NO772065L - Pulskode-modulert audio-anlegg - Google Patents

Description

Pulskode-modulert auclio~arile§g

Audio-ingeniører har lenge vært klar over at konvensjonell analog innspillingsteknikk raskt nærmer seg teoretiske drifts-grenser, og således gir lite spillerom for ytterligere vesentlige forbedringer av lydgjengivelse med høy kvalitet i samsvar med disse metoder. På den annen side innebærer anvendelse av digital signalbehandlingsteknikk gunstige alternativer på grunn av iboende teoretiske fordeler. For det første er signal/støy-forholdet for digitale signaler nesten utelukkende avhengig av nøyaktig-heten av den innledende omforming, og, til forskjell fra analoge signaler, er således digitale signaler hovedsakelig upåvirket av omfanget åv ytterligere signalbehandling. Utgangs signalets nivå er videre ikke avhengig av forsterkningens stabilitet i de forskjellige kretser og kanaler, og problemer i forbindelse med tøkvensavhengig faseforskyvning eller andre ikke ilneære prosesser forekommer ikke under signaloverføringen. Digitale signaler kan også forsinkes eller lagres på magnestiske media i praktisk talt

ubegrenset tid uten nedsetning av optaket på grunn av '•gjennomslag" mellom tilstøtende lag av bånd eller avmagnetisering. Videre vil ingen nedsettelse av signal/støy-f orholdet finne sted på grunn av kopiering eller problemer ved krysstale mellom kanaler, og bånd-bevegelseproblem innbefattet pendling (flutter) og glipp (tø§>;wp kan elimineres ved hjelp av enkle digitale bufferkretser.

Men alvorlige problemer har oppstått i forbindelse med praktisk anvendelse av digital teknikk for audio-signaler. Frem for alt vil dårlige overføringsbetingel ser som normalt bare ville degradere et analogt signal, fullstendig ødelegge dets digitale motpart, og selv en liten signal-diskontinuitet kan frembringe en meget ubehagelig forstyrrelse i lydgjengivelsen. Selv en eneste feilaktig bit kan, hvis den opptrer i den mest signifikante sifferposisjon, frembringe plutselige drastiske forandringer i utgangssignalnivået,

nemlig opptil halvparten av full skala, hvilket vil forårsake meget kraftige og ubehagelige støyimpulser.

For å nedsette virkningene av datafeil, er meget arbeide blitt utført i forbindelse med utforming og utprøving av forskjellige kompliserte dataopptégnings- og overføringsformater. Teknisk høyt utviklet databehandlingsutstyr av kommersiell tilgjengelig art er imidlertid alt for dyrt selv for profesjonelle audio-anlegg, og man har støtt på tallrike vanskeligheter under forsøk på å oppnå den påkrevede pålitelighet innenfor de driftsegenskaper og den pris-ramme som foreligger for eksisterende profesjonelle lydbånd-anlegg. Hovedbegrensningen ligger herunder i den høye pakningstetthet for databit som er påkrevet for å behandle samplingsfrekvenser opp<®>

til 4o kg, samtidig som det frembringes et tilstrekkelig antall kvantiserende bit til å oppnå vesentlig forbedret-, signal/støyforhold ved konvensjonelle lydbånd-hastigheter. Det vanlige tiltak som går ut på å anvende parallelle innspillingsbaner for å.oppnå større pakningstettheter fior databit medfører bare kompliserte konstruksjoner i forbindelse med båndskjevheter og datasynkronisering. Ytterligere flere audio-kanaler vil gjøre situasjonen ennå mer komplisert.

En sammenfatning av den senere tids utviklingsarbeider og -tendenser når det gjelder mekanisering av digitale audio-systemer kan finnes i en artikkel av J. Dwyer med tittelen "Digital Techniques in fiecording and Broadcasting" publisert i tidsskriftet "Wireless World" for juni 1975. Den videreutvikling som er foreslått i denne artikkel, går hovedsakelig ut på. anvendelse av en kvantiserings-skala av logaritmetype med flere, innbyrdes overlappende innspillings^oro for dataord som inneholder paritets-bit for påvisning av datafeil for de mest signifikante bit-verdier. Når datafeil påvises, bibeholdes utgangssignalet ganske enkelt på sitt tidligere korrekte nivå i for å nedsette virkningen av enhver hørbar diskontinuitet. MeK denne fremgangsmåte har alvorlige begrensninger hvis det faktiske signal tap/ eller en vedvarende feil strekker seg (TTTjover mer enn noen få samplingsintervaller. I dette tilfelle vil den hørbare diskontinuitet bli ganske merkbar og en høy "klikkende" støy vil være helt tydelig når signalnivået har forandret seg i vesentlig grad i den mellomliggende tid.

Den foretrukne utførelse som nå skal vises og beskrives gjelder

et anlegg beregnet for 4 audio-kanaler av den type som anvendes i moderne kvadrofonisk lydutstyr. En fullstendig audio-båndbredde som strekker seg opp til 2o kg-hertz kan behandles skjønt den eksisterende utførelse har en lavere høyfrekvensgrense for å tillate behandling av andre informasjonskanaler. Dette eksisterende anlegg ble utført for synkronisert visuell og hørbar informasjonsangivelse for store forsamlingslokaler, hvorunder mer enn 4o% av den foreliggende informasjonsbehandlingskapasitet utnyttes for overføring

av ekstra reguleringsignaler for drift av det visuelle utstyr»

Som det vil fremgå av den etterfølgende beskrivelse, kan imidlertid full audio-dekning oppnås ved ganske enkelt å benytte noen av de visuelle styrekanaler for audio-formål.

Det skal nå henvises til fig. 1 som i form av et blokkdiagram

viser de viktigste kretskomponenter som er nødvendig for avkoding

av pulskode-modulerte audio-signåler i samsvar med den foretrukne utføreisevariant i henhold til oppfinnelsen, idet .det er vist at

4 signalrekker fra analoge programkilder tilføres gjennom forskjellige audio-iftngangs signaler som er betegnet med henholdsvis 11,. 12, 13

og 14. Ytterligere analoge inngangs signaler som inneholder informasjon av annen type, slik som regulerings signaler for den visuelle fremvisning, kan tilføres gjennom sekundære styrekanaler i avhengighet av anleggets anvendelse. Disse sekundære kanaler kan således for eksempel anvendes for sådanne formål som tids— og styresignaler for det eksisterende visuelle fremvisningsanlegg, eller for forsterkning, fremhevning eller blanding av de overførte audio-signaler. De analoge inngangskanaler er tilkoblet gjennom hvert sitt anti-alias lavpassfilter lo for fjerning av signalfrekvenser som ligger høyere enn halvparten av samplingstakten for vedkommende signal, i samsvar med Nyquist<»>s samplingsteori. For å oppnå full audio-dekning, vil de forskjellige kanalfiltre eliminere frekvenser over 2o kg-hertz, mens grensefrekvensen i audio-kanalene i det mer begrensede eksisterende utstyr ligger på omkring 14 kg-hertz. Som det vil bli nærmere forklart i det følgende, vil samplingstakten

for de sekundære reguleringskanaler vanligvis være lavere med en faktor på 4 eller mer, således at grensefrekvensen for v.:,;:- .c.ic

kommende anti-alias lavpass filtrene lo i hver av disse kanaler

er valgt ved tilsvarende lavere frekvenser.

De lavpass/filtrerte analoge signaler overføres til inngangene

for en analog multlplexer 12, som sørger for kobling av inngangene i rekkefølge til en samplings- og holdekrets £4, hvori den momentane analoge verdi for inngangsigrtalet holdes konstant under det tids-intervall som er påkrevet for å omforme-signalet til sitt digitale motstykke ved hjelp av en hurtig analog/digital-omformer 16,

For dette formål avgir en frekvens stabilisert krystallosillator 18 tidspulser i en takt på 3,2768 megahertz til én frekvensdelende tids-innstil lingsgenerator 2o som samordner korrekt prosessrekkefølge for den analoge multiplexer 12, samplings- og holdekretsen 14, analog/digital-omformeren 16 og de tilordnede kretser.

I det eksisterende anlegg består den analoge multiplexer 12 av en hurtig elektronisk omkobler som reagerer på koblingspulser fra generatoren 2o i en takt på omtrent 252 kg-hertz for omkobling av multiplexerens signalutgang mellom de forskjellige inngangskanaler omtrent hvert fjerde micro sekund, således at den analoge signal-verdl som påtrykkes samplings- og holdekretsen 14 tilsvarer det momentane spenningsnivå for det valgte inngangsignal» En fullstendig multiplex-syklus består av 16 koblingsoperasjoner og fullføres i løpet av 63 f5 micro sekunder, hvilket tilsvarer den horisontale avsøkningstakt for et standard televisjons signal. Grunnen til dette sammenheng vil bli nærmere forklart i det følgende. Pulsdeler-kretsene i tidsinnstillingsgeneratoren 2o er således innrettet for å avgi en koblingspuls til den analoge multlplexer 12 etter mottagelse av 13 pulser i pulstakten 3,2768 megahertz fra krystall-osillatoren 18. Pulser som i samme takt påtrykkes samplings- og holdekretsen 14, forsinkes en eller flere ytterligere pulser for å tillate koblingstransienter på multiplexer-utgangen og dempes.

På lignende måte er de styrepulser som overføres fra tidsinnstillingsgeneratoren 2o til analog/digital-omformeren 16, ytterligere for-sinket for å gi utgangs-signalet fra samplings- og holdekretsen i4 tilstrekkelig tid til å stabiliseres etter variasjoner i full skala på kretsens analoge inngangside.

De binære utgangs signaler fra analog/digital-omformeren 16 overføres, til en parallell/serie-omformer.22. Ved denne anordning ,, kan de samplede analoge verdier kvantiseres ved anvendelse av en konvensjonell 12-bits binær telling uten behov for kompliserte skala-formater. Etter det omformingsintervall som er påkrevet av analog/digital omformeren 16, innføres typisk-de frembrakte 12 bit samtidig i påfølgende trinn av en skiftregister-anordning, for derved å avgis i rekkefølge til utgangssiden av parallell/serie-omfbrmeren 22 som reaksjon på forskyvningspulser med krystallpsill-atorens frekvens på 3,2768 MH. Tidsinnstillings generatoren 2o frembringer, også en periodisk indeks-puls som følger etter hvert

forutgående sett på 12 forskyvningspulser samt går forut for det nærmest påfølgende sett, for på denne måte å utløse parallell-'

innføringen av de binære bit fra analog/digital-omformerens utganger til de forskjellige tilordnede skiftregister trinn i parallell/serie-omformeren 22. Samtidig setter indekspulsen i gang en ordsynkroniserings-generator 24 for å frembringe en synkroniser-ingspuls med en varighet på et enkelt bit-inteval på omkring o,3 micro sekunder forut for hvert dataord på 12 bit fra parallell/ serie-omformeren 22. I tillegg avgir tidsinnstillingsgeneratoren 2o periodiske pulser fra en ramme-synkroniseringsgenerator 26, som frembringer et forlenget varighets signal som strekker seg over 2 fullstendige ord-intervaller etter hver gruppe på 14 binære ord i rekkefølge. Synkronisertngspulsene fra ord- og ramme-synkroniseringsgeneratorene 24 og 26 overføres sammen med de kvantiserende databit som er utlest fra parallell/serieomformeren 22 til tilsvarende innganger for en kvartær avkoder 28 som frembringer 4 forskjellige spenningsnivåer på sin utgangsside.

I fig. 2 er det vist et kurve-diagram som angir det kvartære pulskodings-format som frembringes på utgangssiden av avkoderen 28. De avkodede data opptrer i gjentatte rammegrupper som hver består av et forutbestemt antall binære dataord innbyrdes adskilt av ord-synkroniseringspulser 3o som befinner seg på maksimalt positivt spenningsnivå under et bit-interval. Hver rammegruppe i det eksisterende format består av i4 påfølgende dataord med en ramme-synkroniseringspuls 32 på hver side, hvorunder et minimalt ampletyde- nivå bibeholdes under to hele ordintervaller, nærmere bestemt 7,94 raicro sekunder, for tilpasning til det konvensjonelle horisontale utsluknings- eller tilbakeløpsintervall i standard televisjon signaler.

Som klarere angitt i den utvidede kurve for et ord i fig. 2a,

består hvert dataord av 12 enkelte binære bit, som hver representerer en binær "ener" eller et binært "null". I en kode uten til-bakevending til null-nivået (NRZ) og som innebærer kobling mellom høye og lave ampletydeniyåer. De 12 binære databit som representerer en samplet ampietydeverdi frembringes i forutbestemt rekkefølge, fortrinnsvis med det mest signifikante bit (MSB) først.

Rekfeefølgen av dataord innenfor hver dataramme, slik den bestemmes

av den analoge multiplexer 12, anordnes fortrinnsvis slik at på-følgende sample—verdier fra samme audio-kanal opptrer med like eller tilnærmet like intervaller på utgangsiden. I det allerede eksisterende anlegg hvor 6 av de 14 ord i hver ordramme anvendes for overføring av reguleringsinformasjon for den visuelle fremvisning, er for eksempel påfølgende sample-verdier fra samme audio-kanal plassert med nøyaktig 8 ords mellomrom, således at en sample-vérdi fra h<y>er audio-kanal opptrer hvert 31,75 micro sekunder.

I det format for ord-rekkefølgen som anvendes i det eksisterende anlegg, inneholder det første dataord som etterfølger hvert ramme— synkroniserings-signal 32 med lavt nivå, en bit- og identifiserings-hode for styring av visuell fremvisning.

Dette innledende ord følges av påfølgende sample-verdier fra hver

av de fire audio-kanaler i 2atil og med 5. ord-posisjon samt åtter Syxcå sénere, nemlig i lo. til og med 13. ord-posisjon.

Sample-verdier for den ene audio-kanal opptrer således i 2. og lo. ord-posisjon, mens..tilsvarende verdier for den 2. kanal opptrer i 3. og 11., og den |. i 4. og 12., samt den siste i 5. og 13. ord-posisjon. De gjenværende ord-posisjoner 6 til og med 9 samt 14. ord-posisjon er da tilgjengelig for visuelle styrings-data.

I nevnte alternative foretrukkede utførelse for å oppnå full audio-dekning ved øket samplingstakt, vil samplingsverdiene for hver av de 4 ausato-kanaler i et kvadrofonisk lydanlegg opptre i samme rekkefølge il. <b$l og med 4., 6. til og med 9. samt 11. til og med 14. ord—posisjon, såtedes at samplésrardier for hver

kanal opptrer 3 ganger istedenfor bare 2 i løpet av hvert ramme-intervall. Det bør bemerkes at NRZ-dataformatet medfører en effektiv signalfrekvens på bare halvparten av den faktiske databit-takt, for nedsetting av paknings-tettheten for dataverdiene. Den effektive datafrekvens er således bare 1.6.4 megaherz skjønt vedkommende data-bit faktisk frembringes i en takt på 3,27 mega-bit pr. sekund. Det skal nå henvises til fig. 3, hvor det er vist at utgangs—

signalet med 4 nivåer fra den kvartære avkoder 28 på>åtrykkes de vanlige inngangsklemmer for video-signal i et standard videobånd-anlegg 34 eller et lignende frekvensmodulert overføringsystem. Video-anlegget 34 kan for eksempel utgjøres av det kommersielt tilgjengelige "SONY VO-I800VTDEOCASSETTE<»>, som bare vil kreve små modifikasjoner som angitt i det følgende, pa en stor del av de video-kretser som benyttes for signalbehandling av farge— og audio-delene av et standard televisjonsignal ikke behøves, kan mindre kompliserte og billigere båndsystemer frembringes spesielt for anvendelse i samsvar med foreliggende oppfinnelse, idet disse kretser bare behøver å omfatte de grunnleggende kretskomponenter som anvendes ved modulasjon, innspilling, gjengivelse og demodulering av lystetthetsignaler. Da konstruksjon og arbeidsfunksjon for en sådan enhet og sammenlignbare videobåndsystemer er velkjent for fagfolk på området, vil det være unødvendig å vise og beskrive kretsenes indre komponenter og arbeidsfunksjon i detalj, og dette vil således bare bli gjort i en utstrekning som er nødvendig for å forstå disse kretsmodifikasjoner.

Ved anvendesse av en standard video-båndopptaker 34, føres det kodede datasignal fra den kvartære avkoder 28 direkte inn i den' foreliggende automatiske frekvensstyrende modulasjonsløyfe i frekvensmodulatordelen 36, således at signålføringen finner sted forbi den opprinnelige video-signalbane gjennom synkroniserings-separatoren og fargesynk-kretsene. Etter den vanlige fremhevning av høyfrekvens signalene over 3oo kg-hertz, blir det kodede signal likestrømforsterket under styring av et frekvens-awiksignal frembragt i reguleringsløyfen, således at den laveste utgangsfrekvens som frembringes som reaksjon på rammesynk-signalet 32 med lavt nivå opprettes ved 3,8 megahertz, mens den høyeste utgangsfrekvens for ordsynk-signalet med høyt nivå fastlegges til 5,4 megahertz, med tilpasning til synkroniseringspissen og den øvre modulasjonsgrense for hvitt signal i et standard video-signal. Det resulterende FM-utgangsignal er ampletyde-begrenset for å påtrykkes igjennom båndopptak-forsterkeren i opptak/tilbakespilling-delen 38 til de to video-opptakhoder 4o og 42, bortsett fra at det vanlige celle-fil ter på 688 kg-hertz for å utelukke fargesidebånd fra lystetthet-signalet, er forbikoblet for å øke puls-reaksjonen.

Videobånd-anlegget 34 anvender på vanlig måte et roterende skrueformet avsøkningsystem, hvori 2 opptakhoder 4o og 42 befinner seg i kontakt med båndet (ikke vist) langs skråsti1te diagonale baner over mer enn omdreining av trommelanordningen (ikke vist). For å anvende den foreliggende servoreguleringskrets for regulering av hodetrommelens rotasjonshastighet i forhold til den faste båndhastighet under opptak, frembringes et. ytre tidsreferanse signal som tilsvarer det vertikale synk-signal i video-teknikken, i den nojfcmale takt på 6o hertz fra tidsinnstillingsgeneratoren 2o for overføring til den vanlige inngangsklemme for det vertikale synk-signal for servoj^^&*g;rin3&£ntefcen 46. Disse tidsref er ansepul ser som til-føres utenfra kan således sammenlignes med nddeposisjons-pulsene for å frembringe styresignaler som angir de tilførte pulsers relative tidsforskyvning og. kan brukes til utløsning av den' magnestiske breraseanordning som regulerer hodetrommelens hastighet. Under opptak avgis det kodede FM-signal som innspilles, fra fre-kvensmodulator-enheten 36 gjennom demodulatorenheten 48, for over-<y>åkning av innstillingen av den bevegelige kontakt for en enpolet omkobler 5o med 2 stillinger i den øvre kontaktstilling. ;Ved innspilte video-signaler overskrider hver skrueavsøkning et fullS'Jbendig video-felt, således at vekslende omkobling av signalene mellom de magnetiske hoder under tilbakespillingen kan samordnes av servoreguleringsenheten 46 til å inntreffe under de vertikale utsl^knin<g>sintervaller. I dette tilfelle uten vertikale synkintervaller i det kodede signal, må Imidlertid hodeomkoblingen synkroniseres til å opptre under rammesynkpulsene 32 for å hindre datatap under tilbakespilling. For dette formål Sørger en synkronisator 44 for hode-omkobleren for at hurtige elektroniske porter vekselvis kobler signalbanen til avspillingsenheten 38 mellom de to hoder 4o og 42. ;Denne omkoblingsprosess mellom hodene innledes, liksom ved et vanlig video-signal, som reaksjon på hodestillings-pulser som frembringes i servo-reguleringsenheten 46 ved avføling av trommel-ens rotasjons-stilling ettersom de respektive hoder 4o eller 42 beveges frem til forkanten av båndet for avsøkning av hver skrueformet opptaksbane, samtidig som det annet hode når enden av den forutgående avsøkningsbane ved den motsatte båndkant. Hodestillings-pulsene innstiller synkronisatoren 44 for hodeomkobleren på sådan måte at den arbeider under en påfølgende rammesynkpuls 32 som avledes fra det frekvensmodulerte signal i detektor- og deraodulator-enheten 48, istedenfor under vertikale synk-intervaller som foreligger i et normalt videosignal, men ikke i foreliggende system. ;Ved avspilling og med den bevegelige kontakt i omkobleren 5o i nedre stilling, kobles det forsterkede EM-signal som gjengis fra båndet i avspillingsenheten 38 gjennom begrensende bufferéretser til detektor- og demodulasjonsenheten 48. For dette formål er den vertikale utslukningsenhet og detektorkretsen for signalutfall som vanligvis er forbundet med den begrensende bufferkrets, ute-latt, og det behandlede FM-signal som avspilles, avgis direkte for detektering av eventuelt signalutfall til avkodingsanordningen, som vil bli nærmere beskrevet senere i forbindelse med fig. 4. ;Det demodulerte data-signal som utledes av FM-de tek toren i demodulatorenheten 40 forsterkes og behandles på den annen side ved hjelp av en avdempningskrets, således at høyfrekvens&ønalets ampletyder nedsettes, hvoretter signalet kobles gjennom en buffer-enhet for å opptre på de normale utgangsklemmer for video-signalet i anlegget 34»;Bortsett fra den horisontale synk-separator som også inngår i de foreliggende kretser i anleggets detektor- og demodulatorenhet 48, benyttes ikke resten av de kretser som er konstruert for vertikal synkronisering og fargestyring i foreliggende videobåndenhet 34, ;og kan ganske enkelt utkobles eller fullstendig fjernes. Det avkodede FM-signal innspilles og avspilles i video-bånd-anlegget 34 ganske enkelt som ora det var et monokromatisk video-signal med 4 signal-nivåer. Den viktigste fordel ved anvendelse av sådan video-innspillingsteknikk ligger i den raske relative bevegelse av de magnetiske hoder ;tvers over båndet, hvilket hovedsakelig eliminerer de tidligere vanskeligheter i forbindelse med de ytterst høye data-pakningstettheter som gjorde det nødvendig å anvende et stort antall spor eller båndutrustning av høy kvalitet. ;I fig. 4 er det vist at det demodulerte datasignal fra video-utgangen for båndanlegget 34 på hensiktsmessig måte filtreres, nivå-fikseres og ampletydestabiliseres i vanlige signalbehandlingskretser 54. Det således behandlede datasignal overføres så til en kvartær dekoder 56 som anvender passende nivåavfølende kretser til å gjen^C ;<^lL" utgangsbit som skal påtrykkes en serie-parallei 1-omformer 58. ;Ramme— og ord-synkpulser tilføres på lignende måte en rammesynk-detektor 58 og en ord-synk-detektor 6o, som frembringer fasesignaler for^periodisk tilbakestilling av telleprosessen i en frekvensdélende tidsinnstillingsgenerator 6£~som mottar tidsinnstillingspulser med frekvensen 3,2768 megahertz som frembringes av en faselåst osillator 64, synkronisert raed signalfrekvensen for innkommende data. ;Tidsinnstillingsgeneratoren 62 frembringer i sin tur en rammepuls som sammenfaller med mottagelsen av hvert rammesynk-signal som skal overføres til signalbehandlingskretsene 54 for anvendelse ved nivå- ;J ;låsing av den vekselstrømskoblede inngang til en stabil like-étrømreferanse» Det innkommende vekselstrømkoblede datasignal kan således dannes over en kapasitet med sin utgangside periodisk ført til jord av rammepulsen for låsing av rammesynk-spenningen til jord-referansenivået, således at det opprettes korrekte spenningsnivåer for inngangsnivåene for data- og ord-synkronisering. Disse nivåer kan avføles ved hjelp av passende ampietydedetektorer, slik som faste forspennings komparatorer, 1 den kvartære dekoder 56. ;Binære databit utledet fra den kvartære dekoder 56 føres så enten ;i ferie inn i skiftregistertrinnene i en serie/parallell-omformer 66 under styring av de tidstyringspulser som frembringes ved ;osillatorfrekvensen av tidstyringsgeneratoren 62. Når alle 12 registertrinn har blitt fylt med databit som utgjør et fullstendig ;ord, avgis alle 12 binære bit i parallell over de respektive inngangslinjer til en hukommelse 68 med diJCekte access, og hvori vedkommende bit lagres i en utvalgt ord-posisjon bestemt av det foreliggende adresse signal fra en styre-enhet 7o for hukommelse-adresser og lese/skrive-styring. Denne enhet 7o kan typisk bestå av et dobbelt teller-arrangement med en passende adresse-dekodings-' matrise for valg av den angitte adresse-posisjon for vedkommende data-ord. I dens foretrukne utførelse kan et sådant dobbelt teller-arrangement benytte seg av en binær hovedteller, hvis telleprosess kontinuerlig videreføres ved tidstyringspulsen for hvert ord fra tidstyringsgeneratoren 62. Hvert telletrinn i hovedtelleren er koblet i parallell med de respektive trinn for en reversibel hukommelse-adresse-teller, således at det telletrinn som foreligger i hoved-teileren ettGir ordre kan overføres til den reversible adresseteller, når datasignalet gjenvinnes etter et midlertidig utfall. ;For, å sikre raskere utfall-påvisning enn det som kan oppnås ved;en standard video-b|r\<i-enhet 34, benytter utfall-de tek toren 72 en hurtig dobbeltsidig komparator for^swføling av fraværende begrensning i FM-dekodingskretsen. For å opptÅ dette er ^,Smith-Trigger kretser forspent med hensiktsmessige positive og negative spenningsverdier tilsvarende de valgte grenser for spenningsutsvinget i det gjengitte FM—signal. Begge disse Smith-triggere er koblet for å utløse en ;enkelt puls fra en monostabil mul tivibrator i et fullstendig bit-intervall. Utgangs signalene fra Smith-triggerne påtrykkes så en avvik-detektor som umiddelbart reagerer når ingen trigger— puls foreligger ved å avgi et data-awik signal til en opp/ned-styr epddth' krets for den reversible teller i styre-enheten for' hukommelse-adresse og lese/skrive-styring. Telleprosessen i denne reversible teller videreføres av den neste og hver ytterligere påfølgende ord-tellepUls som mottas fra tidsstyringsgeneratoren 62, mens awik-signalet for data-utfall foreligger, mens telleprosessen i hovedtelleren videreføres for å sikre korrekt adresse-posisjon når utfallet opphører. Data-avvik signalet fra avvik-detektoren 74 blokerer likeledes enhver innføring av mulige feil-aktige data-ord fra ferie/parallell-omformeren 66 til hukommelsen, 68 med direkte5>cceSS, mens tidligere innførte data-ord utledes ;fra hver forutgående adresse-posisjon i hukommelsen i motsatt rekkefølge ettersom telleverdien i den reversible telLer avtar. De 12 databit-utganger fra hver ord-posisjon i hukommelsen er koblet i parallell til en tilordnet digital/analog-omformer 76 som også mottar biiAttgangsignalene fra hver av de øvrige ord-pbgxsjoner som er tilordnet en spesiell audio—eller regulerings-kanal. I den foretrukne utførelse gir for eksempel en hukommelse enhet med direkte access og en total lagringskapasitet på 3.o72 bit-stillinger 256 ord-adresse-posisjoner på 12 bit hver. Med det foreliggende dataformat som inneholder 2 sampleverdier for hver av de 4 audio-kanaler innenfor hvert rammelntervall på 16 ord, gir hukommelsen 32 ord-adresse-posisjoner tilordnet hver audio-kanal, hvorav alle kan kobles i parallell til de respektive biJ>-posisjon-innganger for den valgte digital/analog-omformer 76. Hvis hukommelse-posisjonene ikke anvendes for reguler!ngsignal— kanaler og rammesynk-intervaller, kan antallet ord-posisjoner for hver av de 4 audio-kanal er fordobles ved en. gitt hukommelse kapasitet, således at det oppnås totalt 64 ord-posisjoner medUtganger koblet i parallell til hver av de 4 digital/analog-omformere 76 ved den tidligere angitte lagringskapasitet. ;Når intet utfall er påvist, kan de parallelle bit-utganger fra serie/parallell-omformeren 66 avgis direkte gjennom hukommelsen 68 ;68 med direkte access til vedkommende digital/analog-omformer;76 for hver kanal. Når et datautfall påvises, kobles naturligvis ;denne direkte signalbane ut, således at bare data som utleses fra hukommelsens tidligere adresse-posisjoner i motsatt rekkefølge, mottas av vedkommende omformer 76. ;Det bør her forstås at de forskjellige port-anordninger og for-bindelser mellom serie/parallell-omformeren 66 og digital/analog-utgangsomformeren 76, liksom den praktiske utforming av hukommelsens 68 og dens styre-enhet 7o, kan varieres i utførelse på mange måter for å oppnå de ønskede gjensidige driftsforhold for å oppnå den tilsiktede forbedrede systemfunksjon ved behandling av datautfall. Mange sådanne alternative arrangementer vil være åpenbare for eksperter i digital databehandling og konstruksjon-,av logiske kretser. I fravær av påvist datautfall kan det for eksempel være fordelaktig å forsinke dataoverføringen fra serie/parallell-omformeren 66 til vedkommende digitale/analog-omformer 76 under en tids-periode tilsvarende et eller flere ord-intervaller, således at data først innføres i en ord-posisjon i hukommelsen og derpå.:.• ::<: ' utleses når et påfølgende ord innføres, for derved å oppnå en tids-forsinkende buffervirkning. I visse tilfeller kan det også være ;å foretrekke at det anvendes en enkelt digital/analog-omformer 76;for å motta de digitale ord som avgis fra el ler.-gjennom en utlednings-hukommelse 68 forsynt med et passende arrangement av en demultipl exer og en samplings- og holdekrets for fordeling av de avgitte analoge utgangsignaler på de forskjellige utgangskanaler. Dette utgangs-arrangement tilsvarer det inngangsystem som ble beskrevet i forbindelse med fig. 1, men det eksisterende anlegg som er vist og beskrevet ovenfor har oppnådd visse omkostningsfordeler ved utelatelse av dyre samplings- og holdekretser. ;Det analoge utgangsignal fra hver digital/analog-omformer 76 over-føres endelig til et spenningsdyrt lavpassfil ter 78 som glatter ut signalampletyde-overgangene fra et samplingsintervall til det på-følgende. For audio-kanalene drives de spenningstyrte lavpass-filtre 78 med en høyeste grensefrekvens tilsvarende den øvre grense for audio-anleggets båndbredde-kapasitet, hvilket for det foreliggende systera omtrent vil tilsvare 14 kg-hertz, mens grensefrekvensen ;for det alternative foretrukne anlegg med maksimal audio-kapasitet vil være 2o kg-hertz. For de øvrige informasjonskanaler kan en annen største grensefrekvens anvendes, avhengig av samplingstaktenv Den aktive variable komponent i de spenningstyrte lavpass-filtre 78, som typisk kan være en konvensjonell analog multipliseringskrets^mottar sitt styresignal fra en filter-styrekrets 80. Vanligvis ;frembringes en styrspenning i samsvar med en la^d^S^g som frembringes på en integrerende kapasitet, som enten lades eller utlades en forut-bestemt ladningsmengde under hvert ord—intervall, avhengig av om datautfall•er påvist eller ikke. Ved fravær av påvist datautfall avgir nærmere bestemt positive tellepulser fra styre-enheten 7o under hver t ord-intervall en ladni ng til den i ignorerende kapasitet , som ellers er gjenstand for langsom utladning, således at ladnings— nivået bibeholdes på en høyeste verdi og opprettholder høyeste grensefrekvens for det spenningstyrte lavpass-filter 78. Ved påvisning av datautfall avbrytes imidlertid ladningspulsene, slik at integreringskapasiteten fortsetter sin gradvise utladning, hvorved grensefrekvensen for det spenningstyrte lavpassfilter 78 etterhvert avtar. Alternativt kan påvisesngen av utfall anvendes for å utløse en bestemt pulsutladning under hvert ord-intervall, tilsvarende ;en valgt tidskonstant, eller som, hvis så ønskes,er tilpasset den ladningspuls som avgis under hvert ord-intervall i fravær av utfall. De nøyaktige tidskonstanter i ladning- og utiadnings-intervallene for filterstyringen 80velges naturligvis i samsvar med de ønskede egenskaper for vedkommende audio-system og hukommelsens kapasitet. Virkningen 1 drift er å gradvis nedsette høyfrekvensgrensen for det spenningstyrte lavpass—filter 78 under data-utfall, for på denne måte å utjevne ethvert plutselig sprang i det analoge utgangsnivå som kan oppstå ved datagjenvinnlng, for derved å hindre hørbar diskontinuitet. Da størrelsen av den eventuelt manglende ampletvde-paritet mellom det overførte audio-signal og det signal som gjenvinnes fra hukommelsen 68 under datautfall, øker sned utfallets varighet, reduseres båndbredden for det spenningstyrte lavpass* filter tilsvarende for å øke filterets utjevningsevne. Evnen til

ut-filtrering av hørbare diskontinuiteter på filterets utgangside økes således automatisk direkte proporsjonalt med den forventede

størrelse av en. signal-diskontlrtuÆtet,

I den foretrukne utførelse utlades det spenningstyréade signal

for filteret 73 til å begynne med i forholdsvis rask takt eller de første ord-intervaller etter signalutfall ved anvendelse av en forholdsvis hurtig tidskonstant under utladningen, hvoretter

Utladningstakten etterhvert nedsettes til en midlere utladnings-

--' takt. Etter gjenvinning av dataopptaket gjøres på den annen side gjenoppladningen under hvert ord-Sotervall betraktelig mindre enn den innledende utladningstakt, således at den økede 1avpass-filtrering bibeholdes over et intervall som overskrider den på-viste utfallstid, hvorved det oppnås en beskyttelse mot inter-mitterende utfall og datagjenvinning. Den tid det tar for å gjen-vinne høyeste reguleringsnlvå i fil terstyringen 80kan typisk dreie seg om 5 ganger varigheten av utfalls-intervallet, og den tid det tar å gjenopprette høyeste grensefrekvens fra den nedsatte verdi er typisk av størrelsesorden 2 til 3 mill! sekunder. Gjentagelse

av de tidligere gjengitte samplingsverdier i motsatt rekkefølge under et utfall sikrer såtiedes en symetrisk akustisk kurveform som imiterer den foreliggende symetri i de fleste musikk signaler. Selv et forholdsvis alvorlig datautfall som strekker seg over flere samplings-intervaller vil således ikke frembringe noe hørbart av-brudd, og heller ikke under datagjenvinningen. I de fleste tilfeller' vil virkningen ikke kunne oppdages av en vanlig lytter og er mindre merkbar enn en lignende kvalitetsforringelse i en analog signal-overføring.

Skjønt de nevnte spenningstyrte filterelementer er vel egnet i de fleste tilfeller, kan det imidlertid oppstå problemer på grunn av at sådanne kretser har en tendens til å bibeholde kapasitive ladnings-nivåer under visse forhold som vil kunne hindre korrekt gjengivelse av de tidligere lagrede samplingsverdier samt rask gjenvinning av det virkelige audio-signal under data-gjenyinningen. Av denne grunn kan det anvendes mange forskjellige tilgjengelige digitale filtermetoder for å simulere den ønskede analoge virkning eller faktisk øke denne virkning ved å gjengi de lagrede sampleverdier i modifisert form for å imitere andre signal egenskaper. Ved anvendelse av eksisterende dlgitalefilterteknikk med ytterligere databehandling og lagringskapasitet, kan for eksempel de tidligere lagrede digitale verdier gjengis under utfallsintervallet som avvik fra forutbestemte basislinje-nivåer. Sådanne basislinje-nivåer kan opprettes som en rammefunksjon med en helning tilsvarende den midlere ampletyde-variasjon under den umiddelbart forutgående rekke av lagrede data-verdier, således at ampietydevariasjoner med lavere frekvens bibeholdes under utfallet. Under signalgjenvinningen kan deretter ampi etydef or skjellen mellom den siste gjengitte verdi fra hukommelsen

og den faktiske sampl ed e verdi som mottas gradvis bli overbygget ved å fra hver påfølgende sann samplingsverdi å subtrahere en gradvis økende andel av den momentane forskjell mellom den filtrerte utgangsverdi og den tidligere samplingsverdi. Andre spesielle' digitale filtrerings virkninger av samme art som den nettopp be-skrevne kan frembringes for tilpasning til de spesielle utfalls-og gjenvinnings parametre som ønskes.

Det bør være åpenbart at den foreliggende fremgangsmåte for opp-løsning og nedsetning av diskontinuiteter på grunn av datautfall, samtidig som den er særlig velegnet ved behandling av gjengitteaudio-signaler i flere kanaler, også vil være meget effektiv ved anvendelse i digitale overføringsysterner for andre analoge signaler. Den automatiske hindring av utfalls-diskontinuiteter kan for eksempel anvendes for å hindre mekanisk eller elektrisk overbelastning av servo-mekanismer i fjernstyrte reguleringsystemer. videre bør det være klart at visse foretrukkede utførelsevarianter av oppfinnelsens anlegg har blitt beskrevet og omtalt ovenfor med det formål å for-klare oppfinnelsens art og prinsipp, mens tallrike modifikasjoner med hensyn til komponenter, logisk prosessrekkefølge, kretsutførelse og andre detaljer kan utføres etter ønske eller med nødvendighet for å oppnå de grunnleggende arbeidsfunksjoner som er beskrevet hvilket vil være åpenbart for eksperter i digital databehandling og signaloverføring, uten at det avvikes fra oppfinnelsens ramme og omfang, slik den er definert i de etterfølgende patentkrav. Særlig de forskjellige digitale logiske anordninger som er beskrevet og omtalt ovenfor kan bringes til praktisk utførelse på tallrike måter under mest effektiv anvendelse av tilgjengelige integrerte kretser og andre typer logiske komponenter, samtidig som forskjellige andre signal-forbedrende kretser og fremgangsmåter kan anvendes for å forbedre og modifisere det grunnleggende tekniske system som er beskrevet ovenfor, ved siden av de spesielt nevnte alternativer som er nevnt under beskrivelsen av de ovenfor angitte utførelse eksempler.

Claims (26)

1: Anordning for nedsetning av merkbare signal-diskontinuiteter ved gjengivelse av digitalt overførte sample-verdier av kontinuerlige analoge signaler,

karakterisert ved at anordningen omfatter: utstyr for mottagelse av påfølgende digitale dataord i flere bit som angir.momentane ampietyde-verdier uttrykt ved påfølgende sample-verdier av vedkommende analoge signal; hukommelse innretning for innføring av hvert mottatt digitalt data-ord for lagring i en bestemt posisjon av en rekke adresse— posisjoner; en signal utfall-detektor for avføl*ng av en utvalgt karakteristisk parameter for det mottatte signal, for frembringelse av et avvik signal som angir overføringsvikt; hukommelseadresse-organer som påvirkes av nevnte feilsignaler til å avbryte den normale rekkefølge ved nevnte innføring av mottatte data-ord samt til å lese ut av nevnte adresse-posisjoner tidligere innførte data-ord i motsatt rekkefølge av inrtførings-rekkefølgenf en digital/analog-omformer for mottagelse ay enten de digitale ord som innføres i fremover rettet rekkefølge, eller de digitale verdier som avledes fra de digitale ord som leses ut i rekkefølge bakover fra hukommelse innretningen, sårat for frembringelse av analoge verdier tilsvarende påfølgende sampleverdier av det' kontinuerlige analoge signal, og regulerbart lavpass-f ilter ,med selektivt variabel grense- frekvens som gradvis avtar fra en høyeste audio—frekvensverdi som reaksjon på nevnte awik-signal, samt gradvis tilbake-føres til eller bibeholdes på nevnte høyeste verdi i fravær av avviksignal.

2. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at: Hver digitalt overført sample-verdi mottas som en frekvensmodulert ordrekke av binære bit med synkronisertngsignaler som skille mellom hver ordrekke$ nevnte mottagelseutstyr omfatter en frekvens-demodulator for serie—detektering av den binære verdi av hver bitj nevnte hukommelse-innretning omfatter en serie/parallell— omformer som reagerer på nevnte synkroniseringsignaler for serie registrering av hvert enkelt binært bit i en fullstendig ord-rekke for parallell-innføring i den valgte ord-adresse-posisjonf og nevnte signalutfall-detektor omfatter en frekvens-modulasjons-detektor for frembringelse av nevnte avvik signal når ampletyden av det mottatte frekvens-roodul erte signal er mindre enn et fastlagt minstenivå, for å hindre innføring av de registrerte bit-verdier i nevnte serie/parallell-omformer.

3. Anordning som angitt i krav 2, karakterisert ved at: nevnte synkroniseringsignaler omfatter ord-synkroniserings-signaler som frembringes under et bit-intervall som etterfølger hvert digital-ord, og ramme-synkroniseringsignaler som frembringes under et eller flere avgrensede ord-intervaller som følger etter hver forutbestemte rekkefølge av digital-ord, i det nevnte binære bit-verdler angis ved bestemte mellomliggende modulasjonsnivåer og nevnte ord- og ramme-synkroniseringsignaler angis ved bestemte høyeste modulasjonsnivåer tilsvarende modulasjons-frekvens grensene for en standard video-opptaker; nevnte mottaker—utstyr omfatter organer for detektering av de høyeste modulasjons—nivåer for nevnte ord- og ramrae-synkroniserings-signaler samt en faselåst^ cXllator som reagerer på utgangsignalet fra nevnte detekterings—organer for frembringelse av tidstyrings— signaler for styring av registreringen av nevnte bit i nevnte omformer og innføring av nevnte ord-rekker i utvalgte adresse— posisjoner i Hu^dmmelse-enheten.

4. Anordning.som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte regulerJ&ar/e laypass-filter utgjøres av et spenningstyrt lavpass—filter som påvirkes av en kapasitiv ladning som utlades i fast takt under hvert ord-intervall og gradvis opplades til en høyeste ladningsverdi under innføringen av hvert påfølgende digital-ord i nevnte hukommelse-enhet, mens lavpass-filterets grensefrekvens nedsettes i nærvær av nevnte avvik-signal under utladning av den kapasitive ladning og gradvis gjenopprettes av påfølgende ladningstrinn når nevnte awik-signal opphører.

Anordningener nedsettelse av merkbare signal-diskontinuiteter ved gjengivelse av påfølgende digitale ord i flere bit som angir en momentan sample-verdi av et kontinuerlig audio-signal, karakterisert ved at anordningen omfatter: en hukommelseinnretning med serie—alfressbare ord-posisjoner for innføring av påfølgende digital-ord i rekkefølge for lagringj utstyr for påvisning av mulige feil i den verdi som angis av hvert digital-ord før det innføres i nevnte hukommelse-innretning; reverserbare adresse-organer som påvirkes av nevnte detektorutstyr for å hindre innføring av hvert digitalt ord med påvist mulig feil samt for reversering av arbeidsfunksjonen for nevnte adresse-organer således at det i serie ut fra nevnte Itøjførnrm4^$^ »n^ yqt j, følgende, tidligere innførte digitale ord i motsatt rekkefølge av innføringarekkefølgen så lenge nevnte mulige feil påvises, og utgangsorganer for mottagelse av de påfølgende digitale ord san innføres i eller leses ut av nevnte hukommelse-innretning, med det formål å gjengi en tilnærmelse av nevnte kontinuerlige audio-signal.

6» Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at nevnte utgangsorganer omfatter et lavpass-f ilter m*ed en selektivt styrbar grensefrekvens som gradvis nedsettes fra en høyeste verdi under påvist mulig feil og deretter gradvis bringes tilbake til nevnte høyeste verdi når påfølgende digitale ord atter innføres i nevnte hukommelse—innrétning.

7» Anordning som angitt i krav 6, karakterisert ved at nevnte filterinnretning omfatter et spenningstyrt lavpass-filter hvori styrespenningen gradvis utlades under t i d s-i n ter val 1 ene v .. <? C a- i.. i hver innføring av et digital-ord i nevnte hukommelse-innretning, samt gjenopplades i forut-bestemt grad ved innføring av hvert digital-ord i hukommelse-innretningen.

8. Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at nevnte påfølgende digitale ord foreligger som frekvens-modulerte signaler, og nevnte detekter-ingsutstyr omfatter en frekvens-modulator-detektor for angivelse av mulig feil når ampletyden av nevnte frekvensmotitJåfeete signal ligger under et forutbestemt nivå.

9. Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at nevnte hukommelse-, innretning videre omfatter en serie/paraliell-oraformer for serie-lagring av samtlige bit i hvert fler-sifret digitalt ord før innføringen i en av de nevnte ord-posisjoner.

10 . Anlegg for digitalt opptak og gjengivelse av audio-signalet, karakterisert ved at det omfatter: omformer-utstyr for serie-frembringelse av enn rekke fler^sifrede binære ord som angir den momentane ampi-etyde—verdi av audio-signal-sampler som opptas under forut-bestemte samplingsintervallerf Kodeutstyr for frembringelse av avgrensede synkroniseringspulser mellom påfølgende binære ord under minst et bit-intervall samt mellom påfølgende rekker av binære ord under minst et ord-intervall} en modulator—innretning som påvirkes av nevnte flersifrede binære ord og nevnte synkroniseringsignaler for frembringelse av et frekvens—modulert signal innenfor det megahertz—området som anvendes for video-opptak, og som angir de enkelte bit—verdier og nevnte synkroniseringsignaler, og opptaker-utstyr med et båndavsøkende system med roterende hode for opptak av nevnte frekvens-roodulerte signaler, og som reagerer på de opptatte synkroniseringsignaler for gjengivelse av nevnte flersifrede binære signaler ved avspilling.

11. Anordning som angitt i krav lo, karakterisert ved at nevnte modulator-utstyr utgjøres av en frekvens-modulator i en video-opptaker som anvendes for modulering av en høyfrekvens-bærebølge med mono-kromatiske signaler, og nevnte kodeinnretning er utført for å frembringe nevnte synkroniseringspulser ved høyeste og laveste ampietyder tilsvarende synkroniseringspissen og det hvite topp-nivå for et standard video-signal, samt videre omfatter organer for frembringelse av nevnte enkelte bit-verdier ved forskjellige nivåer mellom høyeste og laveste ampletyde-nivå, således at video-opptaker-ens bæresignal moduleres med 4 avgrensede modulasjonsfrekvenser som angir nevnte synkroniseringsighaler og enkelte bit-tøerdier•

12. Anlegg som angitt i krav 11, karakterisert ved at nevnte opptaker-utstyr utgjøres av et video-bånd system med skrueformet avsøkning, idet flere tftgf^tøgfeiske hoder er anordnet for rotasjon pfe-tvers i forhold til lengdeutstrekningen av,et magnetisk innspillingsbånd, og nevnte synkroniseringspulser mellom de påfølgende flersifrede binære ord frembringes i samsvar med sveip-intervallet for et standard video-signal.

13. Anlegg som angitt i krav 12, karakterisert ved at nevnte -opptak-utstyr påvirkes av de opptatte synkroniseringsignaler for omkopling av signal-banen under tilbakespilling mellom nevnte opptaksgoder ved gjengivelse av nevnte synkroniseringspulser mellom påfølgende ordrekker.

14. Anlegg som angitt i krav 11, karakterisert ved at nevnte omformer-utstyr omfatter samplings- og holdekretser for periodisk registrering av den momentane ampletyde av det analoge signal, en analog/digital-omf ormer for frembringelse av flere binære utgangs-bit som angir den momentane ampletyde som registrere^ av nevnte samplings- og holdekrets, samt en parallell/serie-omformer for gjengivelse av hvert binært utgangs-bit i forutbestemt rekkefølge og overføring til nevnte kodeutstyr med det formål å generere nevnte nivåer mellom høyeste og laveste ampletyde under et forutbestemt ord-intervall tilsvarende det horisontale sveip-intervall for et standard video- . signal.

15. Anlegg for digitalt opptak og gjengivelse av audio-signaler, karakterisert ved at det omfatter: Utstyr for periodisk sampling av den momentane ampletyde av' hvert audio-signal i en takt som overskrider det dobbelte av den høyeste ønskede overførte frekvens s Utstyr for omforming av hver samplet ampietyde-verdi til en rekke binære bit frembragt i rekkefølge under et forut- bestemt ord-intervall: Organer for frembringelse av ord-synkroniseringsignaler under minst et bit-intervall mellom påfølgende digitale ord samt for frembringelse av ramme-synkroniseringsignaler under minst ett ord-intervall etter hver forutbestemt rekke av binære ord} Opptaker-utstyr innrettet for opptak og gjengivelse av nevnte binære bit og synkroniseringsignaler i form av frekvens-modulerte mono-kromatiske video-signaler med hvert ord—intervall tilsvarende det horisontale sveip-intervall for et standard video-signalj En hukommelse-innretning utstyrt med serie—adresserbare ord-posisjoner for lagring i rekkefølge av påfølgende flersifrede digitale ord som angir, nevnte samplede ampletyde-verdier; Omformer-utstyr for deroodulering av frekvensmodulerte signaler gjengitt fra nevnte opptaker-utstyr for frembringelse av flersifrede digitale ord for innføring i valgte ord-posisjoner i nevnte hukommelse-innretning} Organer som påvirkes av det gjengitte frekvens-modulerte signal for påvisning av mulige feil i verdien av hvert digitalt ord før det innføres i nevnte hukommelse-innretning} u 'verserbare adresse-organer som påvirkes av nevnte detektorutstyr for å hindre innføring av hvert digitalt ord under påvisning-en av nevnte mulige feil, samt for reversering av arbeidsfunksjonen I ( • for nevnte adresse organer for serie-utlesning fra nevnte hukommelse-innretning av påfølgende, tidligere innførte digital-ord i motfi^-t^ijf.#rkefølge av innføringsrekkefølgenf og Utgangsorganer for mottagelse av påfølgende flersifrede digital-ord som innføres i eller utleses fra nevnte hukommelse-innretning for tilnærmet gjengivelse av nevnte audio—signal.

16» Anlegg som angitt i krav 15, karakterisert ved at nevnte utgangsorganer <SB3$atter en digital/analog-omf ormer for frembringelse av analoge verdier tilsvarende de samplede verdier av de påfølgende digital-ord, samt en styrbar lavpass-filter-innretning som frembringer en selektivt variabel grense-frékvens som gradvis avtar fra en høyeste audio-frekvens under påvisning av mulig feil samt gradvis tilbakeføres til eller opprettholdes ved nevnte høyeste frekvens—verdi når ingen mulig feil påvises,

17. Anlegg som angitt i krav 15, karakterisert ved at nevnte sampl ings-uts tyr omfatter multiplex-organe£ for periodisk sampling av den momentane ampletyde av hver av flere innkommende audio-signaler under samme avsnitt av hvert ramme-intervall.

18. Anlegg som angitt i krav 17, karakterisert ved at nevnte opptaker-utstyr omfatter en frekyens-modulator for modulering av et høy-frekvente bæresignal under påvirkning av nevnte binære bit og synkroniserings-signaler ved bestemte modulasjon&nivåer innenfor et frekvensområde på omtrent 3,8 til 5,4 megahertz.

19. Anlegg som angitt i krav 18, karakterisert ved at nevnte modulator frembringer frekvens-modulerte utgangsignaler ved omtrent 3,8 og 5,4 megahertz som reaksjon på nevnte synkroniseringsignaler samt ved 2 bestemte mellomliggende frekvenser som reaksjon på de binære verdier av hver binær bit.

20 . Anlegg som angitt i krav 15, karakterisert ved at nevnte utstyr for detektering av mulige feil omfatter en frekvensmodulasjons-detektor som påvirkes av arnpletyden av nevnte frekvens-modulasjons-signal som frembringes av opptaker-utstyret, til å frembringe et feil signal når arnpletyden av det frekvensmodulerte signal ligger under et forutbestemt nivå.

21. Anlegg som angitt i krav 15, karakterisert ved at nevnte organer for frembringelse av ord-synkrøniseringspulser utgjøres av en kvartar kodeinnretning for frembringelse av nevnte synkroniseringspulser ved henholdsvis synk-spissen og den hvite modul as jonstopp fd>r et standard video-signal som mottas av nevnte opptaker-utstyr for frembringelse av mellomliggende utgangsnivåer som angir den binære verdi av hver bit.

22. Anlegg som angitt i krav 21, karakterisert ved at nevnte opptaker-utstyr ut-gjøres av en video-bånd..opptaker med skrueformet avsøkning, ét roterende magnethodesystem samt en hode-omkoplingskrets som påvirkes av nevnte ramrae-synkroniseringspulser, som gjengis for omkopling av signalbanen mellom de magnetiske hoder ved begynnelse og slutt av hver skrueformet avsøkning, bare ved gjengivelse av nevnte ramme-synkroniseringsignaler..

23. Fremgangsmåte for digitalt opptak og gjengivelse av au$io-slgnaler, karakterisert ved at den omfatter: Opptak av påfølgende sample-verdier for arnpletyden for minst et audio-signal i en takt på minst 2 ganger den ønskede høye grensefrekvens for lydgjengivelsenj Omforming av hver sample-verdi til et flersifret binært ord som angir vedkommende ampietyde-verdi; Frembringelse av hver bit i nevnte binære ord i rekkefølge og med synkroniseringspulser mellom de forskjellige ord i ordrekken og rammepulser mellom forskjellige ord-rekker, idet nevnte rammepulser frembringes under en eller flere ord-intervaller og i en takt som tilsvarer den horisontale synkroniseringstakt for et standard video-signal; Overføring av nevnte flersifrede binære ord til video-inngangen for en video-opptaker for modulering av den indre høy-frekvens-bærer i 4 adskilte nivåer mellom synk-spissen og den øvre hvite modulasjonsgrease for et standard video-signal; opptak og gjengivelse av det modulerte signal ved hjelp av et video-bånd-system med skrueformet avsøkning og roterende hodej Demodulering av de frekvensmodulerte signaler for frembringelse av nevnte flersifrede binære ord i rekkefølge; Lagring i rekkefølge av nevnte binære ord som gjengis, i en forut-bestemt rekkefølge av hukommelse-adresse—posisjoner; Overvåkning av frekvens-modulasjonen av det signal som gjengis, for å påvise eventuelle feil; Avbrytelse av innføringen av de gjengitte binære ord i nevnte hukomwelsc melseadresse-posisjoner samt reversering av adresse-rekkefølgen ved utlesning av de tidligere lagrede binære ord i motsatt rekkefølge ved påvisning av mulige feil; Omforming av nevnte binære ord som innføres i e^ler utleses fra vedkommende adresse-posisjon til en analog verdi som tilsvarer nevnte samplede ampietyde-verdi, og J Lavpass-fil teering av nevnte analoge verdier for tilnærmet gjenvinning av nevnte analoge signaler.

24. Fremgangsmåte som angitt i krav 23, 24. Fremgangsmåte som angitt i krav 23, karakterisert ved at nevnte lavpass- .. filtrering utføres ved.en selektivt variafeel grensefr ek vens som normalt opprettholdes ved en største verdi tilsvarende den ønskede høy-frekvens-grense for lydgjengivelsen, idet nevnte grensefrekvens gradvis nedsettes ved påvisning av mulig feil samt gradvis tilbakeføres til nevnte høyeste verdi etter at på-visningen av mulige-feil har opphørt.

25.F remgangsmåte som angitt i krav 23, karakterisert ved at nevnte høy-frekvensbærer moduleres av nevnte ramme- og synk-pulser ved synlc-spissen og den øvre hvite modulasjonsgrense for et innkommende standard video-signal, mens nevnte binære bit moduleres ved 2 bestemte mellomliggende nivåer mellom disse modulasjonsgrenser.

26.F remgangsmåte som angitt i krav 23, karakterisert ved at nevnte sample-verdier tas opp i rekkefølge fra hver av 4 audio—inngangskanaler således at påfølgende sample-verdier fra hver kanal opptas med jevne mellomrom i samsvar med en forutbestemt multiplex-rekkefølge.