NO336363B1 - Fremgangsmåte og anordning for å estimere en ulineær vandrebølgerørforsterkers arbeidspunkt. - Google Patents

Abstract

Her beskrives en fremgangsmåte, en anordning, et produkt og en minnestruktur som tilveiebringer en mulighet for å bestemme inngangsarbeidspunktet og utgangsarbeidspunktet til en ulineær vandrebølgerørforsterker (TWTA). Ulineariteten til denne TWTA måles. En innmatet rot-middelkvadratverdi (RMS-verdi) for et inngangssignal som ble anvendt for å måle ulineariteten til TWTA blir beregnet. Denne RMS-verdien identifiserer inngangsarbeidspunktet til den målte ulineariteten hos denne TWTA. Til sist fremskaffes et utgangsarbeidspunkt.

Description

I den foreliggende søknad gis det henvendelse til patentsøknad WO 2004/040406, til patentsøknad WO 2004/040406, til patentsøknad US 2002/0181604og patentsøknad US 2002/0158619.

Foreliggende oppfinnelse angår systemer og fremgangsmåter for å overføre data, og særlig et system og fremgangsmåte for å estimere en vandrebølgerørforsterkers arbeidspunkt for nøyaktig å reprodusere transmitterte signaler.

Digitale signal kommunikasjonssystemer har blitt anvendt på forskjellige områder, som innbefatter digital TV signaloverføring, enten det er bakkebasert eller satellittbasert. Ettersom de forskjellige digitale signal kommunikasjonssystemene og -tjenestene utvikles, foreligger et voksende behov for øket datakapasitet og tilleggstjenester. Imidlertid er det vanskeligere å implementere disse forbedringer i gamle systemer eller nye tjenester når nødvendig å erstatte eksisterende nedarvet utstyr, slik som sendere og mottakere. Nye systemer og tjenester har en særlig fordel når de kan nyttiggjøre seg eksisterende nedarvet utstyr. På området trådløs kommunikasjon blir dette prinsippet ytterligere uthevet ved den begrensede tilgjengelighet av elektromagnetisk spektrum. Således er det ikke mulig (eller i det minste ikke praktisk) kun å overføre anrikede data eller tilleggsdata på en ny frekvens.

EP 0929164 Al beskriver en fremgangsmåte og et apparat for bestemmelse av et inngangsarbeidspunkt og et utgangsarbeidspunkt for en ikke-lineær vandrebølgerørforsterker, TWTA, i en kommunikasjonskanal.

Den konvensjonelle fremgangsmåte for øking av spektral kapasitet er å gå over til høyere-ordens modulasjon, slik som fra kvadratur faseskift nøkling (QPSK) til åtte faseskift nøkling (8PSK) eller seksten kvadratur amplitude modulasjon (16QAM). Beklageligvis er QPSK-mottakere ikke i stand til å demodulere konvensjonell 8PSK eller 16QAM-signaler. Som følge av dette må nedarvede kunder med QPSK-mottakere oppgradere sine mottakere for fortsatt å kunne motta slike signaler som ble overført med en 8PSK- eller 16QAM-modulasjon.

Det er fordelaktig for systemer og fremgangsmåter som overfører signaler å gi rom for en anriket og øket datagjennomstrømning uten at det kreves ytterligere frekvenser. I tillegg er det fordelaktig for signaler med anriket eller øket gjennomløp for nye mottakere å være bakover kompatible med tidligere mottakere. Det foreligger ytterligere en fordel for systemer og fremgangsmåter som tillater oppgradering av overføringssignaler fra en annen kilde enn gamle sendere.

Det har blitt foreslått av et lagdelt modulasjonssignal, som overfører på ikke-koherent vis både de øvre og nedre lags signaler, kan bli nyttiggjort for å fylle disse behovene. Slike systemer med lagdel modulasjon tillater høyere informasjonsgjennomstrømning med bakover kompatibilitet. Imidlertid, selv når det ikke kreves bakover kompatibilitet (slik som med et fullstendig nytt system), kan lagdelt modulasjon fremdeles være fordelaktig fordi det krever en spisseffekt fra en vandrebølgerørforsterker (TWTA) som er betydelig lavere enn den som kreves for konvensjonelle 8PSK- eller 16QAM-modulasjonsformat for en gitt gjennomstrømning.

For å tilveiebringe en løsning med lagdelt modulasjon (som beskrevet i nærmere detalj under), subtraheres et rekonstruert øvre lags signal fra et mottatt kompositt signal for å avsløre et nedre lags signal. Som sådan påvirkes nedre lags signalets ytelse av hvor nær øvre lags signalet kan bli rekonstruert i forhold til det opprinnelige signalet. Med andre ord påvirkes nedre lags signalets ytelse av det rekonstruerte signalets troverdighet. Således krever lagdelt modulasjon ren kansellering av øvre lags signalet for å eksponere nedre lags signalet for ytterligere prosessering. Ren kansellering krever at ulinearitet/forvrenging i TWTA kan bli reprodusert på nøyaktig måte i rekonstruksjonen av øvre lags signalet. Nøyaktig reproduksjon av TWTA-ulinearitet krever i sin tur kunnskap om arbeidspunktet til TWTA. Imidlertid byr en nøyaktig reproduksjon og kunnskap om arbeidspunktet på en betydelig hindring.

Med en TWTA, forekommer et område med tilnærmet linearitet, i hvilket utgangseffekten er nærmest proporsjonal med inngangseffekten, som etterfølges av en krummet overgang til et punkt der utgangseffekten flater ut og når et minimum. Ved dette punkt (det vil si når TWTA-kurven blir ulineær), sies forsterkeren å ha nådd metning. På grunn av denne ulineariteten og for å unngå intermodulasjon, blir inngangseffekten ofte "trukket ned" med en bestemt størrelse (for eksempel 6 dB). Det resulterende punkt på kurven etter at inngangseffekten er "trukket ned" omtales som arbeidspunktet til TWTA. Når øvre lags signalet senere blir rekonstruert, tjener den mengde forvrengning/ulinearitet som ble anvendt for å skape det opprinnelige signalet til å øke det rekonstruerte signalets troverdighet. Således, for å fremstille et høytroverdig rekonstruert øvre lags signal er kunnskap om ulineariteten så vel som arbeidspunktet nyttig. Følgelig kan inkludering av (eller ved å ta hensyn til) TWTA-ulinearitet (og arbeidspunkt) forbedre øvre lags signal kanselleringsforholdet med 10 dB eller mer (det vil si at forholdet mellom den ulinearitets induserte støyen før og etter kansellering blir forbedret).

Feil i estimeringen av arbeidspunktet kan ha betydelig påvirkning når øvre lags signalet skal rekonstrueres. Innvirkningen fra amplitude arbeidspunktsfeil (AM-AM [amplitude modulasjon til amplitude modulasjon]) og fase arbeidspunktsfeil (AM-PM [amplitude modulasjon til fase modulasjon]) kan bli analysert på individuell basis på grunnlag av forskyvningsanalyse. De enkelte innvirkninger kan så kombineres for en samlet innvirkning. For å vurdere ytelsespåvirkninger, kan syntesen av et lagmodulert signal med kjent TWTA-ulinearitet og system/representativ arbeids CNR (bærebølge-til-støy forhold) bli anvendt. Øvre lags kanselleringsfeilen kan så beregnes for hver mengde simulert arbeidspunktsfeil i signal rekonstruksjonsprosessen. Slik kan øvre lags kanselleringsforholdet bli kurvetegnet mot arbeidspunktsforskyvningen. Kanselleringsfeilen kan så bli omformet til en mengde nedre lags CNR-degradering, som øker det CNR som kreves for signaler i både øvre og nedre lag. En slik øket CNR illustrerer betydningen av arbeidspunkts estimeringsfeil.

FIG. 16A og 16B illustrerer innvirkningen fra arbeidspunktsfeil på signal rekonstruksjonen. I FIG. 16A og 16B kurvetegnes signal rekonstruksjonsfeilens følsomhet mot TWTA-inngangsarbeidspunktsfeilen. Den effektive støyen beregnes som et mål for signal rekonstruksjonsfeil.

I FIG. 16A anvendes en samling generiske TWTA-ulinearitetskurver. Signal rekonstruksjonsprosessen antas å ha full kunnskap om ulinearitetskurvene men er ellers ukjent med arbeidspunktet. Ytelses kurvetegningene som er vist i FIG. 16A angir at kanselleringsfeil er under -25 dB for en inngangsarbeidspunktsfeil opptil rundt +/-1 dB.

I FIG. 16B er ytelses kurvetegningene basert på den samme TWTA-ulineariteten men med en inngangs-"nedtrekning" på 8 dB. Med en slik inngangs-"nedtrekning", forekommer en forbedret linearitet, som er mindre følsom for TWTA-arbeidspunktsfeil. Som følge av dette blir rekonstruksjons- og kanselleringsfeil betydelig redusert slik det angis i FIG. 16B. Den effektive støyen er under -33 dB med en inngangsarbeidspunktsfeil opptil rundt +/-1 dB.

Følgelig foreligger et behov for systemer og fremgangsmåter for implementering av lag modulasjonssystemer som på nøyaktig måte bestemmer TWTA-ulinearitet og arbeidspunkter.

I tidligere kjent teknikk fremskaffes TWTA-arbeidspunktet fra kommandoer i telemetri følging og styring (TT&C) som innstiller arbeidspunktet til den aktuelle TWTA (det antas at TWTA-karakteristikkene har endret seg lite etter at satellitten ble skutt opp). Med andre ord anvendes det arbeidspunkt som er innstilt ved hjelp av TT&C-kommandoer under føroppskytingsmålinger etter oppskytingen etter å motta signalene fra satellitten. Imidlertid kan de TWTA-karakteristika som innbefatter ulineariteten og arbeidspunktet endre seg med tiden (også etter satellitt oppskyting).

Følgelig foreligger et behov for et system og en fremgangsmåte for på nøyaktig måte å bestemme ulineariteten og arbeidspunktet til en TWTA ettersom den endrer seg med tiden. Foreliggende oppfinnelse oppfyller dette behovet og tilveiebringer ytterligere fordeler slik det beskrives i detalj i det følgende.

For å fylle de behov som er nevnt over, beskriver foreliggende oppfinnelse en fremgangsmåte og en anordning for å måle og å nyttiggjøre ulineariteten til en vandrebølgerørsforsterker, slik som i satellitt kommunikasjon som innebærer lagdelt modulasjon, ved estimering av arbeidspunktet til en ulineær vandrebølgerørsforsterker (TWTA). I dette henseende bidrar oppfinnelsen til nøyaktig ekstrahering av et nedre lags signal i en plan for lagdelt modulasjon. En slik nøyaktig ekstrahering minimaliserer den effektmengde som er nødvendig for begge lag hos et signal og hjelper også til med å overvåke helsetilstanden til en TWTA.

For å måle/gjøre bruk av ulineariteten til den aktuelle TWTA, bestemmes også arbeidspunktene (inngangs og/eller utgangs) for denne TWTA. Innledningsvis måles ulineariteten til TWTA (for eksempel ved bruk av en målemodul). Eksempelvis kan ulineariteten til en TWTA måles ved en lokal mottaker, eller ved et kringkastingssenter (i hvilket tilfelle ulineariteten nedlastes til en lokal mottaker [for eksempel for lagdelt modulasjon og andre anvendelser]). Som del av en slik ulinearitetsmåling prosesseres forskjellige inngangsverdier/punkter og utgangsverdier/punkter for å skape ulinearitetskurven. En inngangs rot middelkvadratverdi (RMS-verdi) for inngangssignalene som blir anvendt for å måle ulineariteten blir beregnet. RMS-verdien identifiserer et inngangsarbeidspunkt for den målte ulineariteten til den aktuelle TWTA. I tillegg kan det også fremskaffes et utgangsarbeidspunkt (for eksempel ved hjelp av en målemodul). Utgangsarbeidspunktet kan være basert på en RMS-verdi for de forskjellige utgangsverdier/punkter som ble anvendt i måling av TWTA-ulineariteten. Alternativt kan utgangsarbeidspunktet gangske enkelt være basert på det korresponderende punktet (til inngangs RMS-verdien) på TWTA-ulinearitetskurven. Straks ulineariteten har blitt måle og arbeidspunktene fremskaffet/beregnet, kan et øvre lags signal (som del av den lagdelte modulasjonsløsningen) bli rekonstruert for eksempel ved hjelp av mottakeren. En slik rekonstruksjon er mer nøyaktig ettersom de riktige nivåene for forvrenging som man kan tilskrives TWTA-ulineariteten tas hensyn til. I tillegg kan den målte ulineariteten bli forskjøvet for å forenkle rekonstruksjonen av det øvre signalet. En slik forskyvning kan gi rom for skalering av en inngangs amplitude verdi og utgangs amplitude verdi for den målte ulineariteten for å anbringe utgangsarbeidspunktet på et ønsket punkt. En slik skalering kan utføres ved å subtrahere en målt inngangsarbeidspunktsverdi fra alle inngangsverdier i et logaritmisk domene. Følgelig kan skaleringen også utføres ved å subtrahere en målt utgangsarbeidspunktsverdi fra alle driftverdier i det logaritmiske domene. Skaleringen kan også utføres ved å subtrahere en målt faseverdi på utgangsarbeidspunktet fra faseverdier til alle de utgangspunkter som ble anvendt for å måle ulineariteten til den aktuelle TWTA.

I tillegg til det ovennevnte, når den målte ulineariteten forskyves, kan noen data falle utenfor den målte ulineariteten. For å ta hensyn til slike data, kan avgrensningspunkter anbringes utenfor endepunktene (som ble anvendt for å måle ulineariteten). Slike avgrensningspunkter kan så bli anvendt for å interpolere data. Videre kan inngangsarbeidspunktet og utgangsarbeidspunktet også bli avbildet på et bestemt nivå for å unngå fraksjonsoverflyt.

Det vises nå til de vedfølgende tegninger der like henvisningstall representerer tilsvarende deler i alle disse, og hvor: FIG. 1 er et skjema som illustrerer en oversikt over et enkelt satellitt video distribusj onssystem, FIG. 2 er et blokk skjema som viser en vanlig opplinks forbindelseskonfigurasjon for en enkelt satellitt transponder,

FIG. 3A er et skjema for en representativ datastrøm,

FIG. 3B er et diagram for en representativ datapakke,

FIG. 4 er et blokk skjema som viser en legemliggjøring av modulatoren for opplinks forbindelsessignalet,

FIG. 5 er et blokk skjema for en integrert mottaker/dekoder,

FIG. 6A-6C er skjema som illustrerer det grunnleggende forhold mellom signallagene i en lagdelt modulasjonsoverføring, FIG. 7A-7C er skjema som illustrerer en signalkonstellasjon hos et andre overføringslag over det første overføringslaget etter første lags demodulering, FIG. 8A er et skjema som viser et system for å overføre og motta lagdelte modulasjonssignaler, FIG. 8B er et skjema som viser et eksempel på en satellitt transponder for å motta og sende lagdelte modulasjonssignaler, FIG. 9 er et blokk skjema som skildrer en legemliggjøring av en anriket IRD som er i stand til å motta lagdelte modulasjonssignaler, FIG. 10A er et blokk skjema for en legemliggjøring av den anrikede avstemningsenhet/modulator og FEC-koder, FIG. 10B skildrer en annen legemliggjøring av den anrikede avstemningsenhet/modulator hvor lagsubtraksjon utføres på det mottatte lagdelte signal, FIG. 1 IA og 1 IB skildrer de relative effektnivåer hos eksempler på legemliggjøringer av foreliggende oppfinnelse, FIG. 12 illustrerer et eksempel på et datamaskinsystem som kan anvendes for å implementere valgte moduler eller funksjoner av foreliggende oppfinnelse, FIG. 13 er et flytskjema som illustrerer bestemmelsen av arbeidspunktet i samsvar med en eller flere legemliggjøringer av oppfinnelsen, FIG. 14A og 14B er blokk skjema for et grunnsystem for å måle utførelsesavbildninger i samsvar med en eller flere legemliggjøringer av oppfinnelsen, FIG. 14C er et flytskjema som illustrerer en fremgangsmåte for å måle utførelsesavbildninger i samsvar med en eller flere legemliggjøringer av oppfinnelsen, FIG. 15A illustrerer en intuitiv algoritme for å fremskaffe utgangs i-fase- og kvadraturkomponentene i samsvar med en eller flere legemliggjøringer av oppfinnelsen, FIG. 15B illustrerer en beregningsmessig effektiv algoritme for å fremskaffe inngangs-og utgangsarbeidspunktene i samsvar med en eller flere legemliggjøringer av oppfinnelsen, og

FIG. 16A og 16B illustrerer virkningen av arbeidspunktsfeil i signal rekonstruering.

I det følgende gis en beskrivelse der det gjøres henvisning til vedfølgende tegninger som danner del av denne, og som viser ved hjelp av illustreringer flere legemliggjøringer av foreliggende oppfinnelse. Det er tenkt at andre legemliggjøringer kan nyttiggjøres og at det kan gjøres strukturelle endringer uten at det avvikes fra oppfinnelsens omfang definert av de selvstendige krav 1 og 9.

Oppfinnelsen tilveiebringer en fremgangsmåte for å bestemme/estimere arbeidspunktet til en TWTA. Arbeidspunktet estimeres samtidig med at TWTA-ulineariteten måles. Derfor kreves det ingen ekstra måleprosedyrer for bestemmelse av arbeidspunktet, og den målte ulinearitet er alltid tidsaktuell, hvilket gjør det mulig at målinger følger endringer i TWTA-karakteristika med tiden.

FIG. 1 er et skjema som illustrerer et overblikk av et enkelt satellitt video distribusjonssystem 100. Video distribusjonssystemet 100 innbefatter et styringssenter 102 i kommunikasjon med et opplinks forbindelsessenter 104 via en jordforbindelse eller annen forbindelse 114 og med en abonnent mottakerstasjon 110 via et offentlig svitsjet telenett (PSTN) eller en annen kobling 120. Styringssenteret 102 tilveiebringer programmateriale (for eksempel video programmer, audio programmer og data) til opplink senteret 104 og koordinerer med abonnent mottakerstasjonene 110 for å tilby, for eksempel programtjenester der det betales for bruken (PPV), som innbefatter avregning og assosiert dekryptering av videoprogrammer.

Opplink senteret 104 mottar programmaterialet og programstyringsinformasjon fra styringssenteret 102, og gjør bruk av en opplinks antenne 106 og sender 105, sender programmaterialet og programstyringsinformasjonen til satellitten 108 via opplinks signalet 116. Satellitten mottar og prosesserer denne informasjonen, og sender videoprogrammer og styringsinformasjonen til abonnent mottakerstasjonen 110 via nedlinks signalet 118 ved bruk av senderen 107. Abonnent mottaksstasjonen 110 mottar informasjonen ved bruk av utendørsenheten (ODU) 112, som innbefatter en abonnent antenne og en lav støys blokk omformer (LNB).

I en legemliggjøring er abonnent mottakerstasjonsantennen en 18-tommers til dels ovalformet Ku-bånd antenne. Den svake ovalformen skyldes den 22.5 grader forskjøvene matingen av LNB (lav støy blokk omformeren) som anvendes for å motta signaler som blir reflektert fra abonnent antennen. Den forskjøvne matingen plasserer LNB noe unna slik at den ikke blokkerer noe overflatearealet av antennen, som kan minimalisere dempingen av den innkomne mikrobølge signal.

Video distribusjonssystemet 100 kan innbefatte et mangfold satellitter 108 for å tilveiebringe bredere bakkedekning, for å tilveiebringe tilleggskanaler, eller for å tilveiebringe tilleggs båndbredde for hver kanal. I en legemliggjøring av oppfinnelsen, innbefatter hver satellitt 16 transpondere for å motta og sende programmateriale og annen styringsdata for opplinkssenteret 104 og for å levere det til abonnenten mottakerstasjonene 110. Ved bruk av data komprimering og multipleksingsteknikker for kanalmulighetene, kan to satellitter 108 som arbeider sammen motta og kringkaste over 150 konvensjonelle (ikke-HDTV) audio og videokanaler via 32 transpondere.

Selv om oppfinnelsen som her beskrives vil bli beskrevet med henvisning til satellittbaserte video distribusjonssystemet 100, kan foreliggende oppfinnelse også realiseres med bakkebasert overføring av programinformasjon, enten det er ved hjelp av kringkastingsmidler, kabel eller på annen måte. Dessuten kan de forskjellige funksjoner som kollektivt er anbrakt ved styringssenteret 102 og opplinkssenteret 104 som beskrevet over bli omplassert etter behov uten at det avvikes fra det omfang foreliggende oppfinnelse er ment å skulle oppvise.

Selv om den forutgående beskrivelse er gjort med henvisning til legemliggjøringer i hvilke programmateriale som ble levert til abonnenten 122 er video programmateriale slik som en film, kan den forut beskrevne fremgangsmåte bli anvendt for å levere programmateriale som innbefatter utelukkende audio informasjon eller andre data.

FIG. 2 er et blokk skjema som viser en typisk opplinks forbindelseskonfigurasjon for en enkelt satellitt transponder 108, som viser hvordan video programmateriale opplinkes til satellitten 108 ved hjelp av styringssenteret 102 og opplinkssenteret 104. FIG. 2 viser tre videokanaler (som kan forsterkes henholdsvis med en eller flere audiokanaler for høykvalitets musikk, lydspor informasjon eller sekundær audio program for å overføre fremmedspråk), i en datakanal fra et programinformasjonssystem 206 og datamaskin datainformasjon fra en datamaskin datakilde 208.

Videokanalene leveres fra en programkilde 200A-200C med videomaterialer (kollektivt omtalt i det heri etterfølgende som programkilde 200). Data fra hver programkilde 200 leveres til en koder 202A-202C (samlet omtalt i det heri etterfølgende som kodere 202). Hver av koderne aksepterer et program tidsmerke (PTS) fra styreren 216. Dette PTS er et omvendende binært tidsmerke som anvendes for å sikre at videoinformasjonen synkroniseres på riktig måte med audioinformasjonen etter koding og dekoding. Et PTS-tidsmerke sendes med hver I-ramme i MPEG-kodede data.

I en legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse er hver koder 202 en andre generasjons MPEG-2-koder, men andre dekodere som implementerer andre kodingsteknikker kan likevel anvendes. Datakanalen kan gjøre gjenstand for en tilsvarende komprimeringsløsning ved hjelp av en koder (ikke vist), men slik komprimering er vanligvis enten unødvendig, eller den utføres ved hjelp av datamaskin programmer i datamaskin datakilden (for eksempel for fotografiske data som vanligvis komprimeres til<*>.TIF-filer eller<*>.JPG-filer før overføring). Etter koding ved hjelp av koderne 202, omformes signalene til datapakker ved hjelp av en pakker 204A-204F (samlet omtalt i det heri etterfølgende som pakkere 204), som er assosiert med hver programkilde 200.

Datapakkene samles ved bruk av en referanse fra systemklokken 214 (SCR), og fra betinget tilgangsstyreren 210 som leverer tjenestekanal identifikatoren (SCID) til pakkerne 204 for bruk ved fremstilling av datapakkene. Disse datapakkene multiplekses til seriedata og overføres.

FIG. 3A er et skjema for en representativ datastrøm. Det første pakkesegmentet 302 innbefatter informasjon fra videokanalen 1 (data kommer fra, for eksempel, den første video programkilden 200A). Det neste pakkesegmentet 304 innbefatter datamaskin datainformasjon som ble fremskaffet, for eksempel fra datamaskin datakilden 208. Det neste pakkesegmentet 306 innbefatter informasjon fra videokanal 5 (fra en av video programkildene 200). Det neste pakkesegmentet 308 innbefatter programoversikts-informasjon slik som den informasjon som leveres av programoversikts delsystemet 206. Som vist i FIG. 3 A skapes null pakker 310 av null pakke modulen 212 som kan innskytes i datastrømmen etter behov etterfulgt av ytterligere datapakker 312, 314,316 fra programkildene 200.

Datastrømmen innbefatter derfor en rekke pakker (302-316) fra forskjellige av datakildene (for eksempel programkildene 200, programoversikts delsystemet 206, datamaskin datakilden 208) i en rekkefølge som er bestemt av styreren 216. Datastrømmen krypteres ved hjelp av krypteringsmodulen 218, moduleres av modulatoren 220 (vanligvis ved bruk av en QPSK-modulasjonsplan), og leveres til senderen 105/222 som kringkaster de modulerte data på en frekvens båndbredde til satellitten via antennene 106. Mottakeren 500 hos mottakerstasjonen 110 mottar disse signalene, og sammensetter pakkene for å fremstille programmaterialet for hver kanal ved bruk av SCID.

FIG. 3B er et skjema for en datapakke. Hver datapakke (for eksempel 302-316) er 147 dataord (byte) lang, og innbefatter et antall pakkesegmenter. Det første pakkesegmentet 320 innbefatter to byte med informasjon som rommer den omtalte SCID og flagg. Denne SCID er et unike 12-biters tall som på unik måte identifiserer datapakkens datakanal. Flaggene innbefatter 4 biter som anvendes for å styre andre egenskaper. Det andre pakkesegmentet 322 er dannet av en 4-biters pakketype indikator og en 4-biters kontinuitetsteller. Pakketypen identifiserer pakken som en av de fire datatyper (video, audio, data eller null). Når det blir kombinert med den nevnte SCID, bestemmer pakketypen hvordan datapakken skal anvendes. Kontinuitetstelleren inkrementeres en gang for hver pakketype og SCID. Det neste pakkesegmentet 324 innbefatter 127 byte med nyttelastdata, som i tilfellene med pakkene 302 eller 306 er en del av videoprogrammet som ble levert av video programkilden 200. Sluttpakkesegmentet 326 er data som er nødvendig for å utføre forover feilretting. FIG. 4 er et blokk skjema som viser en legemliggjøring av modulatoren 220. Modulatoren 220 innbefatter etter valg en forover feilrettingskoder (FEC-koder) 404 som tar imot de første signalsymbolene 402 og tilføyer redundant informasjon som anvendes for å redusere overføringsfeil. De kodede symbolene 405 moduleres ved hjelp av modulatoren 406 i samsvar med en første bærebølge 408 for å fremstille et øvrelags modulert signal 410. Andre symboler 420 tilveiebringes likeledes for en valgfri andre FEC-koder 422 for å fremstille kodede andre symboler 424. De kodede andre symbolene 424 leveres til en andre modulator 414, som modulerer de kodede andre symboler 424 i samsvar med en andre bærebølge 416 for å fremstille et nedrelags modulert signal 418. Det øvrelags modulerte signalet 410 og det nedrelags modulerte signalet 418 er derfor ukorrelerte. Således kan øvrelags signalet 410 og nedrelags signalet 418 bli overført til atskilte transpondere på en eller flere satellitter 108 via atskilte opplinks signaler 116. Således kan nedrelags signalet 418 bli implementert fra en atskilt satellitt 108 som mottar et atskilt opplinks signal 116.1 nedlinks signalets 118 øvrelags signal 410 må det imidlertid være tilstrekkelig større amplitudesignal enn for nedrelags signalet 418 for å opprettholde signal konstellasjonene som er vist i FIG. 6 og

FIG. 7.

Merk at det kunne være mer effektivt å etterutruste et eksisterende system ved å gjøre bruk av en transponder på en atskilt satellitt 108 for å overføre nedrelagets nedlinks signal over eksisterende nedarvede nedlinks signaler i heller enn å erstatte nedarvede satellitter med en som vil overføre begge nedlinks signal lagene. Det kan legges vekt på å gi rom for det gamle nedlinks signalet ved implementering av en lagdelt nedlinks kringkasting.

FIG. 5 er et blokk skjema for en integrert mottaker/dekoder (IRD) 500 (i det heri etterfølgende også omtalt som en mottaker 500). Mottakeren 500 innbefatter en avstemningsenhet/demodulator 504 som på kommuniserende måte er koblet til en ODU

112 som har en eller flere lavstøy blokker (LNB) 502. LNB 502 omformer nedlinks signalet 118 på 12.2- til -12.7 GHz fra satellitten 108 til for eksempel et 950-1450 MHz signal som påkreves av avstemningsenhet/demodulator 504 hos IRD 500. Vanligvis kan LNB 502 levere enten et dobbelt eller enkelt utgang. En LNB 502 med enkelt utgang har kun en RF-kontakt, mens en LNB 502 med dobbelt utgang har to RF-utgangskontakter og kan bli anvendt for å mate en andre avstemningsenhet 504, en andre mottaker 500 eller en annen type distribusjonssystem.

Avstemningsenheten/demodulatoren 504 isolerer et enkelt, digitalt modulert 24 MHz transpondersignal, og omformer de modulerte data til en digital datastrøm. Ytterligere detaljer som angår demodulasjonen av det mottatte signalet vil følge.

Digital datastrømmen leveres så til en forover feilrettings dekoder (FEC-dekoder) 506. Dette setter IRD 500 i stand til å gjensammenstille de data som ble overført av opplinks senteret 504 (som påførte forover feilrettingen til det ønskede signalet for overføring til abonnent mottakerstasjonen 110) som verifiserer at det korrekte datasignal har blitt mottatt, og som korrigerer eventuelle feil. De feilkorrigerte data kan mates fra FEC-dekodermodulen 506 til transportmodulen 508 via et 8-biters parallell grensesnitt.

Transportmodulen 508 utfører mange av data prosesseringsfunksjonene som utføres av IRD 500. Transportmodulen 508 prosesserer data som har blitt mottatt fra FEC-dekodermodulen 506 og leverer de prosesserte data til video-MPEG-dekoderen 514 og audio-MPEG-dekoderen 517. Etter behov gjør transportmodulen bruk av system-RAM 528 for å prosessere dataene. I en legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse er transportmodulen 508, video-MPEG-dekoderen 514 og audio-MPEG-dekoderen 517 alle implementert på integrerte grenser. Denne konstruksjonen fremmer både rom- og effekt virkningsgrad, og øker sikkerheten til de funksjoner som utføres i transportmodulen 508. Transportmodulen 508 leverer også en passasje for kommunikasjon mellom mikrostyreren 510 og video- og audio-MPEG-dekoderne 514, 517. Som forklart mer fullstendig i det følgende arbeider transportmodulen også med betinget aksessmodulen (CAM) 512 for å bestemme hvorvidt abonnent mottakerstasjonen 110 tillates å få tilgang til bestemt programmateriale. Data fra transportmodulen 508 kan også leveres til ekstern kommunikasjonsmodellen 526.

Den nevnte CAM 512 virker i assosiasjon med andre elementer for å dekode et kryptert signal fra transportmodulen 508. CAM 512 kan også bli anvendt for å følge og avregne disse tjenester. I en legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse er CAM 512 et fjernbart intelligent kort, med kontakter som på kooperativ måte vekselvirker med kontakter i IRD 500 for å overføre informasjon. For å implementere prosesseringen som ble utført i CAM 512, IRD 500 og særlig transportmodulen 508 leveres et klokkesignal til CAM 512.

Videodata prosesseres av MPEG-video dekoderen 514. Ved bruk av video direkte tilgangsminne (RAM) 536 dekoder MPEG-video dekoderen 514 de komprimerte videodata og sender dem til en koder eller video prosessor 516, som omformer den digitale video informasjonen som har blitt mottatt fra video-MPEG-modulen 514 til et utgangssignal som kan anvendes for fremvisning eller en annen utgangsinnretning. Som eksempel kan prosessoren 516 innbefatte en NTSC-koder eller en ATSC-koder. I en legemliggjøring av oppfinnelsen leveres både S-videosignaler og ordinære videosignaler (NTSC eller ATSC). Andre utganger kan også nyttiggjøres, og er fordelaktige hvis høy definisjons programmering prosesseres.

Audiodata dekodes likeledes ved hjelp av MPEG-audio dekoderen 517. De dekodede audiodata kan så sendes til en digital-til-analog omformer (D/A) 518.1 en legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse er D/A-omformeren 518 en dobbelt-D/A-omformer, en for hver av de venstre og høyre kanaler. Om ønsket kan ytterligere kanaler tilføyes for bruk i "surround"-lydprosessering eller for sekundære audioprogrammer (SAP). I en legemliggjøring av oppfinnelsen skiller dobblet-D/A-omformeren 518 selv informasjonen på venstre og høyre kanal, så vel som eventuell tilleggs kanalinformasjon. Andre audioformater kan på tilsvarende måte støtte. For eksempel kan andre audioformater slik som flerkanals DOLBY DIGITAL AC-3 støttes.

En beskrivelse av de prosesser som utføres i dekoding og koding av videostrømmer, og særlig med hensyn til MPEG- og JPEG-koding og dekoding kan finnes i kapittel 8 av publikasjonen "Digital Television Fundamentals" av Michael Robin og Michel Poulin, utgitt på McGraw-Hill 1998, som herved inkorporeres ved denne henvisning.

Mikrostyreren 510 mottar og prosesserer kommandosignaler fra fjernstyringen 524, et IRD 500 tastatur grensesnitt og/eller andre innmatingsinnretninger. Mikrostyreren 510 mottar kommandoer for å utføre sine oppgaver fra et prosessor programmeringsminne, som på permanent måte lagrer slike instruksjoner for utføring av slike kommandoer. Prosessor programmeringsminnet kan innbefatte et leseminne (ROM) 538, et elektrisk slettbart og programmerbart leseminne(EEPROM) 522, eller tilsvarende minneinnretning. Mikrostyreren 510 styrer også de andre digitale innretningene hos IRD 500 via adresse- og datalinjer (merket "A" henholdsvis "D", i FIG. 5).

Modemet 540 forbinder kundens telefonlinje via PSTN-porten 120. Den gjør anrop til for eksempel programleverandøren, og sender kundens kjøpsinformasjon for avregningsformål, og/eller annen informasjon. Modemet 540 styres av mikroprosessoren 510. Modemet 540 kan utmate data til andre I/O port typer som innbefatter standardiserte parallell- og serie datamaskins I/O porter.

Foreliggende oppfinnelse innbefatter også en lokalminne enhet slik som video lagringsinnretningen 532 for å lagre video og/eller audiodata som er fremskaffet fra transportmodulen 508. Video lagringsinnretningen 532 kan være et fastplate drev, en DVD av lesbar/skrivbar type, et faststofrminne RAM, eller ethvert egnet lagringsmedium. I en legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse er video lagringsinnretningen 532 et fastplate drev med spesialisert parallell lese/skrivemulighet slik at data kan leses fra video lagringsinnretningen 532 og bli skrevet til innretningen 532 samtidig. For å oppnå denne muligheten kan det gjøres bruk av et ytterligere bufferminne som er tilgjengelig fra video lageret 532 eller dens styrer. Etter valg kan det gjøres bruk av en video lagringsprosessor 530 for å administrere lagringen og tilbakehentingen av videodataene fra video lagringsinnretningen 532. Video lagringsprosessoren 530 kan også innbefatte minne for å bufre data som føres til og ut fra video lagringsinnretningen 532. Alternativt, eller i kombinasjon med det forutnevnte, kan det gjøres bruk av flere video lagringsinnretninger 532. Alternativt, eller i kombinasjon med det før nevnte, kan også mikrostyreren 510 utføre operasjoner som kreves for å lagre og hente tilbake video og andre data i video lagringsinnretningen 532.

Inngangen til video prosesseringsmodulen 516 kan leveres direkte som en video utgang til en fremvisningsinnretning slik som en video- eller datamaskin monitor. I tillegg kan video- og/eller audio utgangene leveres til en RF-modulator 534 for å fremstille en RF-utgang og/eller 8 vestigal-sidebånd (VSB) som er egnet som et inngangssignal til en vanlig fjernsynsavstemningsenhet. Dette setter mottakeren 500 i stand til å arbeide med fjernsyn uten en videoutgang.

Hver av satellittene 108 innbefatter en transponder, som mottar programinformasjon fra opplinks senteret 104, og som videresender informasjonen til abonnent mottakerstasjonen 110. Kjente multipleksingsteknikker anvendes slik at flere kanaler kan leveres til brukeren. Som eksempel inkluderer disse multipleksingsteknikkene forskjellige statistiske eller andre tidsdomene multipleksingsteknikker og polarisasjons multipleksing. I en legemliggjøring av oppfinnelsen transporterer en enkelt transponder som arbeider på en enkelt frekvens flere kanaler som er identifisert ved hjelp av sin respektive tjenestekanal identifikasjon (SCID).

Fortrinnsvis mottar og lagrer IRD 500 også en programoversikt i et minne som er tilgjengelig for mikrostyreren 510. Vanligvis mottas programoversikten i en eller flere datapakker i datastrømmen fra satellitten 108. Man kan få tilgang til å søke gjennom programoversikten ved hjelp av å utføre egnet operasjon i trinn som implementeres av mikrostyreren 510 og som er lagret i prosessorens ROM 538. Programoversikten kan innbefatte data for å avbilde seerkanal numre til satellitt transpondere og tjenestekanals identifikasjoner (SCID), og kan også levere fjernsynsprogram listeinformasjon til abonnenten 122 for å identifisere programforbindelser.

Den funksjonalitet som er implementert i IRD 500 er skildret i FIG. 5 og kan implementeres ved hjelp av en eller flere utstyrsmoduler, en eller flere programvaremoduler som definerer instruksjoner som utføres av prosessoren, eller som en kombinasjon av disse.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer anlegg for modulasjon av signaler ved forskjellige effektnivåer og på fordelaktig måte slik at signalene kan være ukoherente fra hver lag. I tillegg kan det utføres uavhengig modulasjon og koding av signalene. Bakover kompatibilitet med eldre mottakere, slik som en kvadratur faseskift nøkling mottaker (QPSK) muliggjøres og nye tjenester kan leveres til nye mottakere. En typisk ny mottaker i samsvar med foreliggende oppfinnelse gjør bruk av to demodulatorer og en remodulator slik de vil bli beskrevet i nærmere detalj i det følgende.

I en typisk bakoverkompatibel legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse, effektforsterkes det gamle QPSK-signalet til et høyere sendings (og mottaks)-nivå. Dette skaper et effekt-"rom" i hvilket et nytt nedrelags signal kan arbeide. Den gamle mottakeren vil ikke være i stand til å skille det nye nedrelags signalet fra additiv hvit gaustisk støy, og arbeider således på vanlig måte. Det optimale valget av lag effektnivåer er basert på å gi rom for det gamle utstyret, så vel som den ønskede nye gjennomstrømning og nye tjenester.

Det nye nedrelags signalet leveres med en tilstrekkelig bærer-til-termisk støy-forhold for å virke riktig. Det nye nedrelags signalet og det forsterkede gamle signalet er ikke-koherente med hensyn til hverandre. Derfor kan det nye nedrelags signalet bli implementert fra en annen TWTA og, til og med fra en annen satellitt. Det nye nedrelags signal formatet er også uavhengig av det gamle formatet, for eksempel kan det være QPSK eller 8PSK, ved bruk av den konvensjonelle kjedede FEC-koden eller

ved bruk av en ny turbo kode. Nedrelags signalet kan til og med være et analogt signal.

Det kombinerte lagdelte signalet demoduleres og dekodes av en første demodulering av det øvre laget for å fjerne den øvre bærebølgen. Det stabiliserte lagdelte signalet kan så få det øvre laget FEC-dekodet og de utkommende øvrelags symboler kommunisert til øvrelags transporten. Øvrelags symbolene benyttes også i en remodulator for å fremstille et ideelt øvrelags signal. Det ideelle øvrelags signalet subtraheres så fra det stabile lagdelte signalet for å avsløre nedrelags signalet. Nedrelags signalet demoduleres så og FEC-dekodes og kommuniseres til nedrelags transporten.

Signaler, systemer og fremgangsmåter som gjør bruk av foreliggende oppfinnelse kan anvendes som supplement til en forut eksisterende overføring som er kompatibel med gammel mottaker utrustning i bakover kompatibel anvendelse eller som en del av en forhåndsplanlagt lagdelt modulasjonsarkitektur som tilveiebringer en eller flere tilleggslag for tiden eller på et senere tidspunkt. FIG. 6A-6C illustrerer det grunnleggende forhold mellom signallag i en mottatt lagdelt modulasjonsoverføring. FIG. 6A illustrerer en øvrelags signal konstellasjon 600 for et overføringssignal som viser signalpunktene eller symbolene 602. FIG. 6B illustrerer nedrelags signal konstellasjonen for symbolene 604 over øvrelags signal konstellasjonen 600 hvor lagene er koherente (eller synkroniserte). FIG. 6C illustrerer et nedrelags signal 606 i et andre transmisjonslag over øvrelags konstellasjonen hvor lagene er ikke-koherente. Nedrelaget 606 roterer om øvrelags konstellasjonen 602 på grunn av de relative modulasjonsfrekvensene til de to lagene i en ikke-koherent overføring. Både øvre- og nedrelagene roterer om origo som følge av det første lagets modulasjonsfrekvens som beskrevet ved hjelp av banen 608. FIG. 7A-7C er skjemaer som illustrerer et ikke-koherent forhold mellom et nedre overføringslag over det øvre overføringslaget etter øvrelags demodulering. FIG. 7A viser konstellasjonen 700 før den første bærer gjenvinningssløyfen (CRL) for det øvre laget og konstellasjonsringene 702 roterer rundt storradius sirkelen som er angitt med den stiplede linjen. FIG. 7B viser konstellasjonen 704 etter CRL hvor rotasjonen av konstellasjonsringene 702 er stoppet. Konstellasjonsringene 702 er det nedre lagets signalpunkter rundt det øvre lagets noder 602. FIG. 7C skildrer fasefordelingen til det mottatte signalet med hensyn til nodene 602.

Relative moduleringsfrekvenser for de ikke-koherente øvre og nedre lags signaler forårsaker at nedrelags konstellasjonen roterer rundt nodene 602 til øvrelags konstellasjonen til å danne ringene 702. Etter nedrelags-CRL elimineres denne rotasjonen og nodene til øvrelaget avsløres (som vist i FIG. 6B). Nedrelags konstellasjonsringenes 702 radius er angivende for det nedre lagets effektnivå. Ringenes 702 tykkelser er angivende for det nedre lagets bærer-til-støy-forhold (CNR). Ettersom de to lagene er ikke-koherente, kan det nedre laget bli anvendt for å overføre særpregede digitale eller analoge signaler.

FIG. 8A er et skjema som viser et system for å sende og motta signaler med lagdelt modulasjon. Atskilte sendere 107A, 107B (som innbefatter TWTA for å forsterke

signalet), som kan være anbrakt på en egnet plattform, slik som for eksempel satellitter 108 A, 108B, anvendes for på ikke-koherent vis forskjellige lag til et signal i henhold til oppfinnelsen. Opplinks signaler 116 sendes vanligvis til hver satellitt 108A, 108B fra en eller flere opplinks sentere 104 med en eller flere sendere 105 via en antenne 106.

FIG. 8B er et skjema som illustrerer et eksempel på en satellitt transponder 107 for å motta og sende signaler med lagdelt modulasjon på en satellitt 108. Opplinks signalet 116 mottas av satellitten 108 og videresendes gjennom en inngangs multiplekser (IMUX) 814. Etter dette forsterkes signalet med en vandrebølgerørforsterker (TWTA) 816 og så gjennom en utgangs multiplekser (OMUX) 818 før nedlinks signalet 118 sendes til mottakerne 802, 500.

De lagdelte signalene 808A, 808B (for eksempel flere nedlinks signaler 118) mottas av mottakerantennen 812A, 812B, som kan være for eksempel et satellitt speil, som hver har en lavstøy blokk omformer (LNB) 81 OA, 81 OB hvor de så blir koblet til integrerte mottakere/dekodere (IRD) 500, 802. Eksempelvis kan en første satellitt 108A og sender 107A sende et øvrelags gammelt signal 808A og den andre satellitten 108B og senderen 107B kan sende et nedrelags signal 808B. Selv om begge signaler 808A, 808B

ankommer hos hver antenne 812A, 812B og LNB 81 OA, 81 OB, er kun lagmodulasjons-IRD 802 i stand til å dekode begge signaler 808A, 808B. Den gamle mottakeren 500 er

kun til å dekode øvrelagets gamle signal 808A, mens nedrelags signalet 808B fremstår kun som støy for den gamle mottakeren 500.

Fordi signallagene kan overføres ikke-koherent, kan atskilte overføringslag tilføyes når som helst ved bruk av forskjellige satellitter 108 A, 108B eller andre egnede plattformer, som for eksempel plattformer som er bakkebaserte eller som befinner seg på stor høyde. Slik vil ethvert komposittsignal som innbefatter nye tilleggssignallag være bakover kompatible med gamle mottakerer 500, som vil se bort fra de nye signallagene. For å sikre at signalene ikke interfererer med hverandre, må det kombinerte signalet og støynivået for de nedre lag være ved eller under det tillatte støygulvet for det øvre laget ved den bestemte mottakerantennen 812A, 812B.

Anvendelser av lagdelt modulasjon innbefatter bakover kompatible og ikke-bakover kompatible anvendelser. I denne sammenheng angir "bakover kompatibel" systemer som har gamle mottakere 500 som ikke betraktes å være foreldede ved de tillagte signallag. I stedet, selv om de gamle mottakerne ikke er i stand til å dekode de tillagte signallagene, er de i stand til å motta signalet som er lagdelt modulert og å dekode det opprinnelige signallaget. I disse anvendelser gis det rom for forhånds eksisterende systemarkitektur ved hjelp av de tillagte signallagenes arkitektur. "Ikke-bakover kompatibel" beskriver en systemarkitektur som gjør bruk av lagdelt modulasjon, men den modulasjonsplan som benyttes er slik at allerede eksisterende utstyr ikke er i stand til å motta og dekode informasjonen som er på tillagte signallag.

De allerede eksisterende nedarvede IRD 500 dekoder og gjør bruk av data kun fra det lag (eller de lag) de var konstruert for å motta, og er upåvirket av de tillagte lag. Imidlertid, som det vil bli beskrevet senere, kan de gamle signalene bli modifisert for på optimal måte implementere de nye lag. Foreliggende oppfinnelse kan anvendes på eksisterende direkte satellitt tjenester som kringkastes til enkeltbrukere for å muliggjøre tilleggsegenskaper og tilleggstjenester med nye mottakere uten å påvirke gamle mottakere på negativ måte og uten å kreve tilleggssignalfrekvenser. FIG. 9 er et blokk skjema som skildrer en legemliggjøring av en anriket IRD 802 som er i stand til å motta signaler med lagdelt modulasjon. Den anrikede IRD 802 innbefatter en tilbakekoblingsvei 902 i hvilken de FEC-dekodede symbolene mates tilbake til en anriket modifisert avstemningsenhet/demodulator 904 og transportmodul 908 for å dekode begge signallagene som de beskrives i det følgende. FIG. 10A er et blokk skjema av en legemliggjøring av den anrikede avstemningsenhet/modulator 904 og FEC-koder 506. FIG. 10A skildrer mottak hvor lag subtraksjon utføres på et signal hvor øvrelags bæreren allerede har blitt demodulert. Det mottatte kombinerte signalets 1016 øvre lag fra LNB 502, som kan romme gammelt modulasjonsformat, leveres til og prosesseres av en øvrelags demodulator 1004 for å fremstille det stabile demodulerte signalet 1020. Det demodulerte signalet 1010 kobles på kommunikasjonsmåte til en FEC-dekoder 1002 som dekoder det øvre laget for å fremstille øvrelags symbolene som utgis til en øvrelags transportmodul 908. Øvrelags symbolene brukes også til å fremstille et ideelt øvrelags signal. Øvrelags symbolene kan reproduseres fra dekoderen 402 etter Viterbi dekoding (BER<10" eller så) etter Reed-Solomon dekoding (RS-dekoding) (BER<10 9 eller så), gitt typiske dekodingsoperasjoner som er kjent for fagkyndige på området. Øvrelags symbolene leveres via tilbakekoblingsveien 902 fra øvrelags dekoderen 402 til en remodulator 406 som i realiteten fremstiller et ideelt øvrelags signal. Det ideelle øvrelags signalet subtraheres fra det demodulerte øvrelags signalet 1020.

For at subtraksjonen skal gi et rent lite nedrelags signal, må øvrelags signalet reproduseres nøyaktig. Det modulerte signalet kan ha blitt forvrengt for eksempel av vandrebølgerørsforsterkeren (TWTA) ulinearitet eller annen ulinearitet eller linearitets forvrengninger i overføringskanalen. Forvrengningsvirkningene estimeres fra det mottatte signalet etter realiteten eller fra TWTA-karakteristika som kan være nedlastet til IRD i AM-AM og/eller AM-PM-avbildninger 1014, som ble anvendt for å eliminere forvrengningen (for eksempel ved bruk av ulinearitets forvrengnings avbildningsmodul 1018)(se detaljert beskrivelse under).

En subtraktor 1012 subtraherer så det ideelle øvrelags signalet fra det stabile demodulerte signalet 1020. Dette gir laveffekts andrelags signalet. Subtraktoren 1012 kan innbefatte en buffer eller forsinkelsesfunksjon for å holde det stabile demodulerte signalet 1020 mens det ideelle øvrelags signalet blir konstruert. Andrelags signalet demoduleres av nedrenivå demodulatoren 1010 og FEC-dekodet av dekoderen 1008 i samsvar med dets signalformat for å fremstille nedrelags symbolene, som leveres til transportmodulen 908.

FIG. 10B skildrer en annen legemliggjøring hvor lag subtraksjonen utføres på det mottatte lagdelte signalet (forut for øvrelags demodulasjonen). I dette tilfellet fremstiller øvrelags demodulatoren 1004 det øvre bæresignalet 1022 (så vel som den stabile demodulerte signalutgangen 1020). Et øvre bæresignal 1022 leveres til remodulatoren

1006. Remodulatoren 1006 leverer det remodulerte signalet til ulineær forvrengnings avbilderen 1018 som i realiteten fremstiller et ideelt øvrelags signal. Til forskjell fra legemliggjøringen som er vist i FIG. 10A, inkluderer i denne legemliggjøringen det ideelle øvrelags signalet øvrelags bæreren for subtraksjon fra det mottatte kombinerte signalet 808A, 808B.

Andre ekvivalente lag subtraksjonsmetoder vil fremkomme for fagkyndige på området, og foreliggende oppfinnelse skal derfor ikke bli begrenset til de eksempler som her tilveiebringes. Dessuten vil fagkyndige på området forstå at foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset til to lag: tilleggslag kan innbefattes. Ideelle øvre lag fremstilles gjennom remodulasjon fra sine respektive lagsymboler og blir subtrahert. Subtraksjonen kan utføres på enten det mottatte kombinerte signalet eller et demodulert signal. Endelig er det ikke nødvendig for alle signallagene å være digitale overføringer, i det det nederste laget kan være en analog overføring.

Den følgende analyse beskriver eksempelet med to lags demodulasjon og dekoding. Fagkyndige på området vil innse at tilleggslag kan demoduleres og bli dekodet på tilsvarende måte. Det innkomne kombinerte signalet representeres som: hvor Mjj er størrelsen av det øvre lagets QPSK-signal, Mi er størrelsen av det nedre lagets QPSK-signal, og Ml » My. Signalfrekvensene og fasen for de øvre og nedre lags signaler er respektivt cou, du og ( Ql, Ol- Symbol tidsfeil innretningen mellom de øvre og nedre lagene er ATm. p( t- mT) representerer den tidsforskjøvne versjonen av pulsformings filteret p( T 414 som nyttiggjøres i signal demoduleringen. QPSK-symbolene Su„ og Sm, er elementer i

angir forvrengningsfunksjonen til de aktuelle TWTA for de respektive signaler.

Om man ser bort frafi£) ogfdi) og støyen n( f), representerer det følgende det kombinerte signalet etter fjerning av den øvre bæreren:

På grunn av størrelsesforskjellen mellom My og ML, ser øvrelags demodulatoren 1004 og dekoderen 1002 bort fra Ml komponenten av s Vl(0-

Etter subtraksjon av øvrelaget fra smif) i subtraktoren 1012, gjenstår følgende:

Eventuelle forvrengningsvirkninger, slik som TWTA-ulinearitetsvirkninger estimeres for signal subtraksjon. I en typisk legemliggjøring av foreliggende oppfinnelse er de øvre og nedre lagenes frekvenser hovedsakelig lik hverandre. Det kan oppnås betydelige forbedringer i system virkningsgraden ved å gjøre bruk av frekvensforskyvning mellom lagene.

Ved bruk av foreliggende oppfinnelse dobler tolags tilbakekompatibel modulasjon med QPSK en fortiden 6/7-rate kapasitet ved å tillegge en TWTA som er omtrent 6.2 dB over en eksisterende TWTA-effekt. Nye QPSK-signaler kan sendes fra en atskilt sender, som for eksempel fra en annen satellitt. I tillegg foreligger ingen behov for lineære vandrebølgerørforsterkere (TWTA) som med 16QAM. Dessuten innføres ingen feilstraff på høyereordens modulasjonene slik som 8PSK og 16QAM.

I et system for lagdelt modulasjon kan forholdet mellom de enkelte modulasjonslagene konstrueres slik at de muliggjør tilbakekompatible anvendelser. Alternativt kan en ny lagstruktur konstrueres for å optimalisere den kombinerte virkningsgras og/eller ytelse av systemet med lagdelt modulasjon.

Foreliggende oppfinnelse kan bli anvendt i bakover kompatible anvendelser. I slike anvendelser kan nedrelags signalet dra fordel av avanserte forover feilrettings kodingsteknikker (FEC-teknikker) for å redusere den samlede sendereffekt som systemet krever.

FIG. 1 IA skildrer de relative effektnivåene 1100 for foreliggende oppfinnelsens legemliggjørings eksempler. FIG. 1 IA er ikke tegnet til noen skala. Denne legemliggjøringen dobler den forhåndseksisterende 6/7-rate kapasiteten ved å gjøre bruk av en TWTA som er 6.2 dB over en fra før eksisterende TWTA ekvivalent isotropisk utstrålt effekt (EIRP) og en andre TWTA som er 2 dB under den tidligere eksisterende TWTA-effekten. Denne legemliggjøringen gjør bruk av øvre og nedre QPSK-lag som er ikke-koherente. En koderate lik 6/7 anvendes også for begge lagene. Ved denne legemliggjøringen gjøres det bruk av signalet i det gamle QPSK-signalet 1102 for å

fremstille det øvre laget 1104 og et nytt QPSK-signal i det nedre laget 1110. Det gamle QPSK-signalets 1102 CNR er omtrent 7 dB. I foreliggende oppfinnelse effektforsterkes det gamle QPSK-signalet 1102 med omtrent 6.2 dB som bringer det nye effektnivået til omtrent 13.2 dB som det øvre laget 1104. Det øvre lagets støygulv 1106 er omtrent 6.2 dB. Det nye nedre QPSK-laget 1110 har en CNR som er omtrent 5 dB. Det nedre lagets samlede signal og støy holdes ved eller under det øvre lagets tolererbare støygulv 1106. Foreliggende oppfinnelses effektforsterkede øvre lag 1104 er også svært robust, hvilket gjør det motstandsdyktig mot regnsvekking. Merk at oppfinnelsen kan utvides til flere lag med blandede modulasjoner, kodinger og koderater.

I en alternativ legemliggjøring av denne bakover kompatible anvendelsen, kan det gjøres bruk av en 2/3-koderate for både de øvre og nedre lagene 1104,1110.1 dette tilfellet er det gamle QPSK-signalets 1102 (med en koderate lik 2/3) CNR omtrent 5.8 dB. Det gamle signalet 1102 forsterkes med omtrent 5.3 dB til omtrent 11.1 dB (4.1 dB over det gamle QPSK-signalet 1102 med en koderate lik 2/3) for å danne det øvre QPSK-laget 1104. Det nye nedre QPSK-signalet 1110 har en CNR som er omtrent 3.8 dB. Det nedre lagets 1110 samlede signal og støy holdes ved eller under omtrent 5.3 dB, som er det øvre QPSK-lagets tolererbare støygulv 1106.1 dette tilfellet forbedres den samlede kapasiteten med 1.55, og den effektive raten for gamle IRD vil være 7/9 av raten før implementering av den lagdelte modulasjonen.

I en ytterligere legemliggjøring av en bakover kompatibel anvendelse av foreliggende oppfinnelse kan koderatene mellom de øvre og nedre lagene 1104,1110 være blandet. Eksempelvis kan det gamle QPSK-signalet 502 bli forsterket med omtrent 5.3 dB til omtrent 12.3 dB med koderaten uendret ved 6/7 for å skape det øvre QPSK-laget 1104. Det nye nedre QPSK-laget 1110 kan gjøre bruk av en koderate som er 2/3 med en CNR som er omtrent 3.8 dB. I dette tilfellet er den samlede kapasiteten i forhold til det gamle signalet 1102 omtrent 1.78.1 tillegg vil de gamle IRD ikke lide under noen vesentlig rate reduksjon.

Som drøftet tidligere kan foreliggende oppfinnelse også bli anvendt i "ikke-bakover kompatible" anvendelser. I slike anvendelser kan både øvrelags- og nedrelags signalene dra fordel av avansert forover feilrettings kodingsteknikker (FEC-koding) for å redusere det samlede sendereffekt som systemet har behov for. I en første legemliggjørings eksempel anvendes to QPSK-lag 1104,1110, hver en koderate lik 2/3. Det øvre QPSK-laget 504 har en CNR som er omtrent 4.1 dB over dets støygulv 1106 og det nedre QPSK-laget 1110 har også et CNR på omtrent 4.1 dB. Det nedre QPSK-lagets 1110 samlede kode- og støynivå er omtrent 5.5 dB. Det øvre QPSK-signalets 1104 CNR er omtrent 9.4 dB, som bare er 2.4 dB over det gamle QPSK-signalet med rate 6/7. Kapasiteten er omtrent 1.74, sammenlignet med den gamle raten 6/7. FIG. 1 IB skildrer de relative effektnivåene til en alternativ legemliggjøring hvor både de øvre- og nedre lagene 1104,1110 er under det gamle signalnivået 1102. De to QPSK-lagene 1104,1110 gjør bruk av en koderate som er 1/2.1 dette eksempelet er det øvre QPSK-laget 1104 omtrent 2.0 dB over dets støygulv 1106 som er omtrent 4.1 dB. Det nedre QPSK-laget har et CNR som er omtrent 2.0 dB og et samlet kode- og støynivå som er på eller under 4.1 dB. Denne legemliggjøringens kapasitet er omtrent 1.31 sammenlignet med den gamle raten 6/7. FIG. 12 illustrerer et eksempel på et datamaskinsystem 1200 som kan anvendes for å implementere valgte moduler og/eller funksjoner i foreliggende oppfinnelse. Datamaskinen 1202 innbefatter en prosessor 1204 og et minne 1206, som kan være et direkte tilgangsminne (RAM). Datamaskinen 1202 er operativt koblet til en fremvisningsenhet 1222, som fremviser bilder slik som vinduer til brukeren på et grafisk brukergrensesnitt 1218B. Datamaskinen 1202 kan være koblet til andre innretninger, slik som et tastatur 1214, en mus innretning 1216, en skriver, etc. Fagkyndige på området vil selvfølgelig erkjenne at kombinasjonen av de ovennevnte komponenter, eller enhver samling av forskjellige komponenter, periferienheter og andre innretninger kan bli anvendt sammen med datamaskinen 1202.

Generelt arbeider datamaskinen 1202 under styring av et operativsysteml208 som er lagret i minnet 1206, og har grensesnitt på brukeren for å ta inn kommandoer og å fremvise resultater gjennom en modul for grafisk brukergrensesnitt (GUI) 1218A. Selv om GUI-modulen 1218A er skildret som en atskilt modul, kan instruksjoner som utfører GUI-funksjonene være iboende eller fordelt i operativsystemet 1208, datamaskin programmet 1210, eller være implementert med spesialisert minne og prosessorer. Datamaskinen 1202 implementerer også en kompilator 1212 som tillater at et applikasjonsprogram 1210 kan være skrevet i et programmeringsspråk slik som COBOL, C++, FORTRAN eller andre språk som kan oversettes i prosessoren 1204 til lesbar kode. Etter fullføring skaffer applikasjonen 1210 seg tilgang til å manipulere data som er lagret i minnet 1206 i datamaskinen 1202 ved å gjøre bruk av forholdene og logikken som ble fremstilt ved bruk av kompilatoren 1212. Datamaskinen 1202 innbefatter etter valg også en ekstern kommunikasjonsinnretning slik som modem, en satellitt forbindelse, et internett kort eller en annen innretning for å kommuniserer med andre datamaskiner.

I en legemliggjøring er instruksjoner som implementerer operativsystemet 1208, datamaskin programmet 1210 og kompilatoren 1212 på følbar måte legemliggjort i et datamaskin lesbart medium, som for eksempel er en lagringsinnretning 1220, slik som en "zip"-stasjon, en floppy disk stasjon 1224, en fastplate lagerstasjon, en CD-ROM-stasjon, en båndstasjon, etc. Dessuten innbefatter operativsystemet 1208 og datamaskin programmet 1210 instruksjoner som, når de leses og utføres av datamaskinen 1202, får datamaskinen 1202 til å utføre de trinn som er nødvendig for å implementere og/eller gjøre bruk av foreliggende oppfinnelse. Datamaskin programmet 1210 og/eller arbeidsinstruksjonene kan også på følbar måte være legemliggjort i et minne 1206 og/eller datakommunikasjonsinnretningen 1230, som derved utgjør et datamaskin produkt eller annen innretning i samsvar med oppfinnelsen. Som sådan anvendes "produktinnretning", "program lagringsinnretning" og "datamaskin produkt" her til å angi at det ansees å omfatte et datamaskin program som kan gjøres tilgjengelig fra en datamaskin lesbar innretning eller medium.

Fagkyndige på området vil erkjenne at det kan gjøres mange endringer på denne konfigurasjonen uten at det avvikes fra foreliggende oppfinnelses omfang. For eksempel kan fagkyndige på området innse at kombinasjoner av de ovennevnte komponenter, eller et hvilket som helst antall forskjellige komponenter, periferi innretninger og andre innretninger kan bli anvendt for å realisere foreliggende oppfinnelse.

Det vises igjen til FIG. 10A og 10B, der ulineær forvrengningsavbildninger 1018 skildrer ulineariteten til den aktuelle TWTA som kan bli anvendt av ulinearitets forvrengningsavbildnings modulen under prosessen med rekonstruksjon av signalet med lagdelt modulasjon. Imidlertid kan det være vanskelig å nøyaktig bestemme ulineariteten og arbeidspunktet til den aktuelle TWTA (for eksempel fra mottatte data i satellittkommunikasjon) for å fremstille et riktig rekonstruert signal, særlig for anvendelse med lagdelt modulasjon. I dette henseende, som beskrevet over, anvendes i et mottaker eksempel 802, en TWTA AM-AM og AM-PM avbildning (for eksempel ved bruk av et estimert arbeidspunkt) på en gjenkodet og gjenmodulert signal for mer nøyaktig å rekonstruere øvrelags signalet.

Selv om FIG. 10 illustrerer bruken av ulineær forvrengningsavbildninger, må kunnskap om ulineær forvrengningsavbildninger og arbeidspunkt bestemmes. FIG. 13 er et flytskjema som illustrerer bestemmelsen av arbeidspunktet i samsvar med en legemliggjøring av oppfinnelsen. Ved trinn 1302 måles TWTA-ulinearitet (det vil si AM-AM og AM-PM kurver)(for eksempel som oppkoblet). TWTA-ulinearitet kan måles på en rekke forskjellige måter som beskrevet i nærmere detalj i det følgende.

Uansett teknikk som blir brukt for å måle TWTA-ulinearitet, beregnet rot middelkvadrat verdien (RMS-verdien) av inngangssignalet ved tidspunktet for ulinearitetsmålingen (som ble brukt for å måle kurvene) ved trinn 1304. Inngangssignalet viser til det rekonstruerte rene signalet før påtrykk av TWTA-ulineariteten. RMS-verdien identifiserer inngangs arbeidspunktet på de målte ulinearitetskurvene.

Utgangs arbeidspunktet oppnås så ved trinn 1306 (for eksempel som et biprodukt fra ulinearitetsmålingsdataene). Utgangs arbeidspunktet kan oppnås ved bruk av en rekke forskjellige metoder. Eksempelvis kan utgangs arbeidspunktet bli beregnet fra RMS-verdien til utgangsverdiene (de mottatte verdiene) som ble brukt for å bestemme TWTA-ulinearitetskurven (for eksempel når kurven tilpasses som beskrevet under) uten den estimerte støyeffekt verdien. Utgangs arbeidspunktet kan også bli oppnådd fra det korresponderende punkt på de målte TWTA-ulinearitetskurvene. Med oppnådde inngangs arbeidspunkt og utgangs arbeidspunkt, kan øvrelags signalet (i den lagdelte modulasjonen) bli rekonstruert mer nøyaktig som en del av planen for lagdelt modulasjon.

Merk at målingen av ulinearitet (det vil si trinn 1302) kan utføres på en rekke forskjellige måter som del av planen for lagdelt modulasjon. Ikke mindre, og uansett teknikk som ble anvendt for å måle ulineariteten, estimeres arbeidspunktet sammen med målingen for ulinearitetskurvene. TWTA-ulineariteten kan måles hos de lokale IRD 500, i hvilke tilfelle arbeidspunktene kan bli beregnet på automatisk måte fra ulinearitetsmålingene. TWTA-ulineariteten kan også forekomme på et kringkastings-/opplinks senter 104 med arbeidspunktet fremskaffet på tilsvarende måte, i hvilket tilfelle informasjon om TWTA-ulineariteten og arbeidspunkt kan bli nedlastet til de enkelte IRD 500, slik som gjennom nedlinks signalet 118, for å støtte den lagdelte modulasjonens signal mottaksprosess.

Som beskrevet over kan målingen av ulinearitet (det vil si i trinn 1302) bli utført på en rekke forskjellige måter som en del av løsningen med lagdelt modulasjon. En første mekanisme for TWTA-ulinearitetsmålingen er i sin helhet beskrevet i US patentsøknad 2002/0158619, med tittelen "SATELLITE TWTA ON-LINE NON-LINEARITY MEASUREMENT", som er innlevert 7. juni 2002 av Ernest C. Chen. En andre målemekanisme er i sin helhet beskrevet i patentsøknad WO 2004/040406 med tittelen

"ESTIMATING THE OPERATING POINT ON A NONLINEAR TRAVELING

WAVE TUBE AMPLIFIER ", av Ernest C. Chen. Den andre mekanismen representerer en forbedring i forhold til den første mekanismen. Ulinearitet kan måles i hver lokal IRD 500 (for eksempel ved bruk av koherente midlingsteknikker som maksimaliserer signal prosesseringsvirkningene).

TWTA-ulinearitet kan måles lokalt i den enkelte IRD. På denne måten elimineres behovet for å overføre ulinearitetskurvene fra kringkastings-/opplinks senteret 104. TWTA-ulineariteten kan også bli målt ved kringkastings-/opplinks senteret 104 ved bruk av en tilsvarende estimeringsprosedyre som den som er beskrevet over med muligens med en større mottakerantenne for øket CNR etter behov. IRD 802 som mottar nedlinks signalet 118 (for eksempel fra LNB 502) kan også innbefatte en signalprosessor som ekstraherer symbolstrømmen og bærerfrekvensen fra det innkomne signalet og som fremstiller et ideelt signal, det vil si et signal uten virkningene fra TWTA og støyen. Det ideelle signalet blir så brukt i en sammenligningsprosessor for å fremstille TWTA-karakteristika avbildninger (som tilveiebringer målingene for TWTA-ulinearitet). Som beskrevet her, kan signalprosessoren og sammenligningsprosessoren være innkorporert i IRD 802 i avstemningsenheten/demodulatoren 904, FEC 506. Detaljer som angår fremstilling av de karakteristiske avbildningene vil bli beskrevet under i drøftingen av FIG. 14A-14C.

Vanligvis innbefatter TWTA-karakteristika avbildninger målinger av utgangsamplitude modulasjonen i mot inngangsamplitude modulasjonen (AM-AM-avbildningen) og utgangsfase modulasjonen mot inngangsamplitude modulasjonen (AM-PM-avbildningen). Det mottatte signalet representerer TWTA-forsterkerutgangen (pluss støy) og det fremstilte ideelle signalet representerer forsterkeirnngangen. I tillegg til diagnostisering og overvåking av forsterkeren, kan disse karakteristika avbildninger bli anvendt for å muliggjøre og/eller forbedre mottak av nedrelags signaler i et system som gjør bruk av en løsning for overføring av lagdelt modulasjon.

FIG. 14A og 14B er blokk skjemaer for grunnsystemet 1400 for å måle karakteristika avbildninger. Alle de beskrevne funksjoner kan utføres i en mottaker 802 som ble

anvendt i en direkte kringkastings satellittsystem med en grunnarkitektur som beskrevet over. Det riktige signal avsnittet innfanges og demoduleres av demodulatoren 1402 som innretter symbol tidsstyringen og fjerner eventuelle gjenværende bærerfrekvens og fase i signalet. Det demodulerte signalet anvendes i en signal generator 1404 for å fremstille et ideelt signal, det vil si en som representerer signalet før overføringen. I tilfellet med det digitale signalet, vil signalet ytterligere bli dekodet for å fremskaffe signalsymbolene som vil bli anvendt for å fremstille det ideelle signalet. Forskjellen mellom det ideelle signalet anvendes av prosessorene 1406,1410,1408,1412 for å estimere overføringens ulinearitets karakteristikk. Kun et lite avsnitt av mottatte signalet, som er størrelsesorden noen få tusen symboler, er nødvendig for å fremskaffe et estimat. FIG. 14A skildrer en legemliggjøring der ulinearitets karakteristika estimeres fra forskjellen mellom det fremstilte ideelle signalet (støyfritt og uten TWTA-ulinearitet) og det mottatte signalet etter demodulasjon. Fordi det ideelle signalet fremstilles fra kun symbolene og symbol tidsforholdene, forenkler fremskaffing av estimatet fra det mottatte signalet etter demodulasjon prosesseringen. FIG. 14B skildrer en legemliggjøring der ytelses karakteristika estimeres fra forskjellen mellom det ideelle signalet og det mottatte signalet før demodulasjon. I dette tilfellet må det ideelle signalet også bli fremstilt med bærerfrekvensen til det mottatte signalet. Dette kan gjøres ved å addere den demodulerte symbol tidsstyringen og bærerfrekvensen og fasen til det ideelle signalet.

Om nødvendig kan forover feilretting (FEC) bli anvendt på det demodulerte signalet som en del av dekodingen for å sikre at alle de gjenvunnede symboler er feilfrie.

I begge legemliggjøringer (FIG. 14A eller 14B) blir det ideelle signalet og det mottatte signalet deretter anvendt i prosessorene 1406,1408 for å pare og sortere datapunkter i de to signalene i et todimensjonalt spredningsdiagram (et spredningsdiagram er for formålet her en samling av parede punkter med inngangs- og utgangsverdier representert langs X henholdsvis Y-akser). Disse prosessorene 1406,1408 karakteriserer et forhold mellom et inngangssignal og et utgangssignal fra forsterkeren, pluss støy. I dette tilfellet representeres inngangssignalet av det fremstilte ideelle signalet 1420 (remodulert eller på annen måte) og utgangssignalet representeres av det mottatte signalet. X-aksen til et AM-AM spredet diagram er kurven for størrelsene av det ideelle signalets punktprøver med perfekt TWTA-ulinearitet, og Y-aksen består av størrelsene av de mottatte signalets punkprøver som innbefatter TWTA-ulineariteten (og støy). Et AM-PM-spredningsdiagram dannes på tilsvarende måte. X-aksen er den samme som for i AM-AM-spredediagrammet, og Y-aksen består av alle fase forskjellene mellom de korresponderende punktprøver med og uten TWTA-ulinearitet. Til slutt prosesseres datapunktene til det ideelle signalet og de korresponderende datapunktene til det mottatte signalet av en prosessor 1410,1412 for å danne en linje gjennom kurvetilpasning, slik som for eksempel med et polynom. Kurvetilpasnings prosessoren 1410,1412 kan være en atskilt del av prosessor 1406,1408 som parer og sorterer datapunkter. Resultatet er et estimat for den ønskede ytelses karakteristikken til den aktuelle TWTA 1414,1416.

FIG. 14C skisserer flyten i en fremgangsmåte i samsvar med foreliggende oppfinnelse. Et signal mottas ved blokken 1422. Signalet demoduleres ved blokken 1424. Så fremstilles et ideelt signal fra de demodulerte signal ved blokken 1426. Endelig estimeres en ytelses karakteristikk (det vil si en TWTA-ulinearitetskurve) fra en forskjell mellom det ideelle signalet og det mottatte signalet ved blokken 1428.

Uavhengig av den arbeidspunkts estimering som er beskrevet over, kan de målte AM-AM-kurver og AM-PM-kurver bevisst bli forskjøvet eller "offset" for å forenkle rekonstruksjonen av øvrelags signalet under signal rekonstruksjonen og kanselleringsprosessen. En slik "offset" endrer ikke ytelsen til prosessering av lagdelt modulasjon (eller ulinearitets kompenseringsytelsen). I realiteten, kan forskyvning av arbeidspunktet resultere i en enkel og konsistent representasjon av TWTA-ulineariteten uansett inngangsmetning, inngangs tilbaketrekning, etc.

For å forskyve målekurvene, kan inngangs- og utgangsamplitude verdiene (det vil si som ble brukt under ulinearitetskurvemålingene) bli omskalert slik at arbeidspunktet er ved et ønsket referansepunkt (for eksempel 0 dB), for både inngangen og utgangen (for eksempel, for derved å gi referansesatte arbeidspunkts verdier). I det logaritmiske domene kan slik omskalering utføres ved å subtrahere den målte (AM) inngangs arbeidspunkts verdien (i dB) fra alle inngangsverdiene (i dB). Likeledes kan den målte utgangs arbeidspunkts verdien (AM)(i dB) bli subtrahert fra verdiene til alle utgangspunkter (i dB). Således, ved å forskyve måleresultatskurvene, kan kurvene på enklere måte refereres. I silisium implementeringer eller implementering med annet utstyr, kan det imidlertid være ønskelig å skalere inngangs- og utgangs arbeidspunktene eller signalene tilbake (for eksempel til -3 dB eller -5 dB) for å unngå signalmetning eller fraksjonsverdi representasjons overflyt for innkomne og utgående signaler. Forskyvningsprosessen kan gjøres på tilsvarende måte som beskrevet over.

Med en forskjøvet AM-skala som ønsket, kan utgangs-PM-verdien også omskaleres ved å subtrahere den målte (vinkelmessig) faseverdien ved utgangs arbeidspunktet fra faseverdien til alle utgangspunkter.

Resultatet av den skalering som er omtalt over er at arbeidspunkter vil gi referanseverdier, slik som (0 dB, 0 dB) for AM-AM avbildningen, og (0 dB, 0°) for AM-PM-avbildningen. I dette tilfellet må inngangssignalet skaleres til 0 dB for å passe med arbeidspunktet. For å beskytte mot signalmetningsfeil (og for å unngå behovet for en oppslagstabell ekstrapolering), kan avgrensningspunktet bli anbrakt utenfor det måle signal intervallet for å tillate interpolasjon av inngangsdataene (eller utgangs testingsdataene) i testeprosessen som faller utenfor området til en TWTA-målingstabell. Verdiene for avgrensningspunktene kan fremskaffes ved å ekstrapolere eller replisere verdier fra endepunktene i TWTA-målingstabellen.

Signal rekonstruering med TWTA-ulinearitet, som beskrevet over, kan effektivt oppnås med komplekstall multiplikasjoner. FIG. 15A illustrerer en intuitiv algoritme for å fremskaffe komponentene som er i fase og i kvadratur (I0, Q0)(som kan oppnås med separate amplitude- 1502 og fase- 1504-korreksjoner som angitt) fra inngangens komponenter som er i fase og i kvadratur (Ij, Qj). I FIG. 15A emuleres ulinearitetsvirkningen til den aktuelle TWTA med en multiplikasjon på inngangsdataene. Som illustrert prosesseres inngangens i-fase- og kvadratur komponenter gjennom beregningsintensive rektangulær-til-polar-transformasjoner 1506 (og dens inverse 1508). Ulineariteten representeres først ved hjelp av to tabeller 1502 og 1504: Tabell 1502 = AM-AM : Mj=>M0;

Tabell 1504 = AM-PM : Mj=> AØ, slik at

M, exp(/9j) => M0 exp(/(0, + AØ))

Slik anvendes amplitude oppslagstabellen 1502 fra å fremstille en utgangsstørrelse M0. Ligningen som er vist over kan settes lik det ønskede utgangsuttrykket: M0exp(/'(0, + AØ)) = M, exp(/'0/)Mw exp(/Øw)(hvor Mw exp(/Øw) er multiplikatoren for forvrengning), hvor (likeledes kan forhåndsforvrengning oppnås ved hjelp av exp(-yØw)/Mw). Følgelig anvendes fase oppslagstabellen 1504 for å fremstille endringen i utgangsfasen AØ. Endringen i utgangsfasen AØ adderes så til inngangsfasen 0, for å fremstille utgangsfasen 00. Utgangsstørrelsen M0og utgangsfasen 00prosesseres gjennom en polar-til-rektangulær-transformasjon 1508 for å fremstille utgangens i-fase-komponenter og kvadratur komponenter (I0, Q0). FIG. 15B illustrerer en beregningsmessig effektiv algoritme for å tilveiebringe inngangs- og utgangs arbeidspunktene (I0, Q0). I FIG. 15B erstattes LUT (i (M, 0)) 1502 og 1504 (i FIG. 15 A) med en kompleks multiplikator LUT 1510 i (I, Q). Posteringene i denne LUT beregnes fra:

Den effektive algoritmen begynner ved 1512 med en beregning av signaleffekten. Signaleffekt beregningen 1512 etterfølges av et tabelloppslag 1510 ved bruk av inngangs signaleffekten for å indeksere den passende komplekse multiplikatoren (Iw, Qw). Den komplekse multiplikatoren (L,, Qw) multipliseres så med den innkomne kompleksverdi angitte data for å bevirke TWTA-forvrengningen:

Følgelig unngår den effektive løsning som er angitt i FIG. 15B beregningsmessig krevende rektangulær-til-polar transformasjoner og invers transformasjoner 1506 og 1508 og krever bare en ganske enkel eksponensial dannelse 1512 og komplekstall multiplikasjon gjennom en LUT 1510.1 tillegg kan den effektive løsningen innbefatte en kompleks tilpasningsfaktor i kompleks multiplikator tabellen IS 10, i det tilpasningsfaktoren er størrelse- og faseforskjellen mellom øvrelags- og nedrelags komponentene i signalet med lagdelt modulasjon, om dette er ønskelig.

Claims (14)

1. Fremgangsmåte for bestemmelse av et inngangs arbeidspunkt og et utgangs arbeidspunkt på en ulineær vandrebølgerørsforsterker, TWTA, (816) på en satellitt (108),karakterisert vedat den innbefatter: å måle TWTA-ulineariteten ved en gitt tid, å beregne en inngangs rot middelkvadrat verdi, RMS-verdi, for et inngangssignal som blir anvendt for å måle TWTA-ulineariteten, hvor inngangs-RMS-verdien identifiserer et inngangs arbeidspunkt for den målte TWTA-ulineariteten, og hvor inngangs-RMS-verdien er beregnet ved den samme gitte tid som ved TWTA-ulinearitetsmålingen, og å oppnå et utgangs arbeidspunkt.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, hvor målingen av TWTA-ulineariteten innbefatter å måle ulineariteten ved en lokalbakkemottaker (802, 500) som er konfigurert til å motta data sendt fra satellitten (108).

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, hvor målingen av TWTA-ulineariteten innbefatter å måle ulineariteten ved et kringkastingssenter (104), hvori kringkastingssenteret (104) er konfigurert til å motta data sendt fra satellitten (108).

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, videre innbefattende å nedlaste den målte ulineariteten og utgangs arbeidspunktet, fra kringkastingssenteret (104) til en enkeltstående mottaker (802, 500), hvori den enkeltstående mottaker (802, 500) er konfigurert til å motta data sendt fra satellitten (108).

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, hvor oppnåelsav utgangs arbeidspunktet innbefatter å beregne en utgangs-RMS-verdi for utgangssignaler som ble anvendt i måling av TWTA-ulineariteten.

6. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, hvor oppnåelsav utgangs arbeidspunktet innbefatter å oppnå et korresponderende punkt på den målte TWTA-ulineariteten på grunnlag av inngangs-RMS-verdien.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, videre innbefattende å rekonstruere et øvrelags signal (808 A) i en lagdelt modulasjon på grunnlag av utgangs arbeidspunktet.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, videre innbefattende å forskyve den målte ulineariteten for å tilveiebringe refererte arbeidspunkts verdier.

9. System for å bestemme et inngangs arbeidspunkt og utgangs arbeidspunkt på en ulineær vandrebølgerørsforsterker, TWTA) (816),karakterisert vedat det innbefatter: (a) en målemodul konfigurert for: (1) å måle TWTA-ulineariteten ved en gitt tid, og (2) å oppnå et utgangs arbeidspunkt, og (b) en ulinearitets forvrengningsavbildningsmodul (1018) konfigurert til å beregne en inngangs-rot middelkvadrat verdi, RMS-verdi, for et inngangssignal som ble anvendt for å måle TWTA-ulineariteten, hvor inngangs-RMS-verdien identifiserer et inngangs arbeidspunkt for den målte TWTA-ulineariteten, og hvori inngangs-RMS-verdien er beregnet ved den samme gitte tid som ved TWTA-ulineariteten målingen.

10. System som angitt i krav 9, hvor målingsmodulen er anbrakt ved en lokalmottaker (802, 500) som er konfigurert til å motta data sendt fra satellitten (108).

11. System som angitt i krav 9, hvor målingsmodulen er anbrakt ved et kringkastingssenter, hvori kringkastingssenteret (104) er konfigurert til å motta data sendt fra satellitten (108).

12. System som angitt i krav 11, videre innbefattende en mottaker (802,500) konfigurert til å nedlaste den målte ulineariteten og utgangs arbeidspunktet fra kringkastingssenteret (104), hvori mottakeren (802, 500) er konfigurert til å motta data sendt fra satellitten (108).

13. System som angitt i krav 9, hvor målingsmodulen er konfigurert til å oppnå utgangs arbeidspunktet ved å beregne en utgangs-RMS-verdi for utgangssignaler som ble anvendt i måling av TWTA-ulineariteten.

14. System som angitt i krav 9, hvor målingsmodulen er konfigurert til å oppnå utgangs arbeidspunktet ved å oppnå et korresponderende punkt på den målte TWTA-ulineariteten på grunnlag av inngangs-RMS-verdien.