RU148926U1

RU148926U1 - DEVICE FOR DEMODULATION OF PHASOMANIPULATED SIGNALS

Info

Publication number: RU148926U1
Application number: RU2014115507/08U
Authority: RU
Inventors: Анатолий Павлович Дятлов; Павел Анатольевич Дятлов; Дмитрий Олегович Троц
Priority date: 2014-04-17
Filing date: 2014-04-17
Publication date: 2014-12-20

Abstract

Устройство для демодуляции фазоманипулированных сигналов, содержащее первый и второй перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, управитель, сумматор, управляемый генератор, автокорреляционный частотный дискриминатор, первый фазовращатель, причем вход устройства подключен к первому входу первого перемножителя, а второй выход которого подключен к выходу первого фазовращателя, выход первого перемножителя подключен через последовательно включенный первый фильтр нижних частот к сигнальному выходу устройства, второй вход второго перемножителя подключен к первому выходу управляемого генератора, выход второго перемножителя подключен через последовательно включенные второй фильтр нижних частот и управитель к первому входу сумматора, ко второму входу которого подключен выход автокорреляционного частотного дискриминатора, выход сумматора подключен к управляющему входу управляющего генератора, отличающееся тем, что дополнительно введены корреляционно-фильтровое устройство, демодулятор пилот-сигнала, первый смеситель, первый полосовой фильтр, второй фазовращатель, блок управления, причем первый вход корреляционно-фильтрового устройства (КФУ) подключен к общему входу заявленного устройства, а его первый выход подключен к первому входу второго перемножителя и к входу автокорреляционного частотного дискриминатора, второй вход КФУ подключен к первому выходу блока управления, второй выход КФУ подключен к первому входу блока управления, третий выход КФУ подключен к первому входу первого смесителя, ко второму входу которого подключен второй выход управляемого генератора, выход первого смесит�A device for demodulating phase-shifted signals containing the first and second multipliers, the first and second low-pass filters, a controller, an adder, a controlled generator, an autocorrelation frequency discriminator, a first phase shifter, the device input being connected to the first input of the first multiplier, and the second output of which is connected to the output the first phase shifter, the output of the first multiplier is connected through a series-connected first low-pass filter to the signal output of the device, the second input is of the second multiplier is connected to the first output of the controlled generator, the output of the second multiplier is connected through a second low-pass filter and a controller connected to the first input of the adder, to the second input of which the output of the autocorrelation frequency discriminator is connected, the output of the adder is connected to the control input of the control generator, characterized in that additionally introduced a correlation filter device, a pilot demodulator, a first mixer, a first bandpass filter, a second phase a holder, a control unit, the first input of the correlation filter device (KFU) connected to the common input of the claimed device, and its first output connected to the first input of the second multiplier and to the input of the autocorrelation frequency discriminator, the second input of the KFU connected to the first output of the control unit, the second the output of KFU is connected to the first input of the control unit, the third output of KFU is connected to the first input of the first mixer, the second output of which is connected to the second output of the controlled generator, the output of the first mixes

Description

Полезная модель относится к области радиотехники и может использоваться в системах передачи информации между пространственно разнесенными пунктами многопозиционного определения местоположения и пеленгования.The invention relates to the field of radio engineering and can be used in information transfer systems between spatially separated points of multi-position location and direction finding.

Известен приемник фазоманипулированных сигналов (ФМС) [1. - авт. св. СССР №1022330, Бюл. №21, 1983], состоящий из блока выделения опорного сигнала, фазового детектора, блока управления, манипулятора фазы, селектора, триггера, причем блок выделения опорного сигнала содержит умножитель частоты, фильтр, делитель частоты и фазовращатель, блок управления содержит линию задержки, детектор, пороговый блок, управляющий триггер, селектор содержит две дифференцирующие цепи, элемент «И» и ключ.Known receiver phase-shift signals (PMS) [1. - author St. USSR No. 1022330, Bull. No. 21, 1983], consisting of a reference signal extraction unit, a phase detector, a control unit, a phase manipulator, a selector, a trigger, wherein the reference signal extraction unit contains a frequency multiplier, a filter, a frequency divider and a phase shifter, the control unit contains a delay line, a detector, the threshold block, the control trigger, the selector contains two differentiating circuits, the element "And" and the key.

Признаками аналога, совпадающими с признаками заявленного устройства, являются фазовый детектор, фильтр, пороговый блок и ключ.Signs of an analogue that match those of the claimed device are a phase detector, a filter, a threshold block and a key.

К недостаткам данного аналога следует отнести существенное снижение помехоустойчивости при наличии частотного рассогласования между принимаемым ФМС и опорным напряжением за счет нестабильности частот гетеродинов и при наличии доплеровского смещения частоты ФМС.The disadvantages of this analogue include a significant decrease in noise immunity in the presence of a frequency mismatch between the received FMS and the reference voltage due to the instability of the local oscillator frequencies and in the presence of a Doppler frequency shift of the FMS.

Известна также система связи с передачей опорного сигнала [2 - Брызгалов А.П., Волков П.В. Способ передачи и приема информации. Патент РФ №2106066], обеспечивающая автокорреляционную обработку основного и опорного шумоподобных сигналов.There is also a communication system with the transmission of the reference signal [2 - Bryzgalov A.P., Volkov P.V. A method of transmitting and receiving information. RF patent No. 2106066], providing autocorrelation processing of the main and reference noise-like signals.

Данная система, реализующая указанный способ, состоит из передатчика и приемника. В состав передатчика входят генератор опорного сигнала, разветвитель, умножитель, источник сообщения, модулятор, сумматор, делитель мощности и передающая антенна. В состав приемника входят приемная антенна, линейный тракт приемника, автокоррелятор, состоящий из перемножителя и фильтра нижних частот, а также демодулятор. Признаками аналога, совпадающими с признаками заявленного устройства, является перемножитель, фильтр нижних частот, демодулятор.This system that implements this method consists of a transmitter and a receiver. The transmitter includes a reference signal generator, splitter, multiplier, message source, modulator, adder, power divider and transmitting antenna. The composition of the receiver includes a receiving antenna, a receiver linear path, an autocorrelator consisting of a multiplier and a low-pass filter, as well as a demodulator. Signs of an analogue that coincide with the features of the claimed device is a multiplier, a low-pass filter, a demodulator.

К недостаткам такой системы следует отнести наличие порогового эффекта, свойственное автокорреляционной обработке при приеме слабых сигналов (т.к. когда отношение сигнал/помеха на входе приемника g_вх<1), что приводит к существенному снижению помехоустойчивости.The disadvantages of such a system include the presence of a threshold effect characteristic of autocorrelation processing when receiving weak signals (since when the signal-to-noise ratio at the input of the receiver is g _in <1), which leads to a significant decrease in noise immunity.

Из известных устройств, подобных заявленной модели, наиболее близким по технической сущности является устройство для демодуляции ФМС [3 - патент РФ №122533, Бюл. №33, 2012], содержащее пять перемножителей, четыре фильтра нижних частот, петлевой фильтр, два фазовращателя, управляемый генератор, два сумматора, нелинейный элемент, удвоитель частоты, полосовой фильтр и решающее устройство, причем вход устройства подключен непосредственно к первым входам первого и второго перемножителей, ко второму входу первого перемножителя подключен выход управляемого генератора непосредственно, а ко второму входу второго перемножителя подключен выход управляемого генератора, через каскадно установленный первый фазовращатель, выход первого перемножителя соединен с первым входом третьего перемножителя через каскадно включенный первый фильтр нижних частот, выход второго перемножителя соединен со вторым входом третьего перемножителя через каскадно включенный второй фильтр нижних частот, выход третьего перемножителя соединен со входом управляемого генератора через каскадно включенные петлевой фильтр, первый управитель и первый сумматор; также вход устройства параллельно подключен к первым входам четвертого и пятого перемножителей через каскадно включенные полосовой фильтр и нелинейный элемент, ко второму входу четвертого перемножителя подключен выход управляемого генератора через каскадно включенный удвоитель частоты, а ко второму входу пятого перемножителя через каскадно включенные удвоитель частоты и второй фазовращатель, выход четвертого перемножителя соединен с первым входом решающего устройства через каскадно включенный третий фильтр нижних частот, а выход пятого перемножителя соединен со вторым входом решающего устройства через каскадно включенный четвертый фильтр нижних частот, причем решающее устройство имеет два входа и один выход и состоит из шестого, седьмого, восьмого и девятого перемножителей, первой и второй линий задержки, второго сумматора, вычитателя, пятого и шестого фильтров нижних частот, функционального преобразователя и второго управителя, причем к первому входу решающего устройства параллельно подключены первые входы шестого и восьмого перемножителей и вход первой линии задержки, к выходу которой параллельно подключены вторые входы шестого и седьмого перемножителей, ко второму входу решающего устройства параллельно подключены первые входы седьмого и девятого перемножителей и вход второй линии задержки, к выходу которой параллельно подключены вторые входы восьмого и девятого перемножителей, к выходу шестого перемножителя подключен первый вход вычитателя, к выходу восьмого перемножителя подключен второй вход вычитателя, к выходу девятого перемножителя подключен второй вход второго сумматора, выход которого через каскадно включенный пятый фильтр нижних частот подключен к первому входу функционального преобразователя, выход вычитателя через каскадно включенный шестой фильтр нижних частот подключен ко второму входу функционального преобразователя, выход которого через каскадно включенный второй управитель подключен к выходу решающего устройства и далее подается на второй вход первого сумматора.Of the known devices similar to the claimed model, the closest in technical essence is a device for FMS demodulation [3 - RF patent No. 122533, Bull. No. 33, 2012], containing five multipliers, four low-pass filters, a loop filter, two phase shifters, a controlled oscillator, two adders, a nonlinear element, a frequency doubler, a bandpass filter, and a resolver, the input of the device connected directly to the first inputs of the first and second multipliers, the output of the controlled generator is connected directly to the second input of the first multiplier, and the output of the controlled generator is connected to the second input of the second multiplier, through the cascade-mounted first the rotator, the output of the first multiplier is connected to the first input of the third multiplier through a cascaded first low-pass filter, the output of the second multiplier is connected to the second input of the third multiplier through a cascaded second low-pass filter, the output of the third multiplier is connected to the input of the controlled generator through a cascaded loop filter, first ruler and first adder; also the input of the device is connected in parallel to the first inputs of the fourth and fifth multipliers through a cascade-switched bandpass filter and a nonlinear element, the output of the controlled generator is connected to the second input of the fourth multiplier via a cascade-frequency doubler, and to the second input of the fifth multiplier through cascade-connected frequency doubler and a second phase shifter , the output of the fourth multiplier is connected to the first input of the deciding device through a cascade-connected third low-pass filter, and the output the fifth multiplier is connected to the second input of the resolver through a cascade-connected fourth low-pass filter, the resolver has two inputs and one output and consists of the sixth, seventh, eighth and ninth multipliers, the first and second delay lines, the second adder, the subtractor, the fifth and of the sixth low-pass filter, a functional converter and a second controller, and the first inputs of the sixth and eighth multipliers and the input of the first line are connected in parallel to the first input of the solver and a delay, to the output of which the second inputs of the sixth and seventh multipliers are connected in parallel, to the second input of the solver, the first inputs of the seventh and ninth multipliers and the input of the second delay line, to the output of which the second inputs of the eighth and ninth multipliers are connected in parallel, to the output of the sixth multiplier the first input of the subtractor is connected, the second input of the subtractor is connected to the output of the eighth multiplier, the second input of the second adder is connected to the output of the ninth multiplier, the output for which, through a cascade-enabled fifth low-pass filter, connected to the first input of the functional converter, the output of the subtractor through a cascade-connected sixth low-pass filter is connected to the second input of the functional converter, the output of which through a cascade-connected second controller is connected to the output of the resolver and then fed to the second input first adder.

Признаками прототипа, совпадающими с признаками заявленного устройства, являются перемножители, фильтры нижних частот, управитель, управляемый генератор, фазовращатель, сумматор, автокорреляционный частотный дискриминатор.Signs of the prototype that match the features of the claimed device are multipliers, low-pass filters, a ruler, a controlled generator, a phase shifter, an adder, an autocorrelation frequency discriminator.

К недостаткам прототипа заявленной модели следует отнести существенную зависимость помехоустойчивости от величины входного отношения сигнал/помеха, снижение быстродействия при наличии доплеровского смещения частоты сигналов, а, также нарушение функционирования при наличии замираний ФМС.The disadvantages of the prototype of the claimed model include a significant dependence of noise immunity on the magnitude of the input signal-to-noise ratio, a decrease in speed in the presence of a Doppler shift of the signal frequency, and also a malfunction in the presence of FMS fading.

Задача полезной модели заключается в обеспечении:The objective of the utility model is to provide:

а) расширения функциональных возможностей за счет одновременной передачи сигнальной и управляющей информации по радиоканалу без увеличения используемого частотного ресурса;a) expanding functionality due to the simultaneous transmission of signal and control information over the air without increasing the frequency resource used;

б) повышения помехоустойчивости за счет использования корреляционно-фильтровой обработки пилот-сигнала с известным законом формирования псевдослучайной манипулирующей последовательности;b) increase noise immunity due to the use of correlation-filter processing of the pilot signal with the well-known law of formation of a pseudo-random manipulating sequence;

в) возможности оценивания группового времени запаздывания, вносимого функциональными узлами устройства демодуляции.c) the possibility of estimating the group delay time introduced by the functional units of the demodulation device.

Технический результат достигается тем, что дополнительно введены корреляционно-фильтровое устройство, демодулятор пилот-сигнала, первый смеситель, первый полосовой фильтр, второй фазовращатель, блок управления, причем первый вход корреляционно-фильтрового устройства (КФУ) подключен к общему входу заявленного устройства, а его первый выход подключен к первому входу второго перемножителя и ко входу автокорреляционного частотного дискриминатора, второй вход подключен к первому выходу блока управления, второй выход КФУ подключен к первому входу блока управления, третий выход КФУ подключен к первому входу первого смесителя, ко второму входу которого подключен второй выход управляемого генератора, выход первого смесителя через каскадно включенные первый полосовой фильтр и второй фазовращатель подсоединен к первому входу демодулятора пилот-сигнала, второй вход которого подключен к общему входу заявленного устройства, выход демодулятора пилот-сигнала подключен ко второму входу блока управления, третий вход блока управления подключен к источнику внешней информации, причем корреляционно-фильтровое устройство состоит из второго смесителя, набора параллельных фильтров, селектора, балансного модулятора, генератора кода, гетеродина; коммутатор первый вход, выход которого подключен ко входу набора параллельных фильтров, выходы которых подключены к соответствующим входам селектора и входам многоканального коммутатора, выход которого соединен со вторым выходом КФУ; гетеродин имеет два выхода, первый выход подключен ко второму входу балансного модулятора, а второй выход генератора соединен с первым выходом КФУ, второй вход КФУ подключен к управляющему входу генератора кода, а демодулятор пилот-сигнала состоит из третьего перемножителя, третьего фильтра нижних частот, первого и второго согласованных фильтров, первого и второго некогерентных накопителя, вычитающего устройства и декодера, причем первый вход третьего перемножителя подключен к первому входу демодулятора пилот-сигнала, а второй вход третьего перемножителя подключен ко второму входу, к выходу третьего перемножителя последовательно включены первый согласованный фильтр, первый некогерентный накопитель, вычитающее устройство, декодер, вход второго согласованного фильтра подключен к выходу третьего фильтра нижних частот, а его выход подключен ко второму некогерентному накопителю, а затем ко второму входу вычитающего устройства, выход декодера подключен к выходу демодулятора пилот-сигнала.The technical result is achieved by the addition of a correlation filter device, a pilot signal demodulator, a first mixer, a first bandpass filter, a second phase shifter, a control unit, the first input of the correlation filter device (KFU) connected to the common input of the claimed device, and its the first output is connected to the first input of the second multiplier and to the input of the autocorrelation frequency discriminator, the second input is connected to the first output of the control unit, the second output of the KFU is connected to the first mu input of the control unit, the third output of the KFU is connected to the first input of the first mixer, to the second input of which the second output of the controlled generator is connected, the output of the first mixer through cascaded first bandpass filter and the second phase shifter is connected to the first input of the pilot demodulator, the second input of which is connected to the common input of the claimed device, the output of the pilot demodulator is connected to the second input of the control unit, the third input of the control unit is connected to a source of external information, when than the correlation filter device consists of a second mixer, a set of parallel filters, a selector, a balanced modulator, a code generator, a local oscillator; the switch is the first input, the output of which is connected to the input of a set of parallel filters, the outputs of which are connected to the corresponding inputs of the selector and the inputs of the multi-channel switch, the output of which is connected to the second output of the KFU; the local oscillator has two outputs, the first output is connected to the second input of the balanced modulator, and the second output of the generator is connected to the first output of the KFU, the second input of the KFU is connected to the control input of the code generator, and the pilot demodulator consists of a third multiplier, a third low-pass filter, the first and a second matched filter, a first and second incoherent drive, a subtracting device and a decoder, the first input of the third multiplier connected to the first input of the pilot demodulator, and the second input the fifth multiplier is connected to the second input, the first matched filter, the first incoherent drive, subtractor, decoder, the input of the second matched filter are connected to the output of the third low-pass filter, and its output is connected to the second incoherent drive, and then to the second input of the subtractor, the decoder output is connected to the output of the pilot demodulator.

Для достижения указанного технического результата в устройство демодуляции, содержащее первый и второй перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, управитель, сумматор, управляемый генератор, автокорреляционный частотный дискриминатор, первый фазовращатель, при чем вход устройства подключен к первому входу первого перемножителя, а второй выход которого подключен к выходу первого фазовращателя, выход первого перемножителя подключен через последовательно включенный первый фильтр нижних частот к сигнальному выходу устройства, второй вход второго перемножителя подключен к первому выходу управляемого генератора, выход второго перемножителя подключен через последовательно включенные второй фильтр нижних частот и управитель к первому входу сумматора, ко второму входу которого подключен выход автокорреляционного частотного дискриминатора, выход сумматора подключен к управляющему входу управляющего генератора, отличающееся тем, что дополнительно введены корреляционно-фильтровое устройство, демодулятор пилот-сигнала, первый смеситель, первый полосовой фильтр, второй фазовращатель, блок управления, причем первый вход корреляционно-фильтрового устройства (КФУ) подключен к общему входу заявленного устройства, а его первый выход подключен к первому входу второго перемножителя и ко входу автокорреляционного частотного дискриминатора, второй вход подключен к первому выходу блока управления, второй выход КФУ подключен к первому входу блока управления, третий выход КФУ подключен к первому входу первого смесителя, ко второму входу которого подключен второй выход управляемого генератора, выход первого смесителя через каскадно включенные первый полосовой фильтр и второй фазовращатель подсоединен к первому входу демодулятора пилот-сигнала, второй вход которого подключен к общему входу заявленного устройства, выход демодулятора пилот-сигнала подключен ко второму входу блока управления, третий вход блока управления подключен к источнику внешней информации, причем корреляционно-фильтровое устройство состоит из второго смесителя, набора параллельных фильтров, селектора, балансного модулятора, генератора кода, гетеродина; коммутатор первый вход, выход которого подключен ко входу набора параллельных фильтров, выходы которых подключены к соответствующим входам селектора и входам многоканального коммутатора, выход которого соединен со вторым выходом КФУ; гетеродин имеет два выхода, первый выход подключен ко второму входу балансного модулятора, а второй выход генератора соединен с первым выходом КФУ, второй вход КФУ подключен к управляющему входу генератора кода, а демодулятор пилот-сигнала состоит из третьего перемножителя, третьего фильтра нижних частот, первого и второго согласованных фильтров, первого и второго некогерентных накопителя, вычитающего устройства и декодера, причем первый вход третьего перемножителя подключен к первому входу демодулятора пилот-сигнала, а второй вход третьего перемножителя подключен ко второму входу, к выходу третьего перемножителя последовательно включены первый согласованный фильтр, первый некогерентный накопитель, вычитающее устройство, декодер, вход второго согласованного фильтра подключен к выходу третьего фильтра нижних частот, а его выход подключен ко второму некогерентному накопителю, а затем ко второму входу вычитающего устройства, выход декодера подключен к выходу демодулятора пилот-сигнала.To achieve the technical result, a demodulation device containing the first and second multipliers, the first and second low-pass filters, a controller, an adder, a controlled oscillator, an autocorrelation frequency discriminator, a first phase shifter, wherein the input of the device is connected to the first input of the first multiplier, and the second output which is connected to the output of the first phase shifter, the output of the first multiplier is connected through a series-connected first low-pass filter to the signal output of the device a, the second input of the second multiplier is connected to the first output of the controlled generator, the output of the second multiplier is connected through a second low-pass filter and a controller connected to the first input of the adder, the output of the autocorrelation frequency discriminator is connected to its second input, the output of the adder is connected to the control input of the control generator, characterized in that a correlation filter device, a pilot signal demodulator, a first mixer, a first band pass phi are additionally introduced a liter, a second phase shifter, a control unit, wherein the first input of the correlation filter device (KFU) is connected to the common input of the claimed device, and its first output is connected to the first input of the second multiplier and to the input of the autocorrelation frequency discriminator, the second input is connected to the first output of the control unit , the second output of the KFU is connected to the first input of the control unit, the third output of the KFU is connected to the first input of the first mixer, to the second input of which the second output of the controlled generator is connected, the output the first mixer through the cascade-connected first bandpass filter and the second phase shifter is connected to the first input of the pilot demodulator, the second input of which is connected to the common input of the claimed device, the output of the pilot demodulator is connected to the second input of the control unit, the third input of the control unit is connected to an external source information, and the correlation filter device consists of a second mixer, a set of parallel filters, a selector, a balanced modulator, a code generator, a local oscillator; the switch is the first input, the output of which is connected to the input of a set of parallel filters, the outputs of which are connected to the corresponding inputs of the selector and the inputs of the multi-channel switch, the output of which is connected to the second output of the KFU; the local oscillator has two outputs, the first output is connected to the second input of the balanced modulator, and the second output of the generator is connected to the first output of the KFU, the second input of the KFU is connected to the control input of the code generator, and the pilot demodulator consists of a third multiplier, a third low-pass filter, the first and a second matched filter, a first and second incoherent drive, a subtracting device and a decoder, the first input of the third multiplier connected to the first input of the pilot demodulator, and the second input the fifth multiplier is connected to the second input, the first matched filter, the first incoherent drive, subtractor, decoder, the input of the second matched filter are connected to the output of the third low-pass filter, and its output is connected to the second incoherent drive, and then to the second input of the subtractor, the decoder output is connected to the output of the pilot demodulator.

На фигурах 1-3 приведена функциональная схема заявленного устройства.In figures 1-3 shows a functional diagram of the claimed device.

На фиг. 1 имеем: 1 - первый перемножитель П₁; 2 - первый фильтр нижних частот ФНЧ₁; 3 - корреляционно-фильтровое устройство КФУ; 4 - первый смеситель СМ₁; 5 - первый полосовой фильтр ПФ₁; 6 - первый фазовращатель Фв₁; 7 - второй фазовращатель Фв₂; 8 - демодулятор пилот-сигнала Дс; 9 - блок управления БУ; 10 - второй перемножитель П₂; 11 - управляемый генератор УГ; 12 - сумматор Сум; 13 - автокорреляционный частотный дискриминатор АЧД; 14 - второй фильтр нижних частот ФНЧ₂; 15 - управитель Упр.In FIG. 1 we have: 1 - the first multiplier P ₁ ; 2 - the first low-pass filter of the low-pass filter ₁ ; 3 - correlation and filter device KFU; 4 - the first mixer CM ₁ ; 5 - the first band-pass filter PF ₁ ; 6 - the first phase shifter Фв ₁ ; 7 - the second phase shifter Фв ₂ ; 8 - demodulator pilot signal DS; 9 - control unit BU; 10 - the second multiplier P ₂ ; 11 - a controlled generator of UG; 12 - adder Sum; 13 - autocorrelation frequency discriminator AFD; 14 - second lowpass filter low-pass filter ₂ ; 15 - ruler

На фиг. 2 имеем: 3 - корреляционно-фильтровое устройство КФУ; 031 -второй смеситель См₂; 032 - набор полосовых фильтров НФ; 033 - селектор Сел; 034 - балансный модулятор БМ; 035 - генератор кода ГК; 036 - гетеродин Г; 037 - коммутатор.In FIG. 2 we have: 3 - KFU correlation and filter device; 031-second mixer cm ₂ ; 032 - a set of band-pass filters NF; 033 - Sel selector; 034 - balanced modulator BM; 035 - code generator GK; 036 - heterodyne G; 037 - switch.

На фиг. 3 имеем: 8 - демодулятор пилот-сигнала Д_с; 081 - третий перемножитель П₃; 082 - третий фильтр нижних частот ФНЧ₃; 083 - первый согласованный фильтр СФ₁; 086 - второй согласованный фильтр СФ₂; 085 - вычитающее устройство ВУ; 088 - декодер Дек; 084 - первый некогерентный накопитель (НН₁); 087 - второй некогерентный накопитель (НН₂).In FIG. 3 we have: 8 - pilot signal demodulator D _s ; 081 - the third multiplier P ₃ ; 082 - the third low-pass filter of the low-pass filter ₃ ; 083 - the first matched filter SF ₁ ; 086 - the second matched filter SF ₂ ; 085 - VU subtracting device; 088 - Dec decoder; 084 - the first incoherent drive (HH ₁ ); 087 - the second incoherent drive (HH ₂ ).

Работа заявленного устройства демодуляции (УД) состоит в следующем.The operation of the claimed device demodulation (UD) is as follows.

На вход устройства поступает аддитивная смесь y(t)=S(t)+n(t), где S(t)=S_c(t)+S_y(t) - двухкомпонентный сигнал; n(t) - гауссова стационарная помеха. Необходимость в использовании двухкомпонентного сигнала S(t)=S_c(t)+S_y(t) возникает при реализации корреляционных пеленгаторов (КП) для обеспечения обмена информацией между разнесенными подвижными приемными пунктами. При этом компонент S_c(t) предназначен для передачи сигнальной информации, на основе которой осуществляется пеленгование, а компонент S_y(t) является пилот-сигналом и предназначен для передачи управляющей информации, на основе которой осуществляется синхронизация по несущей частоте, передача служебной и навигационной информации.The additive mixture y (t) = S (t) + n (t), where S (t) = S _c (t) + S _y (t) is a two-component signal, enters the device input; n (t) is the Gaussian stationary noise. The need to use a two-component signal S (t) = S _c (t) + S _y (t) arises when implementing correlation direction finders (KP) to ensure the exchange of information between spaced mobile receiving points. In this case, the component S _c (t) is intended for transmitting signal information, on the basis of which direction-finding is carried out, and the component S _y (t) is a pilot signal and is intended for transmitting control information, on the basis of which synchronization is carried out on the carrier frequency, transmission of service and navigation information.

Пилот-сигнал S_y должен одновременно удовлетворять следующим требованиям:The pilot signal S _y must simultaneously satisfy the following requirements:

- обеспечить достоверную передачу управляющей информации с допустимой скоростью R_y;- to ensure reliable transmission of control information with an acceptable speed R _y ;

- для обеспечения скрытности пилот-сигнала необходимо, чтобы выполнялось условие h_cy=U_mc/U_my>>1, где h_cy - отношение сигнал/пилот-сигнал по напряжению на входе;- to ensure the stealth of the pilot signal, it is necessary that the condition h _cy = U _mc / U _my >> 1 is satisfied, where h _cy is the signal-to-pilot signal voltage ratio at the input;

- использовать частотный ресурс идентичный с полезным сигналом;- use a frequency resource identical with the useful signal;

- обеспечивать восстановление несущей частоты полезного сигнала для ситуаций, когда уровень полезного сигнала на входе УД не превышает уровень собственных шумов.- provide restoration of the carrier frequency of the useful signal for situations when the level of the useful signal at the input of the UD does not exceed the level of intrinsic noise.

В случаях взаимного перемещения пунктов размещения КП при рассмотрении работы исследуемой УД необходимо учитывать, что при совместной обработке сигнальной и управляющей информации в приемном устройстве появляется дополнительная трудность за счет необходимости учета доплеровского смещения F и нестабильности частоты гетеродинов Δf_г, а также изменения временного сдвига принимаемого полезного сигнала и пилот-сигнала τ.In cases of mutual movement of the KP location points when considering the operation of the investigated UD, it is necessary to take into account that when processing signal and control information together, an additional difficulty appears due to the need to take into account the Doppler shift F and the instability of the local oscillator frequency Δf _g , as well as changes in the time shift of the received useful signal and pilot signal τ.

На вход устройства поступает сигнал, соответствующий выражениюA signal corresponding to the expression

y(t)=S_c(t)+S_y(t)+n(t) при t₀≤t≤t₀+T_s;y (t) = S _c (t) + S _y (t) + n (t) for t ₀ ≤t≤t ₀ + T _s ;

S_c(t)=U_mcП_c(t-τ)cos[2π(f_c+ΔF)t+φ_c]; τ_d=d/c; τ∈[0,τ_d];S _c (t) = U _mc П _c (t-τ) cos [2π (f _c + ΔF) t + φ _c ]; τ _d = d / c; τ∈ [0, τ _d ];

S_y(t)=U_myП_y(t-τ)cos[2π(f_c+ΔF)t+φ_c]; f_c+ΔF=f_s; ΔF=F+Δf_г;S _y (t) = U _my P _y (t-τ) cos [2π (f _c + ΔF) t + φ _c ]; f _c + ΔF = f _s ; ΔF = F + Δf _g ;

; N₁=T_s/T_зс; a_i∈[-1;1]; П_y(t)=Q(t)D(t);

; N ₁ = T _s / T _ss ; a _i ∈ [-1; 1]; _{Y y} (t) = Q (t) D (t);

; υ_i∈[-1;1]; M₁=T_к/T_зп; M₂=T_б/T_к;

; υ _i ∈ [-1; 1]; M ₁ = T _c / T _sn ; M ₂ = T _b / T _k ;

; b_i∈[-1;1]; M=T_s/T_б; T_зп≈Т_зс;

; b _i ∈ [-1; 1]; M = T _s / T _b ; T _sp ≈T _ss ;

; Δf_n=2/T_зс;

; Δf _n = 2 / T _ss ;

,

где S_c(t), S_y(t) - полезный сигнал и пилот-сигнал на входе УД; n(t) - гауссова стационарная помеха, обусловленная внутренним шумом УД; t₀, T_s - момент начала и длительность сеанса демодуляции; d - база КП; c - скорость распространения радиоволн; τ, τ_d - временные сдвиги; П_c(t), П_y(t) - манипулирующие последовательности S_c(t) и S_y(t); U_mc, (f_s+F), φ_c - амплитуда, частота и начальная фаза сигнала S_c(t); f_c - частота излученного сигнала; F - доплеровское смещение частоты за счет перемещения приемных пунктов КП; U_my, (f_s+F), φ_c - амплитуда, частота и начальная фаза пилот-сигнала S_y(t); T_зс, T_зп длительность элемента манипулирующих последовательностей П_c(t) и Q(t); T_к - длительность кодового интервала Q(t); T_б - длительность бита при передаче управляющей информации последовательностью D(t);

, N_n, R_n(τ) - дисперсия, спектральная плотность, автокорреляционная функция помехи n(t); Δf_n - эквивалентная шумовая полоса по входу УД; Δf_г - нестабильность частоты гетеродина приемника, в состав которого входит УД.where S _c (t), S _y (t) is the useful signal and the pilot signal at the input of the DD; n (t) is the Gaussian stationary interference caused by the internal noise of the DD; t ₀ , T _s - the moment of the beginning and the duration of the demodulation session; d - KP base; c is the propagation velocity of radio waves; τ, τ _d - time shifts; P _c (t), P _y (t) - manipulating sequences S _c (t) and S _y (t); U _mc , (f _s + F), φ _c — amplitude, frequency, and initial phase of the signal S _c (t); f _c is the frequency of the emitted signal; F - Doppler frequency shift due to the movement of the receiving points of the CP; U _my , (f _s + F), φ _c is the amplitude, frequency and initial phase of the pilot signal S _y (t); T _ss , T _sn duration of the element of the manipulating sequences P _c (t) and Q (t); T _to - the duration of the code interval Q (t); T _b - the duration of the bit when transmitting control information by the sequence D (t);

, N _n , R _n (τ) - dispersion, spectral density, autocorrelation noise function n (t); Δf _n is the equivalent noise band at the input of the DD; Δf _g - the instability of the frequency of the local oscillator of the receiver, which includes UD.

Функционирование устройства демодуляции начинается с этапа обработки пилот-сигнала S_y(t). При этом процесс y(t) поступает на вход КФУ, состоящем из См₂, НФ, Сел, БМ, Г, Ком, ГК, в котором осуществляется квазиоптимальная обработка пилот-сигнала, представляющего собой сложный квазипериодический фазоманипулированный процесс с известным порождающим полиномом. Эта обработка включает в себя операции: а) обнаружения с поиском по задержке; б) поиска, захвата и восстановления несущей частоты; в) демодуляции сигнальной и управляющей информации.The operation of the demodulation device begins with the processing stage of the pilot signal S _y (t). In this case, the process y (t) enters the input of the KFU, consisting of Cm ₂ , NF, Sel, BM, G, Kom, GK, in which quasi-optimal processing of the pilot signal is carried out, which is a complex quasiperiodic phase-manipulated process with a known generating polynomial. This processing includes the operations of: a) detection with a delay search; b) search, capture and recovery of the carrier frequency; c) demodulation of signal and control information.

В качестве опорного напряжения поступающего на См₂, используется процессAs a reference voltage supplied to cm ₂ , the process is used

S_оп(t)=U_mопП_y[t-τ(t)]cos[2πf_опt+φ_оп];S _op (t) = U _mop P _y [t-τ (t)] cos [2πf _op t + φ _op ];

τ(t)=τ_н+(i-1)δτ_ш при t₀+(i-1)ΔT≤t<t₀+iΔT;τ (t) = τ _n + (i-1) δτ _w at t ₀ + (i-1) ΔT≤t <t ₀ + iΔT;

τ_н=t_гр; i∈[1,N_τ]; N_τ=(τ_в-τ_н)/δτ_ш,τ _n = t _gr ; i∈ [1, N _τ ]; N _τ = (τ _in -τ _n ) / δτ _w ,

где U_mоп, f_оп, φ_оп - амплитуда, частота и начальная фаза S_оп(t); τ(t) - изменение задержки огибающей П_y(t) в S_оп(t); δτ_ш - шаг изменения задержки огибающей П_y(t) в S_оп(t); τ_н, τ_в - нижняя и верхняя границы подстройки τ(t); N_τ - количество шагов перестройки τ(t); ΔT - длительность одного шага перестройки τ(t); t_гр - групповое время запаздывания, вносимое при формировании опорного напряжения.where U _mop , f _op , φ _op - the amplitude, frequency and initial phase S _op (t); τ (t) is the change in the envelope delay P _y (t) in S _op (t); δτ _W - the step of changing the envelope delay P _y (t) in S _op (t); τ _n , τ _in - the lower and upper boundaries of the tuning τ (t); N _τ is the number of reconstruction steps τ (t); ΔT is the duration of one tuning step τ (t); t _gr - group delay time introduced during the formation of the reference voltage.

Процесс на выходе КФУ U_ф(t) состоит из полезного компонента U_ф1(t) и двух сопутствующих компонентов U_ф2(t) и U_ф3(t), обусловленных взаимодействием S_c(t) и n(t) с S_оп(t). Влияние компонентов U_ф2(t) и U_ф3(t) будет учтено при анализе помехоустойчивости УД.The process at the output of KFU U _f (t) consists of a useful component U _f1 (t) and two associated components U _f2 (t) and U _f3 (t), due to the interaction of S _c (t) and n (t) with S _op ( t). The influence of the components U _f2 (t) and U _f3 (t) will be taken into account when analyzing the noise immunity of the UD.

Первый компонент U_ф1(t) обусловлен взаимодействием пилот-сигнала S_y(t) и опорного напряжения S_оп(t) и имеем следующий видThe first component U _f1 (t) is due to the interaction of the pilot signal S _y (t) and the reference voltage S _op (t) and we have the following form

;

h_ф(t)=2Δf_фsinc(πΔf_фt)cos(2πf_пчt); Δf_ф≥Δf_c+F; f_пч=f_c-f_оп,h _f (t) = 2Δf _f sinc (πΔf _f t) cos (2πf _pic t); Δf _f ≥Δf _c + F; f _IF = f _c -f _op,

Где h_ф(t) - импульсная реакция ПФ₁ с полосой пропускания Δf_ф и средней частотой f_пч.Where h _f (t) is the impulse response of PF ₁ with a passband Δf _f and an average frequency f _pc .

В процессе перестройки задержки огибающей П_y(t) в опорном напряжении S_оп(t), когда τ(t)=τ_d+t_гр, полезный компонент сворачивается по спектру и преобразуется в гармоническое колебаниеIn the process of tuning the envelope delay P _y (t) in the reference voltage S _op (t), when τ (t) = τ _d + t _gr , the useful component is convolved along the spectrum and converted into harmonic oscillation

U_ф1(t)=U_mф1(t)cos[2π(f_пч+ΔF)t+φ_ф1]; f_s=f_пч+ΔF,U _ф1 (t) = U _mф1 (t) cos [2π (f _pc + ΔF) t + φ _ф1 ]; f _s = f _pc + ΔF,

где U_mф1, φ_ф1 - амплитуда и начальная фаза компонента U_ф1(t); ΔF - величина априорно неизвестного сдвига частоты принятого сигнала S(t).where U _mf1 , φ _f1 - the amplitude and initial phase of the component U _f1 (t); ΔF is the value of the a priori unknown frequency shift of the received signal S (t).

Остановка перестройки τ(t) осуществляется после обработки и обнаружения U_ф1(t) в НФ и Сел:The adjustment of τ (t) is stopped after processing and detection of U _ф1 (t) in the NF and Sel:

;

h_k(t)=2Δf_ksinc(πΔf_kt)cos2πf_kt; T₁=ΔT; f_s0=f_s-f_оп;h _k (t) = 2Δf _k sinc (πΔf _k t) cos2πf _k t; T ₁ = ΔT; f _s0 = f _s -f _op ;

;

,

;

,

где

- предварительная оценка частоты f_s0; h_k(t) - импульсная реакция полосового фильтра в k-м канале НФ; U_k(t), U_k(T₁) - напряжения на выходе полосового фильтра и интегратора с постоянной времени T₁ в k-м канале НФ и Сел; Аf_k - средняя частота и полоса пропускания k-го канала НФ; n_k - количество каналов в НФ и Сел; f_s0 - оценка частоты U_ф1(t) в Сел. Селектор состоит из n_k каналов каждый из которых включает квадратичный детектор, интегратор и пороговое устройство. В Сел осуществляется обнаружение пилот-сигнала S_y(t) и сужение диапазона априорной неопределенности о частоте сигнала до величины, равной Δf_н. При этом получаемWhere

- a preliminary estimate of the frequency f _s0 ; h _k (t) is the pulse response of the bandpass filter in the kth channel of the NF; U _k (t), U _k (T ₁ ) - voltage at the output of the band-pass filter and integrator with a time constant T ₁ in the k-th channel of the NF and Sel; Аf _k is the average frequency and passband of the kth channel of the NF; n _k is the number of channels in the NF and Sel; f _s0 - estimate of the frequency U _f1 (t) in Sel. The selector consists of n _k channels, each of which includes a quadratic detector, an integrator and a threshold device. In Sel, pilot signal S _y (t) is detected and the range of a priori uncertainty about the signal frequency is narrowed to a value equal to Δf _n . Moreover, we obtain

H_s:U_k(T₁)>U_пор;

; Δf_н=Δf_k,H _s : U _k (T ₁ )> U _then ;

; Δf _n = Δf _k ,

где H_s - гипотеза об обнаружении S_y1(t) в k-м канале НФ и Сел; U_пор - пороговое напряжение.where H _s is the hypothesis of the detection of S _y1 (t) in the kth channel of the NF and Sel; U _then - threshold voltage.

Далее напряжение U_k(t) через Ком поступает в устройство ЧАП, реализованное на основе АЧД и в устройстве ФАП, реализованное на основе П₂, ФНЧ₂, Сум, Упр, УГ.Further, the voltage U _k (t) through Com enters the ChAP device implemented on the basis of the PSA and in the PLL device implemented on the basis of P ₂ , low-pass filter ₂ , Sum, Upr, UG.

В АЧД осуществляется уточнение оценки частоты процесса НФIn the AFD, the estimation of the frequency of the NF process is refined

;

S=2πτ; f_kτ_A=Z_н+(k-1);

; k∈[1,n_k];S = 2πτ; f _k τ _A = Z _n + (k-1);

; k∈ [1, n _k ];

;

где

- уточненная оценка частоты процесса S_y(t) на выходе АЧД;

- оценка отклонения частоты S_y(t) от f_k в АЧД; S - крутизна дискриминационной характеристики АЧД; τ_A - временной сдвиг, вносимый линией задержки в АЧД; Z_Н - целое число; Δf_од - диапазон однозначного оценивания частоты в АЧД; U_s(T₂,τ_A), U_c(T₂,τ_A) ^_ синусная и косинусная составляющая напряжения в квадратурных каналах АЧД.Where

- a refined estimate of the frequency of the process S _y (t) at the output of the PSA;

- an estimate of the deviation of the frequency S _y (t) from f _k in the AFD; S is the steepness of the discriminatory characteristics of the AFD; τ _A is the time shift introduced by the delay line in the AFD; Z _H is an integer; Δf _od - the range of unambiguous estimation of frequency in the AFD; U _s (T _{_{_2, τ A), U c (}} T _2, τ _A) ^_ sine and cosine component of the voltage in the quadrature channels PSAs.

Напряжение с выхода НФ и АЧД подается через Сум в контур ФАП на Упр и обеспечивает подстройку частоты УГ до тех пор, пока частота f_s1 не попадает в полосу захватывания.The voltage from the output of the NF and AFD is fed through Sum to the phase-to-phase converter circuit on the control unit and provides tuning of the UG frequency until the frequency f _s1 falls into the capture band.

После подстройки частоты и вхождения ФАП в синхронизм напряжение УГ U_уг(t) приобретает вид:After adjusting the frequency and the phase-to-phase convergence in synchronism, the voltage UG U _yg (t) takes the form:

U_уг(t)=U_myycos[2πf_угt-+φ_s+Δφ_y+σφ_д]; f_s1-f_уг0≤Δf_p;U _yy (t) = U _myy cos [2πf _yy t- + φ _s + Δφ _y + σφ _d ]; f _s1 -f _ug0 ≤Δf _p ;

,

где U_myy - амплитуда напряжения U_уг(t); f_уг0 - частота УГ до начала подстройки частоты; f_уг - частота УГ в установившемся режиме ФАП; Δφ_y - фазовые сдвиги, вносимые функциональными узлами КФУ до входа ФД;

- точная оценка частоты f_s; σφ - среднеквадратичная флюктуация фазы на выходе ФАП; Δf_p - величина частотного рассогласования между f_s1 и f_уг0.where U _myy - the amplitude of the voltage U _y (t); f _y0 - the frequency of the UG before the start of frequency adjustment; f _y - the frequency of the UG in the steady-state mode of the phase response; Δφ _y - phase shifts introduced by the functional units of the KFU before the input of the PD;

- an accurate estimate of the frequency f _s ; σφ is the mean square fluctuation of the phase at the output of the FAP; Δf _p is the magnitude of the frequency mismatch between f _s1 and f _ug0 .

После преобразования частоты в См₂ на выходе ПФ) с учетом корректирующих Фв₁ и Фв₂ получаем опорное напряжение U_н(t), соответствующее восстановленной несущей частоте процессов S_c(t) и S_y(t)After converting the frequency to Cm ₂ at the output of the PF), taking into account the correcting Fv ₁ and Fv _2, we obtain the reference voltage U _n (t) corresponding to the restored carrier frequency of the processes S _c (t) and S _y (t)

U_н(t)=U_мcos[2πf_st+σφ];U _n (t) = U _m cos [2πf _s t + σφ];

В процессе функционирования устройства демодуляции (УД) необходимо обеспечить решение таких статистических задач, как поиск и обнаружение пилот-сигнала S_y(t), оценивание и восстановление несущей частоты пилот-сигнала; достоверную демодуляцию управляющей и сигнальной информации.In the process of functioning of the demodulation device (UD), it is necessary to provide the solution of such statistical problems as search and detection of the pilot signal S _y (t), estimation and restoration of the carrier frequency of the pilot signal; reliable demodulation of control and signal information.

Для повышения эффективности УД необходимо, чтобы при решении всех перечисленных задач выполнялись условияTo increase the efficiency of UD, it is necessary that, in solving all of the above problems, the conditions are met

;

,

;

,

где P_c, P_y - мощности S_c(t) и S_y(t) на входе УД;

- отношение мощности полезного сигнала S_c(t) к мощности пилот-сигнала S_y(t) к мощности суммарной помехи

на входе УД.where P _c , P _y - power S _c (t) and S _y (t) at the input of the DD;

- the ratio of the power of the useful signal S _c (t) to the power of the pilot signal S _y (t) to the power of the total interference

at the entrance of UD.

При решении первой статистической задачи с целью уменьшения аппаратурной сложности УД целесообразно использовать двухступенчатый последовательно-параллельный поиск пилот-сигнала S_y(t), когда последовательный поиск осуществляется по задержке, а параллельный поиск - по частоте. На первой ступени поиск по задержке осуществляется с большим шагом (στ_ш1≈0,5T_эу), а на второй ступени поиск по задержке осуществляется с малым шагом (στ_ш2≤0,1T_эу). При этом полное время поиска равноWhen solving the first statistical problem in order to reduce the UD hardware complexity, it is advisable to use a two-stage serial-parallel search for the pilot signal S _y (t), when the serial search is performed by delay and the parallel search is performed by frequency. In the first stage search delay is performed with a large pitch (στ _w1 ≈0,5T _Oe), and the second stage delay search is carried out with a small step (στ _w2 ≤0,1T _Oe). In this case, the total search time is

T_п1=(N_τ1+N_τ2)ΔT;

;

; ΔT=T₁,T _p1 = (N _τ1 + N _τ2 ) ΔT;

;

; ΔT = T ₁ ,

где N_τ1, N_τ2 - количество шагов поиска при первой и второй ступени.where N _τ1 , N _τ2 is the number of search steps in the first and second steps.

Характеристики помехоустойчивости при обнаружении пилот-сигнала S_y(t) определяются из следующих соотношений:The noise immunity characteristics upon detection of the pilot signal S _y (t) are determined from the following relationships:

; α=1-Ф(g_п); α=n_kα₁;

;

; α = 1-F (g _p ); α = n _k α ₁ ;

;

; Δf_k=Δf_од,

;

; Δf _k = Δf _od

где D - вероятность правильного обнаружения S_y(t) на выходе НФ и Сел; α, α₁ - вероятность ложных тревог на выходе НФ в целом и одного из его каналов; arcФ(t) - функция обратная Ф(x); T₁ - время интегрирования в каналах Сел; Δf_k - полоса пропускания канала НФ; g_k - отношение пилот-сигнал/суммарная помеха по напряжению на выходе полосового фильтра канала НФ; Δf_од - диапазон однозначного отсчета частоты в АЧД; g₀ - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе интегратора канала Сел.where D is the probability of correct detection of S _y (t) at the output of the NF and Sel; α, α ₁ - the probability of false alarms at the output of the NF as a whole and one of its channels; arcФ (t) - inverse function Ф (x); T ₁ - integration time in the channels Sel; Δf _k is the passband of the NF channel; g _k - the ratio of the pilot signal / total noise interference at the output of the band-pass filter of the NF channel; Δf _od - the range of a single reference frequency in the AFD; g ₀ - signal-to-noise ratio by voltage at the output of the integrator channel Sel.

Приведенные выше соотношения позволяют произвести оптимизацию минимально допустимой величины h_y при допустимых ограничениях на длительность поиска T_п1.The above relations allow optimization of the minimum allowable value h _y with allowable restrictions on the duration of the search T _p1 .

Устройство ЧАП должно обеспечивать уменьшение доверительного интервала неопределенной несущей частоты S_y(t) до величины, соответствующей полосе захвата ФАП Δf_з, при заданных значениях точностных и временных характеристик.The ChAP device should provide a decrease in the confidence interval of the indefinite carrier frequency S _y (t) to a value corresponding to the FAP capture band Δf _s for given accuracy and time characteristics.

При использовании в устройстве ЧАП автокорреляционного частотного дискриминатора (АЧД) оптимизация его основных характеристик может быть осуществлена на основе следующих формул:When using the autocorrelation frequency discriminator (AFD) in the ChAP device, optimization of its main characteristics can be carried out on the basis of the following formulas:

Δf_од=Δf_k;

; S=2πτ_A;

;Δf _od = Δf _k ;

; S = 2πτ _A ;

;

при P_дов=0,95;

;

; Δf_p≤Δf_з;

when P _dov = 0.95;

;

; Δf _p ≤Δf _s ;

T_чап=T₂+T_y;

,T _chap = T ₂ + T _y ;

,

где T_чап - быстродействие устройства ЧАП; Δf_з - полоса захвата ФАП; σf_чд- среднеквадратичная флюктационная погрешность оценивания частоты S_y(t) в АЧД; T₂ - постоянная интегрирования ФНЧ в АЧД; ν - допустимая скорость перестройки частоты в ФАП; T_y - время поиска и захвата частоты в контуре ЧАП; g_k, g_f - отношение сигнал/помеха по напряжению на входе и выходе АЧД; ΔF_ш - шумовая полоса ФАП; Δf_од - диапазон однозначного отсчета в АЧД.where T _chap - speed device CHAP; Δf _s - FAP capture band; σf _bh is the root-mean-square fluctuation error of estimating the frequency S _y (t) in the AFD; T ₂ - constant integration of the low-pass filter in the AFD; ν is the permissible frequency tuning frequency in the FAP; T _y - time search and capture frequency in the circuit of the ChAP; g _k , g _f is the signal-to-noise ratio in terms of voltage at the input and output of the AFD; ΔF _W - noise bandwidth FAP; Δf _od - the range of a single reference in the AFD.

Совместное использование в УД последовательно - параллельного поиска в НФ и Сел обеспечивает существенное уменьшение ΔF_ш, а также упрощение аппаратурной реализации за счет сокращения числа каналов в НФ. При этом величина выигрыша в числе каналов равна

.The joint use of sequential - parallel search in the NF and Sel in the DD provides a significant decrease in ΔF _w , as well as the simplification of hardware implementation by reducing the number of channels in the NF. Moreover, the gain in the number of channels is

.

Быстродействие ФАП T_фап рассчитывается следующим образом:FAP _performance T _{fap is} calculated as follows:

T_фап=t_з+t_c;

;

при σφ_д≤0,1 рад,T _fap = t _s + t _c ;

;

with σφ _d ≤0.1 rad

где t_з - время поиска и захвата частоты; t_c - время вхождения в синхронизм.where t _s - time search and capture frequency; t _c - time of entry into synchronism.

Характеристики помехоустойчивости и точности контура ФАП определяются следующим образом:The noise immunity and accuracy of the PLL loop are determined as follows:

σφ≤σφ_д,

;

,σφ≤σφ _d ,

;

,

где σφ, σφ_д - текущее и допустимое значение среднеквадратичной флюктационной погрешности разности фаз несущей частоты S_y1(t) и частоты УГ в контуре ФАП; P_cp - вероятность срыва слежения за фазой в интервале Δφ≤π; g_φ - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе ФАП; Ф(x) - функция Лапласа;

- коэффициент энергетических потерь при демодуляции S_c(t) и S_y(t) за счет флюктуаций фазы в восстановленной несущей.where σφ, σφ _d is the current and acceptable value of the mean-square fluctuation error of the phase difference of the carrier frequency S _y1 (t) and the frequency of the ultrasonic wave in the phase-locked loop; P _cp is the probability of failure of phase tracking in the interval Δφ≤π; g _φ is the signal-to-noise ratio by voltage at the output of the phase-to-phase converter; Ф (x) is the Laplace function;

is the energy loss coefficient during demodulation S _c (t) and S _y (t) due to phase fluctuations in the restored carrier.

Для исследуемой структуры УД быстродействие равно:For the studied structure of the DD, the speed is equal to:

T_увн=T_п+T_чап+T_фап; T_фап=t_з+t_c; T_чап=T₂+T_y.T _uvn = T _p + T _chap + T _fap ; T _fap = t _s + t _c ; T _chap = T ₂ + T _y .

При использовании в УВН многоступенчатой обработки информации оптимизация быстродействия может быть обеспечена при наложении ограничений на время регулирования в каждой из частей УД:When using multi-stage information processing in the UVN, speed optimization can be achieved by imposing restrictions on the regulation time in each part of the DD:

T_фап≤T_д1; T_чап≤T_д2; T_п≤T_д3,T _FAP ≤T _D1; T _CHAP ≤T _q2; _N T ≤T _q3,

где T_д1, T_д2, T_д3 - допустимое время регулирования в устройствах ФАП, ЧАП и поиска фазы огибающей П_y(t).where T _d1 , T _d2 , T _d3 is the allowable control time in the devices FAP, ChAP and search phase envelope P _y (t).

При настройке разнесенных приемных пунктов КП после приема сигналов S_c(t) необходима между ними передача в симплексном и (или) дуплексном режимах управляющей информации с заданным уровнем вероятности ошибочных решений P_ошу. При применении в качестве пилот-сигнала сложного квазипериодического ФМ процесса с известным порождающим полиномом длительностями элемента T_эу, кодового интервала T_к и бита T_б после этапа восстановления несущей частоты процесса S_y(t) для обеспечения достоверной демодуляции скрытного пилот-сигнала (h_y<<1) следует использовать квазикогерентную обработку совместно с согласованной фильтрацией и некогерентным накоплением При этом характеристики помехоустойчивости УД могут быть рассчитаны следующим образом:When configuring the diversity reception points of the CP after receiving the signals S _c (t), it is necessary to transmit control information between them in simplex and (or) duplex modes with a given level of probability of erroneous decisions P _Osh . When using a complex quasiperiodic FM process as a pilot signal with a known generating polynomial of the durations of the element T _eu , the code interval T _k and the bit T _b after the process carrier recovery stage S _y (t) to ensure reliable demodulation of the covert pilot signal (h _y << 1) quasi-coherent processing should be used together with matched filtering and incoherent accumulation. In this case, the noise immunity characteristics of UDs can be calculated as follows:

;

; T_б=m₁T_k; T_k=m₁T_эу,

;

; T _b = m ₁ T _k ; T _k = m ₁ T _eu ,

где

- интеграл ошибок; п_ду - отношение пилот-сигнала к суммарной помехе по напряжению на выходе вычитающего устройства (ВУ), после обработки в согласованном фильтре (СФ) и некогерентном накопителе (НН); m₁, m₂ - количество элементов П_y(t).Where

- error integral; p _du - the ratio of the pilot signal to the total interference voltage at the output of the subtracting device (WU), after processing in a matched filter (SF) and incoherent storage (LV); m ₁ , m ₂ - the number of elements P _y (t).

При использовании в пилот-сигнале бинарной ФМ после ее обработки в Дек скорость передачи управляющей информации равна

. Передача управляющей и сигнальной информации становится возможной после завершения переходных процессов в УД.When using a binary FM in the pilot signal after processing it in Dec, the transmission rate of control information is

. The transfer of control and signal information becomes possible after the completion of transient processes in the DD.

При демодуляции полезного сигнала S_c(t) вероятность ошибочного решения

определяется из соотношенияWhen demodulating the useful signal S _c (t), the probability of an erroneous decision

determined from the relation

;

где g_дс - отношение полезного сигнала к суммарной помехе по напряжению на выходе ФНЧ1 с постоянной интегрирования T=T_ЭС.where g _ds is the ratio of the useful signal to the total voltage noise at the output of the low-pass filter 1 with the integration constant T = T _ES .

Для иллюстрации проведенных исследований рассмотрим пример анализа основных характеристик УД при следующих исходных данных:To illustrate the studies, we consider an example of an analysis of the main characteristics of UD with the following initial data:

D=0,99; α=10^-6; P_ошу=10^-6; P_ошс=10^-3;

; σf_чд=25 ГцD = 0.99; α = 10 ^-6 ; P _osu = 10 ^-6 ; P _OSH = 10 ^-3 ;

; σf _bh = 25 Hz

T_эс=T_эу=10^-6 с; Δf_ф=10⁵ Гц; Δf_k=10³ Гц; R=50 бит/с; d=3 км.T _es = T _eu = 10 ^-6 s; Δf _f = 10 ⁵ Hz; Δf _k = 10 ³ Hz; R = 50 bps; d = 3 km.

Минимальное допустимое отношение пилот-сигнал/суммарная помеха на входе УД определяется из следующих соотношений:The minimum allowable ratio of pilot-signal / total interference at the input of the UD is determined from the following ratios:

;

; g_φ=1/σφ;

; ΔF_ш=4σf_чд.

;

; g _φ = 1 / σφ;

; ΔF _w = 4σf _cd.

При

; Т_эу=10^-6 с, σf_чд=25 Гц получаем Δf_n=2·10^{6 Гц}, Δf_ш=10² Гц, σφ=0,1 рад, g_φ=10, а также h_y=7·10^-2(-33 дБ).At

; T _eu = 10 ^-6 s, σf _bh = 25 Hz we obtain Δf _n = 2 · 10 ^{6 Hz} , Δf _w = 10 ² Hz, σφ = 0.1 rad, g _φ = 10, and also h _y = 7 · 10 ^-2 (-33 dB).

Быстродействие ФАП при Δf_д=Δf_ш, где Δf_д - допустимое частотное рассогласование междуFAP performance at Δf _d = Δf _w , where Δf _d is the permissible frequency mismatch between

c.

Вероятность срыва слежения за частотой в ФАП P_ср при g_φ=10 стремится к нулю.The probability of disruption in tracking the frequency in the FAP P _cf when g _φ = 10 tends to zero.

Отношение пилот-сигнал/суммарная помеха по напряжению на выходе полосового фильтра канала НФ g_k и постоянная интегрирования в каналах Сел T₁ можно определить из формул:The ratio of the pilot signal / total interference voltage at the output of the bandpass filter of the NF channel g _k and the integration constant in the channels Sel T ₁ can be determined from the formulas:

;

.

;

.

При этом g_k=2,2, а T₁=2,2·10^-2 с.Moreover, g _k = 2.2, and T ₁ = 2.2 · 10 ^-2 s.

Энергетические характеристики обнаружения пилот-сигнала g₀ и g_n с учетом заданных D и α равныThe energy characteristics of the detection of the pilot signal g ₀ and g _n taking into account the given D and α are equal

g₀=arcФ(1-α)+arcФ(D)=7,g ₀ = arcФ (1-α) + arcФ (D) = 7,

g_n=arcФ(1-α)=4,75g _n = arcФ (1-α) = 4.75

Количество каналов НФ равно n_к=Δf_ф/Δf_k=100, а при этом α₁=10^-4.The number of NF channels is equal to n _k = Δf _f / Δf _k = 100, while α ₁ = 10 ^-4 .

Время поиска фазы П_у(t) в КФУ при στ_ш1≈0,5T_эу и στ_ш2=0,1T_эу и Δτ₁=d/c равноSearch time phase P _y (t) in the PCCH at στ ≈0,5T _eu _w1 and _w2 στ = 0,1T _eu and Δτ ₁ = d / c is equal to

с.

from.

Используемый в устройстве ЧАП АЧД должен иметь диапазон однозначного отсчета частоты пилот-сигнала Δf_од=Δf_k=10³ Гц и обеспечивать среднеквадратическую погрешность оценивания частоты σf_чд=Δf_p/4=25 Гц, что достигается при g_f=Δf_од/(2πσf_чд)=6,4 и постоянной интегрирования в АЧД

с.The APD used in the ChAP device should have a unique range of the pilot signal frequency Δf _od = Δf _k = 10 ³ Hz and provide a root-mean-square error of frequency estimation σf _bh = Δf _p / 4 = 25 Hz, which is achieved at g _f = Δf _od / ( 2πσf _bh ) = 6.4 and integration constant in the AFD

from.

Быстродействие ЧАП определяется из условия T_чап=T₂+T_y и при

с равно T_чап=0,19 с.The speed of the ChAP is determined from the condition T _chap = T ₂ + T _y and for

s equals T _chap = 0.19 s.

Быстродействие УД определяется из соотношения T_уд=T_пу+T₁+T_чап+T_фап и составляет 4,9 с.The UD performance is determined from the relation T _beats = T _PU + T ₁ + T _chap + T _fap and is 4.9 s.

Для обеспечения заданной величины вероятности P_ошу необходимо иметь

.To ensure a given probability value P _oshu must have

.

Временные параметры пилот-сигнала выбираются из условий T_б=1/R_y; T_б=m₁T_k, T_k=m₂T_эу и при m₁=10³ и m₂=20 равны T_б=2·10^-2 с, T_k=10^-3 с.The temporal parameters of the pilot signal are selected from the conditions T _b = 1 / R _y ; T _b = m ₁ T _k , T _k = m ₂ T _eu and for m ₁ = 10 ³ and m ₂ = 20 are equal to T _b = 2 · 10 ^-2 s, T _k = 10 ^-3 s.

Для обеспечения заданной вероятности

необходимо иметь

, а при этом входное отношение полезный сигнал к суммарной помехе равно h_c=1,1.To ensure a given probability

must have

while the input ratio of the useful signal to the total interference is h _c = 1.1.

Приведенные расчеты показывают, что при использовании в устройстве демодуляции пилот-сигнала обеспечивает выигрыш в помехоустойчивости

, который составляет 24 дБ.The above calculations show that when using a pilot signal demodulation device provides a gain in noise immunity

which is 24 dB.

Проведенные исследования подтверждают возможность построения УД, которые обладают такими достоинствами какStudies have confirmed the possibility of constructing UDs that have such advantages as

- возможность реализации в одном частотном ресурсе комбинированного навигационного и связного канала передачи информации;- the possibility of implementing in one frequency resource a combined navigation and communication channel for transmitting information;

- обеспечение энергетической скрытности использования пилот-сигнала;- ensuring energy secrecy using the pilot signal;

- возможность восстановления несущей опорного напряжения для квазикогерентной демодуляции при приеме слабых сигналов, когда входное отношение сигнал/помеха меньше единицы.- the ability to restore the reference voltage carrier for quasi-coherent demodulation when receiving weak signals when the input signal-to-noise ratio is less than unity.

Полученные результаты могут найти применение при проектировании многопозиционных средств радиоастрономии, радиомониторинга, телеуправления, радиолокации.The results can be used in the design of multi-position means of radio astronomy, radio monitoring, telecontrol, and radar.

Представленные схемы на фиг. 1-3 и подробное описание принципа действия каждого функционального узла, реализация которых возможна на современной элементной базе [Жодзишский М.И. справочник: Цифровые радиоприемные устройства], позволяет изготовить устройство для демодуляции фазоманипулированных сигналов промышленным способом по своему назначению, что характеризует полезную модель как промышленно применимую.The diagrams shown in FIG. 1-3 and a detailed description of the principle of action of each functional node, the implementation of which is possible on a modern element base [Zhodzishsky MI reference book: Digital radio receivers], allows you to make a device for demodulating phase-shifted signals in an industrial way for its intended purpose, which characterizes the utility model as industrially applicable.

Claims

A device for demodulating phase-shifted signals containing the first and second multipliers, the first and second low-pass filters, a controller, an adder, a controlled generator, an autocorrelation frequency discriminator, a first phase shifter, the device input being connected to the first input of the first multiplier, and the second output of which is connected to the output the first phase shifter, the output of the first multiplier is connected through a series-connected first low-pass filter to the signal output of the device, the second input is of the second multiplier is connected to the first output of the controlled generator, the output of the second multiplier is connected through a second low-pass filter and a controller connected to the first input of the adder, to the second input of which the output of the autocorrelation frequency discriminator is connected, the output of the adder is connected to the control input of the control generator, characterized in that additionally introduced a correlation filter device, a pilot demodulator, a first mixer, a first bandpass filter, a second phase a holder, a control unit, the first input of the correlation filter device (KFU) connected to the common input of the claimed device, and its first output connected to the first input of the second multiplier and to the input of the autocorrelation frequency discriminator, the second input of the KFU connected to the first output of the control unit, the second the output of the KFU is connected to the first input of the control unit, the third output of the KFU is connected to the first input of the first mixer, the second output of which is connected to the second output of the controlled generator, the output of the first mixes For cascading the first bandpass filter and the second phase shifter connected to the first input of the pilot demodulator, the second input of which is connected to the common input of the claimed device, the output of the pilot demodulator is connected to the second input of the control unit, the third input of the control unit is connected to an external information source moreover, the correlation filter device consists of a second mixer, a set of parallel filters, a selector, a balanced modulator, a code generator, a local oscillator and a switch; the first input of the second mixer is connected to the first input of the KFU, the second input of the second mixer is connected to the output of the balanced modulator, and the output of the second mixer is connected to the input of a set of parallel filters, the outputs of which are connected to the corresponding inputs of the selector and the inputs of the multi-channel switch, the output of which is connected to the second output of the KFU ; the selector output is connected to the control input of the switch, the local oscillator has two outputs, the first output is connected to the second input of the balanced modulator, and the second output of the generator is connected to the first output of the KFU, the second input of the KFU is connected to the control input of the code generator, the output of which is connected to the first input of the balanced modulator and the pilot demodulator consists of a third multiplier, a third low-pass filter, first and second matched filters, first and second incoherent drives, subtracting devices a and a decoder, whereby the first input of the third multiplier is connected to the first input of the pilot demodulator, and the second input of the third multiplier is connected to the second input of the pilot demodulator, the third low-pass filter, the first matched filter, the first incoherent drive are connected in series to the output of the third multiplier , a subtracting device, a decoder, the input of the second matched filter is connected to the output of the third low-pass filter, and its output is connected to the second incoherent drive, and then to the second input of the subtractor, the output of which is connected to the input of the decoder, the decoder output is connected to the output of pilot demodulator.