NO851459L - Spenningsutstyrt oscillator med modulerings-kompensasjon - Google Patents

Description

Oppfinnelsen gjelder generelt en spenningsstyrt oscillator av det slaget som er angitt i innledningen til patentkrav 1.

Det er ønskelig og noen ganger nødvendig på grunn av forskriftene å skape en maksimal modulasjon på konstant nivå fra en sender ved hver frekvens som senderen drives ved. Dette kravet skaper et spesielt vanskelig problem ved bredbånds-sendere med syntetisert frekvens.

Vanlige spenningsstyrte oscillatorer, som brukes i frekvens-syntetiserere for slike bredbåndssendere med faselåst sløyfe ("phase-locked lope frequency synthesizers") bruker vanligvis såkalte "varaktor-dioder" som spenningsvariabelt kondensatorelement. Disse diodene kan resonere med et induktivt element slik at når spenningen som påtrykkes en diode varierer vil kapsitansforandringene resultere i en forandring i oscillatorens resonansfrekvens. Karakteristikken for utgangsfrekvens i forhold til styrespenning til en slik oscillator er vist med en brutt linje som kurve 10 i fig.

1. VCO-forsterkningsfaktoren KQ(uttrykt i MHz/volt)

viser en lignende ikke-lineær form som vist i fig. 2 som kurve 15, også vist med ei brutt linje.

I et frekvens-modulasjonssystem blir styrespenningen vanligvis modulert med

lydfrekvens-spenninger, slik at det dannes et resulterende PM-awik. Dersom den vanlige spenningsstyrte oscillatoren drives over et bredt frekvensbånd, vil u-linearitetene i fig. 2 komme til syne som variasjoner i FM-awik over frekvensbåndet.

I fig. 3 er denne variasjonen i FM-awik eller ikke-linearitet vist i kurve 20 i streket linje. Por lydinngang med konstant styrke er moduleringen direkte proposjonal med Kq, slik at ved lave frekvenser, hvor det brukes et lavt nivå på styrespenningen, kan den resulterende moduleringen bli forholdsvis høy, mens det ved høyere frekvenser, hvor styrespenningen må ligge på et høyere nivå, vil den resulterende moduleringen avta betydelig. Slike store variasjoner og resulterende moduleringer kan skape undermodulering ved høye frekvenser, overmodulering ved lave frekvenser og dermed avvik fra foreskrevne verdier.

Forskjellige kompensasjonsteknikker er blitt brukt for å oppnå en utjevning av resultantmoduleringen, nemlig en styrespenningskurve som vist med heltrukket linje 120 i fig. 3, slik at FM-awiket f.eks. forblir konstant over hele frekvensområdet. En slik teknikk utnytter forspenningskarakteristikkene til en diode ("junction diode") i et forsøk på å motvirke ulinearitet til kurve 20. Fordi disse ulinearitetene ikke gir en nøyaktig tilpasning, blir kompensasjonen tilfredsstillende bare for et smalt frekvensområde.

Andre teknikker har medført forsøk på å linearisere og utflate karakteristikkene til selve "varaktordioden" for å oppnå flat modulasjon over et spesielt frekvensområde. Disse forsøkene har generelt ført til kompliserte og kostbare kretser.

Slike forsøk på forbedringer har ført til begrenset resultat, fordi det kreves et stort antall kretselementer. De har gitt et tilfredsstillende resultat over et frekvensområde på opptil noen megahertz med tilfredsstillende temperaturytelse og frekvensstabilitet. For bredbåndssyntetisere som krever lineær modulasjon over et frekvnesområde som har en styrke på 10-12% av RF-senterfrekvensen, er imidlertid disse

kompensasjonsteknikkene generelt utilstrekkelig.

Det er hovedformålet med oppfinnelsen å skape en forbedret spenningsstyrt oscillator med lineær VCO-forsterkningsfaktor, nemlig styrespenningskarakteristikker over et bredt frekvensområde. Det er et annet formål med oppfinnelsen å skape en kompensasjonskrets med utgangs-signalnivå, dvs. styrespenningskarakteristikker som er lineære og tilsvarer karakteristikkene til en spenningsstyrt oscillator med lineær forsterkning.

Det er ytterligere formål med oppfinnelsen å skape en forbedret kompensert spenningsstyrt oscillator som gir vesentlig konstante modulasjonsnivå over et bredt frekvensområde.

Det er ytterligere formål med oppfinnelsen å skape en kompensert spenningsstyrt oscillator som er"-beregnet for bruk med bredbånds-syntetiserte sendere.

Disse og andre formål med oppfinnelsen vil gå tydeligere fram av beskrivelsen nedenfor.

Ifølge en utførelsesform av oppfinnelsen omfatter en kompensert, styrt oscillator med lineær forsterkning, som gir vesentlig konstant^nodulasjonsnivå over et bredt frekvensbånd en styrt oscillator som reagerer på et styresignal slik at det dannes en hovedsaklig konstant forandring i forsterkningsfaktoren for en konstant forandring i styrespenningen over et forutbestemt frekvensområde. Det finnes en inngang for et inngangssignal som skal moduleres. Denne inngangen er forbundet med en kompensasjonskrets som også er forbundet med oscillatoren og reagerer på styresignalet. En lineær kompensasjonskrets danner et kompensert utgangssignal med en vesentlig konstant forandring i signalnivåer for en konstant forandring i styresignalet over det forutbestemte frekvensområdet, slik at produktet av et kompensert utgangssignal og forsterkningsfaktoren er hovedsaklig konstant over det forutbestemte frekvensområdet.

Oppfinnelsen er beskrevet i de medfølgende patentkravene. Det skal nedenfor gis en nærmere beskrivelse av oppfinnelsen, både med hensyn til oppbygning og virkemåte, med henvisning til de medfølgende tegningene, hvor: Fig. 1 viser forholdet mellom frekvens og styrespenning for kjente spenningsstyrte oscillatorer (streket linje) og for en oscillator ifølge oppfinnelsen (heltrukket linje),

fig. 2 viser forsterkningsfaktoren Kq uttrykt i MHz/volt i avhengighet av styrespenningen for kjente spenningsstyrte oscillatorer (streket linje) og for en oscillator ifølge oppfinnelsen (heltrukket linje),

fig. 3 viser forholdet mellom resultantmoduleringen og styrespenningen for kjente spenningsstyrte oscillatorer (streket linje) og for en oscillator ifølge oppfinnelsen (heltrukket linje),

fig. 4 viser et blokkdiagram for en syntetiserer som er forsynt med en spenningsstyrt oscillator ifølge oppfinnelsen,

fig. 5 viser en kurve for kompensert lydnivå som en funksjon av styrespenningen for en kompensatorkrets som vist i fig. 4, mens

fig. 6 viser skjematisk et eksempel på en kompensatorkrets og en spenningsstyrt oscillator i samsvar med oppfinnelsen.

I fig. 4 er det vist en frekvens-syntetiserer som er utformet i samsvar med oppfinnelsen. Prinsippet med frekvens-syntetisering med faselåste sløyfer er velkjent. Detaljer ved driften av slike kretser er f.eks. beskrevet i "Phase-locked Techniques av Ployd M. Gardner, fra John Wiley and Sons, Inc., 1979.

Syntetisererkretsen i fig. 4 omfatter en referanseoscillator 30 for å gi en referansefrekvens. Utgangen fra oscillatoren 30 er inngang på en fasedetektor eller fasekomparator 35. Fasedetektorens utgang 40 avgir styrespenning gjennom et sløyfefilter 45. Filterer 45 kan være et flerordens lavpassfilter og tjener til å glatte styrespenningen. Styrespenningen er altså utgangen 50 fra filteret 45 og den er inngangssignal til en spenningsstyrt oscillator (VCO) 55 idet utgangen fra oscillatoren 55 danner det radiosignalet som skal brukes f.eks. i en sender.

Utgangen fra oscillatoren 55 blir også tilbakeført til den andre inngangen til fasekomparatoren 35. Dersom det er ønskelig med frekvensmultiplikasjon, hvilket er tilfelle i de fleste frekvens-syntetiserere, kan en frekvensdeler, som kan være en programmerbar frekvensdeler 60/være innsatt i forbindelsen mellom oscillatorinngangen og inngangen til fasekomparatoren. På tilsvarende måte kan utgangsfrekvensen deles ved å koble inn en frekvensdeler mellom oscillatoren 30 og fasekomparatoren 35 (ikke vist) på kjent måte.

I den viste kretsen finnes det en audiokompensator 65 som vist i fig. 4. Selv om betegnelsen audiokompensator er brukt fordi den aktuelle syntetisereren brukes for å modulere audiosignaler, er dette ikke ment å være noen begrensning, siden kretsen likegodt kan brukes for modulering av digitale data, lydkoder etc, eller kombinasjoner av disse.

Audiosignaler eller andre signaler som skal moduleres tilføres til en inngang 70 til audiokompensatoren 65. Styresignalet som foreligger på utgangen 40 fra

fasekomparatoren 35 er koblet til audiokompensatorens 65 andre inngang. Utgangen fra kompensatoren 65 er koblet til oscillatorens 55 moduleringsinngang.

For å oppnå den ønskete forbedring av moduleringskarakteristikkene må oscillatoren 55 utformes med dette for øyet. Et eksempel på en krets vil bli beskrevet nedenfor, idet det først skal gis en oversikt for å forklare hvordan oppfinnelsen virker.

I fig. 1 viser en heltrukket linje 110 frekvens-styrespenningskarakteristikken for oscillatoren 55. De lineariseringsteknikker som skal beskrives nedenfor er blitt brukt for å oppnå en mer lineær kurve enn den kjente kurven 10 vist med streket linje. En betydelig mer linearisert karakteristikk er også vist som kurver 105 i fig. 2. Denne viser forsterkningsfaktoren Kq for oscillatoren som en funksjon av styrespenningen og den viser at forsterkningen kan anses lineær over et stort spenningsområde. Når en har skaffet en spenningsstyrt oscillator 55 med lineære forsterkningskarakteristikker som en funksjon av styrespenningen, kan en tilsvarende

kompensator 65 utformes.

I fig. 5 er det vist ønsket karakteristikk for kompensatoren 65. For et konstant inngangssignal på

inngangen 70 skal det kompenserte utgangssignalet stige lineært med styrespenningen. Med hensiktsmessig utforming av kompensatoren kan hellningen og formen på kurven 170 innstilles slik at den er komplementær til hellningen på

kurven 115 slik at den resulterende moduleringen vist som en heltrukket linje 120 i fig. 3 er hovedsaklig plan med tilnærmet null hellning over et stort spenningsområde.

Dette resulterer direkte i en flat modulering over et meget

bredt frekvensområde.

I fig. 6 er det vist en krets for å realisere oppfinnelsen i frekvensområdet 95-102 MHz.

Referanseoscillatoren 30, fasekomparatoren 35, filteret 45

og frekvensdeleren 60 er ikke vist nærmere, fordi slike kretser er kjent. En spenningsstyrt oscillator 55 er vist i egen ramme. Inngangen fra kompensatoren 65 er koblet til en motstand 200 som er forbundet med ei negativ

spenningskilde. Dette spenningsnivået avgjør

funksjonsområdet til oscillatoren, f.eks. slik: -2 volt gir et frekvensområde mellom 95 og 110 MHz og -3 volt gir et frekvensområde fra 105 til 125 MHz.

En kondensator 205 kobler oscillatorens 55 inngang

til masse. En induktor 210 er koblet mellom inngangen og anodene til to hyperraske såkalte "varaktor dioder" 215 og 220. Disse kan f.eks. være av typen Ferrari ZC834,men også

andre tilsvarende dioder kan brukes.

Til forbindelsen mellom anodene til disse to

diodene er det også koblet en kondensator 225.

Kondensatorens 225 andre klemme er koblet til emitteren til

en N-kanal FET 2.30,P9Len induktor 235. Induktorens 235 andre klemme er koblét"-til :ifen~ motstand 240 med forbindelse til masse.

En kondensator 242 er koblet fra kollektoren av FET 230 til masse. Kollektoren til FET 230 danner oscillatorens utgang gjennom en kondensator 245. En induktor 250 forbinder kollektoren til FET 230 med en positiv 7,5 volt

likespenningskilde, betegnet V+. Kondensatoren 245 og

induktoren 250 danner en samvirkende kretsdel som gir en utgangsimpedanse på omtrent 50 ohm. Basis til transistoren 230 er også koblet til en kondensator 260 som er seriekoblet med katoden til dioden 215. En induktor 265 er koblet fra forbindelsen mellom kondensatoren 260 og diodens 215 katode i serien med en induktor 270 som er koblet til diodens 220 katode. En kondensator 275 er koblet mellom forbindelsen mellom induktorene 265 og 270 og masse. En annen kondensator 280 er koblet fra forbindelsen mellom diodens 220 katode og induktoren 270 og masse. Utgangen fra filteret 45 er koblet til forbindelsen mellom induktorene 265 og 270.

Selv om utformingen av oscillatoren 55 i starten synes å være noe lik forskjellige andre oscillatorer, blir dens forsterkningsfaktor linearisert ved å påtrykke et tilbakeført signal over kondensatoren 225 til forbindelsen mellom diodene 215 og 220. I kombinasjonen med nyperraske "varaktordioder" gir dette en meget lineær karakteristikk. Anodene til de to diodene 215 og 220 holdes på en lav spenning av forspenningsmotstanden 200 som altså er forbundet med ei negativ likestrømskilde. Styrespenningen påtrykkes diodenes 215 og 220 katoder over induktorer, hhv. 265 og 270. Styrespenningen er derfor lik på begge diodene. Denne kretsutformingen har vist seg å gi en lineær forsterkningskarakteristikk over et spenningsområde fra 1,5 til 4,5 volt over frekvensområdet fra 95 til 125 MHz, når de komponentverdiene som er angitt nedenfor blir brukt.

Disse komponentverdiene, som er beregnet for kretselementene i fig. 6, er gitt som eksempler, og oppfinnelsen er ikke begrenset til disse verdiene. Det skulle være klart at forandringer i kretsutformingen kan kreve andre komponentverdier.

Oscillatoren 55 er vist i en såkalt "Colpitts-utfonning", men andre oscillatortyper kan brukes, hvor diodene 215 og 220 er koblet anode mot anode og resonanskoblet med en enkelt luftviklet induktor 255. Med denne utformingen kreves ingen induktor med flere tilkoblinger. Transistoren 230 gir forsterkning. Tilbakeføring er dannet fra en transistorutgang over kondensatoren 225 slik at et signal i fase føres tilbake i diodenes 215 og 220 anoder. Fordi dioder av denne typen gir den største forandring i kapasitet for en gitt spenningsforandring av alle tilgjengelige varaktordioder, oppnås et bredt avstemningsområde. Kondensatorene 260 og 280 har høye<y>erdier sammenlignet med diodene og tjener som

barn & vtA

likestrømsbeerer for å gjøre resonanskretsen fullstendig med induktoren 255.

Transistoren 230 for forspenning over induktorene 235 og 250 og motstanden 240. Motstanden 240 bestemmer forspenningen på transistoren 230 mens induktoren 235 avleder radiofrekvens-energi fra masse, slik at den kan føres tilbake til resonanskretsen over kondensatoren 225. Induktoren 250 sammen med kondensatoren 245 tjener som en tilpasningskrets. Verdiene på disse kan innstilles slik at det oppnås maksimal utgangseffekt for en belastning på 50 Ohm over det aktuelle frekvensområdet.

Omsnudd forspenning påtrykkes diodene over induktorene 210, 265, 270 som sperrer radiofrekvenser. Kondensatorene 205 og 275 har til formål å føre til masse evntuelle radiofrekvenser som kan foreligge på ytterpunktene til disse induktorene. Negativ forspenning skaffes fra ei negativ kilde koblet over motstanden 200 til diodenes anoder. Denne inngangen med høy impedans brukes også som moduleringsinngang for oscillatoren. Styrespenning avledes fra utgangen fra filteret 45 og kobles til oscillatorene 265 og 270. Med denne utforming, som bruker hyperraske dioder og en enkel spole, oppnås den ønskete forsterkningsfaktor Kq hvis hellning avtar lineært med økende styrespenning. Det vil være klart for fagfolk at induktoren 255 lett kan erstattes av andre enkle (eller sammensatte) reaktive elementer, såsom "striplines", overføringslinjer, etc, uten å gå utenfor oppfinnelsens ramme.

Fig. 6 viser også eksempel på en detaljert oppbygning av kompensatorekretsen 65. Kompensatorkretsens 65 inngang er koblet til en motstand 300. Motstandens 300 andre klemme er koblet til kollektoren til en P-kanal FET 305 og til en klemme til en motstand 310. Motstandens 310 andre klemme er massekoblet på samme måte som transistorens 305 emnfitter. Til transistorens 305 kollektor er det også koblet en kondensator 305 som sperrer for likestrøm. Kondensatorens 315 andre klemme tjener som utgang fra kompensatoren.

Transistorens 305 basis eller port er koblet til anoden til en diode 320. Diodens 320 katode er koblet til masse over en motstand 325. En motstand 330 er koblet til forbindelsen mellom dioden 320 og transistorens 305 basis, idet motstandens andre klemme danner inngang for styrespenning til kompensatoren.

Kompensatorkretsen 65 virker som en aktiv spenningsdeler, idet transistoren 305 blir forspent slik at den gir variabel motstand. Transistoren 305 virker derfor som en aktiv motstand i parallell med motstand 310. Verdien på motstanden 310 bestemmer generelt formen på karakteristikken 317 i fig. 5, slik at verdien på denne motstanden kan brukes for å innstille kompensatorkretsen slik at det oppnås en flat resulterende kompensasjon.

Graden av spenningsdeling som finner sted er en funksjon av verdien på motstanden 325 og forspenningen som påtrykkes transistoren 305 av kretsdelen som dannes av motstandene 325, 330 og dioden 320. Styrespenningen som påtrykkes motstanden 330 og verdien på motstanden 325 vil derfor aktivt innstille dette delingsforholdet slik at det opprettholdes konstand modulering over det aktuelle frekvensområdet. Dioden 320 brukes for å oppnå temperaturkompensasjon for kompensatoren og den kan være effektiv fra omtrent -40° til +90°C.

Motstanden 325 kan innstilles for å forandre mengden av kompensasjon som oppnås i den øvre enden av frekvensområdet. En motstand med lav verdi gir lav kompensasjon, mens høyere motstand gir høyrere grad av kompensasjon i dette området. Nedenfor er det gitt eksempler på aktuelle komponenter for den beskrevne kretsen brukt i forbindelse med oscillatoren beskrevet foran. Kretsen kan oppta opptil omtrent 3 volt spenningsvariasjoner påtrykt på inngangen ved frekvenser på omtrent 100 KHz. De verdiene som er gitt må ikke oppfattes som begrensende, idet oppfinnelsen kan realiseres med andre komponentverdier.

På grunn av den lineære reduksjonen av Kq med stigende frekvens, blir det nødvendig å innstille amplityden på signalet som påtrykkes oscillatorkretsen, slik at frekvensmoduleringen er konstant oyer oscillatorens innstillingsområde. Dette oppnås ved å utnytte de variable motstandsegenskapene til transistoren 305. Signal med konstant amplityde påtrykkes delerkretsen som dannes av motstanden 300 i serie med parallellkoblingen av motstanden 310 og transistorens 305 kollektor-emrtitter-kobling. Motstandsverdiene velges for 40db dempning for å redusere spenningssvingningen over kollektor-emitter-koblingen til under 10 mV, slik at ulineariteter på denne koblingen holdes på et minimum, slik at det dannes mindre enn 0,5 % forvrengning. Dette er fordelaktig, fordi oscillatoren er meget følsom, med en Kq i størrelsesorden 7Mhz/V, og et hvert lavt signal som påtrykkes oscillatoren blir sterkt forsterket for å opnå det endelige modulasjonsnivå. Signalet påtrykkes anodene til diodene 215 og 220 gjennom kondensatoren 315, som kan velges så stor som mulig, for å oppnå best mulig lavfrekvens-karakteristikk dersom det er aktuelt med lavfrekvente digitaloverføringer.

Styrespenningen som påtrykkes oscillatoren blir også brukt for å styre transistoren 305 slik at det oppnås forandring i transistormotstanden. Denne spenningen tas ut foran filteret for ikke å påvirke filterdynamikken og påtrykkes også en spenningsdeler som dannes av motstandene 330 og 325 og dioden 320 før den påtrykkes transistorens basis. Når styrespenningen og oscillatorfrekvensen øker, vil Kq avta lineært. Ved den samme økning i styrespenningen, vil transistorens basisspenning også øke gjennom spenningsdelerkretsen, slik at transistorens koljektor-emitter-motstand øker. Dette gir mindre dempning gjennom delerkretsen. Ved riktig valg av motstand 310 og kondensatorens kollektor-emitter-karakteristikk kan reduksjonen Kq blir tilpasset med reduksjon i dempning på lineær måte, slik at det oppnås konstant modulering over hele oscillatorens frekvensområde.

Verdien på motstand 325 kan innstilles mens en overvåker avviket ved den øvre og nedre oscillatorområdet, slik at kompensatornivået blir det samme i disse to ytterområdene. Når dette oppnås vil moduleringen holdes innenfor 1% mellom ytterverdiene og derfor være lineær. Dioden 320 brukes som temperaturkompensasjon for transistoren 305 slik at lineariten også oppnås over et temperaturområde fra omtrent -40°C til +90°C.

Det er altså blitt vist at ved å utforme en spenningsstyrt oscillator med lineær forsterkningsfaktor som en funksjon av styrespenningen, slik det er vist ved kurve 115 i fig. 2, kan en lineær kompensasjonskrets med tilsvarende, men motsatt karakteristikk, som vist ved kurve 117 i fig. 5, brukes til å oppnå en meget bredbåndsjmt f lating av modulering som vist ved kurve 120 i fig. 3.

Claims (9)

1. Kompensert spenningsstyrt oscillator for å gi et stort sett konstant modulasjonsnivå over et bredt frekvensbånd, karakterisert ved at den omfatter en spenningsstyrt oscillatorkrets med lineær forsterkning som er utformet for å gi en hovedsakelig konstant forandring i forsterkningsfaktoren Kq for en bestemt forandring i styrespenningen over et forutbestemt frekvensområde, og en lineær kompenseringskrets som er koblet til oscillatorkretsens inngang og til styreinngangen for den spenningsstyrete oscillatorkretsen og som reagerer på styrespenningen ved å gi et kompensert utgangssignal for styring av oscillatorkretsen, med en hovedsakelig konstant forandring i signalnivået for en bestemt forandring i styrespenningen over det nevnte frekvensområdet, slik at produktet av det kompenserte utgangssignalet og oscillatorkretsens forsterkningsfaktor Kq er hovedsaklig konstant over frekvensområdet.

2. Oscillator i samsvar med krav 1, karakterisert ved at oscillatorkretsen omfatter en tilbakekoblingskrets med en induktor, en første hyperrask "varaktordiode" og en andre hyperrask "varaktordiode" som er slik koblet sammen at de danner en resonanskrets, en kretsdel for å påtrykke omvendt forspenning på diodene, samt en forsterker med en inngang som er koblet til tilbakekoblingskretsen og en utgang som er koblet til de to diodene.

3. Oscillator i samsvar med krav 1, karakterisert ved at den har en forsterker med en inngang og en utgang, en tilbakekoblingskrets med en induktor og to hyperraske "varaktordioder" hvis anoder er sammenkoblet slik at det dannes et knutepunkt, mens induktoren er koblet til diodenes katoder, slik at det dannes en resonanskrets, idet forsterkerens inngang er koblet til den første katoden og dens utgang er koblet til knutepunktet mellom anodene, samt at det finnes ei spenningskilde for påtrykking av omvendt forspenning på de to diodene.

4. Oscillator i samsvar med krav 3, karakterisert ved at induktoren har luftkjerne.

5. Oscillator i samsvar med krav 3, karakterisert ved at den omfatter midler for å påtrykke det kompenserte utgangssignalet til knutepunktet mellom diodenes anoder.

6. Oscillator i samsvar med krav 3, karakterisert ved at forsterkeren omfatter en FET-forsterker.

7. Oscillator i samsvar med krav 1, karakterisert ved at kompenseringskretsen omfatter en aktiv spenningsdeler som har en FET forspent i et område som gir variabel motstand, med kollektor-emitter-motstanden seriekoblet med en motstand, og at den omfatter et styreorgan koblet til transistorens basis som påvirkes av styrespenningen slik at kollektor-emitter-motstanden varieres i takt med forandringer i styrespenningen, for på den måten å påvirke spenningsdelerens delingsforhold i avhengighet av styrespenningen.

8. Oscillator i samsvar med krav 7, karakterisert ved at styreorganene omfatter et temperaturkompenserende element for å kompensere for forandringer i karakteristikken til transistoren på grunn av variasjoner i transistortemperaturen.

9. Oscillator i samsvar med krav 8, karakterisert ved at elementet for temperaturkompensering omfatter en seriekobling av en motstand og en forspent diode koblet mellom transistorens basis og emitteren.