDM символов, или может быть использован какой-то другой способ передачи сигнала о режиме приемнику 800.
Выход БПФ модуля 806 также соединяется к модулю 820 извлечения контрольного сигнала. Модуль 820 извлечения контрольного сигнала может извлекать выборки контрольных поддиапазонов, например, путем отслеживания поддиапазонов, присвоенных контрольному сигналу. Как описывалось ранее, в OFDM системе, имеющей 4096 поддиапазонов, 512 поддиапазонов может быть присвоено каждому символу контрольного сигнала. Модуль 820 извлечения контрольного сигнала может определять, какие из поддиапазонов присвоены контрольному сигналу, и может извлекать эти выборки в память. Например, модуль 820 извлечения контрольного сигнала может конфигурироваться, чтобы извлекать 512 выборок, соответствующих контрольным поддиапазонам, из 4096 выборок, выходящих из БПФ модуля 806.
Модуль 820 извлечения контрольного сигнала передает выборки контрольного сигнала в дескремблер 824. Каждый из контрольных сигналов, соответствующих контрольным поддиапазонам, может скремблироваться согласно предопределенной схеме скремблирования. Схема скремблирования может быть использована, например, для рандомизации характеристик контрольных сигналов, так чтобы они не могли многократно генерировать один и тот же шум или помехи, но вместо этого выглядят как дополнительные источники шума низкого уровня. Схема скремблирования контрольного сигнала предопределяется, и дескремблер 824 может конфигурироваться для исполнения дополняющего компонента схемы скремблирования контрольного сигнала, используемой на передатчике.
Дескремблированные выборки контрольного сигнала представляют начальную оценку частотного отклика канала. Однако оценка частотного отклика канала может быть улучшена посредством дополнительной обработки начальной оценки частотного отклика канала, основываясь на режиме поддиапазонов данных, которые должны обрабатываться с использованием оценки канала.
Начальная оценка частотного отклика канала передается из дескремблера 824 в модуль 830 обратного БПФ (IFFT). IFFT модуль 830 может иметь размер, который меньше, чем размер модуля 806 прямого БПФ, потому что контрольные поддиапазоны представляют только поднабор полного числа поддиапазонов в OFDM системе. В описанном выше примере имеется 512 контрольных поддиапазонов. Таким образом, IFFT модуль 830 может конфигурироваться для выполнения IFFT на 512 точках. Уменьшение размера IFFT модуля 830 может сильно уменьшить число операций, выполняемых IFFT модулем 830, и число последующих операций, необходимых для получения окончательной оценки частотного отклика канала.
IFFT модуль 830 функционирует на начальной оценке частотного отклика канала, чтобы произвести импульсную характеристику канала. Каждый из выходов из IFFT модуля 830 представляет отчетливую временную отметку. Таким образом, импульсная характеристика канала характеризуется множеством временных отметок, которые охватывают полный разброс задержки, который определяется, основываясь на длительности интервала выборки, используемого для захвата начальных выборок восстановленного OFDM символа.
Как обсуждалось ранее, импульсная характеристика канала может точно характеризоваться меньшим числом выборок, чем число выходов из IFFT модуля 830. Выход IFFT модуля 830 соединяется с модулем 840 усечения, который функционирует, чтобы усекать импульсную характеристику канала до предопределенного разброса задержки, основываясь, по меньшей мере, частично, на режиме поддиапазонов данных, которые должны обрабатываться с использованием оценки канала.
Модуль 840 усечения усекает импульсную характеристику канала посредством установки отметок, больших, чем предопределенный разброс задержки на ноль или на некоторое несущественное значение. Модуль 840 усечения может принимать управляющий сигнал, который показывает предопределенный разброс задержки, после чего метки усекаются или устанавливаются на ноль, например, управляющий сигнал может иметь размерность вектора импульсной характеристики канала, соответствующего числу отметок в импульсной характеристике канала.
В варианте осуществления, показанном на фиг.8, множество предопределенных значений разброса задержки может сохраняться в памяти 844 усечения. Каждое из значений разброса задержки может соответствовать одному или нескольким режимам, в которых могут функционировать поддиапазоны данных. Также могут существовать одно или несколько значений, которые могут быть использованы, когда приемник 800 не уверен в режиме или не способен определить режим.
Первый мультиплексор 842 может быть соединен к памяти 844 усечения и может выбирать одно из хранимых значений разброса задержки, чтобы передавать в модуль 840 усечения, основываясь на управляющем сигнале, обеспеченным модулем 890 управления режимом. Модуль 890 управления режимом управляет первым мультиплексором, чтобы выбирать значение разброса задержки из множества хранимых значений, основываясь на режиме поддиапазонов данных, которые должны обрабатываться с использованием оценки канала.
Выход модуля 840 усечения соединяется с модулем 850 порога, который выполняет выбор порога импульсной характеристики канала, основываясь на режиме поддиапазонов данных, которые должны обрабатываться с использованием оценки канала. Модуль 840 усечения может конфигурироваться, чтобы принимать зависимое от режима пороговое значение, и может конфигурироваться, чтобы принимать нулевое или какое-то другое несущественное значение, отметки которого не превышают порог сравнения определяемый, основываясь на пороговом значении, зависимом от режима.
В одном варианте осуществления модуль 850 порога определяет усредненное значение энергии импульсной характеристики канала путем суммирования квадратов всех значений отметок и деления суммы на число отметок. Число отметок может быть полным числом отметок в импульсной характеристике канала или может быть числом отметок в усеченной импульсной характеристике. По определению отметки, находящиеся вне длины усечения, не вносят вклад в оценку канала. Модуль 850 порога определяет порог сравнения посредством получения некоторой дробной величины, обозначенной α в вышеупомянутом уравнении (16), и посредством определения произведения дробной величины и усредненного значения энергии. Модуль порога сравнивает значение энергии каждой отметки с порогом сравнения и обнуляет или делает незначительными те отметки, значения энергии которых оказываются ниже порога сравнения.
Модуль 850 порога может принимать пороговое значение из второго мультиплексора 852, который выбирает одно из множества пороговых значений, хранимых в памяти 854 порога. Память 854 порога может конфигурироваться, чтобы сохранять множество пороговых значений, каждое из которых соответствует одному или нескольким отличным режимам. Одно или несколько пороговых значений могут представлять пороговые значения по умолчанию. Модуль 890 управления режимом управляет вторым мультиплексором 852, чтобы он выбирал пороговое значение, основываясь, по меньшей мере, частично, на режиме поддиапазонов данных, которые должны обрабатываться с использованием оценки канала.
Выход модуля 850 порога соединяется с временным фильтром 860, который конфигурируется, чтобы буферизировать множество обработанных оценок импульсной характеристики канала и фильтровать настоящую оценку импульсной характеристики канала, основываясь на множестве обработанных оценок импульсной характеристики канала. Множество обработанных оценок импульсной характеристики канала может включать в себя обработанные оценки импульсной характеристики канала из прошлых OFDM символов, а также обработанные оценки импульсной характеристики канала из символов, возникающих после того, как текущий символ уже обработан. Таким образом, временной фильтр 860 может конфигурироваться, чтобы выполнять причинную фильтрацию или непричинную фильтрацию импульсной характеристики канала.
Выход временного фильтра 860 соединяется с фазовращателем 870, который конфигурируется, чтобы вращать фазы отметок импульсной характеристики так, чтобы результирующая окончательная оценка частотного отклика канала соответствовала поддиапазонам данных, которые должны обрабатываться. В OFDM системе, имеющей периодический контрольный сигнал и поддиапазоны данных, где разнесение поддиапазонов между наборами поддиапазонов является фиксированным, отметки импульсной характеристики канала могут вращаться на известное значение, так чтобы результирующий частотный отклик совпадал с поддиапазонами данных.
Выход фазовращателя 870 соединяется с БПФ модулем 880, который конфигурируется, чтобы преобразовывать импульсную характеристику канала в окончательную оценку частотного отклика канала. БПФ модуль 880 может конфигурироваться, чтобы иметь размер, равный числу контрольных поддиапазонов. Таким образом, в вышеописанном примере БПФ модуль 880 может конфигурироваться, чтобы выполнять БПФ на 512 точках. Выход БПФ модуля 880 представляет окончательную оценку частотного отклика канала, которая определяется, частично основываясь на режиме. Окончательная оценка частотного отклика канала передается в демодулятор 810 для использования в демодуляции поддиапазонов данных.
Приемник 800 также может конфигурироваться, чтобы одновременно обрабатывать множество наборов поддиапазонов, каждый из которых может конфигурироваться, чтобы функционировать в любом из множества режимов. В таком варианте осуществления приемник 800 может выполнять обработку, основанную на параллельном режиме, на одной и той же начальной оценке импульсной характеристики канала, чтобы одновременно генерировать множество окончательных оценок частотного отклика канала.
Участок приемника 800, выполняющий обработку 895 канала, основанную на режиме, может дублироваться многократно, чтобы позволить приемнику 800 одновременно генерировать множество окончательных оценок частотного отклика канала. Число участков 895 обработки канала, основанной на режиме, может быть равно суммарному числу возможных наборов поддиапазонов, которые могут быть распределены для передачи данных. Таким образом, для OFDM системы, имеющей Q наборов поддиапазонов, один из которых выделен контрольным сигналам, приемник 800 может конфигурироваться с Q-l участками 895 обработки канала, чтобы одновременно генерировать вплоть до Q-1 оценок частотного отклика канала.
Вариант осуществления приемника 800 включает в себя конкретную компоновку модулей. Однако многие модули могут быть заменены подобными или функционально эквивалентными модулями. Дополнительно, порядок положений модулей может быть модифицирован.
Преобразования описаны как выполняемые БПФ или IFFT модулями. Однако исполнение БПФ не требуется, и преобразование может быть выполнено с помощью ПБФ, дискретного преобразования Фурье (DFT, ДПФ), преобразования Адамара и подобным или другим средством для преобразования временных выборок в частотное представление. Аналогично IFFT может быть выполнено посредством обратного дискретного преобразования, обратного преобразования Адамара и подобным или любым подходящим средством для преобразования представления в частотной области в представление во временной области. Таким образом, IFFT модуль 830 может быть любым средством для генерации импульсной характеристики канала. Аналогично БПФ модуль 880 может быть любым средством для генерации окончательной оценки частотного отклика канала.
Аналогично модуль 820 извлечения контрольного сигнала может быть выполнен посредством фильтра, дискретизатора, модуля прореживания и подобным или любым другим средством для извлечения выборок контрольного сигнала. Дескремблер 824 может быть выполнен посредством любой комбинации элементов или устройства, конфигурированного для выполнения дополняющего компонента процесса скремблирования, выполняемого на передатчике. Как таковой дескремблер 824 может быть выполнен как любое подходящее средство для дескремблирования контрольных сигналов.
Модуль 840 усечения также может быть выполнен с использованием множества разнообразных модулей. Например, модуль 840 усечения может включать в себя модуль прореживания, дискретизатор, память, буфер, FIFO ("первым пришел - первым обслужен") и т.п. или любое другое средство для усечения отметок импульсной характеристики канала.
Модуль 850 порога может быть выполнен с использованием множества разнообразных модулей. Например, модуль 850 порога может включать в себя вычитающее устройство, аккумулятор с удалением, ЦАП (DAC цифроаналоговый преобразователь) и т.п. или любое другое средство для выбора порога отметок импульсной характеристики канала.
Временной фильтр 860 может быть FIR, HR, фильтром Кальмана, аналоговым фильтром, причинным фильтром, непричинным фильтром и т.п. или любым другим средством для фильтрации импульсной характеристики канала. Фазовращатель 870 может включать в себя комплексный умножитель, CORDIC и т.п. или любое другое средство чередования выборок.
Дополнительно положение и порядок разнообразной обработки, зависящей от режима, может быть модифицирован, и один или несколько модулей обработки, зависящей от режима, могут быть опущены. Например, некоторые модули показаны как функционирующие во временной области, но также могут быть выполнены в частотной области. Дополнительно, порядок некоторых модулей может быть изменен. Например, порядок модулей порога и усечения, 840 и 850, может быть изменен. Некоторые варианты осуществления приемника 800 могут не выполнять всю обработку, показанную на фиг.8. Например, может быть опущен любой из модулей усечения или выбора порога, 840 или 850. Временной фильтр 860 может быть опущен. Приемник 800 может не выполнять множественную одновременную оценку канала, зависящую от режима, но может ограничиваться генерацией оценки одного канала или может последовательно генерировать множественные оценки канала.
Фиг.9 изображает упрощенную функциональную блок схему процесса оптимизированного оценивания канала, упоминаемую как способ. Процесс 900 может быть выполнен, например, посредством приемника фиг.8 или участков приемника точки доступа или терминала системы, показанной на фиг.7.
Процесс 900 начинается в блоке 902, где приемник дискретизирует принятый OFDM символ. Приемник переходит к блоку 910 и преобразует выборки OFDM символа в множество поддиапазонов в частотной области. Приемник может конфигурироваться, чтобы выполнять операцию БПФ на выборках, чтобы генерировать отклик в частотной области. Как описано ранее, OFDM символ может включать в себя множество контрольных поддиапазонов в наборе поддиапазонов в пределах суммарного числа поддиапазонов.
Приемник переходит к блоку 920 и выделяет контрольные поддиапазоны. В одном варианте осуществления приемник может конфигурироваться, чтобы выделять контрольные поддиапазоны посредством определения того, какие из поддиапазонов присвоены контрольным каналам и посредством сохранения в памяти БПФ значений, соответствующих этим поддиапазонам.
Приемник переходит к блоку 930, чтобы дескремблировать каждый из контрольных поддиапазонов. Контрольные поддиапазоны могут скремблироваться на передатчике согласно предопределенному алгоритму, и приемник может дескремблировать контрольные поддиапазоны посредством выполнения дополняющего компонента алгоритма скремблирования.
Дескремблированные выборки в частотной области представляют начальную оценку частотного отклика канала, приемник переходит к блоку 940 и выполняет операцию IFFT на начальной оценке частотного отклика канала, чтобы генерировать импульсную характеристику канала.
Приемник может выполнять основанную на режиме обработку на начальной оценке частотного отклика канала или импульсной характеристике канала, хотя обработка во временной области может быть проще для выполнения. Приемник может использовать такую же импульсную характеристику канала для генерации множественных окончательных оценок частотного отклика канала, основанных на режиме, где приемник одновременно поддерживает многочисленные режимы в одном и том же OFDM символе.
Приемник переходит к блоку 950 и выполняет зависящее от режима усечение импульсной характеристики канала. Приемник может выполнять усечение импульсной характеристики канала до некоторой длины, которая короче, чем длина, заданная числом контрольных поддиапазонов. Приемник может сохранять в памяти длину импульсной характеристики, соответствующую некоторому разбросу задержки для каждого режима, и может искать длину импульсной характеристики, соответствующую присвоенному или переданному режиму. По меньшей мере, два режима имеют отличные длины импульсной характеристики, так что длина импульсной характеристики варьируется в зависимости от режима.
Приемник выполняет усечение импульсной характеристики путем установки на ноль тех отметок, которые больше длины импульсной характеристики. То есть те отметки, которые представляют самые длинные разбросы задержки, отсекаются от импульсной характеристики канала.
Приемник переходит к блоку 960 и выполняет зависящий от режима выбор порога усеченной импульсной характеристики канала. Приемник может сохранять в памяти одно или несколько пороговых значений, где каждое пороговое значение соответствует одному или нескольким режимам. Приемник ищет ассоциированное пороговое значение и определяет или генерирует порог сравнения, основанный, по меньшей мере частично, на пороговом значении.
Приемник сравнивает каждое из значений отметок из усеченной импульсной характеристики канала с порогом сравнения. Если значение отметки больше, чем порог сравнения, то приемник выполняет модификацию этого значения отметки. Если значение отметки или значение, генерированное посредством значения отметки, меньше, чем порог сравнения, то приемник устанавливает это значение отметки на ноль или некоторое несущественное значение. Значение является несущественным значением, если не вносит значительный вклад в импульсную характеристику канала или в соответствующую оценку частотного отклика канала.
В одном варианте осуществления зависящее от режима пороговое значение является относительным значением. Например, приемник может конфигурироваться, чтобы определять усредненное значение энергии импульсной характеристики канала. Зависящее от режима пороговое значение может быть дробью. Приемник может масштабировать усредненное значение энергии зависящим от режима пороговым значением, чтобы генерировать порог сравнения. Приемник устанавливает на ноль отметки, имеющие значение энергии отметки меньше, чем порог сравнения.
Приемник переходит к блоку 970 и выполняет временную фильтрацию импульсной характеристики канала, которая была усечена и подвергнута выбору порога. Временной фильтр может использовать значения импульсной характеристики канала, которые охватывают многочисленные символы.
После фильтрации приемник генерирует зависящую от режима импульсную характеристику канала. Приемник может генерировать окончательную оценку частотного отклика канала на поддиапазонах, соответствующих поддиапазонам данных. Приемник переходит к блоку 980 и выполняет чередование фаз значений отметок. Приемник выполняет чередование фаз значений отметок, потому что импульсная характеристика канала была генерирована из выборок контрольных поддиапазонов. Контрольные поддиапазоны в пределах OFDM символа отличаются от поддиапазонов данных, но обычно смещаются известной или фиксированной частотой, такой как фиксированное число поддиапазонов. Таким образом, посредством чередования фаз значений отметок импульсной характеристики канала приемник может производить оценку частотного отклика канала, которая совпадает с поддиапазонами данных. Приемник переходит к блоку 990 и генерирует окончательную оценку частотного отклика канала путем выполнения БПФ на импульсной характеристике канала, подвергнутой усечению, выбору порога, временной фильтрации и чередованию фаз.
Описанные здесь методы оценивания канала могут быть выполнены различными средствами. Например, эти методы могут быть выполнены в аппаратных средствах, в программном обеспечении или их комбинации. Для аппаратного исполнения процессоры, используемые для оценивания канала, могут быть выполнены в пределах одной или нескольких специализированных интегральных схем (ASIC), цифровых процессоров обработки сигналов (DSP), устройств цифровой обработки сигналов (DSPD), программируемых логических устройств (PLD, ПЛУ), программируемых вентильных матриц (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров, других электронных модулей, разработанных для выполнения описанных здесь функций или их комбинаций.
Для программного исполнения методы оценивания канала могут быть выполнены с модулями (например, процедуры, функции и т.д.), которые выполняют описанные здесь функции. Коды программного обеспечения могут сохраняться в запоминающем устройстве (например, запоминающие устройства 732 и 772 на фиг.7) и выполняться процессором (например, процессоры 730 и 770). Запоминающее устройство может быть выполнено внутри процессора или снаружи процессора, в случае чего оно может соединяться с процессором через средство, такое, как известно в уровне техники.
Различные этапы или действия в способе или процессе могут быть выполнены в показанном порядке или могут быть выполнены в другом порядке. Дополнительно, к указанным процессам или способам может быть добавлено один или больше этапов процесса или способа. Дополнительный этап, блок или действие могут быть добавлены в начале, в конце или между существующими элементами способов или процессов.
Связь или соединение необязательно должны быть прямым соединением. Различные модули могут соединяться друг к другу через прямое соединение, прямую связь или через косвенную связь, где для соединения соответствующих модулей могут быть использованы один или несколько промежуточных элементов.
Заголовки включены здесь для ссылки и в целях локализации определенных разделов. Эти заголовки не предназначены, чтобы ограничивать рамки концепции, описанной под ними, и эти концепции могут иметь применение в других разделах по всему описанию.
Предыдущее описание раскрытых вариантов осуществления изобретения представлено, чтобы позволить специалистам реализовать или использовать настоящее изобретение. Различные модификации к этим вариантам осуществления могут быть очевидны специалистам, и заданные здесь основополагающие принципы могут применяться к другим вариантам осуществления, без отклонения от сущности и не выходя за рамки изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается раскрытыми здесь вариантами осуществления, но соответствует более широким рамкам, согласующимся с принципами и признаками новизны, описанными здесь.

Claims (26)

1. Способ оценки, по меньшей мере, одного частотного отклика для радиоканала в системе беспроводной связи с множественным доступом, содержащий: получение начальной оценки частотного отклика для первого набора Р равномерно разнесенных поддиапазонов, основываясь на оценках коэффициента усиления канала для второго набора неравномерно разнесенных поддиапазонов, где Р представляет собой целое число больше единицы и является двойкой в некоторой степени, и в котором первый набор включает в себя, по меньшей мере, один поддиапазон, не входящий в состав второго набора; выведение оценки импульсной характеристики канала во временной области, основываясь на начальной оценке частотного отклика; и выведение окончательной оценки частотного отклика для каждого режима в пределах каждого символа радиоканала, основываясь на оценке импульсной характеристики канала.
2. Способ по п.1, в котором режим содержит тип модуляции.
3. Способ по п.1, в котором режим содержит частоту кода.
4. Способ по п.1, в котором режим содержит слой модуляции.
5. Способ по п.2, в котором окончательная оценка частотного отклика содержит оценку частотного отклика базового слоя и оценку частотного отклика слоя увеличения для многослойной схемы модуляции.
6. Способ оценки канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), содержащий: определение импульсной характеристики канала, имеющей множество отметок, причем импульсная характеристика канала основана частично на множестве контрольных сигналов из принятого OFDM символа; обработку множества отметок в импульсной характеристике канала, основываясь на режиме данных в пределах OFDM символа для генерации множества обработанных отметок; и генерацию оценки частотного отклика канала, основываясь на множестве обработанных отметок.
7. Способ по п.6, который также содержит: дискретизацию принятого символа; генерацию представления в частотной области из выборок; и выделение множества контрольных сигналов из представления в частотной области.
8. Способ по п.6, в котором обработка множества отметок в импульсной характеристике канала содержит обработку множества отметок, с использованием порогового значения, основываясь на режиме данных в пределах OFDM символа.
9. Способ по п.8, в котором обработка множества отметок содержит:
генерацию порога сравнения, основываясь на пороговом значении;
сравнение значения, генерированного из каждого из множества отметок, с порогом сравнения; и
установку на некоторое несущественное значение тех отметок, для которых значение, генерированное из отметок, меньше порога сравнения.
10. Способ по п.6, в котором обработка множества отметок в импульсной характеристике канала содержит обработку множества отметок, с использованием длины усечения, определяемой, основываясь на режиме данных в пределах OFDM символа.
11. Способ по п.6, в котором обработка множества отметок в импульсной характеристике канала содержит: усечение импульсной характеристики канала до некоторой длины, основываясь на режиме данных, для генерации усеченной импульсной характеристики канала; и выбор порога усеченной импульсной характеристики канала, основываясь на режиме данных.
12. Способ по п.6, который также содержит фильтрацию множества обработанных отметок, и в котором оценка частотного отклика канала генерируется, основываясь на отфильтрованном множестве обработанных отметок.
13. Способ по п.6, в котором режим данных содержит, по меньшей мере, один параметр из следующих: тип кодирования, частота кодирования, тип модуляции или их комбинация.
14. Способ по п.6, в котором генерация оценки частотного отклика канала содержит: чередование фаз множества обработанных отметок для генерации множества отметок с повернутой фазой; и преобразование множества отметок с чередованной фазой в окончательную оценку частотного отклика канала на множестве частот поддиапазона данных.
15. Устройство для оценки канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), содержащее: модуль преобразования, сконфигурированный для генерации импульсной характеристики канала, основываясь на OFDM символе, причем импульсная характеристика канала включает в себя множество отметок; зависящий от режима участок обработки, соединенный с модулем преобразования и сконфигурированный для обработки множества отметок, основываясь на режиме принятого поддиапазона данных, предназначенный для генерации обработанной импульсной характеристики канала; и модуль преобразования частоты, соединенный с зависящим от режима участком обработки, сконфигурированный для преобразования обработанной импульсной характеристики канала в окончательную оценку частотного отклика канала.
16. Устройство по п.15, в котором зависящий от режима участок обработки содержит модуль усечения, сконфигурированный для усечения импульсной характеристики канала до некоторой длины, зависящей от режима.
17. Устройство по п.16, в котором модуль усечения конфигурируется для усечения импульсной характеристики канала посредством установки на ноль некоторого числа отметок, соответствующих задержке, большей предопределенного разброса задержки канала, зависящего от режима.
18. Устройство по п.15, в котором зависящий от режима участок обработки содержит модуль усечения, сконфигурированный для выбора порога множества отметок импульсной характеристики канала, основываясь на пороговом значении, ассоциированном с режимом.
19. Устройство по п.18, в котором модуль усечения сконфигурирован для определения усредненной энергии канала множества отметок, и также сконфигурирован для установления несущественными значений тех отметок, значение энергии которых меньше некоторой доли усредненной энергии канала, причем доля определяется пороговым значением, зависящим от режима.
20. Устройство для оценки канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), содержащее: средство для определения импульсной характеристики канала, имеющей множество отметок, причем импульсная характеристика канала основана частично на множестве контрольных сигналов из принятого OFDM символа; средство для обработки множества отметок в импульсной характеристике канала, основываясь на режиме данных в пределах OFDM символа для генерации множества обработанных отметок; и средство для генерации оценки частотного отклика канала, основываясь на множестве обработанных отметок.
21. Устройство по п.20, в котором средство для обработки множества отметок содержит средство для усечения множества отметок до предопределенной длины, основываясь на режиме данных.
22. Устройство по п.20, в котором средство для обработки множества отметок содержит средство для выбора порога множества отметок, основываясь, по меньшей мере, частично на некотором пороговом значении, зависящем от режима данных.
23. Устройство по п.20, которое также содержит: средство для чередования фаз множества обработанных отметок для генерации множества отметок с повернутой фазой; и при этом средство для генерации оценки частотного отклика канала содержит средство для преобразования частоты множества отметок с чередованной фазой.
24. Считываемый компьютером носитель, закодированный компьютерной программой, сконфигурированный, чтобы управлять процессором для выполнения этапов, содержащих: определение импульсной характеристики канала, имеющей множество отметок, причем импульсная характеристика канала основана частично на множестве контрольных сигналов из принятого OFDM символа; обработку множества отметок в импульсной характеристике канала, основываясь на режиме данных в пределах OFDM символа для генерации множества обработанных отметок; и генерацию оценки частотного отклика канала, основываясь на множестве обработанных отметок.
25. Считываемый компьютером носитель по п.24, также сконфигурированный для управления процессором для выполнения этапов, содержащих: дискретизацию принятого OFDM символа; генерацию представления в частотной области из выборок; и выделение множества контрольных сигналов из представления в частотной области.
26. Приемник с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), содержащий: аналогово-цифровой преобразователь (ADC, АЦП), сконфигурированный для дискретизации принятого OFDM символа и для генерации множества выборок; модуль преобразования, сконфигурированный для преобразования множества выборок во множество поддиапазонов; модуль выделения контрольного сигнала, сконфигурированный для выделения множества контрольных поддиапазонов из множества поддиапазонов; зависящий от режима участок обработки, сконфигурированный для обработки множества поддиапазонов, основываясь на режиме принятого поддиапазона данных, предназначенный для генерации обработанной импульсной характеристики канала; модуль преобразования частоты, соединенный к зависящему от режима участку обработки, сконфигурированный для преобразования обработанной импульсной характеристики канала в окончательную оценку частотного отклика канала; и демодулятор, сконфигурированный для демодуляции принятого поддиапазона данных, основываясь на окончательной оценке частотного отклика канала.
RU2007136036/09A 2005-03-01 2006-03-01 Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи RU2355114C1 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US65783505P 2005-03-01 2005-03-01
US60/657,835 2005-03-01

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2355114C1 true RU2355114C1 (ru) 2009-05-10

Family

ID=36578814

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2007136036/09A RU2355114C1 (ru) 2005-03-01 2006-03-01 Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи

Country Status (12)

Country Link
US (1) US20060203710A1 (ru)
EP (1) EP1861972B1 (ru)
JP (1) JP2008532432A (ru)
KR (2) KR100941901B1 (ru)
CN (1) CN101171815A (ru)
AT (1) ATE429760T1 (ru)
BR (1) BRPI0608390A2 (ru)
CA (1) CA2599739A1 (ru)
DE (1) DE602006006426D1 (ru)
RU (1) RU2355114C1 (ru)
TW (1) TW200704072A (ru)
WO (1) WO2006094037A2 (ru)

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8391413B2 (en) 2003-12-19 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Channel estimation for an OFDM communication system with inactive subbands
US7817533B2 (en) * 2006-01-11 2010-10-19 Amicus Wireless Technology Ltd. Device and method for performing channel estimation for OFDM-based signals with variable pilot subcarrier spacing
US7817735B2 (en) 2006-01-11 2010-10-19 Amicus Wireless Technology Ltd. Device and method of performing channel estimation for OFDM-based wireless communication system
WO2007103183A2 (en) * 2006-03-01 2007-09-13 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for channel estimation in an orthogonal frequency division multiplexing system
US8005169B1 (en) 2006-03-17 2011-08-23 Marvell International Ltd. Joint estimation of channel and preamble sequence for orthogonal frequency division multiplexing systems
US20070217527A1 (en) * 2006-03-20 2007-09-20 Beceem Communications, Inc. Method and system for determining channel response in a block transmission system
JP2007288450A (ja) * 2006-04-14 2007-11-01 Sony Corp 復調装置及び方法
US9253009B2 (en) * 2007-01-05 2016-02-02 Qualcomm Incorporated High performance station
GB2446439B (en) * 2007-02-08 2009-06-24 Toshiba Res Europ Ltd Wireless communications apparatus and method
JP5290207B2 (ja) * 2007-03-02 2013-09-18 クゥアルコム・インコーポレイテッド スーパーインポーズされた複合チャネルフィルタ
JP4709789B2 (ja) * 2007-03-05 2011-06-22 Okiセミコンダクタ株式会社 等化器
US8787499B2 (en) * 2007-03-27 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Channel estimation with effective co-channel interference suppression
CN101141425A (zh) * 2007-07-04 2008-03-12 中兴通讯股份有限公司 基于时分导频段的移动通信系统的信道估计方法
US8411805B1 (en) 2007-08-14 2013-04-02 Marvell International Ltd. Joint estimation of channel and preamble sequence for orthogonal frequency division multiplexing systems
US7801020B2 (en) * 2007-08-29 2010-09-21 Intel Corporation Mobile channel estimation algorithm for DVB-H COFDM demodulator
CN101127753B (zh) * 2007-09-29 2011-12-14 北京邮电大学 一种适用于多载波系统的信道估计方法
TW200919993A (en) * 2007-10-26 2009-05-01 Univ Nat Chiao Tung Method and apparatus for determining a channel impulse response
EP2071787B1 (en) * 2007-12-10 2013-03-13 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Method and apparatus for positioning an FFT- window in an OFDM-receiver
EP2071784B1 (en) * 2007-12-10 2013-05-22 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Method and apparatus for delay spread estimation
JP4691119B2 (ja) * 2008-02-14 2011-06-01 日本電信電話株式会社 ウェイト演算装置、及び、ウェイト演算方法
US8520500B2 (en) * 2008-03-28 2013-08-27 Qualcomm Incorporated Buffered demod and demap functions
CN101567870B (zh) * 2008-04-22 2011-11-16 普天信息技术研究院有限公司 信道响应起始位置、峰值位置和结束位置检测方法及装置
US7970070B2 (en) * 2008-05-14 2011-06-28 Newport Media, Inc. Adaptive frequency domain equalization in OFDM based communication system
JP5362303B2 (ja) * 2008-09-26 2013-12-11 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 受信装置及び受信方法
JP5263958B2 (ja) * 2009-02-04 2013-08-14 日本電気株式会社 信号処理装置
TWI422193B (zh) * 2009-05-11 2014-01-01 Mstar Semiconductor Inc 通道估測裝置與方法
CN101964769B (zh) * 2009-07-22 2014-01-29 晨星软件研发(深圳)有限公司 信道估算方法与装置
US8750089B2 (en) * 2010-01-05 2014-06-10 Broadcom Corporation Method and system for iterative discrete fourier transform (DFT) based channel estimation using minimum mean square error (MMSE) techniques
SG186763A1 (en) * 2010-06-24 2013-02-28 Cohda Wireless Pty Ltd Estimation of a multipath signal in a wireless communication system
US9088448B2 (en) * 2011-11-11 2015-07-21 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Phased array device and calibration method therefor
US9008249B2 (en) * 2012-02-10 2015-04-14 Qualcomm Incorporated Detection and filtering of an undesired narrowband signal contribution in a wireless signal receiver
KR101690895B1 (ko) 2012-11-14 2016-12-28 엘지전자 주식회사 하향링크 제어채널 모니터링 방법 및 장치
US9065686B2 (en) 2012-11-21 2015-06-23 Qualcomm Incorporated Spur detection, cancellation and tracking in a wireless signal receiver
US8897353B2 (en) * 2013-03-15 2014-11-25 Acorn Technologies, Inc. Block time domain channel estimation in OFDM system
US9154337B2 (en) * 2013-03-15 2015-10-06 Acorn Technologies, Inc. Non-linear time domain channel estimation in OFDM systems
US9628301B2 (en) * 2014-07-23 2017-04-18 Texas Instruments Incorporated Interference estimation for LTE receiver
WO2016061796A1 (zh) * 2014-10-23 2016-04-28 华为技术有限公司 信道估计的方法及装置
GB201502193D0 (en) * 2015-02-10 2015-03-25 Univ Surrey Obtaining channel state information in a multicarrier wireless communication network
US10123329B2 (en) 2015-10-07 2018-11-06 Intel IP Corporation Long training field in uplink multi-user multiple-input multiple-output communications
EP3445011B1 (en) * 2016-05-11 2022-01-26 Huawei Technologies Co., Ltd. Signal processing methods and transmitter
EP3316534A1 (en) * 2016-10-27 2018-05-02 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der Angewand Channel estimation of frequency sub bands
US10778344B2 (en) * 2018-11-14 2020-09-15 Texas Instruments Incorporated Channel tracking method and module
US10812294B2 (en) 2018-11-28 2020-10-20 Texas Instruments Incorporated Channel estimation method and system for IQ imbalance and local oscillator leakage correction
US11374669B2 (en) 2018-11-28 2022-06-28 Texas Instruments Incorporated Phase spectrum based delay estimation method and module
US11095485B2 (en) 2018-11-30 2021-08-17 Texas Instruments Incorporated Frequency-domain IQ mismatch estimation
RU2708061C9 (ru) * 2018-12-29 2020-06-26 Акционерное общество "Лётно-исследовательский институт имени М.М. Громова" Способ оперативной инструментальной оценки энергетических параметров полезного сигнала и непреднамеренных помех на антенном входе бортового радиоприёмника с телефонным выходом в составе летательного аппарата

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69820421T2 (de) * 1998-06-19 2004-05-27 Motorola Semiconducteurs S.A. Verfahren und Vorrichtung zum Entzerren in einem Funkempfänger
JP2000286821A (ja) * 1999-01-29 2000-10-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ofdm通信装置
US6996195B2 (en) * 1999-12-22 2006-02-07 Nokia Mobile Phones Ltd. Channel estimation in a communication system
JP2003101503A (ja) * 2001-09-21 2003-04-04 Mega Chips Corp Ofdm用等化装置およびofdm用等化方法
US7248559B2 (en) 2001-10-17 2007-07-24 Nortel Networks Limited Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems
JP2003152669A (ja) * 2001-11-08 2003-05-23 Mega Chips Corp Ofdm用復調装置
JP3773839B2 (ja) * 2001-12-05 2006-05-10 日本放送協会 デジタル信号の受信解析装置
US7180965B2 (en) * 2001-12-12 2007-02-20 Texas Instruments Incorporated Phase estimation and compensation in orthogonal frequency division multiplex (OFDM) systems
US7184713B2 (en) * 2002-06-20 2007-02-27 Qualcomm, Incorporated Rate control for multi-channel communication systems
US7039001B2 (en) * 2002-10-29 2006-05-02 Qualcomm, Incorporated Channel estimation for OFDM communication systems
US7280467B2 (en) * 2003-01-07 2007-10-09 Qualcomm Incorporated Pilot transmission schemes for wireless multi-carrier communication systems
JP2004236076A (ja) * 2003-01-31 2004-08-19 Toshiba Corp 受信装置及び受信方法
JP4523294B2 (ja) * 2003-02-10 2010-08-11 三菱電機株式会社 通信装置
US7095790B2 (en) * 2003-02-25 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Transmission schemes for multi-antenna communication systems utilizing multi-carrier modulation
WO2004114615A1 (en) * 2003-06-22 2004-12-29 Ntt Docomo, Inc. Apparatus and method for estimating a channel in a multiple input transmission system
KR100981571B1 (ko) * 2003-07-26 2010-09-10 삼성전자주식회사 다중 입력 다중 출력 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는이동 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법
CN1581740B (zh) * 2003-08-15 2012-10-17 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 Ofdm系统中基于pn序列和导频的反馈型信道估计方法及装置
CA2483117C (en) * 2003-09-29 2013-10-29 Xianbin Wang Multi-symbol encapsulated ofdm system
EP1531590A1 (en) * 2003-11-11 2005-05-18 STMicroelectronics Belgium N.V. Method and apparatus for channel equalisation with estimation of the channel impulse response length
US7016297B2 (en) * 2003-12-10 2006-03-21 Clive K Tang Method and apparatus providing decentralized, goal-orientated adaptive learning in an adaptive orthogonal frequency division multiplex communication system
US7382842B2 (en) * 2004-08-02 2008-06-03 Beceem Communications Inc. Method and system for performing channel estimation in a multiple antenna block transmission system
US7551547B2 (en) * 2005-01-28 2009-06-23 At&T Intellectual Property I, L.P. Delay restricted channel estimation for multi-carrier systems

Also Published As

Publication number Publication date
TW200704072A (en) 2007-01-16
EP1861972B1 (en) 2009-04-22
KR100966069B1 (ko) 2010-06-28
EP1861972A2 (en) 2007-12-05
WO2006094037A2 (en) 2006-09-08
CA2599739A1 (en) 2006-09-08
DE602006006426D1 (de) 2009-06-04
WO2006094037A3 (en) 2007-01-18
KR100941901B1 (ko) 2010-02-16
JP2008532432A (ja) 2008-08-14
BRPI0608390A2 (pt) 2009-12-29
CN101171815A (zh) 2008-04-30
KR20070113270A (ko) 2007-11-28
US20060203710A1 (en) 2006-09-14
ATE429760T1 (de) 2009-05-15
KR20090123922A (ko) 2009-12-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2355114C1 (ru) Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи
EP2135410B1 (en) Channel estimator with high noise suppression and low interpolation error for ofdm systems
KR100860921B1 (ko) 비활성 서브대역들을 가지는 ofdm 통신 시스템에 대한 채널 추정을 위한 방법 및 장치
JP5337165B2 (ja) キャリア間干渉が限定された無線通信ネットワークのチャネル推定方法及びシステム
RU2350030C2 (ru) Передача пилот-сигнала и оценка канала для множества передатчиков
RU2335087C1 (ru) Устройство и способ канальной оценки в системе сотовой связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением, использующей множество передающих антенн
KR100893517B1 (ko) 복수 병렬 데이터 스트림의 무선 통신 시스템 채널 추정
KR101212471B1 (ko) 다중 캐리어 시스템들을 위한 지연 제한된 채널 추정
KR101043477B1 (ko) Ofdm 채널 추정
US20100061474A1 (en) Fft spreading among selected ofdm sub-carriers
KR100920386B1 (ko) 광대역 무선통신 시스템에서 타이밍 오프셋을 보상하기위한 장치 및 방법
JP3910956B2 (ja) Ofdm無線通信システムのための伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置
US20070133393A1 (en) Multi-carrier receiving method and multi-carrier receiving apparatus
KR100738350B1 (ko) Ofdm 통신시스템에서 위상잡음 보상을 위한 등화기 및그 방법
EP1928136A2 (en) Channel estimate optimization for multiple transmit modes
JP2006506921A (ja) マルチ・キャリア信号のガード間隔を使用したチャネル推定
Alihemmati et al. On channel estimation and equalization in OFDM based broadband fixed wireless MAN networks
US20050073947A1 (en) Channel estimator for a receiver and method of operation thereof
KR100781044B1 (ko) 무선통신시스템을 위한 채널추정장치 및 그 방법
KR100860457B1 (ko) 무선 패킷 전송 시스템에서의 동기 복조를 위한 채널 추정 장치와 그 방법 및 그 기록매체
Adeyemo et al. Comparative Analysis of CMA and MMSE in MIMO-OFDM system
KR101084146B1 (ko) 주파수 오차 측정 방법
Batabyal et al. A code set for a robust 8.25 Mb/s data rate for IEEE 802.11 b WLANs

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20110302