RU2030757C1

RU2030757C1 - Time-interval meter operating under interference conditions

Info

Publication number: RU2030757C1
Authority: RU
Inventors: В.П. Ковригин; Ю.В. Соловьев
Original assignee: Российский институт радионавигации и времени
Priority date: 1991-04-15
Filing date: 1991-04-15
Publication date: 1995-03-10

Abstract

FIELD: location of moving objects. SUBSTANCE: time-interval meter has input signal source 1, two synchronous accumulators 2, 3, search filter 4, adder 5, low-frequency filter 6, two switches 7, 23, synchronizer 8, cathode-ray tube 9, delay line 10, controlled attenuator 11, threshold unit 12, modulator 13, two envelope characteristic point shapers 14, 27, amplifier-limiter 15, time discriminator 16, accumulator 17, command generation unit 18, reference-voltage source 19, attenuator unit 20, N-channel switch 21, single tuned circuit 22, blocking pulse shaper 24, inverter 25, and amplifier 26. EFFECT: improved design. 17 dwg

Description

Изобретение относится к радионавигации, может быть использовано для определения местоположения подвижных объектов по сигналам импульсно-фазовых радионавигационных систем, а также для синхронизации сигналов с помощью радиотехнических средств и является усовершенствованием устройства, описанного в заявке на изобретение N 4631423/09, кл. G 01 S 7/292 (положительное решение от 29 октября 1990 г.). The invention relates to radio navigation, can be used to determine the location of moving objects from the signals of the pulse-phase radio navigation systems, as well as to synchronize signals using radio engineering means and is an improvement of the device described in patent application N 4631423/09, class G 01 S 7/292 (positive decision of October 29, 1990).

Блок-схема известного устройства показана на фиг.2, где обозначены: 1 - входной фильтр, 2 - первый синхронный накопитель, 3 - второй синхронный накопитель, 4 - фильтр, 5 - сумматор, 6 - фильтр нижних частот, 7 - коммутатор, 8 - синхронизатор, 9 - электронно-лучевой индикатор, 10- линия задержки, 11 - первый аттенюатор, 12 - N-пороговый блок, 13 - модулятор, 14 - формирователь характерной точки огибающей, 15 - усилитель-ограничитель, 16 - временной дискриминатор, 17 - накопитель, 18 - блок выработки команд, 19 - источник опорного напряжения, 20 - второй аттенюатор, 21 - N-канальный коммутатор, 22 - одиночный контур, 23 - коммутатор, 24 - формирователь запирающего импульса, 25 - инвертор. A block diagram of a known device is shown in figure 2, where: 1 - input filter, 2 - first synchronous drive, 3 - second synchronous drive, 4 - filter, 5 - adder, 6 - low-pass filter, 7 - switch, 8 - synchronizer, 9 - electron-beam indicator, 10 - delay line, 11 - first attenuator, 12 - N-threshold block, 13 - modulator, 14 - envelope characteristic point shaper, 15 - limiter amplifier, 16 - time discriminator, 17 - drive, 18 - command generation unit, 19 - voltage reference source, 20 - second attenuator, 21 - N-channel commutator, 22 — single circuit, 23 — commutator, 24 — shaper pulse driver, 25 — inverter.

Устройство работает следующим образом. Из входного фильтра 1 смесь полезного навигационного сигнала (поверхностная волна 42), шумов и сигнала, отраженного ионосферой (см. фиг.3, эпюра а), поступает на синхронизатор 8 через первый аттенюатор 11. Эта же смесь поступает через фильтр 4 и коммутатор 7 на электронно-лучевой индикатор 9. Узкополосный фильтр 4 обеспечивает выделение сигнала из шума. Оператор с помощью электронно-лучевого индикатора 9 осуществляет временной поиск нужных сигналов и грубое совмещение фронтов радиосигналов. The device operates as follows. From the input filter 1, the mixture of the useful navigation signal (surface wave 42), noise, and the signal reflected by the ionosphere (see Fig. 3, plot a) is supplied to the synchronizer 8 through the first attenuator 11. The same mixture is passed through the filter 4 and switch 7 on the cathode-ray indicator 9. The narrow-band filter 4 provides the selection of the signal from noise. Using the electron-beam indicator 9, the operator temporarily searches for the necessary signals and roughly combines the fronts of the radio signals.

Одновременно с первого аттенюатора 11 смесь сигнала и помех поступает на первый синхронный накопитель 2, образующий синфазный канал накопления и через инвертор 25 - на второй синхронный накопитель 3, образующий противофазный канал накопления. At the same time, from the first attenuator 11, the signal and noise mixture enters the first synchronous drive 2, which forms the in-phase storage channel and through the inverter 25, to the second synchronous drive 3, which forms the antiphase storage channel.

На синхронные накопители 2 и 3 с синхронизатора 8 подаются серии коротких импульсов 28, 29 (фиг.5б, в), согласованные с навигационными сигналом системы "Лоран-С", причем в противофазном канале накопления импульсы 29 сдвинуты на половину периода по отношению к импульсам 26 синфазного канала за счет линии задержки 10. Временное положение этих импульсов соответствует максимумам положительных и отрицательных полупериодов радиосигнала. A series of short pulses 28, 29 (Fig. 5b, c), matched with the navigation signal of the Laurent-C system, are fed to synchronous drives 2 and 3 from synchronizer 8, and in the antiphase storage channel, pulses 29 are shifted by half the period with respect to the pulses 26 in-phase channel due to the delay line 10. The temporary position of these pulses corresponds to the maxima of the positive and negative half-periods of the radio signal.

Синхронные накопители 2 и 3 осуществляют выборку сигналов 30 и 31 в соответствии с приходом троб-импульсов 28 и 29 с синхронизатора 8 и их накопление (см. фиг. 3 эпюры г и д). На эпюре "е" (фиг.3) показан сигнал 32 на выходе сумматора 5. После фильтрации в фильтре 6 низких частот гармоник частоты дискретизации выделяется огибающая 33 (фиг.3, эпюра е - сплошная линия). Synchronous drives 2 and 3 select the signals 30 and 31 in accordance with the arrival of the probe pulses 28 and 29 from synchronizer 8 and accumulate them (see Fig. 3 diagrams d and e). On plot "e" (figure 3) shows the signal 32 at the output of the adder 5. After filtering in the filter 6 low-frequency harmonics of the sampling frequency, envelope 33 is selected (figure 3, plot e is a solid line).

Отфильтрованная от шумов огибающая 33 поступает на последовательно cоединенные формирователь характерной точки огибающей (ФХТО) 14, который формирует разностный сигнал 34 с точкой перехода через нуль по алгоритму
S(t) = y(t) - ky'(t), (1) где y(t) - огибающая радиосигнала;
y'(t) - первая производная огибающей;
К - весовой коэффициент, характеризующий временное положение нуля сформированного сигнала, которое выбрано меньшим или равным задержке сигнала, отраженного от ионосферы. При иcпользовании устройства в дальней зоне радионавигационной системы, где задержка τ_з отраженного от ионосферы сигнала по отношению к поверхностному может оказаться минимальной (τ_з = (23-25) мкс), а амплитуда его значительно превосходит амплитуду поверхностного cигнала в (5-10) раз и более, не обепечивается точность временного интервала. Увеличение точности измерения временного интервала, в таких условиях, может быть получено либо раcширением полоcы пропускания входного фильтра 1, либо формирователя cигнала c характерной точкой t_о (см. фиг.3) на более низких уровнях огибающей радиосигнала. Фильтр 1 обеспечивает предварительную фильтрацию радиосигнала от помех. При этом имеет место искажение огибающей радиосигнала, вызванное задержкой радиосигнала в фильтре.The envelope 33 filtered out from noise enters the sequentially connected shaper of the characteristic envelope point (CFT) 14, which generates a difference signal 34 with a zero transition point according to the algorithm
S (t) = y (t) - ky '(t), (1) where y (t) is the envelope of the radio signal;
y '(t) is the first derivative of the envelope;
K is a weight coefficient characterizing the temporary zero position of the generated signal, which is chosen to be less than or equal to the delay of the signal reflected from the ionosphere. When using the device in the far zone of the radio navigation system, where the delay τ _s of the signal reflected from the ionosphere with respect to the surface can be minimal (τ _s = (23-25) μs), and its amplitude significantly exceeds the amplitude of the surface signal in (5-10) times and more, the accuracy of the time interval is not guaranteed. An increase in the accuracy of measuring the time interval, under such conditions, can be obtained either by expanding the passband of the input filter 1 or by a signal shaper with a characteristic point t _о (see Fig. 3) at lower levels of the envelope of the radio signal. Filter 1 provides preliminary filtering of the radio signal from interference. In this case, there is a distortion of the envelope of the radio signal caused by the delay of the radio signal in the filter.

Выбор типа и полосы пропускания фильтра определяется компромиссным решением задачи фильтрации сигнала в условиях воздействия отраженных сигналов и помех. В этих условиях воздействия оптимальный фильтр представляет собой три соответствующим образом связанных резонансных конутра. Полоса пропускания такого фильтра составляет примерно 30 кГц. Однако полоса 30 кГц трехконтурного фильтра 1 не обеспечивает разделение поверхностного и отраженного от ионосферы сигнала при их относительной задержке τ_з = = (23-25) мкс. Таким образом, в устройстве происходит искажение огибающей радиосигнала в результате наложения отраженного от ионосферы сигнала на поверхностный (полезный) сигнал, что приводит к смещению на Δ t характерной точки перехода через нулевой уровень за допустимый предел (более T_o/2 = 5 мкс), а это в свою очередь приводит к ошибке измерения временного интервала на 10 мкс.The choice of filter type and bandwidth is determined by a compromise solution to the signal filtering problem under the influence of reflected signals and interference. Under these exposure conditions, the optimal filter consists of three appropriately coupled resonant circuits. The passband of such a filter is approximately 30 kHz. However, the 30 kHz band of the three-loop filter 1 does not provide a separation of the surface and reflected from the ionosphere signal at their relative delay τ _s = (23-25) μs. Thus, in the device, the envelope of the radio signal is distorted as a result of the superposition of the signal reflected from the ionosphere onto the surface (useful) signal, which leads to a shift by Δ t of the characteristic transition point through the zero level beyond the permissible limit (more than T _o / 2 = 5 μs), and this, in turn, leads to an error in measuring the time interval of 10 μs.

Формирование характерной точки t_о (см. фиг.5, эпюры а-д), на уровне более низком (0,1-0,15) U_m, где U_m - амплитудное значение огибающей радиосигнала, приводит к уменьшению уровня полезного сигнала в точке формирования, который становится соизмеримым с шумами формирователя 14 характерной точки, а это приводит к неустойчивости в работе устройства измерения.The formation of the characteristic point t _about (see figure 5, diagrams a-d), at a lower level (0.1-0.15) U _m , where U _m is the amplitude value of the envelope of the radio signal, leads to a decrease in the level of the useful signal in the formation point, which becomes comparable with the noise of the shaper 14 of the characteristic point, and this leads to instability in the operation of the measuring device.

Сигнал на выходе формирователя 14 характерной точки в промежутке от 0 до t₁ можно аппроксимировать отрезком синусоиды
U_фхто = U_М1˙sinω₁ t. Сигнал U_фхто поступает на одиночный колебательный контур 22, на выходе которого образуется напряжение
U₂= U_фхто(o)·h(t)+

U

(λ)·h(t-λ)·dλ (2) где h(t) - переходная характеристика колебательного контура,
h(t) =

· e^-αt·sinω_ot где ω_o=

, α =

- резонансная часто- та и затухание контура.The signal at the output of the shaper 14 of the characteristic point in the interval from 0 to t ₁ can be approximated by a segment of a sinusoid
U _fhto = U _М1 ˙sinω ₁ t. The signal U _fkhto arrives at a single oscillatory circuit 22, at the output of which a voltage is generated
U ₂ = U _fhto (o) h (t) +

U

(λ) · h (t-λ) · dλ (2) where h (t) is the transition characteristic of the oscillatory circuit,
h (t) =

E- ^αt sinω _o t where ω _o =

, α =

- resonant frequency and circuit attenuation.

Переходная амплитуда А и фаза φ напряжения на контуре определяется выражениями:
A =

(3)
φ = arctg

(4) Сигнал с характерной точкой t_о в районе первой полуволны синусоиды 45 (см. фиг.6, эпюра в) определяется стабильностью и настройкой контура и мало меняется при воздействии сигнала, пораженного ионосферным сигналом.The transition amplitude A and phase φ of the voltage on the circuit is determined by the expressions:
A =

(3)
φ = arctg

(4) A signal with a characteristic point t _о in the region of the first half-wave of sinusoid 45 (see Fig. 6, diagram c) is determined by the stability and tuning of the contour and changes little when exposed to a signal affected by an ionospheric signal.

В момент t₁ формирователь 24 из строб-импульсов 28, поступающих из синхронизатора 8 на синхронные накопители, формирует импульс запирания 46, который поступает на управляющий вход коммутатора 23. При этом в момент t₁ происходит закорачивание выхода контура 22 на корпус. Колебательный процесс прекращается до момента поступления следующего радиоимпульса 42. На выходе коммутатора 23 образуется сигнал 47 (фиг.6,д) с характерной точкой, поступающей на усилитель-ограничитель 15 и через коммутатор 7 на электронно-лучевой индикатор 9. Меандровый сигнал 48 поступает на временной дискриминатор 16, где он стробируется строб-импульсом 36 (см. фиг.6, эпюра ж), а результат стробирования накапливается в накопителе 17. Если сигнал на выходе накопителя 17 равен нулю, то блок 18 формирует команду на останов изменения начального временного положения делителей синхронизатора 8, а строб-импульс 36 (фиг.6, эпюра ж) находится при этом точно симметрично относительно перехода через нуль "меандрового" сигнала 48. Если результат накопления имеет положительную или отрицательную полярность, то он, поступив на блок 18, преобразуется в команду, которая управляет делителями синхронизатора 8 до тех пор, пока не наступит устойчивое состояние положения строб-импульса относительно нуля перехода "меандрового" сигнала 48 и результат накопления будет равен нулю.At time t _{1, the} former 24 of the strobe pulses 28 coming from the synchronizer 8 to the synchronous drives generates a locking pulse 46, which is fed to the control input of the switch 23. At the same time, at time t ₁ , the output of circuit 22 to the housing is shorted. The oscillation process stops until the next radio pulse 42 arrives. At the output of the switch 23, a signal 47 is generated (Fig.6, d) with a characteristic point fed to the amplifier-limiter 15 and through the switch 7 to the cathode ray indicator 9. The meander signal 48 is fed to time discriminator 16, where it is gated by a strobe pulse 36 (see Fig. 6, plot g), and the gating result is accumulated in drive 17. If the signal at the output of drive 17 is zero, then block 18 generates a command to stop changing the initial time the position of the dividers of the synchronizer 8, and the strobe pulse 36 (Fig.6, plot g) is exactly symmetrical with respect to the transition of the meander signal 48 through zero. If the accumulation result has positive or negative polarity, then it arrives at block 18 , is converted to a command that controls the dividers of the synchronizer 8 until a steady state of the position of the strobe pulse relative to the zero transition of the "meander" signal 48 and the accumulation result is zero.

На входе устройства смесь шумов, полезного поверхностного и отраженного от ионосферы сигналов может меняться в широком динамическом диапазоне, что, в свою очередь, сможет привести к искажениям накопленных напряжений в синхронных накопителях 2 и 3 и появлению ошибки при измерении временного навигационного параметра. At the input of the device, the mixture of noise, useful surface and reflected from the ionosphere signals can vary over a wide dynamic range, which, in turn, can lead to distortion of the accumulated voltages in synchronous drives 2 and 3 and the appearance of an error when measuring the time navigation parameter.

Возможность появления таких искажений устраняется следующим образом. На фиг. 4, а изображены пачки сигналов 35 ведущей (ВЩ) и ведомой (ВМ) станций, имеющих некоторый разбаланс по амплитуде. Накопленная выборка 38 входного сигнала 37, соответствующая моменту t_зстр (фиг.4, эпюра а), поступает на модулятор 13, в котором происходит преобразование накопленного сигнала в регулирующее напряжение 40 (фиг.4, эпюра г) в соответствии с поступающими широкими селекторными импульсами 39 (фиг.4, эпюра в), временное положение и длительность которых соответствует пачкам входных радиоимпульсов (фиг.4,а).The possibility of such distortions being eliminated as follows. In FIG. 4a, the signal packets 35 of the leading (VSC) and slave (VM) stations are shown having some amplitude imbalance. The accumulated sample 38 of the input signal 37, corresponding to the time t _zstr (Fig. 4, plot a), is supplied to the modulator 13, in which the accumulated signal is converted to the regulating voltage 40 (Fig. 4, plot d) in accordance with the incoming wide selector pulses 39 (Fig. 4, plot C), the temporary position and duration of which corresponds to the packs of input radio pulses (Fig. 4, a).

Весь динамический диапазон входных сигналов разбивается на N уровней, каждому из которых соответствует порог в N-пороговом блоке 12. При превышении каждого из порогов на аттенюатор 11 поступает напряжение 40 (фиг.4, эпюра г) регулировки уровня сигнала. Сигнал на выходе аттюатора 11 поддерживается в линейном динамическом диапазоне синхронных накопителей 2 и 3 и тем самым устраняется возможность появления нелинейности в тракте накопления. The entire dynamic range of the input signals is divided into N levels, each of which corresponds to a threshold in the N-threshold block 12. When each of the thresholds is exceeded, the attenuator 11 receives a voltage 40 (Fig. 4, plot d) of signal level adjustment. The signal at the output of attuator 11 is maintained in the linear dynamic range of synchronous drives 2 and 3, and thereby eliminates the possibility of nonlinearity in the accumulation path.

В устройстве также устраняются искажения огибающей, вызванные шумами коммутации в синхронных накоплениях 2 и 3. Формирование компенсирующих шумов коммутации, аналогичных шумам коммутации в синхронных накопителях, осуществляется из напряжения, поступающего от источника 19 опорного напряжения на вход второго аттенюатора 20, состоящего из N-переменных резисторов, настроенных таким образом, чтобы скомпенсировать выборки от напряжения шумов коммутации синхронных накопителей 2 и 3. Напряжение, сформированное в блоке аттенюаторов, через ключ N-канального коммутатора 21 поступают на сумматор 5, в котором происходит их вычитание из шумов коммутации синхронных накопителей 2 и 3 в моменты появления строб-импульса 28 и 29. таким образом, в сумматоре 5 происходит компенсация шумов коммутации и огибающая 33 радиосигнала не имеет искажений на отсчетном уровне. The device also eliminates envelope distortions caused by switching noise in synchronous storage 2 and 3. Compensating switching noise, similar to switching noise in synchronous storage, is generated from the voltage supplied from the reference voltage source 19 to the input of the second attenuator 20, consisting of N-variables resistors configured in such a way as to compensate samples from the voltage of switching noise of synchronous drives 2 and 3. The voltage generated in the block of attenuators through the key N-to anal switch 21 go to the adder 5, in which they are subtracted from the switching noise of synchronous drives 2 and 3 at the moments of the strobe 28 and 29. Thus, in the adder 5, the switching noise is compensated and the envelope 33 of the radio signal has no distortion on the reference level.

В устройстве, описанном в заявке на изобретение N 4631423/09, кл. G 01 S 7/292 (положительное решение от 29 октября 1990 г.) имеет место недостаток, заключающийся в том, что при использовании устройства в дальней зоне радионавигационной системы при задержке отраженного от ионосферы сигнала τ_з = (23-25) мкс и амплитуде его, значительно превосходящей амплитуду поверхностного сигнала в (5-10) раз и более не обеспечивается точность измерения временного интервала.In the device described in patent application N 4631423/09, class. G 01 S 7/292 (positive decision of October 29, 1990) there is a disadvantage in that when using the device in the far zone of the radio navigation system with a delay of the signal reflected from the ionosphere, τ _s = (23-25) μs and amplitude it, significantly exceeding the amplitude of the surface signal by (5-10) times or more, does not provide the accuracy of measuring the time interval.

Увеличение точности измерения временного интервала в вышеназванных условиях воздействия отраженного сигнала может быть получено путем расширения полосы пропускания полосовой цепи входного фильтра 1, либо путем формирования сигнала с характерной точкой t_о на более низком уровне огибающей радиосигнала.An increase in the accuracy of measuring the time interval under the above conditions of the reflected signal can be obtained by expanding the bandwidth of the band-pass circuit of the input filter 1, or by generating a signal with a characteristic point t _о at a lower level of the envelope of the radio signal.

Известно, что выбор типа и полосы пропускания входного фильтра 1 определяется компромиссным решением задачи фильтрации сигнала в условиях воздействия отраженных сигналов и помех. В этих условиях оптимальный фильтр представляет собой три соответствующим образом связанные резонансных контура. Полоса пропускания такого фильтра составляет ≈ 30 кГц. It is known that the choice of the type and bandwidth of the input filter 1 is determined by a compromise solution to the problem of filtering the signal under the influence of reflected signals and interference. Under these conditions, the optimal filter consists of three appropriately connected resonant circuits. The passband of such a filter is ≈ 30 kHz.

Сужение полосы пропускания приводит к недопустимой задержке и увеличению интенсивности высокочастотных помех, приводящих к перегрузке активных цепей источника сигнала 1. The narrowing of the bandwidth leads to an unacceptable delay and an increase in the intensity of high-frequency interference, leading to an overload of the active circuits of signal source 1.

Выбранная оптимальная полоса 30 кГц полосового трехконтурного фильтра 1 не обеспечивает разделение поверхностного и отраженного от ионоcферы сигналов при задержке τ_з = (23-25) мкс. Таким образом, в устройстве происходит искажение огибающей в результате положения отраженного сигнала на поверхностный (полезный) сигнал, что приводит к смещению на Δ t характерной точки перехода через нулевой уровень за допустимый предел (более Т_o/2 = =5 мкс), а это в свою очередь приводит к ошибке измерения временного интервала.The selected optimal 30 kHz bandpass bandpass filter 1 does not provide separation of the surface and reflected from the ionosphere signals with a delay of τ _s = (23-25) μs. Thus, the envelope is distorted as a result of the position of the reflected signal on the surface (useful) signal, which leads to a shift by Δ t of the characteristic transition point through the zero level beyond the allowable limit (more than T _o / 2 = 5 μs), and this in turn, leads to an error in the measurement of the time interval.

Формирование же характерной точки t_o'' (см. фиг.5 эпюры а, д) на уровне более низком (0,1-0,15) U_m, где U_m - амплитудное значение огибающей радиосигнала, т.е. ближе к началу радиосигнала приводит к уменьшению уровня полезного сигнала в точке формирования, амплитудное значение S_m которого становится соизмеримым с шумами формирователя 14 характерной точки, а это приводит к неустойчивой работе устройства измерения временного интервала.The formation of the characteristic point t _o '' (see Fig. 5 of the diagram a, e) at a lower level (0.1-0.15) U _m , where U _m is the amplitude value of the envelope of the radio signal, i.e. closer to the beginning of the radio signal leads to a decrease in the level of the useful signal at the point of formation, the amplitude value of S _m which becomes comparable with the noise of the shaper 14 of the characteristic point, and this leads to unstable operation of the device measuring the time interval.

Целью предлагаемого изобретения является повышение точности в условиях воздействия отраженных от ионосферы сигналов за счет повышения уровня полезного сигнала в точке формирования путем увеличения крутизны фронта огибающей радиосигнала. The aim of the invention is to increase accuracy under the influence of signals reflected from the ionosphere by increasing the level of the useful signal at the point of formation by increasing the steepness of the front of the envelope of the radio signal.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, что в устройство, описанное в заявке на изобретение N 4631423/09, кл. G 01 S 7/202 (положительное решение от 29 октября 1990 г.) дополнительно введены последовательно соединенные усилитель и второй формирователь характерной точки огибающей между выходом фильтра нижних частот и входом первого формирователя характерной точки, причем второй вход введенного усилителя подключен через положительную обратную связь с вторым выходом второго формирователя характерной точки. The essence of the invention lies in the fact that in the device described in the application for invention N 4631423/09, class. G 01 S 7/202 (positive decision of October 29, 1990), an additional serially connected amplifier and a second envelope characteristic shaper are additionally introduced between the output of the low-pass filter and the input of the first characteristic point shaper, and the second input of the introduced amplifier is connected through positive feedback with the second output of the second shaper characteristic points.

Отличием является то, что введенные блоки и положительная обратная связь увеличивают крутизну фронта огибающей радиосигнала, поступающей с выхода фильтра нижних частот. При этом на первом выходе введенного второго формирователя характерной точки образуется сигнал, эквивалентный производной огибающей радиосигнала, который используется как сигнал положительной обратной связи введенного усилителя. Суммарный сигнал на выходе усилителя имеет большую крутизну фронта, чем крутизна фронта огибающей радиосигнала 42. В результате на выходе первого формирователя характерной точки происходит увеличение амплитуды S_m сформированного сигнала 47 (информационной положительной полуволны) (см. фиг.7, эпюра е).The difference is that the introduced blocks and positive feedback increase the steepness of the front of the envelope of the radio signal coming from the output of the low-pass filter. In this case, a signal equivalent to the derivative of the envelope of the radio signal, which is used as the positive feedback signal of the input amplifier, is formed at the first output of the introduced second shaper of the characteristic point. The total signal at the output of the amplifier has a greater slope of the front than the slope of the front of the envelope of the radio signal 42. As a result, at the output of the first driver of the characteristic point, the amplitude S _{m of the} generated signal 47 (informational positive half-wave) increases (see Fig. 7, plot e).

Таким образом, полученный на выходе первого формирователя характерной точки сигнал с ФХТО увеличенной амплитудной информационной части фронта радиосигнала (см. фиг. 7, эпюра - пунктир) позволяет уменьшить уровень формирования до (0,1-0,15) U_m, т.е. получить при задержках τ_з = =(23-25) мкс уменьшение искажений огибающей радиосигнала шумом и тем самым повысить точность измерения временного интервала.Thus, the signal obtained from the output of the first shaper of the characteristic point with the FHTO of the increased amplitude information part of the front of the radio signal (see Fig. 7, the diagram is dotted) allows to reduce the level of formation to (0.1-0.15) U _m , i.e. . to obtain, at delays, τ _s = (23-25) μs, a decrease in the distortion of the envelope of the radio signal by noise and thereby increase the accuracy of measuring the time interval.

Следует также отметить, что введенные блоки обладают частотно-избирательными свойствами (см. фиг.9). Сигнал огибающей, прошедший эти цепи, уменьшается по амплитуде, но при этом происходит уменьшение напряжения шумов на выходе и соотношение сигнал/шум на выходе цепей сохраняется. It should also be noted that the introduced blocks have frequency-selective properties (see Fig.9). The envelope signal that has passed through these circuits decreases in amplitude, but the noise voltage at the output decreases and the signal-to-noise ratio at the output of the circuits is preserved.

Новые признаки с указанной целью в известных устройствах не обнаружены, что свидетельствует о существенности отличий. No new signs with this purpose were found in the known devices, which indicates the significance of differences.

Предложенное устройство поясняется чертежами на фиг. 1, 2, 8, 9, 10, 11, 13, 14, 15, 16, 17 и эпюрами на фиг.3, 4, 5, 6, 7, 12. The proposed device is illustrated by drawings in FIG. 1, 2, 8, 9, 10, 11, 13, 14, 15, 16, 17 and diagrams in FIGS. 3, 4, 5, 6, 7, 12.

На фиг.1 - предлагаемое устройство; на фиг.2 - устройство-прототип. Figure 1 - the proposed device; figure 2 is a prototype device.

На чертежах обозначены: 1 - входной фильтр, 2 - первый синхронный накопитель, 3 - второй синхронный накопитель, 4 - фильтр, 5 - сумматор, 6 - фильтр нижних частот, 7 - коммутатор, 8 - синхронизатор, 9 - электронно-лучевой индикатор, 10 - линия задержки, 11 - первый аттенюатор, 12 - N-пороговый блок, 13 - модулятор, 14 - первый формирователь характерной точки огибающей, 15 - усилитель-ограничитель, 16 - временной дискриминатор, 17 - накопитель, 18 - блок выработки команд, 19 - источник опорного напряжения, 20 - второй аттенюатор, 21 - N-канальный коммутатор, 22 - одиночный контур, 23 - коммутатор, 24 - формирователь запирающего импульса, 25 - инвертор, 26 - усилитель, 27 - второй формирователь характерной точки огибающей. The drawings indicate: 1 - input filter, 2 - first synchronous drive, 3 - second synchronous drive, 4 - filter, 5 - adder, 6 - low-pass filter, 7 - switch, 8 - synchronizer, 9 - electron beam indicator, 10 — delay line, 11 — first attenuator, 12 — N-threshold block, 13 — modulator, 14 — first envelope characteristic point shaper, 15 — limit amplifier, 16 — time discriminator, 17 — drive, 18 — command generation block, 19 - reference voltage source, 20 - second attenuator, 21 - N-channel switch, 22 - single circuit, 23 - commutator, 24 - driver of the locking pulse, 25 - inverter, 26 - amplifier, 27 - the second driver of the characteristic envelope point.

На фиг. 3: а) смесь полезного поверхностного сигнала и отраженного от ионосферы сигнала, б) строб-импульсы в синфазном и противофазном каналах накопления; в, г, д) выборки сигнала в синфазном и противофазном синхронных накопителях; е) сигнал на выходе сумматора (ступенчатая линия), сигнал на выходе фильтра нижних частот (сплошная линия); ж) сформированный сигнал на выходе ФХТО; з) "меандровый" сигнал на выходе усилителя-ограничителя; и) строб-импульс на входе временного дискриминатора. In FIG. 3: a) a mixture of the useful surface signal and the signal reflected from the ionosphere, b) strobe pulses in the in-phase and antiphase accumulation channels; c, d, e) signal samples in in-phase and out-of-phase synchronous drives; f) the signal at the output of the adder (stepped line), the signal at the output of the low-pass filter (solid line); g) the generated signal at the output of the FHTO; h) the "meander" signal at the output of the amplifier-limiter; i) a strobe pulse at the input of a temporary discriminator.

На фиг. 4: а) пачки сигналов ведущей (ВЩ) и ведомой (ВМ) станций; б) выборки сигналов, соответствующих моменту времени; в) широкие селекторные импульсы; г) регулирующее напряжение на выходе модулятора (N-пороги в пороговом элементе). In FIG. 4: a) a packet of signals of the leading (VSC) and slave (VM) stations; b) samples of signals corresponding to a point in time; c) wide selector pulses; d) the regulating voltage at the output of the modulator (N-thresholds in the threshold element).

На фиг.5: а) радиосигнал и огибающая радиосигнала, где t_о - характерная точка на огибающей, U_m - амплитуда радиосигнала. б,в) строб-импульсы в синфазном и противофазном каналах накопиления. г) шумы коммутации на выходе сумматора. д) сформированный сигнал S(t) (без искажений на выходе ФХТО, сформированный сигнал с наложенными шумами коммутации (с искажениями на выходе ФХТО).Figure 5: a) the radio signal and the envelope of the radio signal, where t _about - a characteristic point on the envelope, U _m - the amplitude of the radio signal. b, c) strobe pulses in the in-phase and antiphase accumulation channels. d) switching noise at the output of the adder. e) the generated signal S (t) (without distortion at the output of the PFTO, the generated signal with superimposed switching noise (with distortions at the output of the PFTO).

На фиг.6: а) радиосигнал на входе полосового фильтра 1; б) радиосигнал на выходе полосового фильтра 1; в) сформированный сигнал 34 на выходе ФХТО 14, и сформированный сигнал 45 на выходе коммутатора 23 без включения цепи демпфирования остаточных колебаний контура; г) импульс на выходе формирователя запирающего импульса; д) сформированный сигнал на выходе коммутатора 23 с включенной цепью демпфирования; е) сформированный сигнал на выходе усилителя-ограничителя; ж) строб-импульс на входе времненого дискриминатора. In Fig.6: a) the radio signal at the input of the band-pass filter 1; b) the radio signal at the output of the band-pass filter 1; c) the generated signal 34 at the output of the FHTO 14, and the generated signal 45 at the output of the switch 23 without switching on the damping circuit of the residual oscillations of the circuit; d) the pulse at the output of the driver of the locking pulse; d) the generated signal at the output of the switch 23 with the damping circuit turned on; e) the generated signal at the output of the amplifier-limiter; g) a strobe pulse at the input of a temporary discriminator.

На фиг.7: а) радиосигнал на входе полосового фильтра 1; б) радиосигнал на выходе полосового фильтра 1; в) огибающая 33 радиосигнала на выходе усилителя 26 без обратной связи (пунктирная линия), огибающая 49 радиосигнала на выходе усилителя 26 с обратной связью (сплошная линия); г) сформированный сигнал 50 на выходе второго формирователя 27 характерной точки; д) строб-импульс 46 на выходе формирователя запирающего импульса; е) сформированный сигнал 47 на выходе первого формирователя 14 характерной точки; ж) сформированный сигнал 48 на выходе усилителя-ограничителя; з) строб-импульсы на входе временного дискриминатора. In Fig.7: a) the radio signal at the input of the band-pass filter 1; b) the radio signal at the output of the band-pass filter 1; c) envelope 33 of the radio signal at the output of amplifier 26 without feedback (dashed line), envelope 49 of the radio signal at the output of amplifier 26 with feedback (solid line); g) the generated signal 50 at the output of the second shaper 27 characteristic points; d) a strobe pulse 46 at the output of the driver of the locking pulse; e) the generated signal 47 at the output of the first driver 14 of the characteristic point; g) the generated signal 48 at the output of the amplifier-limiter; h) strobe pulses at the input of a temporary discriminator.

На фиг. 8: а) схема фильтра поиска 4; б) амплитудно-частотная характеристика фильтра 4. In FIG. 8: a) search filter circuit 4; b) the amplitude-frequency characteristic of the filter 4.

На фиг.9: Амплитудно-частотная характеристика последовательно включенных усилителя 26 с положительной обратной связью и формирователя 27 характерной точки. Figure 9: Frequency response of a series-connected amplifier 26 with positive feedback and driver 27 characteristic points.

На фиг.10: Электрическая схема синхронных накопителей 2 и 3. Figure 10: Electrical diagram of synchronous drives 2 and 3.

На фиг.11: Блок-схема синхронизатора 8. 11: Block diagram of a synchronizer 8.

На фиг.12: Эпюры сигналов, поясняющие работу синхронизатора 8. On Fig: Diagrams of signals explaining the operation of the synchronizer 8.

На фиг.13: Схема реализации N-порогового элемента 12 и аттенюатора 11. On Fig: Diagram of the implementation of the N-threshold element 12 and the attenuator 11.

На фиг.14: Схема формирователя характерной точки 14. а) блок-схема; б) принципиальная электрическая схема. On Fig: Scheme shaper characteristic points 14. a) a block diagram; b) circuit diagram.

На фиг.15: Схема временного дискриминатора 16. On Fig: Scheme of temporary discriminator 16.

На фиг. 16: Принципиальная электрическая схема усилителя 26 с обратной связью и второго формирователя 27 характерной точки. In FIG. 16: Schematic diagram of a feedback amplifier 26 and a second characteristic point driver 27.

Устройство на фиг. 1 содержит входной фильтр 1, первый синхронный накопитель 2, второй синхронный накопитель 3, фильтр поиска 4, сумматор 5, фильтр нижних частот 6, коммутатор 7, синхронизатор 8, электронно-лучевой индикатор 9, линию задержки 10, первый аттенюатор 11, N-пороговый элемент 12, модулятор 13, первый формирователь характерной точки 14, усилитель-ограничитель 15, временной дискриминатор 16, накопитель 17, блок выработки команд 18, источник опорного напряжения 19, второй аттенюатор 20, N-канальный коммутатор 21, одиночный контур 22, формирователь запирающего импульса 24, инвертор 25, усилитель 26, второй формирователь характерной точки 27. Причем выход входного фильтра 1 подключен к одному входу управляемого аттенюатора 11, другой вход которого подключен к входу N-порогового элемента 12, а выход соединен с входом инвертора 25, входом фильтра поиска 4 и входом синхронизатора 8, входы модулятора 13 подключены к одному из выходов синхронизатора 8 и одному из выходов синхронного накопителя 2, а выход мо- дулятора 13 подключен к входу N-порогового элемента, выходы синхронных накопителей 2 и 3 подключены к входам сумматора 5, выход которого подключен к входу фильтра нижних частот 6, выход фильтра 4 соединен и с входом коммутатора 7, а его вход - с соответствующим входом синхронизатора 8, один выход которого соединен с одним входом электронно-лучевого индикатора 9 и входом линии задержки 10 и одним входом синхронного накопителя 2, другой вход блока 9 подключен к выходу коммутатора 7, выход фильтра 6 нижних частот соединен с первым входом усилителя 26, а выход которого подключен к входу второго формирователя характерной точки 27, выход которого подключен ко второму входу усилителя 26, а второй выход второго формирователя 27 соединен с входом первого формирователя 14 характерной точки, выход которого подключен к одиночному контуру 22, выход которого соединен с входом коммутатора 23, второй вход которого подключен к корпусу устройства, а управляющий вход коммутатора 23 подключен к выходу формирователя 24 запирающего импульса, вход которого подключен к управлящему входу синхронного накопителя 2, выход коммутатора 23 подключен к входу усилителя-ограничителя 15, выход которого соединен с вторым входом коммутатора 7 и входом временного дискриминатора 16, второй вход которого подключен к соответствующему выходу синхронизатора 8, а выход - к входу накопителя 17, выход которого через блок 18 выработки команд соединен со вторым входом синхронизатора 8, выход источника 19 опорного напряжения подключен к входам N-канального источника 21, выход которого подключен к третьему входу сумматора 5, а управляющие входы N-канального коммутатора 21 подключены к соответствующим управляющим входам синхронных накопителей. The device of FIG. 1 contains an input filter 1, a first synchronous drive 2, a second synchronous drive 3, a search filter 4, an adder 5, a low-pass filter 6, a switch 7, a synchronizer 8, an electron beam indicator 9, a delay line 10, the first attenuator 11, N- threshold element 12, modulator 13, first characteristic point former 14, limiter amplifier 15, time discriminator 16, drive 17, command generation unit 18, voltage reference 19, second attenuator 20, N-channel switch 21, single circuit 22, former blocking pulse 24, and the inverter 25, the amplifier 26, the second driver of the characteristic point 27. Moreover, the output of the input filter 1 is connected to one input of the controlled attenuator 11, the other input of which is connected to the input of the N-threshold element 12, and the output is connected to the input of the inverter 25, the input of the search filter 4 and the input of the synchronizer 8, the inputs of the modulator 13 are connected to one of the outputs of the synchronizer 8 and one of the outputs of the synchronous drive 2, and the output of the modulator 13 is connected to the input of the N-threshold element, the outputs of the synchronous drives 2 and 3 are connected to the inputs of the adder 5, you the path of which is connected to the input of the low-pass filter 6, the output of the filter 4 is connected to the input of the switch 7, and its input is connected to the corresponding input of the synchronizer 8, one output of which is connected to one input of the electron beam indicator 9 and the input of the delay line 10 and one input synchronous drive 2, the other input of block 9 is connected to the output of the switch 7, the output of the low-pass filter 6 is connected to the first input of the amplifier 26, and the output of which is connected to the input of the second driver of characteristic point 27, the output of which is connected to the second input of the amplifier castor 26, and the second output of the second shaper 27 is connected to the input of the first shaper 14 of the characteristic point, the output of which is connected to a single circuit 22, the output of which is connected to the input of the switch 23, the second input of which is connected to the device body, and the control input of the switch 23 is connected to the output the driver 24 of the locking pulse, the input of which is connected to the control input of the synchronous drive 2, the output of the switch 23 is connected to the input of the amplifier-limiter 15, the output of which is connected to the second input of the switch 7 and I the house of the temporary discriminator 16, the second input of which is connected to the corresponding output of the synchronizer 8, and the output to the input of the drive 17, the output of which through the command generation unit 18 is connected to the second input of the synchronizer 8, the output of the reference voltage source 19 is connected to the inputs of the N-channel source 21 the output of which is connected to the third input of the adder 5, and the control inputs of the N-channel switch 21 are connected to the corresponding control inputs of synchronous drives.

Работа устройства в части синхронизации, временного поиска нужных сигналов и грубого совмещения их огибающих, выделения огибающих радиосигналов из шумов в синхронных накопителях, а также компенсации их шумов коммутации, балансировка огибающих по амплитуде и автоматического совмещения их в характерной точке, аналогична работе известного устройства (заявка на изобретение N 4631429/09, кл. G 01 S 7/292, положительное решение от 29 октября 1990 г.). The operation of the device in terms of synchronization, a temporary search for the necessary signals and rough alignment of their envelopes, separation of the envelopes of radio signals from noise in synchronous drives, as well as compensation of their switching noise, amplitude envelope balancing and their automatic alignment at a characteristic point, is similar to the operation of a known device (application for the invention N 4631429/09, class G 01 S 7/292, positive decision of October 29, 1990).

Рассмотрим работу устройства относительно вновь введенных блоков. Consider the operation of the device relative to the newly introduced blocks.

Смесь сигналов шумов и отраженного от ионосферы сигнала (см. фиг.7, эпюра а) (для удобства показан полезный сигнал 41 и огибающая 43 отраженного от ионосферы сигнала) поступает на входной фильтр 1. На фиг.7, эпюра б оказан радиосигнал 42 на выходе полосового фильтра 1. A mixture of noise signals and the signal reflected from the ionosphere (see Fig. 7, plot a) (for convenience, the useful signal 41 and envelope 43 of the signal reflected from the ionosphere is shown) is fed to the input filter 1. In Fig. 7, plot b shows the radio signal 42 on bandpass filter output 1.

Сигнал на выходе полосового фильтра имеет некоторую задержку τ_пф и увеличение фронта τ_ф' по сравнению с фронтом τ_ф входного радиоимпульса. Радиосигнал 42 поступает на управляемый аттенюатор 11, в котором они выравниваются по амплитуде аналогично описанному в работе устройства прототипа.The signal at the output of the bandpass filter has a certain delay τ _pf and an increase in the front τ _f 'in comparison with the front τ _{f of the} input radio pulse. The radio signal 42 is supplied to a controlled attenuator 11, in which they are aligned in amplitude as described in the prototype device.

Выравненные по амплитуде сигналы 42 в характерной точке поступают на входы синхронных накопителей 2 и 3 соответственно - в синфазных и противофазные каналы накопления. The amplitude-aligned signals 42 at a characteristic point arrive at the inputs of synchronous drives 2 and 3, respectively, into in-phase and antiphase storage channels.

На синхронные накопители 2 и 3 с синхронизатора 8 и линии задержки 10 поступают серии строб-импульсов 28 и 29 (фиг.5, эпюры б и в), высшие гармоники которых имеют точное соотношение с периодом повторения сигналов системы "Лоран-С" и частотой принимаемого сигнала, причем в противофазном канале накопления импульсы 29 сдвинуты на половину периода (T_o/2) высокочастотного заполнения радиосигнала по отношению к импульсам 28 синфазного канала за счет линии задержки 10. Временное положение этих импульсов соответствует максимумам положительных и отрицательных полупериодов радиосигналов.A series of strobe pulses 28 and 29 (Fig. 5, diagrams b and c), the higher harmonics of which have an exact ratio with the repetition period of the Loran-C system signals and frequency, are fed to synchronous drives 2 and 3 from synchronizer 8 and delay line 10 the received signal, and in the antiphase accumulation channel, the pulses 29 are shifted by half the period (T _o / 2) of the high-frequency filling of the radio signal with respect to the in-phase channel pulses 28 due to the delay line 10. The temporary position of these pulses corresponds to the positive and negative maxima half-periods of radio signals.

Синхронные накопители 2 и 3 осуществляют разработку сигналов 31 в соответствии с приходом строб-имупльсов 28 и 29 с синхронизатора 8 и их накопление (см. фиг.3, эпюры г и д). На эпюре (фиг.3) показан сигнал 32 на выходе сумматора 5. После фильтрации в фильтре 6 нижних частот с малой постоянной времени высших гармоник частоты дискретизации получают огибающую 33 (фиг. 3, эпюра е, - сплошная линия, на фиг.7 эпюра в - пунктир). Далее сигнал огибающей 33 поступает на первый вход усилителя 26 и с его выхода на вход второго формирователя 27 характерной точки (см. фиг.7, эпюры в. г). На выходе формирователя 27 характерной точки формируется разнополярный сигнал 50, который используется в качестве сигнала положителной обратной связи и поступает на второй вход усилителя 26. В результате на выходе усилителя 26 образуется сигнал огибающей (фиг.7, эпюра в) с большей крутизной фронта, чем у сигнала огибающей на входе усилителя 26. Полученный сигнал 49 с второго выхода формирователя 27 характерной точки поступает на вход первого формирователя 14, в котором так же, как и в устройстве-прототипе, из огибающей 49 формируется сигнал 47 (см. фиг.7, эпюра е) по алгоритму (см. формулу 1) с характерной точкой t_о перехода через нулевой уровень. Причем характерная точка t_о соответствует уровню (0,1-0,15) U_m, т.е. на период ранее сформированной характерной точки t_о без уменьшения амплитуды S_m сформированного сигнала (информационной положительной полуволны).Synchronous drives 2 and 3 carry out the development of signals 31 in accordance with the arrival of strobe-imupls 28 and 29 from synchronizer 8 and their accumulation (see figure 3, diagrams d and d). The diagram (Fig. 3) shows the signal 32 at the output of the adder 5. After filtering in the low-pass filter 6 with a small time constant of the higher harmonics of the sampling frequency, the envelope 33 is obtained (Fig. 3, diagram e, is a solid line; in Fig. 7, the diagram in - dotted line). Next, the envelope signal 33 is supplied to the first input of the amplifier 26 and from its output to the input of the second driver 27 of the characteristic point (see Fig. 7, diagrams v. G). At the output of the shaper 27 of the characteristic point, a bipolar signal 50 is generated, which is used as a positive feedback signal and is fed to the second input of the amplifier 26. As a result, an envelope signal is generated at the output of the amplifier 26 (Fig. 7, plot c) with a larger slope than the signal of the envelope at the input of the amplifier 26. The received signal 49 from the second output of the shaper 27 of the characteristic point is fed to the input of the first shaper 14, in which, as in the prototype device, a signal 47 is generated from the envelope 49 (see fi .7, curve e) by the algorithm (see Eq. 1) with the characteristic point t _of the passage to zero. Moreover, the characteristic point t _about corresponds to the level of (0.1-0.15) U _m , i.e. for the period of the previously generated characteristic point t _about without decreasing the amplitude S _{m of the} generated signal (informational positive half-wave).

Сигнал с характерной точкой t_о1 поступает на одиночный колебательный контур, на выходе которого также как и в устройстве-прототипе образуется сигнал U₂ (см. формулы 2, 3 и 4), параметры которого определяются стабильностью и настройкой одиночного контура и мало меняются при воздействии сигнала пораженного от ионо-сферы сигналом.A signal with a characteristic point t _о1 enters a single oscillatory circuit, at the output of which, as in the prototype device, a signal U ₂ is generated (see formulas 2, 3 and 4), the parameters of which are determined by the stability and tuning of a single circuit and change little when exposed signal affected by the ion sphere by the signal.

В момент t₁ формирователь 24 импульса из строб-импульсов 26, поступающих из синхронизатора 8 на синхронные накопители 2 формирует импульс запирания, который поступает на управляющий вход коммутатора 23. При этом в момент t₁ происходит закорачивание выхода контура 22 на корпусе устройства.At time t ₁ , the pulse shaper 24 from the strobe pulses 26 coming from the synchronizer 8 to the synchronous drives 2 generates a locking pulse, which is fed to the control input of the switch 23. At the same time, at the time t ₁ , the output of the circuit 22 on the device case is shorted.

Колебательный процесс прекращается до момента поступления следующего радиоимпульса 42. На выходе коммутатора 23 образуется сигнал 47 (фиг.7е) с характерной точкой, поступающей на усилитель-ограничитель 15 и через коммутатор 7 на электронно-лучевой индикатор 9 и на временной дискриминатор 16, в котором он стробируется строб-импульсом 36 (см. фиг.7, эпюра ж), а результат стробирования накапливается в накопителе 17. The oscillation process stops until the next radio pulse 42 arrives. At the output of the switch 23, a signal 47 is generated (Fig. 7f) with a characteristic point arriving at the limiter amplifier 15 and through the switch 7 to the cathode ray indicator 9 and to the time discriminator 16, in which it is gated by a strobe pulse 36 (see Fig. 7, plot g), and the gating result is accumulated in the drive 17.

Так же, как и в устройстве-прототипе, если сигнал на выходе накопителя 17 равен нулю, блок 18 выработки команд дает команду на останов делителей синхронизатора 8, а строб-импульс 36 находится при этом точно симметрично относительно перехода через нуль сформированного сигнала 48. Если результат накопления положительный или отрицательной полярности, то, не поступив на блок 18 выработки команд, преобразуется в команду, которая управляет сбоем делителей синхронизатора 8 до тех пор, пока не наступит устойчивое состояние положения строб-импульса относительно нуля перехода сигнала 48 и результат накопления будет равен нулю. As in the prototype device, if the signal at the output of the drive 17 is equal to zero, the command generating unit 18 gives a command to stop the dividers of the synchronizer 8, and the strobe pulse 36 is exactly symmetrical with respect to the zero transition of the generated signal 48. If the accumulation result is positive or negative polarity, then, without entering the command generation block 18, it is converted to a command that controls the failure of the synchronizer dividers 8 until a steady state of the position of the strobe pulse relative to respect to the zero crossing signal 48, and accumulation of the result is zero.

Реализация блоков синхронных накопителей 2 и 3, фильтра 4 поиска, блока 8 - синхронизатора; N-порогового элемента 12; формирователя 14 характерной точки; временного дискриминатора 16; блока 18 выработки команд; блока 20 - аттенюатора; многоканального коммутатора 21 приводятся ниже. Implementation of blocks of synchronous drives 2 and 3, filter 4 search, block 8 - synchronizer; N-threshold element 12; shaper 14 characteristic points; temporary discriminator 16; block 18 of the development of teams; block 20 - attenuator; multi-channel switch 21 are shown below.

Например, известно описание синхронных накопителей 2 и 3, а электрическая схема приведена на фиг.10. В предлагаемое устройство входит два блока синхронных накопителей. В одном из них, работающем на синфазном канале накопления, имеется второй выход с накопительной емкости С3, соответствующей третьему полупериоду рабочего сигнала. Напряжение с накопительной емкости С3 поступает на вход модулятора 13. В другом блоке 3 синхронного накопителя, работающем в противофазном канале накопления, такой выход не используется и он отсутствует. For example, the description of synchronous drives 2 and 3 is known, and the electrical circuit is shown in FIG. 10. The proposed device includes two blocks of synchronous drives. In one of them, operating on the common-mode accumulation channel, there is a second output from the storage capacitance C3 corresponding to the third half-cycle of the working signal. The voltage from the storage capacitance C3 is supplied to the input of the modulator 13. In another block 3 of the synchronous drive operating in the antiphase storage channel, such an output is not used and it is absent.

Блок 4 - фильтр поиска представляет собой двухконтурный фильтр с критической связью и полосой пропускания выбранной 5 кГц, исходя из оптимального отношения сигнал/шум на его выходе, электрическая схема которого приведена на фиг.8, а выбор параметров известен. Block 4 - the search filter is a bypass filter with a critical coupling and a passband of the selected 5 kHz, based on the optimal signal-to-noise ratio at its output, the electrical circuit of which is shown in Fig. 8, and the choice of parameters is known.

Блок 8 - синхронизатор, блок схема которого приведена на фиг.1, а эпюры сигналов, поясняющие его работу, приведены на фиг.12, реализация такого синхронизатора известна. Рассмотрим работу синхронизатора 8 в составе устройства. Сигнал от опорного генератора ОГ поступает на вход опорного делителя частоты ОДЧ, представляющего собой цепочки последовательно включенных триггеров. Коэффициент деления ОДЧ изменяется оператором ручками управления "Основные частоты" и "Дополнительные частоты", в соответствии с котовыми обозначениями цепочек сигналов радионавигационной системы (РНС). При поступлении на вход ОДЧ числа импульсов от ОГ, равного установленному коэффициенту деления, все триггеры ОДЧ устанавливаются в нулевое состояние. Block 8 is a synchronizer, the block diagram of which is shown in Fig. 1, and waveform diagrams explaining its operation are shown in Fig. 12, the implementation of such a synchronizer is known. Consider the operation of the synchronizer 8 as part of the device. The signal from the reference exhaust gas generator is fed to the input of the reference frequency divider of the OEC, which is a chain of triggers in series. The division coefficient of the VLF is changed by the operator with the control knobs "Main frequencies" and "Additional frequencies", in accordance with the cat designations of the signal chains of the radio navigation system (RNS). Upon receipt of the number of pulses from the exhaust gas at the input of the VLF equal to the established division coefficient, all the VLF triggers are set to zero.

При этoм формируется опорный импульс 2 (см. фиг.12) канала ведущей (ВЩ) станции с периодом повторения Т, равному периоду повторения сигналов выбранной оператором цепочки РНС. В схеме сравнения кодов ССК поразрядно сравниваются коды чисел содержащихся в резервном счетчике РСЧ и ОДЧ. В исходном состоянии в реверсивном счетчике хранится двоичный код некоторого числа. Двоичный код чисел в ОДЧ непрерывно меняется под воздействием импульсов ОГ. В момент, когда коды чисел РСЧ и ОДЧ совпадают, схема сравнения кодов ССК генерирует опорный импульс 8 канала ведомой (ВМ) станции. Временной интервал между опорными импульсами 2 и 3 пропорционален двоичному коду числа, хранящегося в РСЧ. Это число оператор может изменять при помощи схемы управления перемещением каналов УПК, связанной с переключателями "А-Б" (ВЩ--ВМ) и кнопками "Влево" - "Вправо". При установке переключателя "А-Б" в положение "Б" и нажатии кнопки "Влево" оператором производится вычитание содержимого в РСЧ некоторого числа импульсов, а при нажатии кнопки "Вправо" - суммирование. When this is formed, the reference pulse 2 (see Fig. 12) of the channel of the leading (VSC) station with a repetition period T equal to the repetition period of the signals selected by the operator of the RNS chain. In the CCK code comparison scheme, the codes of the numbers contained in the backup counter of the DMC and the ODC are bitwise compared. In the initial state, a binary code of a certain number is stored in the reverse counter. The binary code of numbers in the VLF continuously changes under the influence of exhaust pulses. At the moment when the DMC and VLF number codes coincide, the CCK code comparison circuit generates a reference pulse 8 of the channel of the slave (VM) station. The time interval between the reference pulses 2 and 3 is proportional to the binary code of the number stored in the DMC. The operator can change this number with the help of the UPC channel displacement control scheme associated with the "AB" (VSC - VM) switches and the "Left" - "Right" buttons. When the “A-B” switch is set to “B” and the “Left” button is pressed, the operator subtracts the number of pulses in the DMC and the summation is pressed when the “Right” button is pressed.

В результате этого изменяется в меньшую или большую сторону временной сдвиг импульса 3 относительно импульса 2. As a result of this, the time shift of the pulse 3 relative to the pulse 2 changes to a smaller or larger side.

При установке переключателя "А-Б" в положение "А" с помощью кнопок "Вправо" - "Влево" оператор воздействует на ОДЧ, суммируя с импульсами опорного генератора ОГ или вычитая из них некоторого числа дополнительных импульсов. ОДЧ устанавливается в нулевое состояние, а затем наберет числовой код, равный числовому коду, храняющемуся в РСЧ. В результате изменяется одновременно положением импульсов 2 и 3 относительно сигналов ВЩ и ВМ принятых станций РHС. Число, записанное в РСЧ в двоичном коде и представляющее собой величину временного сдвига импульса 3 относительно импульса 2, преобразуется в дешифраторе ДШ в сигналы управления цифровым табло (ЦТ). Таким образом, на ЦТ индицируется временной интервал между импульсами 3 и 2 в микросекундах. When the “AB” switch is set to “A” using the “Right” - “Left” buttons, the operator acts on the VLF by summing with the pulses of the reference exhaust generator or subtracting from them a number of additional pulses. The VLF is set to zero and then dials a numerical code equal to the numerical code stored in the DMC. As a result, it changes simultaneously with the position of pulses 2 and 3 relative to the signals of the VSC and the VM of the received PHC stations. The number recorded in the DMC in binary code and representing the value of the time shift of the pulse 3 relative to the pulse 2, is converted in the decoder DS in the control signals of the digital display (CT). Thus, the time interval between pulses 3 and 2 in microseconds is displayed on the CT.

Сформированные ОДЧ и схемой сравнения кодов ССК опорные импульсы 2 и 3 поступают на формирователь последовательностей импульсов ФПИ, связанной с переключателями "Развертка", "Каналы", "Код 1 - Код 2". The reference pulses 2 and 3 generated by the DCCH and the CCK code comparison circuit are supplied to the FPI pulse shaper associated with the "Sweep", "Channels", "Code 1 - Code 2" switches.

На выходе формирователя ФПЧ формируются необходимые для работы устройства последовательности: широкие селекторные импульсы (ШСИ) 4 для работы модулятора 13, входящего в цепь регулировки усиления; строб-импульсы 5, используемые для работы временного дискриминатора 16 в канале огибающей радиоимпульсов; тактовых импульсов 6, представляющих собой пакеты строб-импульсов 28 и 29 (см. фиг.5, эпюры б и в), поступающих на синхронные накопители 2 и 3, начало пакетов 6 используются также для синхронизации развертки индикаторного устройства 9. Для обеспечения слежения за фазой рабочих сигналов ВЩ и ВМ станций на вход временного дискриминатора ВД (см. фиг. 11) поступают радиоимпульсы от аттенюатора 11. Временной дискриминатор ВД определяет временное рассогласование следящих импульсов 5 и сигналов РНС. Интеграторы ошибки U_А и U_Б суммируют их с учетом знака рассогласований. Если абсолютное число рассогласований превысит пороговое, то с выхода интегратора ошибки в РСЧ (ОДЧ) поступит импульс, под действием которого импульсы 2 и 3, а затем и следящие строб-импульсы 5 обеспечивают привязку к фазе высокочастотного заполнения принимаемых сигналов А (ВЩ) и Б (ВМ) РНС. Система слежения может быть отключена переключателями S_А1 и S_А2 в каналах А и Б. При приеме сигналов РНС слежение устанавливается по одному из периодов высокочастотного заполнения радиоимпульсов. Но так как период в.ч. радиоимпульсов равен 10 мкс (для несущей частоты 100 кГц), что вероятна многозначительность отсчета навигационного параметра (временного интервала) с периодом 10 мкс. Устранение многозначности производится оператором путем подключения выхода блока 18 разработки команд посредством переключателей S_А1 и S_А2 на время отработки, делителей РСЧ и ОДЧ, т.е. получения устойчивости состояния положения строб-импульса 6 относительно нуля перехода в характерной точке t_о огибающей сформированного сигнала 48 (см. фиг.7 описания работы устройства). После этого оператор переключателями S_А1 и S_А2 переводит синхронизатор в режим, соответствующий слежению по фазе за в.ч. радиоимпульсов. После отработки системы слежения по фазе на ЦТ индицируется точный временной интервал между ВЩ и ВМ сигналов РНС. Блок 12 - N-пороговый элемент реализован на базе аналого-цифрового преобразователя и приведен на фиг.13. Его известная блок-схема подключена своим выходом к аттенюатору 11, выполненному на операционном усилителе в неинвертирующем включении. Регулировка входного напряжения аттенюатора 11 обеспечивается путем изменения величины сопротивления резистора R₂ параллельным подключением одного из набора редукторов (R₁ - R_N) в соответствии с кодом. Подключение матриц (R₁ - R_N) обеспечивается мультиплексором, выполненным на базе МОП-ключей с дешифратором (например серии 590 или 564). Конкретно могут быть использованы микросхемы: К590КН2, К590КН1, 590КН6, К564КН1, К564КН2.The following sequences are necessary at the output of the FPF shaper: the wide selector pulses (SHI) 4 for the operation of the modulator 13 included in the gain control circuit; strobe pulses 5 used for the operation of the temporary discriminator 16 in the channel of the envelope of the radio pulses; clock pulses 6, which are packets of strobe pulses 28 and 29 (see Fig. 5, diagrams b and c), arriving at synchronous drives 2 and 3, the beginning of packets 6 are also used to synchronize the sweep of indicator device 9. To ensure tracking the phase of the working signals of the VSC and VM stations to the input of the temporary VD discriminator (see Fig. 11) receives radio pulses from the attenuator 11. The temporary VD discriminator determines the temporal mismatch of the tracking pulses 5 and the RNS signals. The error integrators U _A and U _B summarize them taking into account the sign of inconsistencies. If the absolute number of mismatches exceeds the threshold, then an impulse will arrive from the error integrator output in the DMC (VLF), under the influence of which pulses 2 and 3, and then the tracking strobe pulses 5 provide a reference to the phase of high-frequency filling of the received signals A (VSC) and B (VM) RNS. The tracking system can be turned off by switches S _A1 and S _A2 in channels A and B. When receiving RNS signals, tracking is set according to one of the periods of high-frequency filling of radio pulses. But since the period of h. radio pulses equal to 10 μs (for a carrier frequency of 100 kHz), which is likely to be significant sampling navigation parameter (time interval) with a period of 10 μs. The ambiguity is eliminated by the operator by connecting the output of the unit 18 of the development of teams through switches S _A1 and S _A2 at the time of working, dividers DMC and UDC, i.e. obtaining stability of the state of the position of the strobe pulse 6 relative to the zero transition at a characteristic point t _{about the} envelope of the generated signal 48 (see Fig. 7 description of the operation of the device). After that, the operator switches S _A1 and S _{A2 to} put the synchronizer in the mode corresponding to phase monitoring for r.h. radio pulses. After practicing the phase tracking system, the exact time interval between the HF and the VM of the RNS signals is displayed on the CT. Block 12 - N-threshold element is implemented on the basis of an analog-to-digital Converter and is shown in Fig.13. Its well-known block diagram is connected by its output to the attenuator 11, made on the operational amplifier in a non-inverting inclusion. The input voltage of the attenuator 11 is adjusted by changing the resistance value of the resistor R _{2 by} parallel connection of one of the set of gearboxes (R ₁ - R _N ) in accordance with the code. Matrix connection (R ₁ - R _N ) is provided by a multiplexer based on MOS keys with a decoder (for example, 590 or 564 series). Specifically, microcircuits can be used: K590KN2, K590KN1, 590KN6, K564KN1, K564KN2.

Блок 14 - формирователь характерной точки. Принципиальная и функциональная схемы приведены на фиг.14 и могут быть реализованы на дифференцирующей (часть резистора R₃ и С) цепочке, усилителе VT и сумматоре, выполненном на резисторе R₃. Блок 16 - временной дискриминатор может быть реализован по известной эквивалентной схеме (фиг.15).Block 14 - shaper characteristic points. Schematic and functional diagrams are shown in Fig. 14 and can be implemented on a differentiating (part of resistor R ₃ and C) chain, amplifier VT, and adder made on resistor R ₃ . Block 16 - a temporary discriminator can be implemented according to the well-known equivalent circuit (Fig.15).

Блок 18 выработки команд представляет собой решающее утсройство, обеспечивающее сравнение результатов накопления и по результатам анализа сравнения формирует команду для перемещения строб-импульсов путем сбоя делителя опорной частоты в синхронизаторе 8. The block 18 of the generation of commands is a decisive device that provides a comparison of the results of accumulation and, based on the results of a comparison analysis, generates a command for moving strobe pulses by failing the reference frequency divider in synchronizer 8.

Примеры реализации известны. Implementation examples are known.

Блоки 26 и 27 - введенные усилитель на операционном усилителе и второй формирователь характерной точки (см. фиг.16), выход которого используется в цепи положительной обратной связи усилителя 26. Блок 20 - аттенюатор представляет собой набор N-переменных резисторов, один из выводов кажого из которых подключены к опорному стабилизированному источнику 19 напряжения, другие - к корпусу устройства, а средний вывод к соответствующим входам N-канального коммутатора (см. фиг.17). Blocks 26 and 27 are the introduced amplifier on the operational amplifier and the second characteristic point shaper (see Fig. 16), the output of which is used in the positive feedback circuit of amplifier 26. Block 20 - attenuator is a set of N-variable resistors, one of the conclusions of each of which are connected to a stabilized reference voltage source 19, others to the device body, and the middle output to the corresponding inputs of the N-channel switch (see Fig. 17).

Блок 21 - многоканальный коммутатор реализуется на МОП-ключах типа К590КН1, К590КН2, К590КН6 и т.п. Block 21 - a multi-channel switch is implemented on MOS keys of the type K590KN1, K590KN2, K590KN6, etc.

Положительный эффект предлагаемого устройства по сравнению с устройством-прототипом, при использовании в дальней зоне радионавигационной системы, где задержка τ_з отраженного сигнала становится минимальной τ_з = (23-25) мкс, а амплитуда превышает поверхностный сигнал в γ = (5-10 и более раз) имеет ошибку (3-4) мкс при γ = 5 и уровне формирования (0,2-0,3) U_m, где U_m - амплитуда огибающей радиосигнала. Формирователь характерной точки на уровне более низком (0,1-0,15) U_m приводит к уменьшению уровня полезного сигнала в точке формирования, амплитудное значение которого становится соизмеримой с шумом формирователя 14 характерной точки, а это приводит к неустойчивой работе устройства измерения временного интервала.The positive effect of the proposed device compared to the prototype device, when used in the far zone of the radio navigation system, where the delay τ _{s of the} reflected signal becomes minimal τ _s = (23-25) μs, and the amplitude exceeds the surface signal in γ = (5-10 and more than once) has an error (3-4) μs at γ = 5 and the level of formation (0.2-0.3) U _m , where U _m is the amplitude of the envelope of the radio signal. Shaper of the characteristic point at a level lower (0.1-0.15) U _m leads to a decrease in the level of the useful signal at the point of formation, the amplitude value of which becomes comparable with the noise of the shaper 14 of the characteristic point, and this leads to unstable operation of the device for measuring the time interval .

В предлагаемом устройстве введение усилителя с обратной связью и второго формирователя характерной точки, выходной сигнал которого используется в качестве сигнала положительной обратной связи, позволяет получить суммарный сигнал на выходе усилителя в большей крутизной фронта огибающей. В результате на выходе первого формирователя характерной точки происходит увеличение амплитуды S_m сформированного сигнала с характерной точкой t_о и тем самым позволяет уменьшить уровень формирования до (0,1-0,15) U_m, т.е. уменьшить влияние шумов формирователя характерной точки в районе точки t_о и повысить точность измерения примерно в (1,5-2) раза.In the proposed device, the introduction of an amplifier with feedback and a second driver of a characteristic point, the output signal of which is used as a positive feedback signal, allows you to get the total signal at the output of the amplifier at a larger slope of the envelope front. As a result, at the output of the first shaper of the characteristic point, the amplitude S _{m of the} generated signal increases with the characteristic point t _о and thereby reduces the level of formation to (0.1-0.15) U _m , i.e. to reduce the influence of the noise of the shaper of the characteristic point in the region of the point t _about and to increase the measurement accuracy by about (1.5-2) times.

Таким образом, введение последовательно включенного усилителя с обратной связью и второго формирователя позволяют улучшить точность измерения на более низких уровнях формирователя (0,1-0,15) U_m с большей вероятностью правильного определения местоположения подвижного объекта и в зависимости от его назначения получить тот или иной технико-экономический эффект, либо за счет сокращения пути, либо сокращения расхода энергоресурсов.Thus, the introduction of a series-connected feedback amplifier and a second shaper can improve the measurement accuracy at lower levels of the shaper (0.1-0.15) U _m with a greater probability of correctly determining the location of a moving object and, depending on its purpose, obtain one or another technical and economic effect, either by shortening the path, or by reducing the consumption of energy resources.

Claims

DEVICE FOR MEASURING TIME INTERVALS UNDER INTERFERENCE CONDITIONS, comprising a synchronizer, a first synchronous storage device, a first switch and a cathode ray tube, a synchronizer input and a first input of a first synchronous storage device connected to an input signal source through a controlled attenuator, a first synchronizer output connected to a second input of a first synchronous storage device and with a cathode ray tube that is connected to the output of the first switch, a second synchronous drive, a search filter, a low-pass filter, the output from the attenuator through the search filter is connected to the first input of the first switch, the threshold block, the first driver of the characteristic envelope point, the output of the threshold block is connected to the control input of the controlled attenuator, the amplifier-limiter, the time discriminator, the drive, and the command generation unit, the output of which is connected to the second input of the synchronizer, the second output of which is connected to the control input of the temporary discriminator, the output of the amplifier-limiter is connected to the second input m of the first switch, characterized in that, in order to increase the measurement accuracy under the influence of signals and noise reflected from the ionosphere, an inverter, a delay line, a modulator, a series-connected reference voltage source, an attenuator, an N-channel switch and an adder are introduced into it the inputs of the N-channel switch are connected to the second outputs of the first and second synchronous drives, respectively, the output of the controlled attenuator through an inverter is connected to the first input of the second synchronous drive, the synchronizer output through the delay line is connected to the second input of the second synchronous drive, the outputs of the synchronous drives through the adder are connected to the low-pass filter input, the third synchronizer output is connected to the first modulator input, the second input and output of which is connected respectively to the first output of the first synchronous drive and the input threshold block, blocking pulse shaper, single circuit, second switch, output of the first shaper of the characteristic envelope point through sequentially with a single single circuit and a second switch are connected to the input of the limiter amplifier, the second input of the second switch is grounded, and the control input is connected to the output of the blocking pulse shaper, the input of which is connected to the first output of the synchronizer, the amplifier and the second shaper of the characteristic envelope point, the output of which are connected with the input of the first driver of the characteristic envelope point, the output of the low-pass filter is connected to the first input of the amplifier, the second input of which is connected to the second the output of the second shaper of the characteristic point of the envelope.