PL222172B1 - Układ do korekcji toru akwizycji sygnału analogowego - Google Patents

Abstract

Układ do korekcji toru akwizycji sygnału analogowego, zawierający na wejściu analogowy filtr dolnoprzepustowego rzędu drugiego, układ próbkująco-pamiętający oraz przetwornik ADC, charakteryzuje się tym, że do wyjścia przetwornika ADC dołączony jest korektor (K), zawierający co najmniej dwa kaskadowo połączone dyskretne człony dynamiczne NOI, z których pierwszy jest członem korekcyjnym, a drugi i następne są członami stabilizującymi pracę korektora oraz regulującymi nachylenie charakterystyki odcięcia.

Description

(21) Numer zgłoszenia: 399581

Urząd Patentowy Rzeczypospolitej Polskiej (22) Data zgłoszenia: 20.06.2012 (51) Int.Cl.

H04L 27/00 (2006.01) H04L 27/01 (2006.01) H04B 1/00 (2006.01) H03H 17/00 (2006.01) H03H 7/00 (2006.01) (54)

Układ do korekcji toru akwizycji sygnału analogowego

	(73) Uprawniony z patentu:
	POLITECHNIKA ŚWIĘTOKRZYSKA, Kielce, PL
(43) Zgłoszenie ogłoszono:
02.04.2013 BUP 07/13	(72) Twórca(y) wynalazku:
	MARIUSZ WIŚNIEWSKI, Kielce, PL MIROSŁAW WCIŚLIK, Kielce, PL
(45) O udzieleniu patentu ogłoszono:
29.07.2016 WUP 07/16	(74) Pełnomocnik:
	rzecz. pat. Antoni Garstka

PL 222 172 B1

Opis wynalazku

Przedmiotem wynalazku jest układ do korekcji toru akwizycji sygnału analogowego, przetwarzającego sygnały analogowe do postaci cyfrowej, wykorzystywanej dalej przez komputery, mikrokontrolery i cyfrowe procesory sygnałowe, stosowane w automatyce i metrologii.

Najczęściej stosowane jest przetwarzanie analogowo-cyfrowe metodą kompensacyjną. Dla tej metody kanał akwizycji danych analogowych składa się z filtra dolnoprzepustowego Fd, układu próbkująco-pamiętającego Upp (ang. sample-and-hold) oraz przetwornika analogowo-cyfrowego ADC. Zadaniem filtru dolnoprzepustowego jest ograniczenie pasma przetwarzanego sygnału. Dla zapewnienia jednoznaczności przetwarzania analogowo-cyfrowego, składowe sygnałów wejściowych przetwornika ADC powinny posiadać częstotliwość co najmniej dwukrotnie mniejszą od częstotliwości próbkowania.

Układ próbkująco-pamiętający powinien zapewnić stałość sygnału w czasie pracy kompensacyjnego przetwornika analogowo-cyfrowego, wykorzystującego rejestr kolejnych przybliżeń (ang. successive aproximation register - SAR).

Charakterystyka częstotliwościowa kanału akwizycji danych nie powinna zniekształcać sygnałów tzn. powinna posiadać stałą charakterystykę amplitudową i liniową charakterystykę fazową. Oznacza to, że tor akwizycji jest członem opóźniającym i sygnał wyjściowy jest opóźniony w odniesieniu do sygnału wejściowego, ale posiada taki sam kształt.

Parametry poszczególnych elementów schematu blokowego zależą od rozdzielczości, to jest liczby bitów i czasu przetwarzania - maksymalnej częstotliwości - przetwornika analogowocyfrowego. Rozdzielczość przetwornika ADC determinuje maksymalną wartość składowej harmonicznej sygnału o częstotliwości Nyquista, równej połowie częstotliwości próbkowania [Black H.S. - Modulation Theory, 1953], na wyjściu filtra dolnoprzepustowego. Przykładowo, gdy sygnał wejściowy (przetwarzany) jest impulsem o czasie trwania równym okresowi próbkowania, dla przetwornika 8-bitowego o zakresie wejściowym bipolarnym i częstotliwości f_s, amplituda sygnału po filtracji dla częstotliwości fs/2 powinna być mniejsza 128 razy niż amplituda w paśmie przepustowym - dla sygnałów o niskiej częstotliwości. Oznacza to że dla filtru drugiego rzędu, dla którego nachylenie charakterystyki amplitudowej poza pasmem przenoszenia wynosi 12 dB/oktawę, co odpowiada czterokrotnemu tłumieniu sygnału o dwukrotnie większej częstotliwości. Pasmo przenoszenia sygnału jest ok. 16 razy mniejsze od częstotliwości Nyquista. Dla przetwornika 10-bitowego i filtru drugiego rzędu pasmo przenoszenia filtru dolnoprzepustowego powinno być mniejsze 64 razy od częstotliwości Nyquista. W tym ostatnim przypadku dla filtru czwartego rzędu częstotliwość graniczna pasma przenoszenia jest 16 razy mniejsza od częstotliwości Nyquista.

Wynika stąd, że dla analizy w jednym kanale sygnału zawierającego składowe w paśmie 2,5 kHz o jednakowych amplitudach, dla przetworn ika 10-bitowego z filtrem czwartego rzędu częstotliwość próbkowania powinna wynosić co najmniej 80 kHz.

Aby uniknąć wysokich częstotliwości próbkowania stosuje się analogowe filtry dolnoprzepustowe wyższego rzędu, które są kosztowne. W przypadku wielokanałowej akwizycji danych różnice parametrów filtrów w poszczególnych kanałach mogą powodować dodatkowe błędy. Przy założeniu, że pasma przenoszenia i przejściowe filtru są jednakowe, dla przetwornika 8-bitowego wymagane jest tłumienie 128-krotne (ok. 42 dB) w paśmie jednej oktawy, co odpowiada filtrowi rzędu nie mniejszego niż siódmy. Przetwornik 10-cio bitowy wymagałby filtra, co najmniej dziewiątego rzędu. Takie rozwiązanie jest złożone i bardzo kosztowne, zwłaszcza, gdy wymagana jest zwiększona dokładność wynikająca z rozdzielczości przetwornika ADC, która może wynosić 12, 16, 20 lub nawet 24-bity.

Z opisu US 6741644 znany jest układ kanału transmisyjnego sygnałów analogowych, w którym jeden korektor charakterystyk przenoszenia dołączony jest do wejścia przetwornika ADC, a drugi korektor wyrównujący włączony jest na wejściu przetwornika ADC. Korekcja przenoszenia sygnału jest realizowana analogowo przed wejściem na przetwornik ADC. W efekcie zwiększane jest pasmo częstotliwościowe przetwarzanego sygnału co podnosi wymagania stawiane przetwornikowi ADC.

Istota układu do korekcji toru akwizycji sygnału analogowego, zawierającego na wejściu analogowy filtr dolnoprzepustowy rzędu drugiego, układ próbkująco-pamiętający oraz przetwornik ADC z dołączonym cyfrowym korektorem, według wynalazku polega na tym, że korektor zawiera co najmniej dwa kaskadowo połączone dyskretne człony dynamiczne NOI, z których pierwszy jest członem korekcyjnym charakterystyki toru w paśmie przenoszenia, a drugi i następne są członami regulującymi nachylenie odcięcia tej charakterystyki.

PL 222 172 B1

Rozwiązanie według wynalazku pozwala na cyfrową korektę sygnału wyjściowego z przetwornika ADC. Korekta ta umożliwia kompensację charakterystyk wpływu filtra wejściowego na sygnał oraz ograniczenie częstotliwości sygnału wyjściowego do pasma Nyquista wynikającego z częstotliwości próbkowania kanału.

Przedmiot wynalazku jest przedstawiony w przykładzie na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia tor akwizycji sygnałów, fig. 2 - schemat blokowy układu korektora, a fig. 3 - charakterystykę G_fd(f) korygowanego filtra dolnoprzepustowego F_d, charakterystykę K(f) układu korektora K oraz charakterystykę G_k(f) uzyskaną po korekcji.

W rozwiązaniu według wynalazku zastosowano, na wejściu przetwornika analogowo-cyfrowego, analogowy filtr dolnoprzepustowy niskiego rzędu, dostosowany do rozdzielczości przetwornika analogowo-cyfrowego oraz korektor cyfrowy na wyjściu tego przetwornika (fig. 1). Korektor ten koryguje charakterystykę filtra dolnoprzepustowego, poszerza pasmo przenoszenia, kompensuje wzmocnienie tego filtra w poszerzonym paśmie częstotliwości i zapewnia odpowiednie tłumienie sygnału po stronie cyfrowej toru akwizycji. Jest możliwa stabilna realizacja cyfrowa takiego korektora. W przypadku torów wielokanałowych korektor może być indywidualnie dobierany w każdym kanale toru.

Na fig. 1 przedstawiono przykładowy toru akwizycji sygnałów, złożony z filtra dolnoprzepustowego Fd, układu próbkująco-pamiętającego Upp, przetwornika analogowo-cyfrowego ADC oraz układu cyfrowego korektora K.

Funkcja transmitancji tego układu jest równa iloczynowi transmitancji filtra dolnoprzepustowego G_fd(s) i układu korektora G_k(s), Układ próbkująco-pamiętający wraz z przetwornikiem ADC powoduje jedynie opóźnienie w kanale akwizycji danych i nie ma wpływu na częstotliwościową charakterystykę amplitudową całego układu. Dzięki temu korektor umożliwia kompensację charakterystyk wcześniej występujących elementów układu, tak, aby charakterystyka częstotliwościowa całego toru z fig. 1 nie powodowała zniekształceń. Transmitancja filtra dolnoprzepustowego dana jest następującą zależnością:

Gfd(^s) ^Yfd(s) _ (ω₀)² *0) S²+^-S + (6J₀)²

1) gdzie:

a₀ - jest częstotliwością odcięcia filtru,

Q0 - jest współczynnikiem dobroci filtru.

Z podanej wyżej zasady doboru właściwości korektora cyfrowego toru przetwarzania sygnałów, mianownik transmitancji (1) jest licznikiem transmitancji korektora. Jednakże układ korektora o transmitancji

K(s) = ^G/d(^s)

2) w wersji cyfrowej zaczyna oscylować z coraz większą amplitudą, aż do wystąpienia przekroczeniu zakresu dopuszczalnych wartości. Uzyskanie stabilnej pracy korektora jest możliwe poprzez pomnożenie jego transmitancji (2) przez funkcję ograniczającą pasmo przenoszenia 1/V(s), która jest opisana następującą zależnością:

PF(s) = (^ωΐ)² _{s2 +} Ti._{s + (6Jl)2}

3) gdzie:

®i - jest częstotliwością odcięcia układu stabilizującego korektor,

Q1 - jest współczynnikiem dobroci układu stabilizującego korektor.

Równanie (3) stanowi transmitancję filtra dolnoprzepustowego, którego parametry należy tak dobrać, aby częstotliwość odcięcia była równa górnej granicy pasma przenoszenia układu po korekcji. Wyznaczona w ten sposób transmitancja korektora jest następującą zależnością:

K(s) = ^G/d(^s)

W (s)

S²+g-S+(6J₀)² ₅2 ₊ ^1._{5 + (ωι)}2

4)

Ponadto dla ograniczenia przenoszenia w paśmie tłumionym należy zastosować dodatkowe filtry dolnoprzepustowe poprawiające parametry całego układu, których transmitancja dana jest zależnością:

PL 222 172 B1

5)

Ostatecznie transmitancja korektora określona jest zależnością:

ο,,υ-ΓΒ,ω /=1

6) y(n) = V >

X(n- k) gdzie dla i = 1 zależność (5) definiuje transmitancję układu korektora K(s), a dla 1 < i < N określana jest transmitancja dodatkowych filtrów dolnoprzepustowych.

Korektor cyfrowy jest układem, który wykonuje zadania korekcji amplitudy w postaci cyfrowej. Moduły cyfrowe (6) są realizowane, jako dyskretne człony dynamiczne o nieskończonej odpowiedzi impulsowej NOI [Lyons R.G. - Wprowadzenie do cyfrowego przetwarzania sygnałów, WKŁ 1999], o niskim koszcie obliczeniowym - wymagając pięciu mnożeń i pięciu sumowań na jeden człon. Parametry filtrów można wyznaczyć na podstawie transmitancji prototypów analogowych, w tym przypadku z funkcji (s) danej zależnością (5) i stosując przekształcenie Tustina [Oppenheim A.V., Schafer R.W. - Discrete-Time Signal Processing, Prentice-Hall, 1989] do przejścia z postaci ciągłej na dyskretną. Po takim przekształceniu układ korektora wykonywane są zgodnie z zależnością (7), stanowiącą postać bezpośrednią NOI:

M N + -y(n — k) 7) fc=l gdzie:

a_k, b_k- współczynniki filtru korektora obliczone na podstawie zależności (6), x - próbki sygnału wejściowego, y - próbki sygnału wyjściowego.

Układ korektora opisany przy pomocy zależności (7) narażony jest na błędy przepełnienia, szczególnie w przypadku realizacji dodatkowych filtrów wyższych rzędów - zależność (5) dla i > 1. Z tego powodu układ korektora należy zrealizować jako kaskadowe połączenie modułów NOI drugiego rzędu.

Układ korektora wbudowano w kanał akwizycji danych analogowych, w którym zastosowano filtr dolnoprzepustowy drugiego rzędu o częstotliwości odcięcia 250 Hz oraz dobroci Q = 0.820. W przykładowym układzie częstotliwość Nyquista wynosi 7.9 kHz, zatem tak dobrany filtr zapewni dostatecznie duże tłumienie sygnałów powyżej tej częstotliwości.

Parametry dyskretnych członów dynamicznych układu korektora, jakie posłużyły do budowy przykładowego kanału akwizycji danych, zostały wyznaczone na podstawie zależności (6) i zamieszczone w tabeli 1.

Funkcja	Q	Fo (w kHz)	Fo. (w kHz)	F„( (w kHz)
ZgO)	0.82	4.5	-	-
Gk2(s)	0.5543	-	1.5399	11.0935
Gk3(s)	0.9576	-	2.0933	5.9448
Gk4(.S>)	1.6976	-	2.5375	4.5214
Gks(.s)	4.0303	-	2.822	3.8986
Gk6(s)	6.2173	-	3.0407	3.6677
Gk7(.s)	24.0751	-	3.05	3.6466

T a b e l a 1. Wartości współczynników filtrów korekcyjnych.

PL 222 172 B1

Wartości zamieszczone w tabeli 1 służą następnie do wyznaczenia parametrów modułów NOI stanowiących jednocześnie układ korektora, stosując przekształcenie Tustina.

Funkcja	b2	b1	b0	a2	a1
G/c(z)	101.507175833	-215.474819871	115.121310256	-0.243659199	0.089992980
Gk2 (z)	0.071958709	0.097916414	0.071958709	-0.314601138	1.072767307
Gk3 (z)	0.189858731	0.077116076	0.189858731	-0.448677028	0.991843490
Ck4(s)	0.372491170	-0.050390919	0.372491170	-0.609921767	0.915330347
Ck5(s)	0.581954723	-0.247508458	0.581954723	-0.805080682	0.888679694
Ck6(s)	0.723430113	-0.390835966	0.723430113	-0.864866751	0.808842492
Gk7(s)	0.770558069	-0.424526835	0.770558069	-0.963213434	0.846624132

T a b e l a 2. Wartości współczynników modułów NOI układu korektora.

W tabeli 2 zostały zamieszczone obliczone parametry modułów NOI. Ostatecznie funkcję korektora uzyskuje się poprzez wstawienie tych parametrów do zależności (7).

Schemat blokowy układu korektora oraz miejsce jego włączenia pokazane zostało na Fig. 2.

Na fig. 3 przedstawiono charakterystykę G_fd(f) korygowanego filtra dolnoprzepustowego F_d, charakterystykę K(f) układu korektora K oraz charakterystykę G_k(f) uzyskaną po korekcji. Po zastosowaniu korektora pasmo przenoszenia kanału zostało przesunięte do częstotliwości 3 kHz, czyli zwiększyło się dwunastokrotnie. Ponadto tłumienie sygnałów powyżej tej częstotliwości jest większe, niż w przypadku układu bez korektora.

Korektor jest układem prostym, który można zrealizować jako samodzielny układ lub wbudować go wtór akwizycji sygnału analogowego.

Claims (1)

1. Zastrzeżenie patentowe

   Układ do korekcji toru akwizycji sygnału analogowego, zawierający na wejściu analogowy filtr dolnoprzepustowy rzędu drugiego, układ próbkująco-pamiętający oraz przetwornik ADC z dołączonym cyfrowym korektorem, znamienny tym, że korektor (K), zawiera co najmniej dwa kaskadowo połączone dyskretne człony dynamiczne NOI, z których pierwszy jest członem korekcyjnym charakterystyki toru w paśmie przenoszenia, a drugi i następne są członami regulującymi nachylenie odcięcia tej charakterystyki.