PL175643B1 - Sposób i odbiornik do transmisji sygnałów cyfrowych - Google Patents

Abstract

1. Sposób transmisji sygnalów cyfro- wych, w którym emituje sie sygnaly z modu- lacja czestotliwosci nosnej, a przy odbiorze koryguje sie odbierane sygnaly, w dziedzinie czestotliwosci, przed powrotem do dziedziny czasu, a nastepnie przeprowadza sie ich roz- poznawanie, znam ienny tym , ze demoduluje sie sygnaly po skorygowaniu, mierzy sie wy- nikowy sygnal bledu fazy (e k ) na podstawie sygnalów wczesniej skorygowanych i wy- znacza sie zespolone wspólczynniki (ejO i) ro- tacji fazy, które stosuje sie do korekty sygnalów pózniejszych w ukladzie adaptacy- jnym (18). F IG .1 F IG .6 PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób i odbiornik do transmisji sygnałów cyfrowych.

W systemach teletransmisyjnych sygnały emituje się z wykorzystaniem modulacji częstotliwości nośnej. Przy odbiorze sygnał jest korygowany w dziedzinie częstotliwości, jeszcze przed przejściem do dziedziny czasu, dla jego rozpoznania. Rozwiązania tego rodzaju stosuje się przede wszystkim w teletransmisji radioelektrycznej, lecz również znajdują zastosowanie w innych typach transmisji, np. w transmisji kablowej.

Obecnie zmierza się do przesyłania sygnałów radiolinią w postaci nie analogowej, lecz cyfrowej. Emisja programów radiowych i telewizyjnych w postaci cyfrowej umożliwia przy odbiorze odtworzenie sygnałów dźwięku i obrazu na postać analogową, pozbawioną zniekształceń, spowodowanych zakłóceniami w kanale teletransmisyjnym. W rezultacie, stan sygnału cyfrowego, również nie pozbawionego zniekształceń, jest prawidłowo określany i jedynie poważne zakłócenia, mało prawdopodobne, mogłyby wprowadzić błąd, prowadzący do błędnego określenia stanu. W efekcie, transmisja w kanale teletransmisyjnym może w pewnych chwilach ulegać quasi wygaszeniom, spowodowanym odejmowaniem się sygnałów, które chociaż są identyczne,

175 643 są różnie opóźnione i w związku z tym przesunięte w fazie i osłabione z powodu różnych torów jakimi docierają do odbiornika. Należy więc, w danym przypadku, wykonać kompensację zniekształceń propagacji. Sprowadzenie do postaci cyfrowej umożliwia przypisanie sygnałom słowa kodowego z wykrywaniem i korekcją błędów, jeśli istnieje taka potrzeba, co zwiększa odporność transmisji na zakłócenia, poprawiając błędy detekcji bez przesadnego zwiększania liczby przesyłanych sygnałów.

Znany jest opisany w dokumencie 1EE Proceedings E. COMPUTERS & DIGITAL TECHNIQUES, vol. 128 nr 6, listopad 1981, STEVENAGE GB, strony 239-244, CORSINIpt. “Adaptive equalisation of discrete channels via fast convultion techniques”, układ korekcyjny, w którym odebrany zmodulowany sygnał przechodzi do dziedziny częstotliwościowej, by tam zostać skorygowanym przed przejściem do dziedziny czasowej, w której jest dalej analizowany. Demodulacja niezbędna przy odbieraniu sygnałów nie jest tu konieczna.

Sposób według wynalazku stosowany jest do transmisji sygnałów cyfrowych, przy czym emituje się sygnały z modulacją częstotliwości nośnej, a przy odbiorze koryguje się odbierane sygnały, w dziedzinie częstotliwości, przed powrotem do dziedziny czasu, a następnie przeprowadza się ich rozpoznawanie. Sposób tego rodzaju charakteryzuje się tym, że demoduluje się sygnały po skorygowaniu, mierzy się wynikowy sygnał błędu fazy na podstawie sygnałów wcześniej skorygowanych i wyznacza się zespolone współczynniki rotacji fazy, które stosuje się do korekty sygnałów późniejszych w układzie adaptacyjnym.

Korzystnym jest, że po skorygowaniu za pomocą zespolonych współczynników rotacji fazy sygnałów czasowych już poprawionych, dla bloku sygnałów wyznacza się błędy resztkowe sygnałów które wróciły do dziedziny czasu, błędy powstające ze złożenia błędu kwadratowego, które następnie przeprowadza się do dziedziny częstotliwości za pomocą modułu liczącego, dla dostarczenia do korygującego prążki modulacji układu adaptacyjnego, w czasie korekcji zmodulowanej nośnej. Korekcję prążków modulacji przeprowadza się poprzez pomnożenie przez współczynniki przyporządkowane każdemu z prążków i otrzymane w wyniku odjęcia od poprzedniego współczynnika liczby zespolonej proporcjonalnej do błędu, w dziedzinie częstotliwości, odpowiadającego określonemu prążkowi i proporcjonalnego do sygnału sprzężonego sygnału reprezentującego rozważany prążek tuż po transformacji Fouriera. Poprzez odejmowanie częstotliwości generatora zbliżonej do częstotliwości nośnej i niezależnej od jej wahań, odebraną nośnąprzenosi się przed korekcją w sąsiedztwo częstotliwości zerowej. Transmitowane sygnały przed emisją grupuje się w układzie grupującym w bloki o stałej długości, z których każdy uzupełnia się o motyw kołowy w układzie dodawania przedrostka do bloku, a przy odbiorze, w dziedzinie częstotliwości przeprowadza się korekcję dla każdego bloku, po usunięciu motywu kołowego w układzie synchronizacji bloku.

Korzystnym jest, że przy odbiorze grupuje się w przetworniku szeregowo-równoległym otrzymane sygnały w bloki o stałej długości, przy czym każdy blok uzupełnia się na końcu sekwencją danych cyfrowych o stałej długości, o wartości zero nachodzących w czasie na sąsiedni blok, a po korekcji i powrocie do dziedziny czasu, w obwodzie korekcyjnym, dodaje się wyrażenie po wyrażeniu dane skorygowane, które są w obszarze odzyskiwania i sygnały skorygowane sąsiedniego bloku, odpowiadające im czasowo.

Ponadto, korzystnym jest, że przy odbiorze grupuje się sygnały w bloki o stałej długości, przy czym odzyskuje się części bloków stanowiące sekwencje o stałej długości, przed wykonaniem korekcji na blokach, w zespołach liczących, a po korekcji w obwodzie korekcji, eliminuje się te części bloków z sygnałów skorygowanych, które znajdują się w strefie odzyskiwania kolejnych bloków.

Odbiornik według wynalazku stosowany jest do transmisji sygnałów cyfrowych, emitowanych z modulacją częstotliwości nośnej. Wejściowy zespół odbioru sygnałów odbiornika jest połączony z dostarczającym prążki częstotliwości zespołem liczącym bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera, połączonym z zespołem korekcji prążków, w zależności od zakłóceń propagacji, wyznaczonych na podstawie sygnału odniesienia. Do tego zespołu korekcji prążków jest dołączony zespół liczący odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera, do którego jest dołączo175 643 ny zespół demodulatora cyfrowego. Odbiornik tego rodzaju charakteryzuje się tym, że zespół demodulatora cyfrowego zawiera cyfrowy komparator fazy, którego jedno wejście jest dołączone do wyjścia sygnału odniesienia obwodu decyzyjnego, a drugie do wyjścia sygnału błędu tego obwodu decyzyjnego, którego wejście jest z kolei dołączone do wyjścia skorygowanego sygnału cyfrowego zespołu mnożarek do korekcji prążków, którego wejście stanowi wejście skorygowanego cyfrowego sygnału czasowego demodulatora cyfrowego. Wyjście sygnału błędu fazy skorygowanych sygnałów względem sygnału odniesienia, cyfrowego komparatora fazy, jest połączone z drugim wejściem zespołu mnożarek do korekcji prążków i jednocześnie z wejściem układu adaptacyjnego, którego wyjście jest dołączone do jednego wejścia korektora częstotliwości, którego drugie wejście jest dołączone do wyjścia mieszacza wejściowego zespołu odbioru sygnałów.

Korzystnym jest, że cyfrowy komparator fazy jest połączony z zespołem mnożarek poprzez obwód akumulatora połączony z adresującąpamięciązawierającązarządzającątablicę trygonometryczną, dołączoną do zespołu mnożarek.

Korzystnym jest, że wyjście mieszacza wejściowego zespołu odbioru sygnałów jest połączone z zespołem liczącym bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera korektora częstotliwości poprzez układ synchronizacji bloków do rozpoznania pozycji bloków o stałej długości w odbieranych sygnałach, z których każdy zawiera cyfrowy motyw kołowy, oraz do usunięcia tego motywu.

W korzystnym rozwiązaniu według wynalazku wejście zespołu liczącego bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera jest dołączone do wyjścia przetwornika szeregowo-równoległego, który stanowi obwód grupowania w bloki o stałej długości sygnałów na wyjściu wejściowego zespołu odbioru sygnałów cyfrowych i uzupełnienia końca każdego bloku sekwencjąo stałej długości o wartości zero, nachodzącą w czasie na sąsiedni blok, przy czym zespół liczący bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera jest połączony ze sterującym wejściem korekcyjnego zespołu mnożarek, którego wyjście skorygowanych danych jest dołączone do drugiego zespołu liczącego odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera, dołączonego do obwodu korekcyjnego dodawania wyrażenia po wyrażeniu, skorygowanych danych, znajdujących się w obszarze odzyskiwania skorygowanych danych z sąsiedniego bloku, które odpowiadają im czasowo.

Ponadto, korzystnym jest, że wejście zespołu liczącego dyskretnej transformacji Fouriera jest dołączone do wyjścia przetwornika szeregowo-równoległego, który stanowi obwód grupowania sygnałów na wyjściu wejściowego zespołu odbioru sygnałów cyfrowych, w bloki o stałej długości, pokrywających się częściowo w czasie, a jego wyjście jest połączone z drugim zespołem liczącym dyskretnej odwrotnej transformacji Fouriera połączonym z obwodem korekcyjnym do eliminacji z sygnałów odebranych sekwencji o stałej długości, należących do dwóch bloków.

Rozwiązania według wynalazku zapewniają realizowanie odbioru sygnałów cyfrowych, który cechuje się mniejszą wrażliwością na szumy i zniekształcenia sygnału, bez jednoczesnego zmniejszenia wydajności widmowej modulacji. Sygnały demoduluje się po korekcji, mierzy się błędy fazy sygnałów względem sygnałów wcześniej skorygowanych i wyznacza się zespolone współczynniki rotacji fazy służące do korekty późniejszych sygnałów. Stosuje się ciągłą korekcję począwszy od błędów fazy istniejących przed korekcją, co powoduje wykonywanie się pętli nadzorującej, zmierzającej do zmniejszania błędów obecnych w sygnałach późniejszych. W szczególności brane są pod uwagę i kompensowane zakłócenia wnoszone przez kanał teletransmisyjny i ich powielanie się. Zastosowanie rozwiązań według wynalazku zapewnia zmniejszenie energii szumów występujących w transmitowanym sygnale.

Przedmiot wynalazku zostanie objaśniony w przykładach wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy łącza transmisyjnego sygnałów cyfrowych, fig. 2 - pierwszy przykład realizacji korektora częstotliwości w odbiorniku, fig. 3-5 przedstawiają trzy kolejne przykłady realizacji sposobu transmisji według wynalazku, fig. 6 przedstawia schemat blokowy demodulatora cyfrowego w odbiorniku, a fig. 7 ilustruje sposób wykorzystania współczynników korygujących w korektorze.

175 643

Zasada transmisji sygnałów cyfrowych jest przedstawiona na schemacie blokowym z fig. 1. Emitowane sygnały cyfrowe korzystnie liniąteletransmisyjną, sąwysyłane przez nadajnik teletransmisyjny 1 z modulacją częstotliwości nośnej, przy czym modulacja obejmuje pasmo częstotliwości otaczające częstotliwość nośną. Przewidziane jest tam filtrowanie sygnału w celu ograniczenia koniecznego pasma przenoszenia. Zmodulowana częstotliwość nośna przechodzi przez kanał teletransmisyjny 2 i dochodzi do odbiornika z wejściowym zespołem 3, 4, 5 odbioru sygnału, w którym poddawana jest filtracji w celu wyeliminowania sygnałów spoza pasma. Zmodulowana częstotliwość nośna jest następnie poddana działaniu mieszacza 4, połączonego z wyjściem swobodnego generatora 5, generującego nominalną częstotliwość nośną, nie wpływającąjednak na właściwą częstotliwość nośną i nie śledzącąjej ewentualnych wahań lub pochodnych.

Częstotliwość nośna z wyjścia mieszacza 4 jest sprowadzana do częstotliwości zerowej, lub innej niewielkiej, i modulacja tak otrzymanego pasma podstawowego jest dostarczana do korektora częstotliwości 11 połączonego z demodulatorem cyfrowym 20 decydującym o rozpoznaniu kolejnych sygnałów. Wyjście demodulatora 20 dostarcza, poprzez układ adaptacyjny 18 korektora częstotliwości 11, sygnały cyfrowe reprezentujące zmierzone błędy pomiędzy kolejnymi skorygowanymi sygnałami oczyszczonymi z szumów i odpowiednim przewidzianym stanem, który został rozpoznany.

Na figurze 2 zilustrowano pierwszy przykład realizacji korektora częstotliwości 11. Układ próbkujący 12 odbiera zmodulowaną częstotliwość nośną i próbkuje z częstotliwością próbkowania 1/T, gdzie T jest okresem modulacji, lub okresem trwania emisji sygnału. Kolejne spróbkowane sygnały sąkolejno wystawiane równolegle blokami po N sygnałów (N - liczba całkowita dodatnia), do przetwornika szeregowo-równoległego 13, którego wyjście jest połączone z zespołem liczącym 14 wykonującym dyskretną transformację Fouriera bezpośrednio na zestawie N sygnałów lub punktów próbkowania. Zespół liczący 14 produkuje więc widmo prążków częstotliwości. Amplituda i faza każdego prążka, reprezentowane przez ich dane cyfrowe, sąprzekazywane do mnożarki cyfrowej, specjalnej dla danego prążka, zawartej w korekcyjnym zespole mnożarek 15, w którym zespolony współczynnik mnożenia jest ustawiany tak, by kompensować osłabienie i przesunięcie fazowe powstałe w kanale transmisyjnym 2, przez składową częstotliwościową modulacji rozpatrywanego prążka częstotliwości.

Modulacja częstotliwości nośnej przez każdy sygnał, rozmieszczona w całym paśmie przenoszenia i reprezentowana przez zestaw prążków, jest w związku z tym, jak to zostanie wyjaśnione, pozbawiona zakłóceń spowodowanych propagacją przez kanał transmisyjny 2.

Dane bloku reprezentującego amplitudy i fazy prążków już skorygowanych są następnie poddawane, w zespole liczącym 16 odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera, który przeprowadza nośną do dziedziny czasu, tzn. gdzie każdy sygnał czasowy jest uzyskiwany na podstawie danych opisujących fazy i amplitudy skorygowanych prążków. Równoległo-szeregowy przetwornik cyfrowy 17 wysyła następnie w postaci szeregowej sygnały czasowe z zespołu liczącego 16 do demodulatora cyfrowego 20. Nawet jeśli niektóre prążki znacznie osłabną w kanale transmisyjnym 2 i wzmocnienie ich amplitudy w czasie korekcji jest niedokładne, gdyż jest ona zakłócona szumami, ma to niewielki wpływ na sygnał czasowy budowany na wyjściu przetwornika cyfrowego 17. Można również zaplanować, jak to zostanie wyjaśnione, ograniczenie wzmacniania prążków bardzo osłabionych w celu nie pogarszania stosunku sygnał/szum.

Układ adaptacyjny 18 odbiera z wyjścia demodulatora cyfrowego 20 informacje o błędzie fazy, stosowane do regulacji fazy współczynników zespołu mnożarek 15.

Pierwszy wariant realizacji sposobu transmisji jest przedstawiony na fig. 3. W celu skompensowania zniekształceń spowodowanych faktem, że dyskretna transformacja Fouriera jest wykonana dla skończonej liczby N, podczas gdy teoria przewiduje sygnał o nieskończonym czasie trwania, wykonuje się przy emisji przetwarzanie kompensujące te wstępne zniekształcenia.

Sygnały przeznaczone do emisji sąprzez układ grupujący 31 grupowane w bloki po N punktów (gdzie N jest wcześniej zdefiniowane), a następnie w układzie dodawania 32, do każdego bloku dodawany jest przedrostek kołowy, lub końcówka kołowa. Tak więc, mając blokN syg175 643 nałów do wyemitowania (a₀, a,,a_N.,) uzupełnia się go przedrostkiem kołowym o M symbolach, co tworzy blok o długości M+N, który następnie się emituje. Przedrostek lub końcówkę oznacza się słowem “kołowy”, gdyż ma on sukcesywny wpływ podczas obliczania splotu, za każdym razem z przesunięciem pozycji. Sygnał z wyjścia mieszacza 4 przechodzi przez filtr dolnoprzepustowy 33, następnie przechodzi przez układ próbkujący 34 pracujący z częstotliwością 1/T, który przesyła uzyskany blok (ro, η, ... Γν+m-i) do układu 35 synchronizacji bloku, który rozpoznaje położenie każdego bloku i który pobiera ostatnie M próbek i transmituje uzyskany blok (ro, r,,... rN-i), już wstępnie skompensowany, do korektora częstotliwości 11 w celu przejścia do dziedziny częstotliwości. Ta metoda zastosowania przedrostków (końcówek) kołowych sprowadza splot liniowy kanału transmisyjnego 2 do splotu kołowego, czyli takiego, który jest stosowany przez dyskretną transformację Fouriera.

Drugi wariant realizacji sposobu transmisji, wykorzystujący technikę odtwarzania i dodawania, jest zilustrowany na fig. 4. Nośna pasma podstawowego przechodzi przez układ próbkujący 42 kodowania cyfrowego, o częstotliwości próbkowania 1/T, i przechodzi przez przetwornik szeregowo-równoległy 43 w L punktach, skąd doprowadzona zostaje do zespołu liczącego 44 korektora częstotliwości 41.

Zespół liczący 44 otrzymuje dla każdego bloku L procek cyfrowych N-L danych cyfrowych o wartości odpowiadającej zeru.

Tak skompletowany blok (xo, x_b ..., x_L.1, 0, ..., 0) o długości N przechodzi przez zespół liczący 44, gdzie poddawany jest dyskretnej transformacji Fouriera, przekształcając się w blok (Xo, X_b ...Xn-1). Ten blok jest mnożony wyrażenie po wyrażeniu w zespole mnożarek 45 sterowanych przez układ adaptacyjny 48, przez blok (Co, C_b ..., Cni), który reprezentuje odpowiedź częstotliwościową korektora częstotliwości 41.

Uzyskuje się więc blok (Yo, Y_b ..., YnD, gdzie Yi = CiXi (i jest liczbą całkowitą od 0 do N-1), który poddawany jest odwrotnej dyskretnej transformacie Fouriera w drugim zespole liczącym 46 korektora częstotliwości 41, tworząc blok sygnałów czasowych (yo, y_b ..., Yn-i).

Jeśli zespół liczący 44 pracuje z częstotliwością 1/LT, następuje odzyskiwanie lub nachodzenie na siebie N-L punktów pomiędzy dwoma kolejnymi blokami po odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera. Na wyjściu korektora częstotliwości 41 znajduje się obliczona w obwodzie korekcyjnym 47, suma bloków o długości N pobieranych w N-L punktach na końcach bloków. Dla bloku wejściowego o zakresie czasowym n, reprezentowanego przez y'o(n), y^n),..., y'_L(n),..., y’N-1(n) prawdziwe są następujące zależności dla dwóch bloków o odpowiednich zakresach n-1 i n+1:

y'o(n) = Yo(n) + y_L(n-1) ^Yi(n) = Yi⁽ⁿ) + y^L+i⁽ⁿ-!)

Yn-l(») = Yn-l-iC») + YN-i(n-1) /n-lM = Yn-l(«)

YL-i(n) = YL-i(n) y'_L(ⁿ) = YiLⁿ) + Y o(n⁺¹) Yl+C») = YL+i(n) + Yi(n+1)

YN-i(ⁿ) = YN-i(ⁿ) + YN-L-i(ⁿ⁺1)

175 643

Korekcja może również odbywać się bez przedrostka lub końcówki, czyli bez utraty wydajności widmowej zmodulowanej nośnej.

Na figurze 5 przedstawiono trzeci przykład realizacji sposobu transmisji, wykorzystujący technikę odtwarzania i selekcji. Elementy fig. 5 są analogiczne do tych z fig. 4, odnośna cyfra odpowiednich elementów pozostaje nie zmieniona, zostaje jedynie poprzedzona przez cyfrę 5. W tym przykładzie, zamienia się splot kołowy korektora na splot liniowy. W tym celu we wszystkich L okresach modulacji, wykonuje się dyskretną transformację Fouriera dostarczającą blok (Xq, Χ,,..., X_N.,) w dziedzinie częstotliwości na podstawie bloku (x₀, x„ ..., x_N.,) sygnałów odebranych w dziedzinie czasu. Blok (X_o, Χ,,..., Xn-i) jest pomnożony, wyrażenie po wyrażeniu, przez blok współczynników zespolonych (Co, C,, ..., Cn-i), reprezentujący funkcję przenoszenia korektora, co powoduje powstanie bloku (Yo, Y,,..., Yn-i) w dziedzinie częstotliwości. Dyskretna odwrotna transformacja Fouriera przekształca ten blok na blok czasowych skorygowanych sygnałów (yo, y,,..., yN-i) występujących na wyjściu zespołu liczącego 56, z którego następnie, w obwodzie korekcyjnym 57, eliminowana jest część bloku odpowiadająca strefie odzyskiwania czasowego pomiędzy blokami, w której wyniki splotu są błędne.

Na figurze 6 jest przedstawiony schemat blokowy demodulatora cyfrowego 20, umieszczonego za korektorem częstotliwości 11, otrzymującego sukcesywnie skorygowane cyfrowe sygnały czasowe y_K. Demodulator cyfrowy 20 zawiera cyfrowy zespół mnożarek zespolonych 21 odbierający skorygowane cyfrowe sygnały czasowe y_K (k jest liczbą całkowitą określającą przedział czasowy sygnału) i przetwarzający je na skorygowane sygnały cyfrowe z_k doprowadzane do obwodu decyzyjnego 22. Obwód decyzyjny 22 porównuje skorygowany sygnał cyfrowy z_K, a w szczególności jego fazę, z licznymi sygnałami cyfrowymi reprezentującymi możliwe stany modulacji i wybiera sygnał odniesiema a_k, uważany za ten, który NajmNiej różni się od skorygowanego sygnału cyfrowego z_K. Obwód decyzyjny 22 oblicza sygnał błędu e_k = z_k - a_k, , który jest przesyłany do cyfrowego komparatora fazy 23. Cyfrowy komparator fazy 23 wysyła sygnał wynikowy błędu fazy który poddany zostaje filtrowaniu dolnoprzepustowemu w filtrze cyfrowym 24, które może być poprzeczne lub rekursywne, zanim zostanie dostarczony w postaci sygnału uk do idealnego akumulatora 25.

Akumulator 25 pracuje jako licznik (liczący w przód lub w tył) i dostarcza wartość kąta korekty Ok służącąjako adres wskazujący na zarządzającą tablicę trygonometryczną sinusów i cosinusów, zapisaną w pamięci stałej 26. Kwadraty amplitud, siiĄ i cosOk wyznaczające kąt korekty Ok są dostarczane do zespołu mnożarek 21 w celu skorygowania fazy korygowanych sygnałów późniejszych, o postaci e^|Ok = j * sinOk + cosOk, czyli zk = y^k.

Te same wartości sinOk i cosOk są dostarczane do korekcyjnego zespołu mnożarek 15, do korekty po demodulatorze cyfrowym 20. Tak więc wykonana przed korektorem demodulacja, zachodzi po zastosowaniu funkcji korekcji błędów poprzednio zmierzonych, czyli ze zmniejszonym błędem zniekształceń i bez wprowadzania istotnych opóźnień spowodowanych transformacją Fouriera w pętli odbiornika.

Układ adaptacyjny 18 korektora częstotliwości 11 pracuje począwszy od bloku sygnałów wymaganych (ao, a₍, ..., a^J, transmitowanych okresowo po K-1 blokach sygnałów (K jest liczbą całkowitą dodatnią), przy czym K jest tym większe im bardziej stabilny jest kanał transmisyjny 2. Wymagany blok (Ao, A₍,..., An-j) odpowiada dyskretnej transformacie Fouriera wymaganego bloku (ao, a,,..., a^,).

Odbierany blok (xo, x,, ..., Xn-,) na wejściu korektora częstotliwości 11, odpowiadający emisji bloku (a₀, a,,..., aN-,),jest przekształcany przez szybką dyskretną transformację Fouriera w blok (Xo, X„ ..., Xn-i). Po powrocie do dziedziny czasu, należy odzyskać emitowany blok (ao, a_h ..., aN-|) na wyjściu demodulatora cyfrowego 20, czyli ^e-OO, aie-O, ..., aN.|e'-ON-1) na wyjściu korektora częstotliwości 11, z korekcją fazy e^|0i (i e <0;N-1 >) wykonaną wcześniej.

Jeśli nazwie się A' = (A'o, A'_b ..., A'n-1 transformatą Fouriera bloku (aoejO, a^-O ..., aN-1e-ON-1), sygnał wyjściowy Y = (Yo, Y„..., Yn-1 zespołu mnożarek 15 powinien być równy blokowi A'.

175 643

Mając Y, = C,X₍ wyznacza się współczynniki C =· A^,j/X_i. Jak to już przedstawiono, współczynniki C, mogą być ograniczone do określonej wartości maksymalnej C, = A',1S, gdzie sygnał X, ma moduł mniejszy od progu S.

Inny przykład realizacji układu adaptacyjnego korektora częstotliwości jest przedstawiony na fig. 7. Odebrane sygnały x,(n) przechodzą przez moduł liczący 74 korektora częstotliwości 71, gdzie zostają poddane dyskretnej transformacji Fouriera, dając w efekcie sygnały X,(n), które sąkorygowane w układzie mnożącym 75, przed poddaniem ich odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera w module liczącym 76, dostarczając sygnały y,(n). Sygnały y,(n) sąprzekształcane w sygnały zi (n) w demodulatorze 81, zaopatrującym cyfrowy układ 82 rozpoznawania sygnałów, który dostarcza rozpoznane sygnały cyfrowe aj(n). Sygnały cyfrowe błędu stałego postaci ei(n) = Zj(n) - ai(n), sąprzekształcane w sygnały “odprowadzane” z wyjścia korektora częstotliwości 71 poprzez rotację fazy, określoną przez funkcję ej⁰i(n), wykonaną przez układ rotacji fazy 83, na którego wyjściu występuje sygnał e',(n) = y,(n) - e'^|Oi(n) * a,(n) dostarczany do układu odejmującego sygnał y,(n) z korektora częstotliwości 71. Sygnały cyfrowe różnicy e'₍(n) = y_;(n) e-°i(n) * ai(n) są przekazywane do modułu liczącego 85, gdzie za pomocą dyskretnej transformacji Fouriera przeprowadza się je do dziedziny -częstotliwości, wyznaczając w ten sposób sygnał błędu E'(n) dla każdego prążka i.

Wyznacza się więc błąd kwadratowy zsumowany w dziedzinie częstotliwości:

A' -I ζ(„)=Σ bwf / = 0 odpowiadający błędowi kwadratowemu w dziedzinie czasu

Ν -1 ·/(«)= Σ l^eA)|~ / = 0

Optymalizacja współczynników C korektora częstotliwości 71 odbywa się więc dla każdego prążka i przez wyznaczenie gradientu czasowego funkcji J(n), zmieniającego się w czasie odbierania kolejnych bloków o zakresie czasowym n. Wyznacza się więc nowe współczynniki:

-α7(«)

C,(nj bądź

C,(n + l>C,(n)

C,(«) co można jeszcze zapisać jako:

Ci (n+1) = Ci (n)-oX*, (n) * E( (n) gdzie X*i jest liczbą zespoloną sprzężoną z X,(n) powstającą w dyskretnej transformacji Fouriera.

Całość lub część odbiornika może być scalona w jeden moduł, taki jak mikroprocesor. Tym samym transformacje czas/częstotliwość i częstotliwość/czas mogą być przeprowadzone dzięki odpowiednim algorytmom, a w szczególności zmodyfikowanym transformacjom Fouriera.

175 643

Zgodnie z wynalazkiem korzystnym jest, że poprzez odejmowanie określonej częstotliwości generatora 5, bliskiej do częstotliwości nośnej i niezależnej od jej wahań, przenosi się, przed korekcją, częstotliwość nośną zbliżoną do częstotliwości zerowej.

W pierwszym przykładzie realizacji sposobu, przed emisją grupuje się emitowane sygnały w bloki o stałej długości, z których każdy jest kompletowany w sposób kołowy i, przy odbiorze, stosowana jest korekta w dziedzinie częstotliwości do każdego bloku, po usunięciu motywu kołowego. Przy emisji kompensuje się tak zwane efekty brzegowe, które w obliczeniach transformaty Fouriera powodują zniekształcenia niektórych sygnałów, spowodowane faktem, że dyskretna transformata Fouriera dotyczy skończonej liczby punktów, co powoduje pewne obcięcie.

W drugim przykładzie realizacji, przy odbiorze, grupuje się odbierane sygnały w bloki o stałej długości tak, że po konwersji na postać cyfrową, kompletuje się każdy blok z sekwencji o stałej długości danych cyfrowych, których wartości zerowe czasowo nakładają się na wartości z sąsiedniego bloku, a po korekcie i powrocie do dziedziny czasowej, dodaje się punkt po punkcie dane skorygowane, które znajduje się w obszarach odzyskiwanych i sygnały skorygowane bloku sąsiadującego, które mu odpowiadają czasowo. Kompensacja w tym przypadku odbywa się po transmisji, bez konieczności wykonania przetworzenia przy emisji ani rozpoznawania pozycji odbieranych bloków.

Ponadto, przy odbiorze, można również grupować sygnały w bloki o stałej długości, które sączęściowo odzyskiwane, przed wykonaniem korekty na blokach i, po skorygowaniu, eliminuje się te z sygnałów skorygowanych, które pochodzą z sygnałów odebranych znajdujących się w strefie odzyskiwania dwóch kolejnych bloków.

Przetwarzanie dotyczy tylko sygnałów transmitowanych.

175 643

175 643

175 643

FIG.6

175 643

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz.

Cena 4,00 zł

Claims (12)

1. Zastrzeżenia patentowe

   1. Sposób transmisji sygnałów cyfrowych, w którym emituje się sygnały z modulacją częstotliwości nośnej, a przy odbiorze koryguje się odbierane sygnały, w dziedzinie częstotliwości, przed powrotem do dziedziny czasu, a następnie przeprowadza się ich rozpoznawanie, znamienny tym, że demoduluje się sygnały po skorygowaniu, mierzy się wynikowy sygnał błędu fazy (ek na podstawie sygnałów wcześniej skorygowanych i wyznacza się zespolone współczynniki (e*⁹) rotacji fazy, które stosuje się do korekty sygnałów późniejszych w układzie adaptacyjnym (18).
2. 2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że po skorygowaniu za pomocą zespolonych współczynników (ej⁰¹) rotacji fazy sygnałów czasowych (y_s(n)) już poprawionych, dla bloku sygnałów wyznacza się błędy resztkowe (e'|(n)) sygnałów (y;(n)), które wróciły do dziedziny czasu, błędy powstające ze złożenia błędu kwadratowego (J(n)), które następnie przeprowadza się do dziedziny częstotliwości za pomocą modułu liczącego (85) dla dostarczenia do korygującego prążki modulacji układu adaptacyjnego (86), w czasie korekcji zmodulowanej nośnej.
3. 3. Sposób według zastrz. 2, znamienny tym, że korekcję prążków modulacji przeprowadza się poprzez pomnożenie przez współczynniki (Cj(n+1)) przyporządkowane każdemu z prążków i otrzymane w wyniku odjęcia od poprzedniego współczynnika (Cj(n)) liczby zespolonej proporcjonalnej do błędu (E',(n)), w dziedzinie częstotliwości, odpowiadającego określonemu prążkowi i proporcjonalnego do sygnału sprzężonego (X*j(n)) sygnału (X₍(n)) reprezentującego rozważany prążek tuż po transformacji Fouriera.
4. 4. Sposób według zastrz. 3, znamienny tym, że poprzez odejmowanie częstotliwości generatora (5) zbliżonej do częstotliwości nośnej i niezależnej od jej wahań, odebraną nośną przenosi się przed korekcją w sąsiedztwo częstotliwości zerowej.
5. 5. Sposób według zastrz. 4, znamienny tym, że transmitowane sygnały przed emisją grupuje się w układzie grupującym (31) w bloki o stałej długości, z których każdy uzupełnia się o motyw kołowy w układzie (32) dodawania przedrostka do bloku, a przy odbiorze, w dziedzinie częstotliwości przeprowadza się korekcję dla każdego bloku, po usunięciu motywu kołowego w układzie synchronizacji bloku (35).
6. 6. Sposób według zastrz. 4, znamienny tym, że przy odbiorze grupuje się w przetworniku szeregowo-równoległym (43) otrzymane sygnały w bloki o stałej długości, przy czym każdy blok uzupełnia się na końcu sekwencją danych cyfrowych o stałej długości, o wartości zero nachodzących w czasie na sąsiedni blok, a po korekcji i powrocie do dziedziny czasu, w obwodzie korekcyjnym (47), dodaje się wyrażenie po wyrażeniu dane skorygowane, które są w obszarze odzyskiwania i sygnały skorygowane sąsiedniego bloku, odpowiadające im czasowo.
7. 7. Sposób według zastrz. 4, znamienny tym, że przy odbiorze grupuje się sygnały w bloki o stałej długości, przy czym odzyskuje się części bloków stanowiące sekwencje o stałej długości, przed wykonaniem korekcji na blokach, w zespołach liczących (54, 56), a po korekcji w obwodzie korekcji (57), eliminuje się te części bloków z sygnałów skorygowanych, które znajdująsię w strefie odzyskiwania kolejnych bloków.
8. 8. Odbiornik do transmisji sygnałów cyfrowych, emitowanych z modulacją częstotliwości nośnej, którego wejściowy zespół odbioru sygnałów jest połączony z dostarczającym prążki częstotliwości zespołem liczącym bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera, połączonym z zespołem korekcji prążków, w zależności od zakłóceń propagacji, wyznaczonych na podstawie sygnału odniesienia, do którego to zespołu korekcji prążków jest dołączony zespół liczący odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera, do którego jest dołączony zespół demodulatora cyfrowego, znamienny tym, że zespół demodulatora cyfrowego (20) zawiera cyfrowy komparator fazy (23), którego jedno wejście jest dołączone do wyjścia sygnału odniesienia (a_k) obwodu decyzyjnego (22), a drugie do wyjścia sygnału błędu (e_k) tego obwodu decyzyjnego (22), którego

   175 643 wejście jest dołączone do wyjścia skorygowanego sygnału cyfrowego (z_k) zespołu mnożarek (21) do korekcji prążków, którego wejście stanowi wejście skorygowanego cyfrowego sygnału czasowego (y_k) demodulatora cyfrowego (20), przy czym wyjście sygnału błędu fazy (e_k) skorygowanych sygnałów względem sygnału odniesienia, cyfrowego komparatora fazy (23), jest połączone z drugim wejściem zespołu mnożarek (21) do korekcji prążków i jednocześnie z wejściem układu adaptacyjnego (18,48, 58), którego wyjście jest dołączone do jednego wejścia korektora częstotliwości (1l, 41, 51), którego drugie wejście jest dołączone do wyjścia mieszacza (4) wejściowego zespołu (3, 4, 5) odbioru sygnałów.
9. 9. Odbiomid wenłkg zastrz. 8, znamienny tym, ze cyfrowy komparator fazy (23) je(t połączony z zespołem mnożarek (21) poprzez obwód akumulatora (25) połączony z adresującą pamięcią (26) zawierającą zarządzającą tablicę trygonometryczną, dołączoną do zespołu mnożarek (21).
10. 10. Odbiornik według zastrz. 8, znamienny tym, że wyjście mieszacza (4) wejściowego zespołu (3,4,5) odbioru sygnałów jest połączone z zespołem liczącym (14,44,54) bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera korektora częstotliwości (11,41,51) poprzez układ synchronizacji bloków (35) do rozpoznania pozycji bloków o stałej długości w odbieranych sygnałach, z których każdy zawiera cyfrowy motyw kołowy, oraz do usunięcia tego motywu.
11. 11. Odbiornik według zastrz. 10, znamienny tym, że wejście zespołu liczącego (44) bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera jest dołączone do wyjścia przetwornika szeregowo-równoległego (43), który stanowi obwód grupowania w bloki o stałej długości sygnałów na wyjściu wejściowego zespołu (3,4,5) odbioru sygnałów cyfrowych i uzupełnienia końca każdego bloku sekwencją o stałej długości o wartości zero, nachodzącą w czasie na sąsiedni blok, przy czym zespół liczący (44) bezpośredniej dyskretnej transformacji Fouriera jest połączony ze sterującym wejściem korekcyjnego zespołu mnożarek (45), którego wyjście skorygowanych danych jest dołączone do drugiego zespołu liczącego (46) odwrotnej dyskretnej transformacji Fouriera, dołączonego do obwodu korekcyjnego (47) dodawania wyrażenia po wyrażeniu, skorygowanych danych, znajdujących się w obszarze odzyskiwania skorygowanych danych z sąsiedniego bloku, które odpowiadają im czasowo.
12. 12. Odbiornik według zastrz. 10, znamienny tym, że wejście zespołu liczącego (54) dyskretnej transformacji Fouriera jest dołączone do wyjścia przetwornika szeregowo-równoległego (53), który stanowi obwód grupowania sygnałów na wyjściu wejściowego zespołu (3,4,5) odbioru sygnałów cyfrowych, w bloki o stałej długości, pokrywających się częściowo w czasie, a jego wyjście jest połączone z drugim zespołem liczącym (56) dyskretnej odwrotnej transformacji Fouriera połączonym z obwodem korekcyjnym (57) do eliminacji z sygnałów odebranych sekwencji o stałej długości, należących do dwóch bloków.