NO833333L - Elektronisk krets for beskyttelse mot overbelastning - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en elektronisk beskyttelseskrets mot overbelastning, og kretsen er tilpasset for å begrense utgangseffekten fra en signalforsterker ved hjelp av et sensorelement som utgjør en del av en tilbakekoblingskrets for forsterkeren og som blir ledende når utgangseffekten når opp til en forutbestemt maksimal terskelverdi.

En slik beskyttelseskrets for utgangstransistorer koblet i

en push-pull forsterker er kjent fra den publiserte europeiske patentsøknad nr. 0058005, hvor sensorelementet er en transistor som er tilknyttet utgangstransistoren på en slik måte at kvad-ratet av dens kollektorstrøm er en lineær funksjon av utgangstransistorens kollektorstrøm og av produktet til den sistnevnte og kollektor-emitter-spenningen til utgangstransistoren. Start-nivået som beskyttelseskretsen skal begynne å virke på, kan velges ved å modifisere parametrene til sensortransistoren og andre assosierte transistorer og resistorer, men beskyttelseskretsen er alltid aktiv og vil derfor alltid forbruke effekt.

Hovedformålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en beskyttelseskrets for slike utgangstransistorer hvor terskeleffekten er variabel.

Dette oppnås ved å utforme beskyttelseskretsen i overens-stemmelse med de nedenfor fremsatte patentkrav.

Det skal bemerkes at en flat og lineær terskelverdi for effekten som går ut fra 0 utgangsspenning allerede er kjent fra britisk pat. nr. 1.236.449. Ved hjelp av ordinære dioder som foretar en dekobling for henholdsvis positive og negative spenninger som oppstår over belastningen, følges dette enten av en flat strømterskel eller av en terskel med avtagende lineær helning. Dessuten er ikke styresignalet en lineær funksjon av effekten i utgangstransistoren, da den ikke bare avhenger av utgangstransistorens strøm, men i tillegg er en funksjon av belastningsspenningen til push-pull forsterkeren og ikke av utgangstransistorens spenning.

I henhold til foreliggende oppfinnelse kan det være tilveiebrakt terskelutvelgende utstyr slik at terskelen kan tilsvare en konstant forsterkerutgangsstrøm.

På denne måten kan terskelen følge en konstant forsterker-utgangsstrøm som begrenses opp til en forutbestemt forsterkerutgangsspenning, og først deretter vil den ekstra beskyttelseskrets tre i aksjon for å føre til at grensen avtar som en funksjon av utgangens spenning og strøm med en konstant lineær verdi-reduksjon, hvis størrelse endres på en diskontinuerlig måte når en enda høyere utgangsspenning nås.

Alternativt er det også mulig å holde den konstante strøm-grense for alle verdier på utgangsspenningen så lenge som forsterkerens temperatur ikke overskrider en forutbestemt .grense. Bare dersom temperaturen overskrider en slik grense kan den diskontinuer-lige, lineære og stigende terskelverdi bli effektiv, men da selv ved de laveste nivåer for utgangsspenningen. Ved denne løsningen vil derfor en maksimal, forutbestemt utgangseffekt benyttes som terskelverdi over hele utgangsområdet, men bare for en høyere temperatur.

Det er følgelig.mulig å spare effekt ved effektivt å utkoble de to potensiometre som er en del av beskyttelseskretsen og mates av en spenning og av en strøm som begge er avhengig av den respektive forsterkerutgangsspenning og strøm. F.eks. vil sensorelementet, så lenge som temperaturen er under den forutbestemte grense, bare være assosiert med en spenning som ligger over en del av det første potensiometer og som er proporsjonal med forsterkerens utgangsstrøm. Det kan således være anordnet slik at det bare reagerer på at den forutbestemte konstante strømterskei nås, uansett hva verdien på utgangsspenningen er. Imidlertid vil, når begge potensiometrene er effektive i det høyere tempera-turområde, sensorelementet som er koblet mellom deres avtappings-punkter, nå reagere når en utgående terskelstrøm, som ikke lenger er konstant, men avtar når utgangsspenningen øker, nås, og da med en brutt, lineær helning som oppviser en diskontinuitet ved en forutbestemt verdi på utgangsspenningen.

Dette oppnås ved å inkorporere et to-pols element med en Zenerdiode-karakteristikk i det andre potensiometer, slik at

strøm bare flyter gjennom to-polen dersom denne verdien over-skrides, idet et egnet valg av motstandsverdier på de to potensiometrene sikrer en lavere helning på karakteristikken fra da av.

Det skal også bemerkes at US pat. nr. 4.355.341 viser en krets som beskytter en utgangstransistor mot effektoverbelastning under bruk av en referansekilde, og det gjøres særlig oppmerksom på at referansestrømmen kan være en funksjon av temperaturen slik at den maksimale utgangseffekt kan avta med økende temperatur. Alternativt må det sies at referansestrømmen kan bli redusert plutselig, idet en forutbestemt temperatur nås, noe som tilveiebringer en termisk nedkobling av forsterkeren. Således vil hele beskyttelseskretsen alltid være aktiv, og det er bare selve karakteristikken til forsterkeren som vil bli modifisert som en funksjon av temperaturen.

For å gi en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse, vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av utførelses-eksempler, samt til de ledsagende tegninger, hvor: - fig. 1 viser et kretsdiagram for en elektronisk push-pull forsterker forsynt med en beskyttelseskrets i henhold til en første utførelse av foreliggende oppfinnelse, - fig. 2 viser karakteristikken for kollektorstrømmen i forhold til spenningen for transistorene Q 11/14 i fig. 1, - fig. 3 viser en modifisert versjon av kretsen i fig. 1 for å muliggjøre temperaturstyring, - fig. 4 viser en temperaturavfølende krets som er tilforordnet beskyttelseskretsen i fig. 3, - fig. 5 viser en karakteristikk for kollektorstrømmen i forhold til spenningen til transistorene Q 11/14 i fig. 3.

I fig. 1 benyttes forsterkeren som er vist som utgangstrinn for en operasjonsforsterker som også omfatter et inngangstrinn og et mellomtrinn som ikke er vist på figuren, da de er like eller identiske med dem som fremgår i operasjonsforsterkeren beskrevet i europeisk patentsøknad publisert under nr. 0078347. I likhet med hva som er nevnt i denne europeiske patentsøknad kan forsterkeren i foreliggende oppfinnelse også benyttes i en telefonlinje-krets. Den drives med spenninger V+ = 0V eller jord, V- = -48V, mens VTE har en verdi mellom V+ og V- og er en funksjon av linje-lengden. Den foreliggende forsterker har en inngangsklemme IN, en utgangsklemme OUT og en forspenningsklemme BT, som henholdsvis tilsvarer punkt 26, klemme OUT og basiselektroden til transistoren Q 27 i fig. 1 til ovennevnte patentsøknad. Utgangsklemmen OUT er koblet til en første klemme på en to-polet belastning

(ikke vist), f.eks. en telefonlinje, hvis andre klemme er koblet til utgangsklemmen på en lignende forsterker. Forsterkeren omfatter transistorene Ql - Q21, motstandene Ri - R26, kondensa-torene Cl - C3, diodene Dl og D2, samt Zener-diodene Zl - Z6. Transistorene Q3, Q5, Q7, Q9, Q12, Q15; Q2; Qll, Q14 og Q10, Q13 har en emitteroverflate som er omtrent 2, 4, 5 henholdsvis 30 ganger emitteroverflaten til den andre transistoren.

Forsterkeren omfatter en klasse B push-pull forsterkerkrets, hvor NPN-transistor Ql og NPN-transistor Q2 utgjør inngangstransistorene. Emitteren til Ql er koblet til klemmen OUT via emittermotstanden RI og direkte til emitteren til Q2. Deres kollektorer er koblet til V+ via en kollektorimpedans som utgjøres av en aktiv strømkildebelastning Q8, Q9 og til VTE over kollektor-motstanden R2. Deres basiselektroder er innbyrdes forbundet over et krysskoblet, distorsjonsreduserende seriekoblet par av dioder som utgjøres av emitter/base-forbindelsen til PNP transistorene Q3 og Q4. Q4 er diodekoblet og i strømspeilende konfigurasjon i forhold til PNP transistorene Q3 og Q5. Mer spesielt er kollektoren til Q4 koblet til sin basis og til kollektoren på Q3, og dens emitter er koblet til basiselektrodene til Q3 og Q5. Emitteren og kollektoren til Q5 er koblet til basiselektrodene til Ql og henholdsvis NPN transistor Q6. Kollektoren til Q5'er også koblet til basis til Ql over oppstartingsmotstand R3 og over den kompenserende kondensator Cl, som er tilveiebragt av hensyn til stabilitet, til kollektoren på Q3. Den sistnevnte er også koblet til emitteren på Q2 gjennom motstanden R4 som shunter basis/emitter-koblingen til Q2. Motstanden R4 er nødvendig for i noen grad å redusere summen av basis/emitter-spenningene til transistorene Ql og Q2 som generelt er noe større enn for transistorene Q3 og Q4. Kollektoren til transistor Q6 er koblet til koblingspunktet mellom kollektorene til Q3, Q4 og til basiselektroden til Q2, mens dens emitter er koblet til inngangsklemmen IN over motstanden R5. Denne inngangsklemmen kan være koblet til drivtransistoren til mellomtrinnet i operasjonsforsterkeren (ikke vist). Basiselektroden til transi-stor Ql er koblet til kollektoren til PNP-transistor Q7, hvis emitter er koblet til V+ og hvis basiselektrode er koblet til forspenningsklemmen BT. Transistoren Q7 utgjør en del av en forspenningsstrømkilde (ikke vist) som inngår i det sist nevnte mellomtrinn i operasjonsforsterkeren.

Det skal bemerkes at den ovennevnte krets som omfatter transistorene Ql - Q4, Q6 og Q7 hovedsakelig er kjent, f.eks. fra ovennevnte europeiske patentsøknad og fra boken "Analysis and design of analog integrated circuits" av P.R. Gray og R.G. Meyer, John Wiley and Sons, 1977, p. 337 og "Analog integrated circuit design" av A.B. Grebene, Van Nostrand Reinhold Company, 1972,

p. 165.

På grunn av at transistorene Q3 og Q5 er koblet i speilende konfigurasjon med transistoren Q4 som avgir samme basisstrøm til Q3 og Q5, vil den konstante strøm som tilveiebringes av strøm-kildetransistor Q7 bli . likt fordelt mellom Q3 og Q5. Disse transistorer har like emitterstrømmer og like kollektorstrømmer når man ser bort fra basisstrømmene"til transistorene Ql og Q2. Dette betyr at kollektor- og basisstrømmene til transistor Q6 er like slik at denne transistor er fullstendig mettet. Som en følge av dette blir inngangen IN til forsterkeren i virkeligheten koblet til basiselektroden til transistoren Q2 bare over motstanden R5.

Kollektoren til transistor Ql er koblet til V+ over en aktiv strømkildebelastning som nevnt ovenfor. Denne belastningen omfatter en diodekoblet PNP-transistor Q8, som er koblet i strøm-speilende konfigurasjon med PNP-transistor Q9. Mer spesielt-er kollektoren til transistoren Ql koblet til kollektoren til Q8 og til basiselektrodene til Q8 og Q9, hvis emittere begge er direkte koblet til V+. Basiselektrodene til Q8 og Q9 er videre koblet til V+ over lekkasjemotstand R6 og til kollektoren til Q9 over en kompenserende filterkrets som inneholder kondensatoren C2 og motstanden R7 i serie. Kollektoren til Q9 er koblet til klemmen OUT over kollektormotstand R8. Lekkasjemotstanden R6 hindrer at Q8, Q9 drives av lekkasjestrømmen til Ql, da denne lekkasjestrømmen må være lik VBE delt med R6 før Q8 og Q9 kan arbeide. Kollektoren til Q9 er også direkte koblet til basiselektrodene til NPN effekt-transistor Q10 og NPN transistor Qll og er ytterligere koblet til basiselektroden til NPN transistor Q12 over motstand R9. Emitterelektrodene til Q10, Qll og Q12 er alle direkte koblet til klemmen OUT og kollektorene til Q10 og Qll er koblet til V+, henholdsvis direkte og over motstand RIO. Da kollektor-strømmen til effekttransistor Q10 er omtrent 6 ganger den som gjelder for Q15, og 15 ganger den til Q12, blir transistoren

Q10 den effektive utgangstransistor til forsterkeren.

Kollektoren til Q2 er koblet til VTE over kollektormotstand R2, som tidligere anmerket, og er også direkte koblet til basiselektrodene til NPN effekt-transistor Q13 og NPN transistor Q14. Over motstanden Ril er den koblet til basiselektroden til NPN transistor Q15. Emitterne til Q13, Q14 og Q15 er alle direkte koblet til VTE og kollektorene til Q13 og Q14 er koblet til klemmen OUT, direkte og henholdsvis via motstand R12. Da kollek-torstrømmen til effekt-transistor Q13 er omtrent 6 ganger så stor som for Q14, og 15 ganger større enn for Q15, er transistoren Q13 den andre hovedutgang fra transistorforsterkeren. PNP transistor Q2 og NPN transistor Q13 utgjør en sammensatt transistor som er kjent fra sidene 133 - 136 i ovennevnte bok av A.B. Grebene. Denne sammensatte transistor oppfører seg fortsatt som en PNP transistor og har en strømforsterkningsfaktor, beta, som er produktet av beta-verdiene til de to transistorer. For å hindre oscillasjoner blir en kondensator C3 koblet mellom kollektoren til Q13 og koblingspunktet mellom kollektoren til Q2, og basiselektrodene til Q13 og Q14.

Hensikten med den ovennevnte aktive belastning Q8/Q9 er å tilveiebringe en egnet kollektorimpedans for Ql og å generere, ved emitteren til transistor Q10 som er koblet til terminalen OUT, et signal som varierer på samme måte som det som gjelder for emitteren til Ql som er koblet til klemmen OUT. Ingen slik aktiv belastning må kobles til kollektoren til transistoren Q2. Imidlertid vil signalet ved kollektoren til Q13, på grunn av den direkte kobling mellom kollektoren til Q2 og basiselektroden til Q13, hvilket signal er koblet til klemmen OUT, variere på samme måte som det som gjelder for kollektoren til Q2, som også er koblet til klemmen OUT.

Fordi kollektorene til transistorene Ql og Q2 er koblet til basiselektrodene til transistorene Q10, Qll, Q12 og henholdsvis Q13, Q14, Q15, blir det bare fordret en liten basisstrøm fra Ql og Q2 for å drive Q10, Qll, Q12 og Q13, Q14, Q15.

Vender vi nå tilbake til transistoren Qll, blir dens kollektor koblet over motstand R13 til basiselektroden til PNP transi-stor Q16, og derfra til klemmen OUT over en spenningsterskelkrets som omfatter motstanden R14, Zener-dioden Z3 og transistoren Q12

i serie. Emitteren til Q16 er koblet til V+ over motstand R15 og

til klemmen OUT over en annen spenningsterskelkrets som omfatter serieforbindelsen av motstanden R16, Zener-diodene Zl og Z2, Zener-diode Z3 og transistor Ql2 som allerede er nevnt. Verdiene til potensiometermotstandene R14 og R16 er betydelig større enn de for R13 og R15, og dette gjelder igjen de sistnevnte i forhold til verdien på RIO. Kollektoren til Q16 er koblet til kollektoren til den diodekoblede NPN transistor Q17, som er koblet i strøm-speilende konfigurasjon i forhold til NPN transistor Q18. Mer spesielt er kollektoren Q16 koblet til kollektoren til Q17 og til de sammenkoblede basiselektrodene til Q17 og Q18, hvis emittere er koblet til klemmen OUT over motstandene R17 henholdsvis R18. De sammenkoblede basiselektrodene Q17 og Q18 er også koblet til klemmen OUT over lekkasjemotstand R19, som hindrer at Q17, Q18 drives av lekkasjestrømmen fra Q16 på lignende måte som R6, idet kollektoren til Qi8 er koblet til basiselektroden til transistoren Ql. Klemmen OUT er også koblet til V+ over beskyttelsesdioden Dl.

På samme måte er kollektoren til transistor Q14 koblet over motstand R20 til basiselektroden til PNP transistor Q19, og derfra til VTE over en spenningsterskelkrets som omfatter motstand R21, Zener-diode Z6 og Q15 i serie. Emitteren til Q19 er koblet til utgangsklemmen OUT over motstanden R22 og til VTE ,over en spenningsterskelkrets som omfatter motstand R23, Zener-diode Z4 og Z5, Zener-dioden Z6 og Q15 som allerede nevnt, og fortsatt i serie. Kollektoren til Q19 er koblet til kollektoren til den diodekoblede NPN transistor Q20, som er koblet i strømspeilende konfigurasjon med NPN transistor Q21. Mer spesielt er kollektoren til Q19 koblet til kollektoren til Q2 0, og de sammenkoblede basiselektrodene til Q20 og Q21, hvis emittere er koblet til V-over motstandene R24, henholdsvis R25. De sammenkoblede basiselektroder til Q20 og Q21 er også koblet til V- over lekkasjemotstand R26 i likhet med R19, og kollektoren til Q21 er koblet til basiselektroden til transistoren Q6. Spenningen V- er også koblet til klemmen OUT over beskyttelsesdioden D2, som har samme funksjon som Dl.

I den ovenfor beskrevne forsterkerkrets utgjør transistorene Ql - Q4, Q7 - Qll, Q13 og Q14 en del av forsterkerutstyret, mens de øvrige transistorene Q5, Q6, Q12 og Q15 - Q21 utgjør en del av overbelastningsbeskyttelsen for denne forsterkeren, og da særlig for effekt-transistorene i denne. Beskyttelsesarrangementet omfatter mer spesielt en første beskyttelseskrets Q12, Q16, Q17, Q18 tilknyttet delene Ql, Q8 - Qll i forsterkeren, og en andre beskyttelseskrets Q15, Q19 - Q21, Q6, Q5 tilknyttet delene Q2, Q13, Q14 til samme forsterker. Hver beskyttelseskrets omfatter detekteringskretser som stort sett består av transistorene Q16, Q12 og Q19, henholdsvis Q15, samt en tilbakekoblingskrets som hovedsakelig består av transistorene Q17, Q18 og henholdsvis Q20, Q21, Q6. Hver detekteringskrets omfatter to terskelkretser for spenning R14, Z3, Q12; R21, Z6, Q15 og henholdsvis R16, Zl-Z3, Q12; R23, Z4-Z6, Q15.

Når transistoren Ql ikke er ledende, er dette tilfelle også for Qll og Q12, slik at den tilforordnede beskyttelseskrets er passivisert. Lignende betraktninger gjelder for transistoren Q2 i forhold til transistorene Q14 og Q15.

Når et inngangssignal tilføres inngangen IN, vil f.eks. transistoren Ql i den øvre beskyttelseskrets bli ledende, dens kollektorstrøm blir speilet av transistorene Q8 og Q9 i forspenningsmotstanden R8 til transistorene Q10 og Qll. Når forspenningen som på denne måte er blitt frembrakt i R8 overskrider spenningen V-,„ til Q10 og Qll, blir den sistnevnte ledende. Når f.eks. R8 =700 ohm, skjer dette allerede for en kollektorstrøm I i transistor Qll lik omkring 1 mA. Motstandsverdiene er valgt slik at når forspenningen når en verdi slik at strømmen I er lik omtrent 10 mA, blir transistoren Q12 mettet under forberedelsen av forbindelsene til potensiometrene RIO/13/14 og R15/16 til klemmen OUT. Imidlertid vil, så lenge som spenningen V mellom V+ og OUT ikke når Zener-spenningen Z3 til Zener-dioden Z3, strømmen ikke kunne flyte gjennom motstanden R14, og så lenge som den er lavere enn Zener-spenningen Vztil diodene Zl, Z2 og Z3 i serie, kan ikke strømmen flyte gjennom motstanden R16. For slike spenninger, som er lavere enn blir spenningsfallet over motstand RIO benyttet til å beskytte transistor Qll og derfor også transi-stor Q10, mot strømoverbelastning. Når i det minste Zener-dioden Z3 er koblet inn, beskytter kretsen mot effektoverbelastning på grunn av en karakteristikk som representerer en omtrent konstant effekt-terskei.

Dette vil nå bli forklart i detalj under henvisning til fig. 2, hvor I, kollektorstrømmen til Qll, er nedtegnet som funksjon av V, som er den variable utgangsspenning mellom klemmene V+ og OUT. Når Qll er ledende og så lenge som V+ er større enn en begynnende spenning og mindre enn Zener-spenningen Vz3tilZener-dioden Z3, flyter strøm bare mellom V+ og OUT via motstanden RIO og transistoren Qll. Den avfølende transistor Q16 blir ledende når I frembringer et spenningsfall i RIO som er lik

basis-emitter spenningen VDT1 til Q16. Denne strømmen er hoved-

er!

sakelig lik maksimalstrømmen som tillates på grunn av dens avfø-lende transistor Q16 som, når den blir ledende, vil begrense strømmen gjennom Qll ved tilbakekoblingsvirkningen som vil bli beskrevet nedenfor. På grunn av at VBEpraktisk talt er konstant, vil dette også være tilfelle for den maksimalt tillatte kollektor-strøm Irø^jj- Alt i alt vil, for en utgangsspenning V som varierer mellom en begynnelsesspenning og Zener-spenningen V 7_ til dioden Z3 den maksimalt tillatte kollektorstrøm I MAV til Qll forbli praktisk talt konstant som vist ved AB i fig. 2. Fordi kollektor-strømmen til transistor Q10 er seks ganger så stor som for Qll, vil den maksimale kollektorstrøm som tillates i Q10 være seks ganger så stor som den som tillates i Qll og kan f.eks. være lik 120 mA.

Når den variable utgangsspenning V over klemmene V+ og OUT blir større enn Zener-spenningen V" 73, vil det mellom disse klemmene ikke bare flyte en kollektorstrøm I, men også, når man neglisjerer basisstrømmen:til Q16 og kollektor-emitter spenningen til Q12, en tilleggsstrøm

I1er mye mindre enn I, fordi R13 og R14 er mye større enn RIO, f.eks. RIO = 50 ohm, R13 = 1,58 kilo-ohm og R14 = 40 kilo-ohm. Den avfølende transistor Q16 blir nå ledende når I har en maksimalverdi som er gitt av

idet det tredje uttrykket neglisjerer RIO idet det sammenlignes med R13 og RIO + R13 i forhold til R14.

Derfor vil, når V overskrider spenningen V -, maksimalt tillatt kollektorstrøm til Qll avta lineært med økende V, fra en verdi 1MAX og med en negativ helning praktisk talt likr1q<1>r14 (grenen BC i fig. 2).

Når den variable utgangsspenningen V når Zener-spenningen Vz<=>Vzl<+>V"z2 + V"z3, blir maksimalverdien til kollektorstrømmen til Qll lik

Fra dette øyeblikk av vil en annen tilleggsstrøm

starte, og den flyter mellom klemmene V og OUT via motstandene R15, R16 og Zener-diodene Zl, Z2, Z3 samt transistor Q12. Denne strømmen er også meget mindre enn I, fordi f.eks. R15 = 1,58 kilo-ohm, mens R16 = 48 kilo-ohm.

Den avfølende transistor Q16 blir nå ledende når kollektor-strømmen har en maksimalverdi som representeres av CD i fig. 2

og er gitt av

Bortsett fra tilleggsstrømfunksjonen til 1^er således det første av de fire uttrykkene for IMAX2^et første uttrykket for ^tø^xi *~ li9n;i-n<-J (2) . Den andre følger ved å benytte lig-ningene (2) og (4), mens den tredje ved innsetting i ligning (3), og endelig den fjerde og siste fås ved å ta hensyn til at R15 er liten i forhold til R16.

Derfor vil den tidligere negative lineære helningsfunksjon til RI4 Ri5 V gitt av ligning (2) nå bli multiplisert med faktoren 1 -R^3R^g noe som betyr at når R14R15 er mindre enn R13R16, eller mer presis (RIO + R13) R16, vil, dersom ingen av de ovennevnte tilnærmelser benyttes for motstandsverdiene, strømmen I fortsatt minske med

avtagende V, men mer langsomt enn tidligere.

Derfor fås etter det flate området, en tilnærmelse av en hyperbolsk strøm/spenningskarakteristikk, dvs. en karakteristikk som representerer en stort sett konstant effekt.

Oppsummeres disse resultater, ser man at når V øker, vil den maksimale kollektorstrøm som tillates for Qll forbli lik I^j^ inntil V når verdien V^. Deretter avtar denne strømmen lineært på en slik måte at effektforbruket forblir praktisk talt konstant, først med en første helning inntil V når Vzog deretter med en annen helning som er meget mindre enn den første. Med andre ord vil beskyttelseskretsen først tilveiebringe beskyttelse mot en strømoverbelastning som tilsvarer Ij^^ i Qll og Q10 så snart som Qll blir ledende, og.deretter mot en effektoverbelastning i henhold til en praktisk talt konstant effektkarakteristikk som tilnærmes av *MAXl°9IMAX2fra det Øyeblikk både Q12 og Z3 blir ledende.

Så snart den avfølende transistor Q16 blir ledende, blir dens kollektorstrøm speilet av transistorene Q17 og Q18, som begge blir ledende. Den ledende transistor Q18 avleder basis-strømmen fra Ql slik at denne transistor Ql og derfor også Q10 og Qll gjennom Q8 og Q9 blår mindre ledende på grunn av virkningen til denne tilbakekoblingssløyfen.

Driften av den avfølende transistor Q19 ligner driften til Q16, bortsett fra at dens innvirkning på PNP transistor Q2 er forskjellig fordi basisstrømmen til den sistnevnte ikke kan bli begrenset på samme måte som den for NPN transistor Ql matet av den konstante strømkilde som tilveiebringes av Q7. Således blir nå, for å unngå et altfor høyt effektforbruk under utledning av basisstrømmen fra Q2 når transistorene Q19, Q20 og Q21 blir ledende, basisstrømmen utledet via den mettede transistor som virker som en strøm/spennings-omformer, Q6 slik at den sistnevnte da forlater metningsområdet og reduserer inngangssignalet som føres til Q2 p.g.a. at dens emitter/kollektorvei blir koblet mellom R5 og basiselektroden til Q2.

Det vises nå til fig. 3 som angir en modifisert operasjonsforsterker tilforordnet den temperaturavfølende krets i fig. 4,

og til fig. 5 som viser kollektorstrømmen som funksjon av utgangsspenningen for transistor Qll/14. I fig. 3 er elementer med tilsvarende funksjoner som i fig. 1, vist med samme referansenummer.

Skalaene i fig. 3 og 5 er imidlertid ikke like.

Operasjonsforsterkeren som er vist, omfatter et inngangstrinn (transistorene Q22-29) et mellomtrinn (transistorene Q7,

30) og ét utgangstrinn (transistorene Ql, 2, 11, 14, 31, 32, 33). Inngangstrinnet og mellomtrinnet er av den type som er beskrevet på side 337, fig. 6.12 i ovennevnte bok av P.R. Gray og R.G. Meyer.. Inngangstrinnet er- et differensialtrinn med én eneste utgang, og omfatter PMOS transistorene PMl og PM2, hvis portelektroder utgjør de inverterende og ikke-inverterende inngangsklemmer - og henholdsvis + til forsterkeren. Transistorene PMl og PM2, i hvilke substratene er koblet til V+ som antydet ved de stiplede linjer og er forspent av en strømkilde som omfatter NPN transistorene Q22, Q23, Q24 koblet til V- gjennom deres respektive emittermotstander R27, R28 og R29. Slukelektrodene til PMl og PM2 er koblet til kollektorene til Q22 henholdsvis Q23, hvis basiselektroder er koblet sammen med emitteren til Q24 med sin basiselektrode koblet til kollektoren til Q22 og sin kollektor til en hjelpespenning VAUX, som ligger 15V over V-. Transistorene PMl og PM2 har en felles aktiv belastning, som består av PNP transistor Q25, hvis emitter er koblet til V+ og hvis kollektor er koblet til kildeelektrodene til PMl og PM2 over motstandene R30 henholdsvis R31. Transistoren Q25 er koblet i strøm-speilende konfigurasjon med PNP transistor Q7, idet basiselektrodene til Q25 og Q7 er koblet til basiselektroden til PNP transistor Q26 som sammen med PNP transistor Q27 og NPN transi-stor Q28 utgjør en strømkilde av den type som er nevnt på side 4, fig. 7 i boken "201 Analog IC designs", samlet testet og skrevet av staben hos Interdesign (Ferranti), Sunnydale, California, 1980. I denne strømkilden blir basiselektroden til Q28 koblet til en forspenning B, som er slik at en fast strøm, f.eks. på 60 mA, flyter i kollektoren til Q28, hvis emitter er koblet til V- over motstand R32. Kollektoren til Q28 er koblet sammen med kollektoren til Q26 og basiselektroden til Q27, hvis kollektor er" direkte koblet til V-, og hvis emitter er koblet tilbake til Q26. Emitterelektrodene til Q26, Q25 og Q7 er alle koblet til V+.

Det differensielle inngangstrinn har én eneste utgang, da kollektoren til Q23 er koblet til basis til emitterfølger NPN transistor Q29, hvis kollektor er koblet til VAUX via motstand R33, idet dens emitter er forspent til V- over motstand R34. Transi storen Q29 utgjør et bufferlager mellom inngangstrinnet og mellomtrinnet, som omfatter strømkilden PNP transistor Q7 og NPN transistor Q30, hvis emitter er koblet til V- via motstand R35, noe som tilveiebringer en stor spenningsforsterkning. Kollektorene til Q7 og Q30 utgjør forspenningsinngangen og signalinn-gangen til push-pull utgangstrinnet, hvilke innganger er koblet til basiselektrodene til NPN transistor Ql og henholdsvis PNP transistor Q2. Disse basiselektroder er innbyrdes forbundet via de seriekoblede basis-til-emitter kretser til de diodekoblede NPN transistorer Q31 og Q32, hvis kollektorer er sammenkoblet med den til Q7. Emitteren til Q32 er koblet til forbindelsespunktet mellom slukelektroden til PM2 og kollektoren til Q23 gjennom kompenserende tilbakekoblingskondensator C4, mens kollektoren til Q2 er koblet til sin basiselektrode over et kompenserende filter som omfatter kondensator C5 og motstand R36 i serie.

I utgangstrinnet som generelt ligner det som er vist i

fig. 1, blir kollektor-til-emitter veien til transistor Ql koblet i serie med motstanden Ri mellom V+ og utgangsklemmen OUT, og på samme måte er emitter-til-kollektor veien til transistoren Q2 koblet i serie med motstand R2 mellom klemmen OUT og VTE. Imidlertid er nå emitteren til Ql koblet til basiselektroden til NPN effekt-transistoren Qll via motstanden R37. På samme måte er kollektoren til Q2 koblet til basiselektroden til NPN effekt-transistor Q14 gjennom motstanden R39, men også gjennom en forut-gående emitterfølger som omfatter NPN transistor Q33 med sin kollektor og basis koblet til OUT-klemmen og til kollektoren til Q2, idet dens emitter er forspent til VTE gjennom motstanden R38. Transistorene Qll og Q14 erstatter transistorene Q10/11 og henholdsvis Q13/14 i fig. 1. Transistorene Q2 og Q33 danner til sammen en sammensatt transistor med en beta-faktor som er produktet av beta-faktorene til Q2 og Q33. Denne sammensatte transistor oppfører seg fortsatt som en PNP transistor, men har en relativt liten cut-off frekvens.

Beskyttelseskretsen som beskytter mot effektoverbelastning

og er knyttet til transistorene Qll og Q14 er hovedsakelig som allerede vist i fig. 1, men avviker derfra på følgende måter: - koblingspunktene mellom R14<p>g Z2 og mellom R21 og Z5 er nå direkte koblet til kollektorene Q12 henholdsvis Q15, istedenfor gjennom Zener-diodene Z3 og Z6. Som en følge av dette, og som

det vil bli nærmere forklart nedenfor, vil nå I'/V karakteristikken (fig. 5) til transistorene Qll/14 få en strømbegren-sende del A'B<*>som strekker seg over hele spenningsområdet som et alternativ til en effektbegrensende del B'C'0' med V' Lå, som har en verdi som nå tilsvarer V„, + V„„,

ul zz

- tilbakekoblingsforbindelsen fra kollektorene til begge de av-følende transistorer Q16 og Q19 strekker seg nå ut til basiselektrodene til samme transistor, dvs. buffertransistor Q29 i inngangstrinnet. For Q16 er dette en direkte forbindelse, mens kollektoren til den avfølende transistor Q19 er koblet til slukelektroden til den diodekoblede NMOS transistor NMl, hvis kildeelektrode er koblet til V-, og hvis portelektrode er koblet i strømspeilende konfigurasjon til portelektroden til NMOS transistor NM2, hvis kildeelektrode er koblet til basis til Q29. Begge substratene til NMl og NM2 er koblet til V-, som indikert, ved stiplede linjer.

Det skal bemerkes at differansene i tilbakekoblingsfor-bindelsene i fig. 3 og fig. 1, hvor utgangene fra de avfølende transistorer Q16 og Q19 angår basiselektrodene til de indivi-duelle transistorer Q18 og Q21, som begge er innbefattet i utgangstrinnet, skyldes det forhold at alle trinnene til kretsene i fig. 3 kan holdes kontinuerlig i sine operative tilstander slik at det er mulig å etablere en tilbakekoblingsforbindelse til et felles element for inngangstrinnet, dvs. transistoren Q29. I fig. 1 opprettholdes bare utgangstrinnet i sin kontinuerlige aktive tilstand slik at det er nødvendig å etablere en tilbakekoblingsforbindelse fra Q16/19 til et element i en tilsvarende del av utgangstrinnet, dvs. Q18/11. Det var især ønskelig at inngangen og mellomtrinnet ble inaktivisert når forsterkeren befinner seg i hviletilstand for å spare effekt, og en slik oppgave ble ikke krevet i henhold til kretsløsningen i fig. 3 fordi forsterkeren som er vist der, har en mye enklere konstruk-sjon og derfor forbruker mindre effekt.

Ved den ovenfor beskrevne kretsen i fig. 3 blir først ut-gangsstrømmen gjennom Qll/14 begrenset av motstanden RIO/12 så lenge som transistoren Q12/15 er blokkert, til en maksimalverdi I'max sl-*-k at spenningen over slike motstander er lik VBEtil Q16/19, dvs. til en verdi på omkring 120 mA. Dette er i fig. 5 representert ved karakteristikken I'/V ved linjen A'B'. Når Q12/15 blir ledende, blir effektbeskyttelsen som er basert på den aktuelle effekt og ikke bare på strømmen, øyeblikkelig aktivisert fordi Zener-dioden Z3/6 ikke er til stede. Imidlertid blir transistoren Q12/15 nå bare ledende for en basisspenning som tilsvarer en strøm gjennom Qll/14 lik.omtrent 10 mA, som i fig. 1, og når forsterkertemperaturen samtidig overskrider en forutbestemt verdi. I virkeligheten blir de ovennevnte strøm/effektoverbelastning-beskyttelseskretser og da særlig de to transistorene Q12 og Q15 i disse, nå dessuten koblet til en felles temperaturavfølende krets som hindrer dem i å gå i metning på grunn av den tilførte basisstrøm så lenge som forsterkerens temperatur ikke overskrider en forutbestemt verdi.

Basiselektroden til Q12 blir koblet mellom motstandene R9 og R4 0 som blir avgrenet i serie med kollektor-til-emitter veien til NPN transistor Q34 over Ri, basiselektroden til Q34, dvs. klemmen

TP1, som er koblet til OUT gjennom forspenningsmotstanden R41.

På samme måte blir basiselektroden til Q15 koblet mellom motstandene Ril og R42, som er koblet i serie med kollektor-til-emitter veien til NPN transistor Q35 over R38, idet basiselektroden til Q35 er koblet til VTE over forspenningsmotstanden R43. Som vist i fig. 4, blir V+ koblet til TPl og TP2 over kilde-til-sluk veien i PMOS transistorene PM3 og PM4, som er koblet i strømspeilende konfigurasjon til en diode-koblet PMOS transistor PM5, hvis kilde-til-kollektor vei er koblet mellom V+ og klemmen VAG i serie med kollektor-til-emitterveien til NPN transistor Q36 og motstand R44. Potensialet ved VAG ligger halvveis mellom V-og VAUX. Et potensiometer som inneholder motstandene R45, R46 og R47 i serie, blir koblet mellom klemmene VRG og VAG. Potensialet mellom de to blir temperaturavhengig og lik 2,4 V, dvs. dobbelt så høyt som transistorens såkalte båndgapspenning VfiE = 1,2 V.

På denne måten fås en temperaturuavhengig spenning på omtrent 0,4 V ved forbindelsespunktet JP2 til R4 6 og R47 som blir koblet til basiselektroden til en temperaturavfølende NPN transistor Q37, hvis kollektor er sammenkoblet med kollektoren til NPN transistor Q38 og derfor også til basis til denne, siden den er diodekoblet og utgjør en del av en strømkilde.

Dens kollektor blir koblet til VRG over motstand R48, og dens emitter er direkte koblet til VAG. Dens basiselektrode er også koblet i strømspeilende konfigurasjon til basiselektroden til den ovennevnte transistor Q36 og til en ytterligere transi-stor Q39. Emitteren til Q39 er koblet til VAG gjennom motstand R4 9, og dens kollektor er koblet til forbindelsespunktet JP1 til R45 og R4 6.

Den temperaturavfølende transistor Q37 er montert i umiddel-bar nærhet av utgangstransistorene Qll og Q14 slik at den avfølte temperatur blir en funksjon av utgangsstrømmen I' som flyter gjennom denne transistoren og selvfølgelig også en funksjon av dennes omgivelsestemperatur.

Den temperaturavfølende kretsen arbeider som følger:

Så lenge som temperaturen avfølt av transistoren Q37 ikke overskrider en forutbestemt maksimalverdi, f.eks. 160°C, blir utgangsstrømmen begrenset av RIO og R12. Den avfølende transi-stor Q37 forblir da blokkert og hindrer ikke driften av strøm-kildetransistoren Q38, hvis konstante kollektorstrøm blir speilet i transistorene Q39 og Q36, slik at disse har samme kollektor-strøm. Kollektorstrømmen fra Q36 flyter inn i PM5 og blir på ny reflektert til PM3 og PM4, slik at den samme strømmen flyter fra V+ til OUT over PM3, TP1 og R41 og til VET over PM4, TP2 og R43. Som en følge av dette blir Q34 og Q35 ledende, slik at potensiometrene R9, R40 og Ril, R42 koblet tvers over RI eller R38. Verdiene på disse motstandene er blitt valgt slik at driften' av Q12 og Q14 da blir sperret uavhengig av spenningen som påføres deres basiselektroder.

Når temperaturen øker, vil basis-til-emitter spenningen V-,^til transistoren Q37 avta, og når denne spenningen blir mindre enn 0,4 V, f.eks. ved 160°C, ved forbindelsespunktet JP2, blir transistoren Q37 ledende, og kortslutter således basiselektrodene til transistorene Q38, Q39 og Q36 til VAG. Disse transistorene blir derfor alle blokkert, og det samme gjelder for PM3, PM4 og PM5, samt for Q34 og Q35, slik at driften av transistorene Q12 og Q15 ikke lenger hindres av temperaturstyringen og bare avhenger av strømstyringen, som angitt i fig. 1. Fordi Zener-dioden Z3/Z6 mangler, blir effektbeskyttelsen allerede effektiv fra punkt A' på karakteristikken og varierer som vist med stiplet linje langs kurven A^VD' i fig. 5. På en måte i likhet med hva som gjelder for fig. 2 endres helningen på karakteristikken ved C når V er lik V'z#denne gang lik Vz^+ Vz2.

Herav følger at med kretsene i fig. 3, 4 og 5 vil enten utgangsstrømmen eller den aktuelle utgangseffekt fra Qll og Q14 bli begrenset bg denne effektbegrensning inntreffer bare når utgangsstrømmen og temperaturen som avføles, begge befinner seg over respektive forutbestemte verdier.

For å hindre en svingende tilstand for temperaturstyrings-kretsen, tilføyes en viss grad av hysterese i kretsen som omfatter Q3 9. Så snart Q39 blokkeres på den måten som beskrevet ovenfor, trekker den ikke lenger strøm gjennom R45 slik at spenningen ved JP1 og således også ved JP2, øker til en verdi som, for JP2, er større enn de 0,4 V, som foreligger før Q37 settes i funksjon. Dette betyr at Q37 bare blir blokkert igjen dersom temperaturen faller, til en verdi, f .eks. 130°C ved hvilken V^,^til Q37 har øket over denne høyere spenningsverdi.

Arbeidsmåten for beskyttelseskretsene når Q12 eller Q15 leder eller henholdsvis ikke leder, blir som følger. Dersom forsterkeren leverer en strøm fra V+ (kilde) til en belastning over RIO, Qll og OUT, som er tilstrekkelig høy til å gjøre den strømavfølende transistor Q16 ledende, forsyner den sistnevnte buffer-transistor.Q29 med en ekstra basisstrøm, hvilken strøm flyter fra V+ til V- over R15, Q16 basis-til-emitter forbindelsen til Q29 og motstand R34. Som en følge av dette blir Q29 mer' ledende, og det samme gjelder for transistor Q30. Den sistnevnte trekker således gjennom Q31, Q32 en større del av den konstante strømmen som tilveiebringes, av Q7 slik.at mindre strøm leveres til Ql, som derfor blir mindre ledende. Dessuten blir strømmen som flyter i Qll derfor redusert som krevet. I det tilfelle at strøm flyter fra en belastning (sluk) til VTE i forsterkeren via OUT, R12 og Q14, og denne er tilstrekkelig høy til å gjøre den strømavfølende transistor Q19 ledende, vil den sistnevnte forsyne NMl med en strøm som reflekteres til NM2. Således blir basis-strømmen nå trukket til V- fra buffertransistoren Q29, som derfor blir mindre ledende, og det samme gjelder for Q30. Den sistnevnte trekker således en mindre del av den konstante strømmen som tilveiebringes av Ql, 31, 32 (fordi Ql er avkoblet) slik at Q2 blir mindre ledende, og strømmen som flyter i Q14 blir derfor også redusert, som fordret.

En annen mulig fordel ved utførelsen i henhold til figurene 3 og 5 er at det ikke må tas noen spesielle foranstaltninger for å unngå ukorrekt drift p.g.a. transiente tilstander. F.eks. vil, når forsterkeren i fig. 1 arbeider som angitt i fig. 2 og kobles til et abonnentapparat over en telefonlinje, uten ekstra for-håndsregler, en slik beskyttelseskrets reagere på den transiente tilstand som frembringes når mikrotelefonen løftes av gaffel-bryteren. Dette kan på en uegnet måte begrense linjestrømmen til en verdi som er gitt av den konstante effekt-karakteristikken før en reguleringskrets som virker på likestrømmen og er tilforordnet forsterkeren, vil være i stand til å etablere en ønsket linje-strøm som avviker fra den etablerte. Dette unngås v.hj.a. kretsene i fig. 3 og 4, da utgangsstrømmens begynnelsesverdi der ikke er begrenset av kurven A'C'D', men kan strekke seg så langt som til A'B' (fig. 5).

Claims (10)

1. Elektronisk beskyttelseskrets mot overbelastning, hvilken krets er tilpasset til å begrense utgangseffekten fra en signalforsterker (Q 1/2, 10/13, 11/14) ved hjelp av et sensorelement (Q 16/19), og en del av en tilbakekoblingskrets (Q 17/20, 18/21.6) for forsterkeren, som blir ledende når en forutbestemt maksimal terskelverdi for utgangseffekten nås,karakterisertved at terskelverdien tilsvarer en avtagende utgangsstrøm fra forsterkeren, hvilken utgangsstrøm har en praktisk talt lineær karakteristikk opp til en forutbestemt utgangsspenning, og har en fortsatt praktisk talt lineær, karakteristikk, men med betydelig lavere helning, over denne forutbestemte verdi.

2. Elektronisk beskyttelseskrets mot overbelastning i henhold til krav 1,karakterisert vedat sensorelementet (Q 16/19) har sin styringsinngang koblet inn over den ene grenen (RIO, 13/12, 20) til et første potensiometer (RIO, 13, 14/12, 20, 21), som blir matet av en spenning (V+/VTE, OUT) og av en strøm (R10/12) som begge er relatert til den respektive utgangs-spenning og -strøm fra forsterkeren, slik at en spenning proporsjonal med utgangsstrømmen fremkommer over denne grenen.

3. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 2,karakterisert vedat styringsinngangen har sin første klemme forbundet med forbindelsespunktet mellom den første (R13/20) og den andre (R14/21) gren av det første potensiometeret og sin andre klemme koblet til knutepunktet mellom den første (R15/22) og den andre (R16/23) gren til et andre potensiometer (R15, 16/ R22, 23) som mates med en spenning (V+/VTE, OUT) som utledes fra forsterkerutgangen, og hvor den andre del til det andre potensiometer dessuten omfatter minst ett to-pols element med Zenerdiode-karakteristikk (Zl, 2, 3/4, 5, 6) som definerer verdien til den forutbestemte utgangsspenning.

4. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 3,karakterisert vedat de første og andre styringsinngangsklemmer er basis henholdsvis emitter til en avfølende transistor (Q16/19).

5. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 2,karakterisert vedat utgangskretsen fra en omkoblingstransistor (Q12/15) er koblet i serie med potensiometeret (RIO, 13, 14/12, 20, 21), og at omkoblingstransistorens inngangskrets mates av strøm som er avledet fra den som kommer fra forsterkerens utgang (010/13, 11/14).

6. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 3,karakterisert vedat motstandsverdien (R14) til den andre grenen på det første potensiometer delt med den tilsvarende motstand (R16) til den andre grenen er mindre enn kvotienten man får ved å dele den første grenen (RIO + R13) til det første potensiometer med den første grenen (R15) til det andre potensiometer, noe som sikrer en lavere helning på karakteristikken fra forsterkerutgangen over den forutbestemte verdi, og/eller at motstandsverdiene til den andre gren av det første (R14) og den andre grenen (R16) til det andre potensiometer er av høyere størrelsesorden enn motstandsverdiene til de første grener (R13 og R15) til de samme potensiometere som i sin tur har en høyere størrelsesorden enn motstanden (RIO) som er i serie med den første gren på det første potensiometer, og hvor strømmen som er relatert til utgangen fra forsterkeren, flyter gjennom seriemot-standen.

7. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge ett av de foregående krav og tilpasset for å begrense utgangseffekten fra en signalforsterker (Ql/2, 10/13, 11/14) ved hjelp av et sensorelement (Q16/19), som utgjør en del av en tilbakekoblingssløyfe (Q17/20, 18/21, 6) for denne forsterkeren, og som blir ledende ved en forutbestemt maksimal utgangseffekt eller terskeleffekt,karakterisert vedat terskelutvelgingskretser (Q12, 34/15, 35, fig. 3) er tilveiebrakt slik at terskelverdien kan tilsvare (RIO/12) en konstant utgangsstrøm fra forsterkeren.

8. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 7,karakterisert vedat det er tilveiebrakt minst én tempera-turføler (Q37, fig. 4) for å avføle forsterkerens temperatur, hvilken temperaturføler sørger for å hindre at terskelen tilsvarer den konstante forsterkerutgangsstrøm så snart temperaturen overskrider en forutbestemt maksimalverdi (160°C), idet terskelen fortrinnsvis følger de nevnte lineære skrå karakteristikker så snart temperaturen overskrider maksimumstemperaturen.

9. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 1 eller 7, og benyttet for en push-pull forsterker,karakterisertved at signalforsterkeren omfatter et differensialt inngangs trinn (PMl/2, fig. 3) med en eneste signalutgang som er koblet til inngangen på en bufferforsterker (Q29) som mater (Q30) et push-pull utgangstrinn (Ql, 11/2, 14) i forsterkeren, koblings-kretser (NMl/2) som er forbundet med bufferinngangen slik at sensorelementene (Q16/19) blir i stand til enten å koble den første eller den andre polen på en likespenningskilde (V+, V-) til bufferinngangen for å avgi (Q16) eller avlede (Q19) strøm når sensorelementet blir ledende, og at utgangstrinnet fortrinnsvis omfatter en første (Ql) og en andre (Q2) push-pull inngangs-transistor med innbyrdes koblede (Q31/32) basiselektroder som mates av en konstant strømkilde (Q7) og henholdsvis av utgangen (Q30) fra bufferforsterkeren,. idet hver av inngangstransistorene henholdsvis er koblet til en utgangstransistor (Qll/14) som er tilforordnet respektive sensorelementer som er i stand til å koble den første (V+) og andre (V-) pol på bufferkretsens inngang, enten direkte (Q16, V+) eller indirekte (Q19, V-) gjennom koblingsutstyret (NM 1/2) som er arrangert som et strømspeil, mens bufferforsterkeren fortrinnsvis omfatter en kompenserende kondensator (C4) mellom sin utgang (Q30) og inngang (Q29).

10. Elektronisk beskyttelseskrets ifølge krav 5 eller 8,karakterisert vedat temperatursensoren (Q37) styrer en transistor (Q34/35), hvis utgangskrets normalt kortslutter inngangskretsen til koblingstransistoren (Q12/15) og derved forhindrer at den sistnevnte blir ledende så sant den forutbestemte maksimumstemperatur ikke er overskredet, at utgangskretsen fra temperatursensoren (Q37) blir koblet som en shunt over inngangskretsen til en diodekoblet strømkildetransi-stor (Q38) hvis basis er koblet, gjennom strømspeilende kretser (Q36, PM 3, 4, 5) til basiselektroden til den kortsluttende transistor (Q34/35), fortrinnsvis ved at en transistor (Q37) som utgjør det temperaturavfølende element, har sin kollektor koblet til basiselektroden til strømkildetransistoren (Q38) og til en ytterligere transistor (Q39) hvis kollektor er forspent fra et første tappepunkt (JP1) på et tredje potensiometer (R45, R46, R47) som er avgrenet over en temperaturuavhengig likespenningskilde og har et annet tappepunkt (JP2) som er koblet til basiselektroden til den temperaturavfølende transistor (Q37), idet emitterne til alle disse tre transistorer (Q37, 38, 39) er koblet til en pol (VAG) på likespenningskilden, slik at den temperaturavfølende transistor blir ledende når temperaturen overstiger den forutbestemte maksimumstemperatur (160°C), men oppviser hysterese som gjør at den blir blokkert når temperaturen går under en forutbestemt minimumsverdi (130°C).