KR20070006638A - 트래블링 웨이브 튜브 증폭기 비선형성을 측정하기 위한가간섭성 평균화 - Google Patents

Abstract

송신 성능 특성을 측정할 수 있는 방법 및 시스템이 제공된다. 신호는 수신되고 복조된다(1302). 이상적인 신호(1320)는 복조 신호로부터 발생된다(1304). 수신 신호는 노이즈를 저감시키기 위하여 간섭적으로 평균화된다(1324/1326). 성능 특성은 간섭적으로 평균화된 이상적인 신호와 수신 신호간의 차이에 기인한 예측된 TWTA 비선형성이다.

수신, 복조, TWTA, 비선형성

Description

트래블링 웨이브 튜브 증폭기 비선형성을 측정하기 위한 가간섭성 평균화{COHERENT AVERAGING FOR MEASURING TRAVELING WAVE TUBE AMPLIFIER NONLINEARITY}

도 1은 단일 위성 비디오 분배 시스템의 개략도.

도 2는 단일 위성 트랜스폰더에 대한 대표적인 업링크 구성을 나타낸 블록도.

도 3a 대표적인 데이터 스트림을 나타낸 도면.

도 3b는 대표적인 데이터 패킷을 나타낸 도면.

도 4는 업링크 신호의 변조기의 일 실시예를 나타낸 블록도.

도 5는 집합적 수신기/디코더의 블록도.

도 6a 내지 도 6c는 계층 변조 송신에서의 신호 계층들 간의 기본적 관계를 나타낸 도면.

도 7a 내지 도 7c는 제1 계층 복조 후에 제1 송신 계층 위에 제2 송신 계층이 놓인 단일 배치를 나타낸 도면.

도 8a는 계층 변조 신호들을 송신 및 수신하기 위한 시스템을 나타낸 도면.

도 8b는 계층 변조 신호들을 수신 및 송신하기 위한 예시적인 위성 트랜스폰더를 나타낸 도면.

도 8c는 예시적인 위성 트랜스폰더 및 단일 처리의 시뮬레이션을 자세히 나타낸 도면.

도 9는 계층 변조 신호들을 수신할 수 있는 개선된 IRD의 일 실시예를 나타낸 블록도.

도 10a는 개선된 튜너/변조기 및 FEC 인코더의 일 실시예의 블록도.

도 10b는 수신된 계층 신호에 대하여 계층 감산(layer subtraction)이 수행되는 개선된 튜너/변조기의 다른 실시예를 나타낸 블록도.

도 11a 및 도 11b는 본 발명의 예시적인 실시예들의 상대적인 전력 레벨들을 나타낸 도면.

도 12는 본 발명의 선택된 모듈들 및 기능들을 수행하는데 사용될 수 있는 예시적인 컴퓨터 시스템을 나타낸 도면.

도 13a 내지 도 13c는 본 발명의 1 이상의 실시예에 따라 성능 맵들을 측정하기 위한 기본적인 시스템의 블록도.

도 13d는 본 발명의 방법의 흐름의 개략도.

도 14a 및 도 14b는 신호 재구성에서의 동작점 에러들의 영향을 나타낸 도면.

도 15는 TWTA 비선형성의 평가를 나타낸 도면.

도 16은 평균화 전에 도 15로부터의 원 데이터의 데이터 쌍의 서브셋을 나타낸 도면.

도 17은 평균화되고 피팅된 TWTA 비선형성 곡선들을 나타낸 도면.

도 18은 AM/PM 피팅 다항식들의 질을 나타낸 도면.

도 19는 평균화 후에 계층화된 단일 AM/AM 및 AM/PM 데이터를 나타낸 도면.

도 20은 계층화된 단일의 원 AM/PM 데이터를 나타낸 도면.

도 21은 계층화된 신호의 피팅 AM/AM 및 AM/PM 데이터를 나타낸 도면.

도 22는 AM/PM 평가의 계층화된 신호의 질을 나타낸 도면.

도 23은 AM/PM 평가에 대한 IMUX의 영향을 나타낸 도면.

도 24는 AM/PM 평가에 대하여 10^-5의 보드 속도 오프셋 비율을 부가하는 것의 영향을 나타낸 도면.

도 25는 도 24의 데이터 쌍들의 서브셋에 대하여 평가 성능의 샘플 이력을 나타낸 도면.

도 26은 AM/PM 평가들에 대하여 OMUX 필터를 부가하는 영향을 나타낸 도면.

도 27은 AM/PM 평가들에 대하여 4차 Butterworth LPF 필터를 부가하는 영향을 나타낸 도면.

도 28은 모방된 계층 변조 신호로부터 측정된 비선형을 나타낸 도면.

도 29는 AM/PM이 RMSE(root mean square error) 이력을 평가하고 포착된 데이터로부터 처리된 단지 하나의 데이터 세그먼트를 포함하는 것을 설명하는 도면.

도 30은 처리된 데이터 세그먼트로부터 재구성된 신호의 단일 샘플 전력 히스토그램 및 에러 기여도를 설명하는 도면.

도 31은 위성 신호들로부터의 TWTA 비선형성 영향 계산에 대한 단일 처리 도 면.

도 32는 상부 계층 입력(선형) 신호의 스펙트럼을 나타낸 도면.

도 33은 실제적인 AM/PM 비선형성을 갖는 상부 계층 출력 신호를 나타낸 도면.

도 34는 측정된 AM/PM 비선형성을 갖는 상부 계층 출력 신호를 나타낸 도면.

도 35는 실제적 비선형 신호들과 측정된 비선형성 신호들 간의 차이를 나타낸 도면.

도 36은 비선형 신호들과 선형성 신호들 간의 차이를 나타낸 도면.

< 도면의 주요 부분에 대한 부호 설명 >

100 : 단일 위성 비디오 분배 시스템

102 : 제어 센터

110 : 가입자 수신국

1200 : 예시적인 컴퓨터 시스템

1300 : 특성 맵들을 측정하기 위한 기본 시스템

관련 출원들과의 상호-참조(CROSS-REFERENCE TO RELATED APPLICATIONS)

본 출원은 CIP 출원(continuation-in-part)으로서, 다음과 같은 동-계류중이고 함께-양도된, 여기서 일부로서 참조되는, 유틸리티 특허 출원에 대하여 35 U.S.C. §120하의 이익을 주장한다:

어니스트 시. 첸(Ernest C. Chen)에 의해 2001년 4월 27일 출원된, 발명의 명칭이 "디지털 신호에 대한 계층화된 변조(LAYERED MODULATION FOR DIGITAL SIGNALS)"이고, 변호사 도켓 번호가 PD-200181(109.0051-US-01)인 유틸리티 출원 일련번호 제09/844,401호, 및

어니스트 시. 첸에 의해 2002년 6월 7일 출원된, 발명의 명칭이 "위성 TWTA 온-라인 비선형성 측정(SATELLITE TWTA ON-LINE NON-LINEARITY MEASUREMENT)"이고, 변호사 도켓 번호가 PD-200228(109.0055-US-01)인 유틸리티 출원 일련번호 제10/165,710호.

어니스트 시. 첸 및 샤믹 마이트라(Shamik Maitra)에 의해 2003년 10월 17일 출원된, 발명의 명칭이 "비선형성의 트래블링 웨이브 튜브 증폭기 상의 동작점을 평가(ESTIMATING THE OPERATING POINT ON A NONLINEAR TRAVELING WAVE TUBE AMPLIFIER)"이고, 변호사 도켓 번호가 PD-202131PCT(109.0099-WO-U1)인 PCT 국제 특허 출원 일련번호 PCT/US03/33130호.

본 출원은 여기서 일부로서 참조되는 다음과 같은 미국 가특허출원(U.S. Provisional Patent Applications)에 대하여 35 U.S.C. §119(e)하의 이익을 주장한다:

어니스트 시. 첸에 의해 2003년 10월 10일 출원된, 발명의 명칭이 "TWTA AM-AM 및 AM-PM 측정을 개선(IMPROVING TWTA AM-AM AND AM-PM MEASUREMENT)"이고, 변호사 도켓 번호가 PD-202118(109.0104-US-P1)인 미국 가특허출원 제60/510,368호.

본 발명이 속하는 기술분야

본 발명은 데이터를 전송하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것으로, 특히 가간섭성 평균화를 사용하여 트래블링 웨이브 튜브 증폭기 곡선 측정을 개선시키기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.

관련 기술의 설명

디지털 신호 통신 시스템은, 지상 또는 위성 중 어느 하나의 디지털 TV 신호 전송을 포함하는, 다양한 분야에서 사용되어져 왔다. 다양한 디지털 통신 시스템 및 서비스가 진화한 것처럼, 증가된 데이터 처리량 및 추가된 서비스에 대한 싹트는 수요가 있다. 그러나, 전송기나 수신기와 같은 기존의 하드웨어를 대체할 필요가 있을 경우, 구 시스템에 개선 또는 신 서비스 중 어느 하나를 구현하는 것은 더욱 어렵다. 기존의 하드웨어를 사용할 수 있을 경우에, 새로운 시스템 및 서비스는 더욱 이롭게 된다. 무선 통신의 영역에서, 이러한 원칙은 전자기 스펙트럼의 제한된 사용가능성으로 인해 더욱 강조된다. 따라서, 새로운 주파수로 개선된 또는 추가적인 데이터를 전송하기만 하는 것은 가능하지 않다(또는 적어도 실용적이지 않다).

스펙트럼 용량을 증가시키는 종래의 방법은, 직각 위상 시프트 키잉(quadrature phase shift keying; QPSK)으로부터 8 위상 시프트 키잉(8PSK) 또는 16 직각 위상 진폭 변조(sixteen quadrature amplitude modulation; 16QAM)로와 같이, 보다 고차의 변조 방식으로 옮겨가는 것이다. 불행히도, QPSK 수신기들은 종래의 8PSK 또는 16QAM 신호들을 복조할 수 없다. 그 결과, QPSK 수신기를 가진 기 존 고객들은 8PSK 또는 16QAM 변조로 전송된 신호들을 수신하기 위해 자신의 수신기를 업그레이드해야 한다.

신호를 전송하는 시스템 및 방법이 추가적인 주파수를 요구하지 않고 개선되고 증가된 데이터 처리량을 수용하는 것은 유익하다. 또한, 새로운 수신기에 대한 개선되고 증가된 처리 신호가 종래 수신기와 소급적으로 호환된다(to be backwards compatible)는 것은 유익하다. 전송 신호가 종래 전송기로부터 분리된 소스로부터 업그레이드될 수 있도록 하는 시스템 및 방법에 대한 이점이 또한 있다.

상위 및 하위 계층 신호를 모두 비간섭적으로 전송하는 계층화된 변조 신호가 이러한 필요를 만족시키기 위해 사용될 수 있다는 것이 제안되어 왔다. 이러한 계층화된 변조 시스템은 소급적으로 호환성을 가지면서 더 높은 정보 처리량을 가능하게 한다. 그러나, (완전히 새로운 시스템에 사용되는 것과 같이) 소급적 호환성이 필요하지 않을 경우에 조차도, 계층화된 변조는, 그것이 주어진 처리량에 대하여 트래블링 웨이브 튜브 증폭기(TWTA) 피크 전력을 종래의 8PSK 또는 16QAM 변조 포맷에 대한 피크 전력보다 상당히 낮추도록 요구하기 때문에, 여전히 유익할 수 있다.

(후술될 바와 같이) 계층화된 변조 스킴을 제공하기 위해서, 재구성된 상위 계층 신호가 수신된 복합 신호로부터 감산되어 하위 계층 신호를 나타내도록 된다. 그러한 이유로, 상위-계층 신호가 원 신호와 비교하여 얼마나 가깝게 재구성될 수 있는지에 의해 하위-계층 신호 성능이 영향을 받는다. 즉, 하위 계층 신호 성능은, 재구성된 신호의 충실도(fidelity)에 의해 영향을 받는다. 따라서, 계층화된 변조는, 추후 처리를 위해 하위-계층 신호를 드러내기 위해 상위-계층 신호의 깨끗한 소거(clean cancellation)를 요구한다. 깨끗한 소거는, 상위-계층 신호의 재구성에서 정확하게 재생될 수 있도록 TWTA 비-선형성/왜곡을 요구한다. 요구되는 TWTA 특성의 온-라인 평가는 요구되는 TWTA 전력 및 위성 동작의 복잡도를 최소화하기 위해 필수적이다. 또한, 비-선형도 측정은 위성 TWTA들의 건강을 모니터링하고, 다른 통신 진단을 수행하기 위해 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 정확한 재생 및 TWTA 비-선형도에 대한 지식은 중요한 장애물을 제공한다.

TWTA에서, 출력 전력이 입력 전력에 거의 비례하며, 출력 전력이 더 이상 증가하지 않고 최대값에 도달하는 점까지의 곡선화된 천이영역에 의해 뒤따라지는, 근사 선형도 영역이 있다. 이 점(즉, TWTA 곡선이 비-선형성 영역에 있음)에서, 증폭기는 포화에 도달했다고 말해진다. 이러한 비-선형성 때문에, 또한 상호 변조(intermodulation)를 피하기 위해, 입력 전력은 종종 특정 양(예컨대, 6dB)만큼 "뒤로 물러서진다"(backed off). 입력 전력이 "뒤로 물러서진" 후에 곡선 상의 결과 점은, TWTA의 동작 점으로 지칭된다. 상위 계층 신호를 이어서 재구성할 경우, 원 신호를 생성하는 데 사용되는 왜곡/비-선형성의 양은 재구성된 신호의 충실도를 증가시키도록 작용한다. 따라서, 높은 충실도의 재구성된 상위 계층 신호를 생성하기 위해, 비-선형성(및 동작점)에 대한 지식은 중요하다. 그러므로, TWTA 비-선형성(또는 TWTA 비-선형성에 대한 고려)의 포함은 상위-계층 신호 소거 비율을 10dB 또는 그 이상만큼 향상시킬 수 있다(소거 비율은 소거가 향상되기 전후의 비-선형성으로-유도된 노이즈간의 비율이다).

동작점의 평가에서의 오차는 상위 계층 신호를 재구성할 경우에 중요한 영향을 가질 수 있다. 동작점 오차로 인한 진폭(AM-AM[진폭 변조 대 진폭 변조]) 및 위상(AM-PM[진폭 변조 대 위상 변조]) 비선형성의 영향은 시프트 해석에 기초하여 개별적으로 해석될 수 있다. 그러면, 개별적인 영향들이 전체 영향에 대해 결합될 수 있다. 성능 영향을 평가하기 위해, 알려진 TWTA 비-선형도 및 시스템/대표 동작 CNR(반송파 대 노이즈 비율)을 가지는 계층-변조된 신호의 합성이 사용될 수 있다. 그러면, 상위-계층 소거 오차는 신호 재구성 프로세스에서 시뮬레이션된 동작점 오차의 각각의 양에 대해 계산될 수 있다. 따라서, 상위 계층 소거 비율은 동작점 이동에 대해 그려질 수 있다. 그러면, 소거 오차는 하위-계층 CNR 하락의 양으로 변환될 수 있는데, 하위-계층 CNR 하락의 양은 상위 및 하위 계층 모두의 신호에 대해 요구되는 CNR을 증가시킨다. 이러한 증가된 CNR은 동작점 평가 오차의 영향을 예시한다.

도 14a 및 14b는 예시적인 AM-AM 및 AM-PM 비선형도를 가지는 신호 재구성에서 동작점 오차의 영향을 예시한다. 도 14a 및 14b에서, 신호 재구성 오차의 민감도는 TWTA 입력 동작점 오차에 대하여 그려진다. 유효 노이즈는 신호 재구성 오차의 측정치로서 계산된다.

도 14a에서, 총칭적인 TWTA 비-선형도 곡선의 집합이 사용된다. 신호 재구성 프로세스는 비-선형도 곡선에 대하여 충분한 지식을 가지고 있는 것으로 가정되나, 그렇지 않다면 동작점에 대하여 불확실하다. 도 14a의 성능 도면은, 소거 오차가 약 +/- 1dB까지의 입력 동작점 오차에 대하여 -25dB 아래인 것을 가리킨다.

도 14b에서, 성능 도면은 동일한 TWTA 비-선형도에 기초하나, 8dB의 입력 백오프(backoff)를 가진다. 이러한 입력 백오프를 가질 경우, 선형성은 향상되고, TWTA 동작점 오차에 덜 민감하다. 그 결과, 재구성 및 소거 오차는 도 14b에 나타낸 바와 같이 크게 감소된다. 유효 노이즈는 도 14a에서와 동일한 약 +/- 1dB까지의 입력 동작점 오차를 가지고 -33dB 아래이다.

따라서, TWTA 비-선형성 및 동작점을 정확하게 결정하는, 계층화된 변조 시스템을 구현하기 위한 시스템 및 방법에 대한 필요가 있다.

종래 기술에서, TWTA 비-선형성 측정은 위성이 발사되기 전에 지상에서 수행된다. 그러면, TWTA 동작점은, TWTA의 동작점을 설정하는 원격 측정법 추적 및 제어(telemetry tracking and control; TT&C) 명령어들로부터 얻어진다(본 절차는 TWTA 특성이 위성이 발사된 이후로 거의 변화하지 않았음을 가정함). 즉, 발사전 측정 동안 TT&C 명령어들에 의해 설정된 동작점이 위성으로부터 신호들을 수신한 후에 발사 후 사용된다. 그러나, 비-선형성 및 유효 동작점을 포함하는 TWTA 특성은 시간(위성 발사 후를 포함함) 및 온도에 대하여 변할 수 있다. 이와 관련하여, 계층화된 변조에서 상위-계층 신호 소거는 비-선형성 업데이트 없이는 정확히 행해질 수 없을지도 모른다.

또 다른 종래 기술의 방법은, 적당한 노력 및 비용 내에서 요구되는 정확도로 수렴하기를 희망하는, 시도 및 오차(trial and error)에 의해 비-선형성을 평가하는 것이다.

따라서, 요구되는 것은, 시간/온도가 변함에 따라 TWTA의 비-선형도를 정확 히 결정하기 위한 방법 및 시스템이다. 나아가, 원하는 것은, 그러한 결정을 임의의 시간에, 위성 다운링크 착륙 예정 지역(satellite downlink footprint) 내의 임의의 위치로부터 자동적으로 및 정확하게 내릴 수 있는 능력이다. 본 발명은 이러한 필요를 만족하며, 후술되는 바와 같은 추가적인 이점을 제공한다.

전술된 요구조건들을 다루기 위해, 본 발명은 트래블링 웨이브 튜브 증폭기(TWTA) 비선형성을 측정하기 위한 가간섭성 평균화를 사용하기 위한 장치 및 방법을 개시한다. 이와 관련하여, 본 발명은 계층화된 변조 스킴에서 하위-계층 신호의 정확한 추출에 도움이 된다. 이러한 정확한 추출은 양 계층의 신호에 대하여 요구되는 전력의 양을 최소화하며, 또한 TWTA의 건강을 모니터링하는 것을 돕는다.

TWTA의 비선형성을 측정하기 위하여, 수신 신호를 포착하고 TWTA 비선형성 없이 노이즈가 없는 이상적인 신호를 생성함으로써 측정 절차가 개시된다. 이상적인 신호는 QEF(quasi-error-free) 성능으로 디코딩된 심벌들을 재인코딩하고 재변조함으로써 생성할 수 있다. 이상적인 신호는 TWTA에 대한 입력을 나타내고, 포착된 신호는 TWTA와 다운링크 노이즈와 다른 손상을 더한 것의 출력을 나타낸다. 2 개의 신호는 복조기의 타이밍 회복 루프에 의해 샘플 마다 정렬된다. 그 후 모든 대응하는 샘플들에 대하여 데이터 쌍이 형성된다. 데이터 소팅은 이상적인 신호 샘플들의 전력/크기로 데이터 쌍들을 소팅한다.

데이터 소팅 후에, 본 발명의 평균화 처리는 노이즈를 저감하기 위하여(즉, 효과적으로 CNR을 증가시키기 위하여) 주어진 수(평균 비율을 나타냄)의 인접하는 TWTA 입력 신호들을 간섭성으로 합산한다. 동일한 절차가 TWTA 출력 신호에도 수행된다. 사용될 평균 비율은 주어진 애플리케이션에 대해 요구되는 비선형성 측정의 질과 신호 CNR에 의존한다.

데이터가 수집되기 전에 신호 경로를 따라 필터들이 위치함으로써, 평가의 정확성이 저감될 수 있다. 따라서, 역 필터링 및 등화가 필터링 효과를 없애기 위해 사용될 수 있으며, 따라서 대부분의 정확한 측정에 대하여 완전한 TWTA 비선형성이 회복될 수 있다.

이하 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 도면 전체에 걸쳐서, 동일한 참조 번호는 대응하는 부분을 나타낸다.

첨부된 도면에는 설명의 목적상 본 발명의 여러 가지 실시예들을 나타낸다. 다른 실시예들도 이용할 수 있으며, 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 구조적 변경이 가능함을 이해하여야 한다.

1. 개관

본 발명은 TWTA의 온라인 비선형 측정을 결정/평가하는 방법을 제공한다. 동기식 평균화 기술은 최적의 TWTA AM-AM 및 AM-PM 측정 정확성에 대한 처리 이득을 최대화한다. 이 기술은 상기 평가를 편향시키는 낮은 반송파 대 노이즈 비(carrier-to-noise ration: CNR)에서 측정 층(measurement floor)을 생성하지는 않는다. 계층 변조 신호로부터 보상하기 위하여 현재의 TWTA 비선형성이 측정되도록 함으로써, 서비스 중단이 없이 최상의 CNR 성능으로 연속적인 계층 변조 동작을 제공할 수 있다. 부가적으로, 국부적으로 비선형성 곡선들(non-linearity curves)을 생성하기 위하여 개별적인 수신기들에 대해 시스템 디자인 옵션을 이용함으로써, 방송 센터로부터 곡선을 통신할 필요성을 제거할 수 있다.

또한, 신호 경로에 따른 선형 필터들 때문에 관측이 불가능한 TWTA 비선형성의 일부를 복원하기 위하여 등화기 및/또는 역 필터들(inverse filters)을 사용하여도 좋다.

2. 비디오 분배 시스템

도 1은 단일 위성 비디오 분배 시스템(100)의 개략도이다. 비디오 분배 시스템(100)은 접지 또는 다른 링크(114)를 통하여 업링크 센터(104)와 통신하고, PSTN(public switched telephone network) 또는 다른 링크(120)를 통하여 가입자 수신국(110)과 통신하는 제어 센터(102)를 포함한다. 제어 센터(102)는 업링크 센터(104)에 프로그램 재료(예컨대, 비디오 프로그램들, 오디오 프로그램들, 데이터 등)를 제공하고, 빌링 및 비디오 프로그램들의 연관된 해독을 포함하여, 예컨대 PPV(pay-per-view) 프로그램 서비스들을 제공하기 위하여 가입자 수신국(110)과 정합한다.

업링크 센터(104)는 제어 센터(102)로부터 프로그램 재료와 프로그램 제어 정보를 수신하고, 업링크 안테나(106)와 송신기(105)를 사용하여 업링크 신호(116)를 통하여 위성(108)에 프로그램 재료와 프로그램 제어 정보를 송신한다. 위성은 이러한 정보를 수신 및 처리하고, 송신기(107)를 사용하여 다운링크 신호(118)를 통하여 가입자 수신국(110)에 비디오 프로그램들과 제어 정보를 송신한다. 가입자 수신국(110)은 옥외 장치(outdoor unit: ODU)(112)를 사용하여 이러한 정보를 수신하며, ODU(112)는 가입자 안테나와 저 노이즈 블록 변환기(low noise block converter: LNB)를 포함한다.

일 실시예에서, 가입자 수신국 안테나는 18 인치의 약간 달걀형인 Ku 밴드 안테나이다. 약간 달걀형인 것은 가입자 안테나로부터 반사된 신호를 수신하기 위하여 사용되는 LNB(low noise block converter)의 22.5 도 오프셋 피드에 기인한 것이다. 오프셋 피드는 LNB를 방해가 되지 않도록 위치시켜서, 유입하는 마이크로파 신호의 감쇠를 최소화하는 안테나의 임의의 표면 영역을 차단하지 않도록 한다.

비디오 분배 시스템(100)은 더 넓은 지구상의 방송 범위를 제공하고 또한 추가적인 채널들을 제공하기 위하여 또는 채널 당 추가적인 대역폭을 제공하기 위하여, 복수의 위성들(108)을 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 각각의 위성은 업링크 센터(104)로부터 프로그램 재료와 다른 제어 데이터를 수신 및 전송하고, 그것을 가입자 수신국(110)에 제공하기 위하여 16 개의 트랜스폰더를 포함한다. 데이터 압축, 멀티플렉싱 기술, 채널 능력을 이용하여, 2 개의 위성들(108)은 함께 작동하여 32 개의 트랜스폰더를 통하여 150 개 이상의 종래의(비-HDTV) 오디오 및 비디오 채널들을 수신 및 방송할 수 있다.

여기에 개시된 발명은 위성 기반 비디오 분배 시스템(100)을 참조하여 설명될 것이지만, 본 발명은 또한 방송 수단, 케이블, 또는 다른 수단들 중 하나에 의해 프로그램 정보의 지상 기반 전송으로 실시될 수 있다. 또한, 상술한 바와 같은 업링크 센터(104)와 제어 센터(102) 사이에 집합적으로 할당되는 상이한 기능들이 본 발명의 의도된 범위로부터 벗어남이 없이 원하는 대로 재할당될 수 있다.

가입자(122)에게로 배달되는 프로그램 자료가 영화와 같은 비디오 (및 오디오) 프로그램 자료인 실시예를 참고하여 앞서 설명하였지만, 전술한 방법은 순수 오디오 정보 또는 다른 데이터를 또한 포함하는 프로그램 자료를 배달하는데 사용될 수 있다.

2.1 업링크 구성

도 2는 비디오 프로그램 자료가 업링크 센터(104)와 제어 센터(102)에 의해 위성(108)으로 어떻게 업링크되는지를 보여주는 단일 위성(108) 트랜스폰더에 대한 전형적인 업링크 구성을 보여주는 블록도이다. 도 2는 3개의 비디오 채널(채널은 고충실 음악, 사운드 트랙 정보, 또는 외국어를 송신하기 위한 보조 오디오 프로그램에 대하여 하나 이상의 오디오 채널을 각각 갖도록 증대될 수 있음), 프로그램 가이드 서브시스템(206)으로부터의 데이터 채널 및 컴퓨터 데이터 소스(208)로부터의 컴퓨터 데이터 정보를 보여준다.

비디오 채널은 비디오 자료의 프로그램 소스(200A-200C)(이하, 집합적으로 프로그램 소스(200)로 함)에 의해 제공된다. 각각의 프로그램 소스(200)로부터의 데이터는 인코더(202A-202C)(이하, 집합적으로 인코더(202)로 함)로 제공된다. 인코더 각각은 제어기(216)로부터 프로그램 시간 스탬프(PTS)를 받아들인다. PTS는 비디오 정보가 인코딩 및 디코딩 후에 오디오 정보와 적절히 동기화되는 것으로 가정하는데 사용되는 랩-어라운드(wrap-around) 이진 시간 스탬프이다. PTS 시간 스탬프는 MPEG 인코딩 데이터의 I-프레임으로 보내어진다.

본 발명의 일 실시예에서, 각각의 인코더(202)는 MPEG-2 인코더이지만, 다른 코딩 기술을 구현하는 다른 디코더들이 또한 사용될 수 있다. 데이터 채널은 인코더에 의해 유사한 압축 구조로 될 수 있지만(도시하지 않음), 그러한 압축은 보통 필요하지 않거나, 컴퓨터 데이터 소스 내의 컴퓨터 프로그램에 의해 수행된다(예를 들어, 사진 데이터는 일반적으로 송신하기 전에 *.TIF 파일 또는 *.JPG 파일로 압축된다). 인코더(202)에 의해 인코딩된 후, 신호는 각각의 프로그램 소스(200)와 관련된 패킷타이저(packetizer)(204A-204F)(이하, 집합적으로 패킷타이저(204)로 함)에 의해 데이터 패킷으로 변환된다.

데이터 패킷은 시스템 클럭(214) 및 조건부 액세스 관리자(210)로부터의 기준을 사용하여 모아지는데, 이는 데이터 패킷을 생성하는데 사용할 패킷타이저(204)로 서비스 채널 식별자(SCID)를 제공한다. 이러한 데이터 패킷은 이후 시리얼 데이터로 멀티플렉싱되어 전송된다.

2.2 방송 데이터 스트림 포맷 및 프로토콜

도 3a는 대표적인 데이터 스트림의 다이어그램이다. 제1 패킷 세그먼트(302)는 비디오 채널 1로부터의 정보(예를 들어, 제1 비디오 프로그램 소스(200A)로부터 출력되는 데이터)를 포함한다. 다음 패킷 세그먼트(304)는 예를 들어 컴퓨터 데이터 소스(208)로부터 획득된 컴퓨터 데이터 정보를 포함한다. 다음 패킷 세그먼트(306)는 비디오 채널 5(비디오 프로그램 소스(200) 중 하나)로부터의 정보를 포함한다. 다음 패킷 세그먼트(308)는 프로그램 가이드 서브시스템(206)에 의해 제공되는 정보와 같은 프로그램 가이드 정보를 포함한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 널 패킷 모듈(212)에 의해 생성된 널 패킷(310)은 프로그램 소스(200)로부터 다음의 데이터 패킷(312, 314, 316) 이전의 데이터 스트림으로 삽입될 수 있다.

그러므로, 데이터 스트림은 제어기(216)에 의해 결정되는 순서로 데이터 소스(예를 들어, 프로그램 소스(200), 프로그램 가이드 서브시스템(206), 컴퓨터 데이터 소스(208))의 어느 하나로부터의 일련의 패킷(302-316)을 포함한다. 데이터 스트림은 암호화 모듈(218)에 의해 암호화되고, 변조기(220)에 의해 (일반적으로 QPSK 변조 구조를 사용하여) 변조되며, 송신기(105/222)로 제공되는데, 송신기는 안테나(106)를 통해 위성으로 주파수 대역 상의 변조된 데이터 스트림을 방송한다.

수신기 스테이션(110)에서의 수신기(500)는 이러한 신호를 수신하고, SCID를 사용하여 채널 각각에 대한 프로그램 자료를 다시 생성하기 위한 패킷들을 다시 모은다.

도 3b는 데이터 패킷의 다이어그램이다. 각각의 데이터 패킷(예를 들어, 302-316)은 147 바이트 길이이고, 다수의 패킷 세그먼트를 포함한다. 제1 패킷 세그먼트(320)는 SCID 및 플래그를 포함하는 2 바이트 정보를 포함한다. SCID는 고유의 12 비트 수이고 데이터 패킷의 데이터 채널을 고유하게 식별한다. 플래그는 다른 특징부를 제어하는데 사용되는 4비트를 포함한다. 제2 패킷 세그먼트(322)는 4 비트 패킷 타입 지시자 및 4 비트 연속성 카운터로 구성된다. 패킷 타입 지시자는 4개의 데이터 타입(비디오, 오디오, 데이터 또는 널) 중 하나로서 패킷을 식별한다. SCID와 결합될 때, 패킷 타입은 데이터 패킷이 어떻게 사용될 지를 결정한 다. 연속성 카운터는 각각의 패킷 타입 및 SCID에 대하여 한번 증가한다. 다음 패킷 세그먼트(324)는 127 바이트 페이로드 데이터를 포함하는데, 이 페이로드 데이터는 패킷(302 또는 306)의 경우에 비디오 프로그램 소스(200)에 의해 제공되는 비디오 프로그램의 일부이다. 최종 패킷 세그먼트(326)는 순방향 에러 정정을 수행하는데 필요한 데이터이다.

도 4는 변조기(220)의 일 실시예를 보여주는 블록도이다. 변조기(220)는 순방향 에러 정정(FEC) 인코더(404)를 선택적으로 포함하는데, 이 인코더는 제1 신호 심벌(402)을 받아들이고, 전송 에러를 감소하는데 사용되는 여분의 정보를 추가한다.

코딩된 심벌(405)은 상위 레이어 변조 신호(410)를 생성하기 위하여 제1 캐리어(408)에 따라 변조기(406)에 의해 변조된다. 제2 심벌(420)은 코딩된 제2 심벌(424)을 생성하기 위하여 선택적인 제2 FEC 인코더(422)에 마찬가지로 제공된다. 코딩된 제2 심벌(424)은 제2 변조기(414)에 제공되는데, 이 변조기는 하위 레이어 변조 신호(418)를 생성하기 위하여 제2 캐리어(416)에 따라 코딩된 제2 심벌(424)을 변조한다. 따라서, 상위 레이어 변조 신호(410) 및 하위 레이어 변조 신호(418)는 서로 상관되지 않는다. 그러므로, 상위 레이어 신호(410) 및 하위 레이어 신호(418)는 개별적인 업링크 신호(116)를 통해 하나 이상의 위성(108) 상의 개별적인 트랜스폰더로 전송될 수 있다. 또한, 하위 레이어 신호(418)는 개별적인 업링크 신호(116)를 수신하는 개별적인 위성(108)으로부터 구현될 수 있다. 그러나, 다운링크 신호(118)에서는 상위 레이어 신호(410)는 도 6 및 도 7에 도시된 신 호 배열을 유지하기 위하여, 하위 레이어 신호(418)보다 충분히 더 큰 진폭 신호이어야 한다.

레거시 위성을 다운링크 신호 레이어 모두에 전송할 위성으로 대체하기 보다는 기존의 레거시 다운링크 신호 상의 하위 레이어 다운링크 신호를 전송하는 것이 개별적인 위성108) 상의 트랜스폰더를 사용함으로써 기존 시스템을 갱신하는데 더 효율적임을 명심해야 한다. 레이어 다운링크 방송을 구현할 때 다운링크 레거시 신호를 사용하는 것이 강조될 수 있다.

2.3 집적화된 수신기/디코더

도 5는 집적화된 수신기/디코더(IRD)(500)(이하, 대안으로 수신기(500)로 함)의 블록도이다. 수신기(500)는 하나 이상의 낮은 노이즈 블록(LNB)(502)을 갖는 ODU(112)에 통신상 연결되는 튜너/복조기(504)를 포함한다. LNB(502)는 위성(108)으로부터의 12.2 내지 12.7 GHz 다운링크(118) 신호를 IRD(500)의 튜너/복조기(504)에 의해 요구되는, 예를 들어 950 내지 1450 MHz 신호로 변환한다. 일반적으로, LNB(502)는 이중 혹은 단일 출력을 제공할 수 있다. 단일 출력 LNB(502)는 단지 하나의 RF 커넥터를 갖는데 반하여, 이중 출력 LNB(502)는 2개의 RF 출력 커넥터를 갖고, 분배 시스템의 일부 다른 형태 또는 제2 튜너(504), 제2 수신기(500)를 인가하는데 사용될 수 있다.

튜너/복조기(504)는 단일의 디지털적으로 변조된 24 MHz 트랜스폰더 신호를 분리하고, 변조된 데이터를 디지털 데이터 스트림으로 변환한다. 수신된 신호의 복조에 관한 상세한 설명은 다음과 같다.

디지털 데이터 스트림은 이후 순방향 에러 정정(FEC) 디코더(506)에 공급된다. 이로 하여금 IRD(500)는 올바른 데이터 신호가 수신되었는지를 확인하고 만약 에러가 있는 경우에는 에러를 정정하는 업링크 센터(104)에 의해 전송된 데이터를 다시 모을 수 있게 되는데, 이 업링크 센터는 가입자 수신 스테이션(110)으로 전송하기 전에 원하는 신호에 순방향 에러 정정을 인가한다. 에러가 정정된 데이터는 8 비트 병렬 인터페이스를 통해 FEC 디코더 모듈(506)로부터 운송 모듈(508)로 인가될 수 있다. 운송 모듈(508)은 IRD(500)에 의해 수행되는 다수의 데이터 처리 기능을 수행한다. 운송 모듈(508)은 FEC 디코더 모듈(506)로부터 수신되는 데이터를 처리하고, 처리된 데이터를 비디오 MPEG 디코더(514) 및 오디오 MPEG 디코더(517)에 공급한다. 필요하다면 운송 모듈은 데이터를 처리하기 위하여 시스템 RAM(528)을 사용한다. 본 발명의 일 실시예에서, 운송 모듈(508), 비디오 MPEG 디코더(514) 및 오디오 MPEG 디코더(517)는 모두 집적회로로 구현된다. 이러한 설계는 공간 및 전력 효율을 향상시키고, 운송 모듈(508) 내에서 수행되는 기능들의 보안을 증대시킨다. 운송 모듈(508)은 또한 마이크로 제어기(510)와 비디오 및 오디오 MPEG 디코더(514, 517) 사이의 통신 경로를 제공한다. 이하 더 자세한 설명되는 바와 같이, 운송 모듈은 또한 가입자 수신 스테이션(110)이 어떤 프로그램 자료에 액세스하도록 승인되는지를 결정하기 위한 조건부 액세스 모듈(CAM)을 사용하여 동작한다. 운송 모듈(508)로부터의 데이터는 또한 외부 통신 모듈(526)에 공급될 수 있다.

CAM(512)은 운송 모듈(518)로부터의 암호화된 신호를 디코딩하기 위하여 다 른 요소들과 관련하여 기능한다. CAM(512)은 또한 이러한 서비스를 추적하여 청구하는 데에 사용될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, CAM(512)은 정보를 통과시키기 위하여 IRD(500) 내의 콘택과 상호 협동적으로 작용하는 콘택을 갖는 제거가능 스마트 카드이다. CAM(512), IRD(500) 및 특히 운송 모듈(508) 내에서 수행되는 처리 과정을 구현하기 위하여, 클록 신호를 CAM(512)에 공급한다.

비디오 데이터는 MPEG 비디오 디코더(514)에 의해 처리된다. 비디오 RAM(536)을 사용하여, MPEG 비디오 디코더(514)는 압축된 비디오 데이터를 디코딩하고, 비디오 MPEG 모듈(514)로부터 수신된 디지털 비디오 정보를 디스플레이 또는 다른 출력 장치에 의해 사용가능한 출력 신호로 변환시키는 인코더 또는 비디오 프로세서(516)로 디코딩된 데이터를 보낸다. 예를 들어, 프로세서(516)는 NTSC 또는 ATSC 인코더를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, S-비디오 및 보통의 비디오(NTSC 또는 ATSC) 신호 모두가 제공된다. 다른 출력이 또한 사용될 수 있고, 고화질 프로그래밍이 처리되는 경우에 이롭다.

오디오 데이터는 MPEG 오디오 디코더에 의해 유사하게 디코딩된다. 그후 디코딩된 오디오 데이터는 D/A 컨버터(digital to analog converter; 518)로 전송된다. 본 발명의 일실시예에서, D/A 컨버터(518)는 듀얼 D/A 컨버터이고, 좌우 채널들을 위한 것이다. 원한다면, 서라운드 사운드 프로세싱이나 SAP(secondary audio program)에서 사용하기 위해 부가 채널이 추가될 수 있다. 본 발명의 일실시예에서, 듀얼 D/A 컨버터(518)는 임의의 부가 채널 정보뿐만 아니라 좌우 채널 정보를 분리한다. 유사하게 다른 오디오 형식들이 지원될 수 있다. 예를 들어, 멀티-채 널 DOBLY DIGITA AC-3와 같은 다른 오디오 포맷들이 지원될 수 있다.

비디오 스트림의 인코딩과 디코딩에서 수행되는 처리, 특히 MPEG과 JPEG 인코딩/디코딩에 대해서는 McGraw-Hill, 1998의 마이클 로빈(Michael Robin)과 마이클 폴린(Michael Poulin) 저 "디지털 텔레비젼 기반(Digital Television Fundamentals)"의 8장에서 설명되는데 여기에 참조로서 결합된다.

마이크로컨트롤러(510)는 원격 제어기(524), IRD(500) 키보드 인터페이스, 및/또는 다른 입력 장치로부터 커맨드 신호를 수신하고 처리한다. 마이크로컨트롤러(510)는 동작을 수행하기 위하여 프로세서 프로그래밍 메모리로부터 커맨드들을 수신하는데, 프로세서 프로그래밍 메모리는 이와 같은 커맨드들을 수행하기 위한 명령어들을 영구적으로 저장한다. 프로세서 프로그래밍 메모리는 ROM(read only memory; 538), EEPROM(electrically erasable programmable read only memory; 522) 또는 유사한 메모리 장치를 포함할 수 있다. 마이크로컨트롤러(510)는 또한 다른 IRD(500)의 디지털 장치들을 어드레스와 데이터 라인들(도 5에 각각 "A"와 "D"로 표시됨)을 통하여 제어한다.

모뎀(540)은 PSTN 포트(120)를 통해 고객의 전화선으로 연결된다. 이는 예를 들어 프로그램 제공자를 호출하고, 청구 목적으로 고객의 구매 정보 및/또는 다른 정보를 전송한다. 모뎀(540)은 마이크로프로세서(510)에 의해 제어된다. 모뎀(540)은 데이터를 표준 병렬 및 직렬 컴퓨터 I/O 포트들을 포함하는 다른 I/O 포트 타입들로 출력한다.

본 발명은 또한 전송 모듈(508)로부터 얻어지는 비디오 및 또는 오디오 데이 터 비디오 저장 장치(532)와 같은 로컬 저장 유닛을 포함한다. 비디오 저장 장치(532)는 하디 디스크 드라이브, DVD의 판독/기록 가능 컴팩트 디스크, 고상 RAM, 또는 다른 적당한 매체일 수 있다. 본 발명의 일실시예에서, 비디오 저장 장치(532)는 특별한 병렬 판독/기록 능력을 구비한 하드 디스크여서, 데이터가 동시에 비디오 저장 장치(532)로부터 판독되고 장치(532)에 기록될 수 있다. 이러한 특징을 달성하기 위하여, 비디오 저장 장치(532) 또는 컨트롤러에 의해 액세스 가능한 부가 버퍼 메모리가 사용될 수 있다. 선택적으로, 비디오 저장 프로세서(530)가 사용되어 비디오 데이터를 비디오 저장 장치(532)로부터 저장 및 검색하는 것을 관리할 수 있다. 비디오 저장 프로세서(530)는 또한 비디오 저장 장치(532) 안팎으로 전달되는 데이터를 버퍼링하기 위한 메모리를 포함할 수 있다. 대안적으로 또는 상술한 것의 조합으로, 복수의 비디오 저장 장치(532)가 사용될 수 있다. 또한, 대안적으로 또는 상술한 것의 조합으로, 마이크로컨트롤러(510)는 또한 비디오 저장 장치(532) 내의 비디오와 다른 데이터를 저장하고/거나 검색하는데 필요한 동작을 수행할 수 있다.

비디오 프로세싱 모듈(516) 입력은 비디오 출력으로서 비디오 또는 컴퓨터 모니터와 같은 감상 장치(viewing device)로 직접 공급될 수 있다. 게다가, 비디오 및/또는 오디오 출력들은 RF 변조기(534)로 공급되어, 종래의 텔레비젼 튜너로의 입력 신호로서 적절한 8 VSB(vestigal side band) 및/또는 RF 출력을 생성할 수 있다. 이로 인해 수신기(500)는 비디오 출력 없이 텔레비젼과 함께 동작될 수 있다.

위성들(108)의 각각은 트랜스폰더를 포함하는데, 이는 프로그램 정보를 업링크 센터(104)로부터 받아들이고, 이 정보를 가입 수신국(110)으로 전달한다. 알려진 멀티플렉싱 기술이 사용되어 다수의 채널이 사용자에게 제공될 수 있다. 이러한 멀티플렉싱 기술들은, 예를 들면, 다양한 통계적(statistical) 또는 다른 시간 도메인 멀티플렉싱 기술들 및 편광(polarization) 멀티플렉싱을 포함한다. 본 발명의 일실시예에서, 단일 주파수 밴드에서 동작하는 단일 트랜스폰더는 각 SCID(service channel identification)에 의해 확인되는 복수의 채널을 운반한다.

바람직하게는, IRD(500)는 또한 마이크로컨트롤러(510)에 사용 가능한 메모리에서 프로그램 가이드를 수신하고 저장한다. 일반적으로, 프로그램 가이드는 위성(108)으로부터 데이터 스트림 내의 하나 이상의 데이터 패킷에서 수신된다. 프로그램 가이드는 마이크로컨트롤러(510)에 의해 구현되어 프로세서 ROM(538) 내에 저장되는 적절한 동작 단계들을 실행하는 것에 의해 액세스되고 조사될 수 있다. 프로그램 가이드는 감상 채널 번호들을 위성 트랜스폰더들과 SCID들에 매핑하는 데이터를 포함하고, 또한 TV 프로그램 나열 정보를 프로그램 이벤트들을 확인하는 가입자(122)에게 제공할 수 있다.

도 5에 도시되는 IRD(500)에 구현되는 기능은 하나 이상의 하드웨어 모듈, 프로세서에 의해 수행되는 명령어들을 정의하는 하나 이상의 소프트웨어 모듈, 또는 이들의 조합에 의해 구현될 수 있다.

본 발명은 서로 다른 전력 레벨에서 신호의 변조에, 그리고 각 계층에서 비간섭(non-coherent)하는 신호들에 대해 효과적으로 대비한다. 게다가, 신호의 독 립 변조와 코딩이 수행될 수 있다. QPSK(quadrature phase shift keying) 수신기와 같은 레거시(legacy) 수신기들과의 역방향 호환(backwards compatibility)이 이네이블되고 새로운 서비스들이 새로운 수신기들로 제공된다. 본 발명의 일반적인 새로운 수신기는 두개의 복조기와 하나의 재변조기를 사용하는데, 자세한 내용은 후술한다.

본 발명의 일반적인 역방향 호환 실시예에서, 레거시 QPSK 신호는 전력이 높은 전송 (또는 수신) 레벨까지 상승된다. 이는 전력 "여지(room)"를 생성하는데, 여기서 새로운 하위 계층 신호가 동작할 수 있다. 레거시 수신기는 새로운 하위 계층 신호를 부가 백색 가우스 노이즈(additive white Gaussian noise)와 구별하지 못하므로, 보통의 방식으로 동작한다. 계층 전력 레벨의 최적의 선택은 바람직한 새로운 처리량과 서비스들뿐만 아니라 레거시 장비를 수행하는데 기초한다.

새로운 하위 계층 신호에 열 노이즈 비가 적절히 기능하기에 충분한 캐리어가 제공된다. 새로운 하위 계층 신호와 상승된 레거시 신호는 상호 비간섭한다. 따라서, 새로운 하위 계층 신호가 상이한 TWTA와 심지어 상이한 위성으로부터 구현될 수 있다. 새로운 하위 계층 신호 포맷은 또한 레거시 포맷에 독립적인데, 예를 들어 이는 종래의 연쇄 FEC 코드를 사용하거나 새로운 터보 코드를 사용하는 QPSK나 8PSK일 수 있다. 하위 계층 신호는 심지어 아날로그 신호일 수 있다.

조합된 계층 신호는 우선 상위 계층을 복조하여 상위 캐리어를 제거함으로써 복조되고 디코딩된다. 안정화된 계층 신호는 그후 상위 계층 FEC를 디코딩하고 출력 상위 계층 심볼들을 상위 계층 전송과 소통하도록 한다. 상위 계층 심볼들은 또한 재변조기에서 사용되어 이상적인 상위 계층 신호를 생성한다. 이상적인 상위 계층 신호는 그후 안정화 계층 신호로부터 빠져 나가서 하위 계층 신호가 나타난다. 하위 계층 신호는 그후 복조되고 FEC 디코딩되며 하위 계층 전송과 통신된다.

본 발명을 사용하는 신호, 시스템 및 방법은, 역방향 호환 어플리케이션 내의 레거시 수신 하드웨어와 함께, 또는 하나 이상의 부가적인 계층을 현재 또는 훗날에 제공하는 미리 계획된 계층 변조 아키텍쳐의 일부로서, 이미 존재하고 있는 전송 호환을 보충하는데 사용될 수 있다.

2.4 계층 신호

도 6a-6c는 수신된 계층 변조 전송 내의 신호 계층들의 기본적인 관계를 도시한다. 도 6a는 신호 포인트들이나 심볼들(602)을 보여주는 전송 신호의 상위 계층 신호 배치(constellation)(600)를 도시한다. 도 6b는 상위 계층 신호 배치(600)에 대한 심볼들(604)의 하위 계층 신호 배치를 도시하는데, 상위 계층 신호 배치에서 계층들은 간섭(또는 동기)된다. 도 6c는 상위 계층 배치에 대한 두번째 전송 계층의 하위 계층 신호(606)를 도시하는데, 상위 계층 배치에서 계층들은 비간섭한다. 하위 계층(606)은 비간섭 전송 내의 두 계층의 상대 변조 주파수들로 인해서 상위 계층 배치(602) 주위를 회전한다. 상위와 하위 계층 모두 첫번째 계층 변조 주파수로 인해서 경로(608)에 설명된 것과 같이 원점 주위를 회전한다.

도 7a-7c는 상위 계층 다음의 상위 전송 계층에 대한 하위 전송 계층 사이에서의 비간섭 관계를 도시한다. 도 7a는, 상위 계층과 배치 링들(702)의 첫번째 CRL(carrier recovery loop) 배치(700)가 점선으로 나타낸 큰 반지름의 원 주위를 돌기 전의 배치(700)를 도시한다. 도 7b는, 배치 링들(702)의 회전이 정지하는 상위 계층의 CRL 후의 배치(704)를 도시한다. 배치 링들(702)은 상위 계층의 노드들(602) 주위의 하위 계층의 신호 포인트들이다. 도 7c는 수신된 신호의 노드들(602)에 대한 위상 분포를 도시한다.

비간섭 상위 및 하위 계층 신호의 상대 변조 주파수들로 인해서, 하위 계층 배치는 상위 계층 배치의 노드들(602) 주위를 회전하여 링들(702)을 형성한다. 하위 계층 CRL 후에 이러한 회전은 제거되고 하위 계층의 노드들이 (도 6b에 도시된 것과 같이) 나타난다. 하위 계층 배치 링들(702)의 반지름은 하위 계층 전력 레벨을 가리킨다. 링들(702)의 두께는 하위 계층의 CNR(carrier to noise ration)을 가리킨다. 두 계층이 비간섭하므로, 하위 계층이 구별되는 디지털이나 아날로그 신호를 전송하는데 사용된다.

도 8a는 계층화된 변조 신호를 전송하고 수신하기 위한 시스템을 보여주는 다이어그램이다. 위성들(108a, 108b)과 같은 임의의 적절한 플랫폼에 위치될 수 있는 (TWTA를 포함하여 신호를 증폭하는) 별도의 전송기들(107a, 107b)이 사용되어 본 발명에 따른 상이한 계층들의 신호를 비간섭적으로 전송한다. 업링크 신호(116)는 일반적으로 안테나(106)를 통한 하나 이상의 전송기(105)를 사용하여 하나 이상의 업링크 센터(104)로부터 각 위성(108a, 108b)에 전송된다.

도 8b는 위성(108)에서 계층화된 변조 신호를 수신하고 전송하기 위한 예시적인 위성 트랜스폰더(107)를 도시한다. 업링크 신호(116)는 위성(108)에 의해 수 신되고 IMUX(input multiplexer; 814)를 통해 전달된다. 이를 거쳐서, 신호는 TWTA(traveling wave tube amplifier; 816)와 그후 통과하는 OMUX(output multiplexer; 818)를 사용하여 증폭되어 다운링크 신호(118)는 수신기(802, 500)로 전송된다.

도 8c는 예시적인 위성 트랜스폰더의 시뮬레이션과 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따른 신호 처리를 상세히 도시한 다이어그램이다. 특히, 도 8c는 계층 변조된 신호가 어떻게 시뮬레이션되어 여기 설명하는 것과 같은 결과를 생성하는지 도시한다. 도 8c에서, 상위 계층 TWTA의 비선형 측정 정밀도 상의 잠재 영향을 가진 블록들이 강조된다.

아래에서 예시 및 설명되는 바와 같이, 인접한 또는 동채널(co-channel)의 간섭(820)은 포함되지 않는다.

FEC 인코더(404, 422)는 각각 제1 및 제2 신호 심볼(402, 420)을 수용하고 전송 에러를 감소시키는 데에 사용되는 잉여 정보(redundant information)를 부가한다. 인코딩된 신호는 변조되고, 주파수가 업컨버팅(up-converting)되고, 업링킹(up-linking)되고, 비교적 적은 손상과 함께 위성(108)에서 수신된다.

시뮬레이션에서, 상위 및 하위 신호는 각각 신호 맵퍼(signal mappers; 824A, 824B)에 의하여 처리된다. 신호 맵퍼(824A, 824B)는 FEC 출력 비트를 무리 심볼(constellation symbols)로 변환한다. 신호의 파형의 기본적인 모양이 후에 수신기에서의 최적의 샘플링 포인트에서 서로와 간섭하지 않는 것을 보장하기 위하여, 소망의 파형 모양을 만드는 데에 파형 형상화 필터(pulse shaping filters; 826A, 826B)가 사용될 수 있다. 이와 관련하여, 파형 형상화 필터(826A, 826B)는, 주파수 필터가 완전한 자승 코사인 필터(raised cosine filter; RCF)의 크기 스펙트럼의 제곱근으로서 주파수 응답을 표현하는 것을 준비하는 근 자승 코사인 필터(root-raised cosine filter; RRCF)를 구성할 수 있다.

시뮬레이션을 계속하면서, 파형 모양의 신호는 보드(baud) 및 캐리어 오프셋 모듈(828A, 828B)에 의하여 독립적으로 오프셋된다. 도 8b에 도시된 바와 같이, 신호는 이어서 위성 입력 멀티플렉서(IMUX) 필터(817A, 814B)를 통하여 전달된다. 이후, 신호는 전파 관 증폭기(traveling wave tube amplifier; TWTA; 816A, 816B)로 증폭되고 이어서 출력 멀티플렉서(OMUX; 818A, 818B)를 통과한다. 상위 층 신호 및 하위 층 신호는, 필요하면, 다운링크 전달 전에 인접하는 동채널 간섭(820)과 결합된다. 도 8c에 도시된 시뮬레이션에서, 발명의 강인성을 시험하기 위하여, 부가 백색 가우시안 노이즈(additive white Gaussian noise; AWGN; 830)가 부가될 수 있다.

시뮬레이션의 일부로서, 위상 노이즈(832)가 신호에 부가될 수 있다. 예를 들어, 안티 에일리어싱 필터(anti-aliasing filter)로서의 4차 버터워스 저역 통과 필터와 같은 수신기 프론트 앤드 필터(834)가, TWTA 비선형성을 측정하기 위하여 오프라인 수신기 처리 블록(836)에 대한 시뮬레이션된 수신된 신호를 출력하는 수신기 구현을 모델링하기 위하여 포함될 수 있다. 대안적으로, 다운링크된 신호(838)는, TWTA 비선형성 측정을 위하여 수신기(500)에 의하여 포획될 수 있다. 본 명세서에서 예시 및 설명된 바와 같이, 보드 및 캐리어 오프셋 모듈(828A), 인 공 위상 TWTA(816A), 위성 OMUX 필터(818A), 다운링크 AWGN(830), 위상 노이즈(832) 및 수신기 프론트 앤드 필터(834)는 TWTQ 비선형성 측정의 정확도에 위성 및 수신기의 다른 컴포넌트보다 더 많은 영향을 미친다.

도 8a를 다시 참조하면, 층 신호(808A, 808B), 예를 들어 다수의 다운링크 신호(118)는, 수신기 안테나(812A, 812B), 예를 들어 각각 저 노이즈 블록(low noise block; LNB; 810A, 810B)을 갖고 통합된 수신기/디코더(IRDs; 500, 802)와 연결되는 위성 접시 안테나에서 수신된다. 예를 들어, 제1 위성(108A) 및 송신기(107A)는 상위 층 레거시 신호(upper layer legacy signal; 808A)를 전송할 수 있고 제2 위성(108B)과 송신기(107B)는 하위 층 신호(808B)를 전송할 수 있다. 양 신호(808A, 808B)가 각 안테나(812A, 812B) 및 LNB(810A, 810B)에 도달함에도 불구하고, 층 변조 IRD(802)만이 양 신호(808A, 808B)를 변조할 수 있다. 레거시 수신기(legacy receiver; 500)는 상위 층 레거시 신호(808A)를 디코딩할 수 있을 뿐이다. 하위 층 신호(808B)는 레거시 수신기(500)에게 노이즈로만 나타난다.

신호 층은 비간섭적으로(non-coherently) 전송될 수 있으므로, 상이한 위성(108A, 108B) 또는 지상 기반 또는 고도 플랫폼과 같은 다른 플랫폼을 이용하여 임의의 시간에 별개의 전송 층이 부가될 수 있다. 따라서, 새로운 부가 신호 층을 포함하는 임의의 복합 신호는, 레거시 수신기(500)와 역호환가능한(backwards compatible) 것이고, 이는 새로운 신호 층을 무시할 것이다. 신호가 간섭하지 않는 것을 보장하기 위하여, 하위 층에 대한 결합된 신호 및 노이즈 레벨은 특정 수신기 안테나(812A, 812B)에서 상위 층에 대하여 허용된 노이즈 하한에 있거나 이보 다 아래여야 한다.

층 변조 응용은 역호환가능한 응용 및 비-역호환가능한 응용을 포함한다. 여기서, "역호환가능(backwards compatible)"이란, 부가 신호 층(들)에 의하여 레거시 수신기(500)가 오래된 것으로 되지 않는 시스템을 기술한다. 대신, 레거시 수신기(500)가 부가 신호 층(들)을 디코딩할 수 없는 경우에도, 레거시 수신기(500)는 층 변조된 신호를 수신하고 원래의 신호 층을 디코딩할 수 있다. 이러한 응용에서, 기존의 시스템 아키텍처는 부가 신호 층의 아키텍처에 의하여 적응된다. "비-역호환가능(non-backwards compatible)"이란, 층 변조를 이용하는 시스템 아키텍처를 기술하지만, 채용된 변조 방식은, 기존의 설비가 부가 신호 층(들)에 대한 정보를 수신 및 디코딩할 수 있는 것이다.

기존의 레거시 IRD들(500)은, 그들이 수신하도록 설계된 층(또는 층들)으로부터의 데이터만을 디코딩 및 이용하며, 부가 층에 의하여 영향받지 않는다. 그러나, 아래에서 설명되는 바와 같이, 레거시 신호는 새로운 층을 최적으로 구현하도록 변경될 수 있다. 본 발명은 레거시 수신기에 불리하게 영향주거나 부가 신호 주파수를 요구하는 일 없이, 새로운 수신기로 부가 특징 및 서비스를 가능하게 하기 위하여 개별 사용자에게 방송되는 기존의 직접 위성 서비스에 적용될 수 있다.

2.5 복조기 및 디코더

도 9는 층 변조 신호를 수신할 수 있는 개선된 IRD(802)의 일 실시예를 도시하는 블록도이다. 향상된 IRD(802)는, 아래에서 상세히 설명되는 바와 같은 양 신 호 층을 디코딩하기 위한 개선 및 변경된 튜너/복조기(904) 및 전송 모듈(908)로 FEC 디코딩된 심볼이 피드백되는 피드백 경로(902)를 포함한다.

도 10a는 개선된 튜너/복조기(904) 및 FEC 인코더(506)의 일 실시예의 블록도이다. 도 10a는, 상위 층 캐리어가 이미 복조된 신호에 대하여 층 감산(layer subtraction)이 수행되는 수신을 도시한다. 레거시 변조 포맷을 포함할 수 있는 LNB(502)로부터 수신된 결합된 신호(1016)의 상위 층이 상위 층 복조기(1004)에 제공되고 그에 의하여 처리되어 안정된 복조 신호(1020)를 생성한다. 복조된 신호(1020)는, 상위 층을 디코딩하여 상위 층 전송 모듈(908)로 출력되는 상위 층 심볼을 생성하는 FEC 디코더(1002)에 통신가능하도록 연결된다. 상위 층 심볼은 또한 이상화된 상위 층 신호를 생성하는 데에 사용된다. 상위 층 심볼은, 당업자에게 공지된 전형적인 디코딩 종작에서, 비테르비 디코딩(Viterbi decoding)(BER < 10^-3 또는 그 정도) 또는 리드 솔로몬 디코딩(Reed-Solomon decoding; RS decoding)(BER < 10^-9 또는 그 정도) 후에 디코더(402)로부터 생성될 수 있다. 상위 층 심볼은 피드백 경로(902)를 통하여 상위 층 디코더(1002)로부터, 이상화된 상위 층 신호를 실질적으로 생성하는 재변조기(1006)로 제공된다. 이상화된 상위 레벨 신호는 복조된 상위 층 신호(1020)로부터 감산된다.

깨끗한 하위 층 신호를 생성하기 위한 감산을 위하여, 상위 층 신호는 정확하게 재생성되어야 한다. 변조된 신호는, 예를 들어 전파 관 증폭기(TWTA) 비선형성이나 전송 채널에서의 다른 비선형 또는 선형 왜곡에 의하여 왜곡되어 있다. 왜 곡 효과는, 왜곡을 제거하는 데에 사용되는 AM-AM 및/또는 AM-PM 맵(1018)에서 TWTA 특성이 IRD로 다운로딩될 수 있는 본 발명의 방법에 의한 사실에 따라, 수신된 신호로부터 추정될 수 있다(상세한 설명은 아래를 참조하라). 시간 영역 응답 p(t)(1004)는 신호 특성으로서 통합된다. 대안적으로, 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따라, 개별적인 IRD(500, 802)는 국부적으로 비선형 곡선을 생성할 수 있으며, 이로써 방송 센터로부터 곡선을 전송할 필요를 제거할 수 있다.

감산기(1012)는 이어서 안정한 복조된 신호(1020)로부터 이상화된 상위 층 신호를 감산한다. 이는 저전력 제2 층 신호를 남긴다. 감산기(1012)는, 이상화된 상위 층 신호가 만들어지는 동안 안정한 복조된 신호(1020)를 보유하는 버퍼 또는 지연 기능을 포함할 수 있다. 제2 층 신호는 하위 레벨 복조기(1010)에 의하여 복조되고 그 신호 포맷에 따라 디코더(1008)에 의하여 FEC 디코딩되어 하위 층 심볼을 생성하며, 이는 전송 모듈(908)로 제공된다.

도 10b는, (상위 층 복조에 선행하여) 수신된 층 신호에 대하여 층 감산이 수행되는 또 다른 실시예를 도시한다. 이 경우, 상위 층 복조기(1004)는 (안정한 복조된 신호 출력(1020)뿐만 아니라) 상위 캐리어 신호(1022)를 생성한다. 상위 캐리어 신호(1022)는 리코더/재변조기(recoder/remodulator; 1006)로 제공된다. 리코더/재변조기(1006)는 이상화된 상위 층 신호를 실질적으로 생성하는 비선형 왜곡 맵퍼(1018)로 리코딩/재복조된 신호를 제공한다. 도 10a에 나타난 실시예와 달리, 본 실시예에서, 이상화된 상위 층 신호는, 수신된 결합된 신호(808A, 808B)로부터의 감산을 위한 상위 층 캐리어를 포함한다.

당업자는 층 감산을 위한 다른 등가의 방법을 생각해 낼 수 있을 것이며, 본 발명은 본 명세서에서 제공된 예들로 제한되어서는 안된다. 또한, 당업자는 본 발명이 두 개의 층으로 제한되지 않는다는 점, 부가 층이 포함될 수 있다는 점을 이해할 것이다. 이상화된 상위 층은 재변조를 통하여 그들의 개별적인 층 심볼로부터 생성되고 감산된다. 감산은 수신된 결합된 신호 또는 복조된 신호에 대하여 수행될 수 있다. 마지막으로, 모든 신호 층이 디지털 전송일 필요는 없다. 최하위 층은 아날로그 전송일 수 있다.

아래의 분석은 예시적인 2층 복조 및 디코딩을 기술한다. 당업자는, 유사한 방식으로 추가 층이 복조 및 디코딩될 수 있다는 점을 알 수 있을 것이다. 들어오는 결합된 신호는 아래의 식과 같이 표현된다.

여기서, M_u는 상위 층 QPSK 신호의 크기이고, M_L은 하위 층 QPSK 신호의 크기이며, 일반적으로 M_L << M_u이다. 상위 및 하위 층 신호에 대한 신호 주파수 및 위상은 각각 ω_u, θ_u 및 ω_L, θ_L이다. 상위 및 하위 층간의 심볼 타이밍 부정렬은 ΔT_m이다. p(t-mT)는, 신호 복조에서 채용되는 파형 형상화 필터 p(t)(414)의 타임 시프트된 버전을 나타낸다.

QPSK 심벌 S_Um 및 S_Lm은 예시적인 QPSK 신호에 대한

의 성분이다. f_U(·) 및 f_L(·)는 각 신호에 대한 TWTA의 왜곡 함수를 나타낸다.

f_U(·) 및 f_L(·)와 노이즈 n(t)을 무시하면, 상위 캐리어(upper carrier)를 제거한 후의 조합된 신호(combined signal)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

M_U와 M_L의 크기의 차이 때문에, 상위 계층 변조기(1004) 및 디코더(1002)는 S'_UL(t)의 M_L 성분을 무시한다.

감산기(subtractor)에서 S_UL(t)에서 상위 계층을 뺀 후에 남는 것은 다음과 같다.

TWTA 비선형 효과와 같은 임의의 왜곡 효과는 신호 감산을 위하여 추정된다. 본 발명의 전형적인 실시예에 있어서, 상위 및 하위 계층 주파수는 실질적으로 동일하다. 시스템 효율 면에서의 중요한 개선점은 계층 간의 주파수 오프셋을 사용함으로써 얻어질 수 있다.

본 발명을 사용하면, QPSK를 사용하는 2 계층 백워드 겸용 변조(two-layered backward compatible modulation)는, 현재의 TWTA 전력보다 약 6.2dB 위의 TWTA를 더함으로써 현재의 6/7 레이트 커패시티(rate capacity)를 2배로 한다. 새로운 QPSK 신호는 별도의 송신기로부터, 예를 들어 서로 다른 위성으로부터 송신된다. 또한, 16QAM를 사용하는 선형으로 진행파 튜브 증폭기(linear travelling wave tube amplifiers(TWATs))도 필요하지 않다. 또한, 8PSK 및 16QAM가 같은 더 고차의 변조에서 위상 에러 불이익이 부과되지도 않는다.

3.0 변조 계층의 전력 레벨(Power Levels of Modulation Layers)

계층화된 변조 시스템에 있어서, 개개의 변조 계층간의 관계는 백워드 겸용 애플리케이션을 용이하기 하도록 구성될 수 있다. 또한, 조합된 효율 및/또는 계층화된 변조 시스템의 성능을 최적화하도록 새로운 계층 구조가 설계될 수 있다.

3.1 백워드 겸용 애플리케이션(Backward Compatible Applications)

본 발명은 백워드 겸용 애플리케이션에서 사용될 수 있다. 이러한 애플리케이션에 있어서, 하위 계층 신호는 시스템에 의하여 요구되는 전체 송신 전력을 감소시키기 위한 고급 포워드 에러 정정(forward error correction(FEC))을 이용할 수 있다.

도 11a는 본 발명의 예시적인 실시예에서 상대적인 전력 레벨(1100)을 도시한다. 도 11a는 크기(scale)를 도시한 것이 아니다. 이 실시예는, 이미 존재하는 TWTA 유효 등방성 방사 전력(equivalent isotropic radiated power, EIRP)보다 6.2dB 높은 TWTA와, 이미 존재하는 TWTA 전력보다 2dB 낮은 제2 TWTA를 사용함으로써, 이전에 존재하는 레이트 6/7 커패시티를 2배로 한다. 이 실시예는 코히어런트하지 않은 상위 및 하위 QPSK 계층을 사용한다. 코드 레이트 6/7이 두 계층에 대하여 사용된다. 이 실시예에 있어서, 레거시(legacy) QPSK 신호(1102)의 신호는 상위 계층(1104)을 생성하기 위하여 사용되고, 새로운 QPSK 계층은 하위 계층(1110)이다. 본 발명에 있어서, 레거시 QPSK 신호(1102)는 전력에 있어서, 새로운 전력 레벨을 상위 계층(1104)의 열 노이즈보다 약 13.2dB 높은 새로운 전력 레벨로, 약 6.2dB로 함으로써 올려 진다. 상위 계층의 노이즈층(1106)은 대략 6.2dB이다. 새로운 하위 QPSK 계층(1110)은 터보 코드와 같은 고급 FEC를 갖는 대략 5dB의 CNR을 포함한다. 하위 계층의 총 신호 및 노이즈는 상위 계층의 용인되는 노이즈층(1106) 또는 그 이하로 유지된다. 본 발명에서 전력이 올려진 상위 계층(1104)은 또한 대단히 강력하여, 비에 의한 페이딩에 잘 견딘다. 본 발명은 복합 변조, 코딩 및 코드 레이트를 갖는 복수의 계층에 확장될 수 있다.

이 백워드 겸용 애플리케이션의 다른 실시예에 있어서, 2/3의 코드 레이트가 상위 및 하위 계층(1104, 1110) 양쪽을 위하여 사용될 수 있다. 이 경우, 레거시 QPSK 신호(1102)(코드 레이트는 2/3임)의 CNR은 대략 5.8dB이다. 레거시 신호(1102)는 상위 QPSK 계층(1104)을 형성하기 위하여, 대략 5.3dB에서 대략 11.1dB(2/3의 코드 레이트를 갖는 레거시 QPSK 신호(1102)보다 4.1dB 높음)로 올려진다. 새로운 하위 QPSK 신호(1110)는 대략 3.8dB의 CNR을 갖는다. 하위 계층(1110)의 총 신호 및 노이즈는 상위 QPSK 계층의 용인되는 노이즈층(1106)인 대 략 5.3dB 또는 그 이하로 유지된다. 이 경우, 전반적인 커패티시는 1.55로 개선되고, 레거시 IRD의 유효 레이트는 계층화된 변조를 구현하기 전의 7/9가 된다.

본 발명의 백워드 겸용 애플리케이션의 또 다른 실시예에 있어서, 상위 및 하위 계층(1104, 1110) 간의 코드 레이트는 믹싱된다. 예를 들어, 레거시 QPSK 신호(502)는 코드 레이트를 6/7에서 변경하지 않고 대략 5.3dB에서 대략 12.3dB로 올려져서 상위 QPSK 계층(1104)을 생성할 수 있다. 새로운 QPSK 계층(1110)은 대략 3.8dB의 CNR을 갖는 3/2의 코드 레이트를 사용할 수 있다. 이 경우, 레거시 신호(1102)에 대비한 총 커패시티는 대략 1.78이다. 또한, 레거시 IRD는 중대한 레이트 감소가 문제되지 않는다.

3.2 비-백워드 겸용 애플리케이션(Non-Backward Compatible Applications)

전술한 바와 같이, 본 발명은 :비-백워드 겸용" 애플리케이션에서 사용될 수도 있다. 이러한 애플리케이션에 있어서, 상위 및 하위 계층 신호는, 시스템에서 요구되는 총 송신 전력을 감소시키기 위하여 고급 포워드 에러 정정(FEC) 코딩 기술을 이용할 수 있다. 제1의 예시적인 실시예에 있어서, 두 개의 QPSK 계층(1104, 1110)은 2/3의 코드 레이트에서 각각 사용된다. 상위 QPSK 계층(504)은 그 노이즈층(1106) 보다 대략 4.1dB 높은 CNR을 가지며, 하위 QPSK 계층(1110)도 대략 4.1dB의 CNR을 갖는다. 하위 QPSK 계층(1110)의 총 코드 및 노이즈 레벨은 대략 5.5dB이다. 상위 QPSK 신호(1104)를 위한 총 CNR은 대략 9.4dB로서, 레거시 QPSK 신호 레이트 6/7보다 단 2.4dB 높다. 커패시티는 레거시 레이트 6/7에 비하여 대략 1.74이다.

도 11b는 상위 및 하위 계층(1104 및 1110) 모두가 레가시 신호 레벨(legacy signal level; 1102) 이하에 존재하는 대안적인 실시예의 상대적인 강도 레벨을 도시한다. 두 개의 QPSK 계층(1104 및 1110)은 1/2의 부호율(code rate)을 사용한다. 이러한 실시예에서, 상위 QPSK 계층(1104)은 대략 4.1dB의 기저 소음(noise floor; 1106)이상으로 대략 2.0dB이다. 하위 QPSK 계층은 대략 2.0dB의 CNR 및 4.1dB 또는 그 이하의 전체 코드 레벨 및 노이즈 레벨을 갖는다. 본 실시예의 용량은 레가시 부호율(legacy rate)인 6/7에 비교하여 대략 1.31이다.

4. 하드웨어 환경

도 12는 본 발명의 선택된 모듈 및/또는 기능을 구현하기 위하여 사용될 수 있는 예시적인 컴퓨터 시스템(1200)을 도시한다. 컴퓨터(1202)는 프로세서(1204) 및 RAM과 같은 메모리(1206)를 포함한다. 컴퓨터(1202)는 그래픽 사용자 인터페이스(1218B) 사에서 사용자에게 윈도우와 같은 영상을 제시하는 디스플레이 장치(1222)와 동작 가능하도록 연결된다. 컴퓨터(1202)는 키보드(1214), 마우스 장치(1216), 프린터 등과 같은 다른 장치에 연결될 수 있다. 물론, 당업자는 이상의 구성 요소 또는 임의의 수의 다른 구성요소들, 주변 장치들 및 다른 장치들의 임의의 조합이 컴퓨터(1202)와 사용될 수 있음을 인식할 것이다.

일반적으로, 컴퓨터(1202)는 메모리(1206)에 저장된 운영 시스템(1208)의 제어 하에서 동작하고, 입력 및 명령을 받아들이고, GUI 모듈(1218A)을 통해 결과를 제시하기 위해 사용자와 인터페이스한다. GUI 모듈(1218A)은 개별 모듈로 도시되어 있지만, GUI 기능을 수행하는 명령어들은 운영 시스템(1208) 및 컴퓨터 프로그램(1210)에 존재하거나 분산될 수 있고, 전용 메모리 및 프로세서로 구현될 수도 있다. 또한, 컴퓨터(1202)는, COBOL, C++, FORTRAN 또는 프로세서(1204) 판독 가능한 코드로 변환될 수 있는 다른 언어와 같은 프로그래밍 언어로 작성된 애플리케이션 프로그램(1210)을 허용하는 컴파일러(1212)를 구현한다. 완료 후에, 애플리케이션(1210)은 컴파일러(1212)를 사용하여 생성된 관계 및 로직을 사용하여 컴퓨터(1202)의 메모리(1206)에 저장된 데이터를 액세스하거나 조작한다. 또한, 컴퓨터(1202)는 모뎀, 위성 연결, 이더넷 카드 또는 다른 컴퓨터와의 통신을 위한 다른 장치와 같은 외부 통신 장치를 선택적으로 포함한다.

일 실시예에서, 운영 시스템(1208), 컴퓨터 프로그램(1210) 및 컴파일러(1212)를 구현하는 명령어는 집 드라이브, 플로피 디스크 드라이브(1224), 하드 드라이브, CD-ROM 드라이브, 테이프 드라이브 등과 같은 하나 이상의 고정형 또는 이동형 데이터 저장 장치를 포함하는, 예컨대 데이터 저장 장치(1220)와 같은 컴퓨터 판독 가능 매체에 실체적으로 구체화된다. 또한, 운영 시스템(1208) 및 컴퓨터 프로그램(1210)은, 컴퓨터(1202)에 의해 판독 및 실행되는 경우에 컴퓨터(1202)가 본 발명을 구현 및/또는 사용하기 위하여 필수적인 단계들을 수행하도록 하는 명령어들로 구성된다. 또한, 컴퓨터 프로그램(1210) 및/또는 운영 명령어들은 메모리(1206) 및/또는 데이터 통신 장치(1230)에 실질적으로 구체화되고, 이를 통해 발명에 따른 컴퓨터 프로그램 제품 및 제조 물품(article of manufacture)을 만들게 된다. 여기서, 본 명세서에서 사용된 바와 같은 "제조 물품", "프로그램 저장 장치" 및 "컴퓨터 프로그램 제품"은 임의의 컴퓨터 판독 가능 장치 또는 매체로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램을 포함하려는 의도이다.

당업자는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 이러한 구성에 많은 변경이 가해질 수 있음을 인식할 것이다. 예컨대, 당업자는 이상의 구성 요소 또는 임의의 수의 다른 구성요소들, 주변 장치들 및 다른 장치들의 임의의 조합이 본 발명과 사용될 수 있음을 인식할 것이다.

5. 비선형성 추정(Estimating Non-Linearity)

도 10a 및 도 10b를 참조하면, TWTA의 비선형성을 도시하는 비선형성 왜곡 지도(distortion map; 1018)가 계층화된 변조 신호 재구성 과정 동안에 비선형성 왜곡 지도 모듈에 의해 사용될 수 있다. 상술한 바와 같이, 예시적인 수신기(802)에서, 상위 계층 신호를 보다 정밀하게 재구성하기 위하여 TWTA, AM-AM 및 AM-PM 지도가 추정된 동작점(estimated operating point)을 사용하여 재인코딩되고, 재변조된 신호에 적용될 수 있다.

도 10a 및 도 10b가 비선형성 왜곡 지도의 사용을 도시하고 있지만, 비선형성 왜곡 지도( 및 동작점)에 대한 지식이 결정되어야 한다. 비선형성의 측정은 계층화된 변조 기법의 일부로서 다양한 방법으로 실행될 수 있음에 주의해야 한다. TWTA 비선형성은 로컬 IRD들(500 또는 802)에서 측정될 수 있는데, 이 경우 동작점이 비선형 측정치로부터 자동적으로 계산될 수 있다. 또한, TWTA 비선형성은 유사하게 얻어진 동작점을 이용하여 브로드캐스트/업링크 센터(104)에서 측정될 수 있 는데, 이 경우 TWTA 비선형성 및 동작점에 대한 정보는 계층화된 변조 신호 수신 프로세스를 지원하기 위하여 다운 링크 신호(118)를 통해서와 같이 개별 IRD들(500/802)로 다운로드될 수 있다.

6. 비선형성 측정(Measuring Non-Linearity)

상술한 바와 같이, 비선형성의 측정은 계층화된 변조 기법의 일부로서 다양한 방법으로 수행될 수 있다. TWTA 비선형성 측정의 제1 구조가 Ernest C. Chen에 의해 출원된 "SATELLITE TWTA ON-LINE NON-LINEARITY MEASUREMENT"라는 명칭의 미국 특허 출원 번호 제10/165,710호에 자세히 기술되어 있다.

(본 명세서에 기술된) 제2 측정 구조는 제1 구조에 대하여 향상점을 제공할 수 있다. 제2 측정 구조에서, (예컨대, 처리 이득을 최대화하는 고유한 평준화 기술을 사용하여) 브로드캐스트 센터 또는 각각의 로컬IRD(500/802)에서 비선형성을 측정할 수 있다.

또한, (예컨대, LNB(502)로부터) 다운링크 신호(118)를 수신하는 IRD(500/802)는 유입 신호로부터 심볼 스트림 및 반송파 주파수를 추출하고, 이상적인 신호 즉, TWTA 및 노이즈의 영향을 받지 않는 신호를 생성하는 신호 처리기를 포함할 수 있다. 그 후, (TWTA의 비선형성의 측정을 제공하는) TWTA 특징 지도를 생성하기 위하여 비교 처리기(comparison processor)에서 이상적인 신호를 사용한다. 본 명세서에 기술된 바와 같이, 신호 처리기 및 비교 처리기는 튜너/복조기(904), FEC(506) 내의 IRD(802)로 통합될 수 있다. 특징 지도의 생성에 관 한 자세한 사항은 도 13a 내지 도 13d에 대한 이하의 설명에서 기술될 것이다.

통상적으로, TWTA 특성 맵들은 출력 진폭 변조 대 입력 진폭 변조의 측정치들(AM-AM 맵) 및 출력 위상 변조 대 입력 진폭 변조(AM-PM 맵)를 포함한다. 수신된 신호는 TWTA 증폭기 출력(및 노이즈)을 나타내고, 생성된 이상적 신호는 증폭기 입력을 나타낸다. 증폭기의 진단 및 감시 외에도, 이러한 특성 맵들은 계층화 변조 전송 방식을 이용하여 시스템의 저층 신호 수신을 촉진 및/또는 향상시키는 데 사용될 수 있다.

도 13a, 13b 및 13c는 특성 맵들을 측정하기 위한 기본 시스템(1300)의 블록도이다. 기술된 기능들 모두가 앞서 기술된 기본 아키텍처를 갖는 직접 방송 위성 시스템에서 사용되는 수신기(802) 내에서 실행될 수 있다. 심볼 타이밍(symbol timing)을 정렬하고 신호 내의 잔류 반송파 주파수 및 위상을 제거하는 복조기(1302)에 의해 적합한 신호 섹션이 포착 및 복조된다. 복조된 신호는 이상적 신호, 즉 사전 전송된 신호를 나타내는 신호를 생성하도록 신호 생성기(1304)에서 사용된다. 디지털 신호의 경우, 상기 신호는 이상적 신호를 생성하는 데 사용될 신호 심볼들을 얻기 위해 더 디코딩된다. 이상적 신호와 수신 신호간의 차이가 전송 비선형성 특성의 추정을 위해 프로세서들(1306, 1310, 1308, 1312)에 의해 사용된다. 수신 신호의 CNR에 의존하는 추정치를 얻기 위해서는 수신 신호의 작은 섹션, 통상적으로 수천 개의 심볼들만이 필요할 수 있다.

도 13a는 생성된 이상적 신호(노이즈 및 TWTA 비선형성이 없음)와 복조(이밖에 FEC 디코딩 및 재변조가 필요할 수 있음) 후의 수신 신호간의 차이로부터 비선 형성 특성이 추정되는 실시예를 도시하고 있다. 이상적 신호는 심볼들 및 심볼 타이밍으로부터만 용이하게 생성될 수 있으므로, 복조 후의 수신 신호로부터 추정치를 얻는 것은 처리를 간단하게 해 준다.

도 13b는 성능 특성이 이상적 신호와 복조 전의 수신 신호간의 차이로부터 추정되는 실시예를 도시하고 있다. 이 경우, 이상적 신호는 또한 수신 신호의 반송파 주파수로 생성되어야 한다. 이는 복조된 심볼 타이밍과 반송파 주파수 및 위상을 이상적 신호에 추가시킴으로써 이루어질 수 있다.

도 13c는 생성된 이상적 신호(노이즈 및 TWTA 비선형성이 없음)와 복조 후의 수신 신호간의 차이로부터 비선형성 특성이 비선형성 특성이 추정되는 실시예를 도시하고 있다는 점에서 도 13a와 유사하다. 도 13a 및 도 13b에서와 같이, 측정 절차는 수신 신호를 포착하고 노이즈 및 TWTA 비선형성이 없는 이상적 신호(1320)를 생성(1304)하는 것으로 시작한다. 이상적 신호(1320)는 QEF(Quasi-Error-Free) 성능으로 디코딩된 심볼들을 재인코딩 및 재변조(앞서 기술된 바와 같음)함으로써 생성된다. 이상적 신호(1320)는 TWTA(816)에 대한 입력을 나타내고, 포착된 신호는 TWTA(816)의 출력(노이즈 있음)을 나타낸다.

정상적인 조건에서, 비선형성은 IM-3(3차 상호 변조) 등을 통해 신호 대역폭을 넓혀 준다. 또한, 다양한 노이즈 및 간섭이 비선형성 측정치를 손상시킬 수 있다. 예컨대 열 노이즈(부가적인 다운링크), 위상 노이즈(LNB, 튜너) 및 다른 간섭들(CCI, ACI, 저층 신호)이 측정치를 손상시킬 수 있다. 이러한 손상은 통상적으로 AM-AM 및 AM-PM 측정치들을 편향(bias)시키지 않는다. 반면, 신호 경로를 따른 필터링은 관측 가능한 비선형성을 전반적으로 감소시킨다.

필터링 효과를 없애기 위해서는, 필터링되지 않은 신호를 복구함으로써(즉 비가시 비선형성을 복구함) 측정 정확성을 향상시키기 위해 역 필터/등화기(1322)가 사용될 수 있다. 따라서, 도 13c에 도시된 실시예에서는 역 필터 및/또는 등화기(1322)를 이용하여 필터링 효과를 없앰으로써 TWTA 비선형성이 가장 정확한 측정치를 위해 복구될 수 있다. 선형 등화기(1322)는 선형 채널 왜곡 및 전체 신호 경로 상의 다경로 효과를 추정 및 제거하는 데에 사용될 수 있다. 따라서 선형 등화기/역 필터들(1322)은 결합된 필터 효과들을 "상쇄"하기 위한 역 필터링을 효율적으로 수행한다. 예컨대 역 필터들(1322)은 위성 OMUX 필터들(상당한 효과를 가질 수 있음), IRD 프론트-엔드 저대역 통과 필터(LPF)(대역폭이 통상적으로 한정되므로 또한 주요한 효과를 가질 수 있음) 및/또는 TWTA 및 수신/포착된 데이터간의 다른 필터들에 의해 야기된 선형 채널 왜곡을 추정 및 제거할 수 있다. 그러나 어떤 필터들은 신호에 영향을 주지 않을 수 있다. 예컨대 IMUX 필터는 TWTA 비선형성의 대역폭 확장 효과에 앞서 작용하므로 거의 효과를 미치지 않는다.

모든 실시예(즉 도 13a, 13b 및/또는 13c에 도시된 실시예)에서, 다음으로 이상적 신호 및 수신 신호는 이들 두 신호의 데이터 포인트들을 2차원 산포도(여기서는 X 및 Y축을 따라 각각 표시된 입력 및 출력값들을 갖는 짝지어진 포인트들의 집합)에서 짝짓고 분류하기 위해 프로세서들(1306, 1308)에서 사용된다. 이들 프로세서(1306, 1308)는 증폭기의 입력 신호 및 출력 신호(노이즈 포함)간의 관계를 특징짓는다. 이 경우, 입력 신호는 생성된 이상적 신호(1320)(재변조되거나 그렇 지 않음)에 의해 나타내어지고, 출력 신호는 수신 신호에 의해 나타내어진다. AM-AM 산포도의 X축은 TWTA 비선형 왜곡 이전의 이상적 신호 샘플들의 크기를 나타내고, Y축은 TWTA 비선형성(및 노이즈)을 포함하는 수신 신호 샘플들의 크기로 구성된다. AM-PM 산포도도 유사하게 형성된다. X축은 AM-AM 산포도의 X축과 마찬가지이고, Y축은 TWTA 비선형성을 갖거나 갖지 않는 대응 샘플들간의 모든 위상차들로 구성된다.

따라서, 두 신호들은 복조기(1302)의 타이밍 복구 루프에 의해 샘플 대 샘플로 정렬되고, 데이터 짝들이 모든 대응 샘플들에 대하여 형성된다. 데이터 분류(1306 및 1308)에 의해 데이터 짝들이 이상적 신호 샘플들의 전력(power)에 대하여 분류된다. 예컨대 재생성된 이상적(선형) 신호 샘플들은 전력/크기로 분류된다. 수신(비선형) 신호 샘플들은 재배열 후 재생성된 신호 샘플들에 대하여 태깅된 상태로 남게 된다.

이 시점의 프로세스에서, 도 13c의 실시예는 도 13a 및 13b와 달라진다. 도 13c에 도시된 평균화 프로세스는 평균화를 위해 소정의 수(평균화 비율을 나타냄)의 인접한 분류된 TWTA 입력 신호들을 간섭성으로 추가(즉 간섭성 평균화 프로세서 1324 및 1326을 이용함)시켜 노이즈 효과를 감소시킨다. 사용될 평균화 비율은 신호 CNR 및 소정 응용예에 필요한 비선형성 측정 품질에 의존한다. 따라서 측정치의 손상은 평균화 비율을 증가시킴으로써 보상될 수 있다. 비상관 또는 거의 상관되지 않은 노이즈 및 간섭 샘플들에 대해, 평균화 프로세스는 편향되지 않은 추정치의 품질을 평균화 비율을 2배로 할 때마다 3dB씩 증가시킬 수 있다. 그러나 앞 서 기술한 바처럼, 데이터가 수집되기 이전의 신호 경로를 따른 필터들의 존재는 추정의 정확도를 감소시킬 수 있다. 위상 OMUX 필터 및 IRD 프론트-엔드 LPF를 포함하여, 경로 내 필터들은 포착된 데이터로부터 비선형성의 일부를 감출 수 있다.

간섭성 평균화를 이용하는 것은 모든 입력 신호 전력에 걸쳐 측정치 플로어(measurement floor)를 생성하지 않고 TWTA AM-AM 및 AM-PM 추정치를 개선시키며, 고전적이거나 계층 변조된 신호들과 함께 쓰일 수 있다. 또한, 간섭성 평균화는 TWTA 비선형성이 개개의 IRD에 의해 측정될 수 있도록 함으로써, 원하는 경우 IRD에 TWTA 테이블을 다운로드해야 할 필요를 없애준다.

간섭성 평균화의 일부로서, 입력 및 출력 신호들의 평균 전력(작동점)은 물론 실제 AM-AM 및 AM-PM 곡선들은 후속 처리의 편의를 위해 우선 0dB 및 0도로 각각 재스케일링될 수 있다. 분류된 선형 및 비선형 신호들은 그 후 앞서 설명한 바처럼 입력 신호 CNR 및 필요한 비선형성 측정 품질에 따라 평균화 비율로 간섭성있게 평균된다.

필요한 경우, FEC(Forward Error Correction)이 복조된 신호에 적용될 수 있고, 이어 재인코딩 및 재변조 프로세스를 거침으로써 모든 복구된 심볼들에 오류가 없도록 한다.

분류(즉 도 13a 및 13b에서) 및 간섭성 평균화(즉 도 13c에서) 이후에, 이상적 신호의 데이터 포인트들 및 수신 신호의 데이터 포인트들은 프로세서(1310, 1312)에 의해 처리되어 예컨대 다항식을 이용한 곡선 적합(curve fitting)을 통해 직선을 형성한다. 결과는 TWTA(1314, 1316)의 원하는 성능 특성의 추정치이다.

도 13d는 본 발명의 방법의 흐름도를 나타낸다. 신호가 블록(1328)에서 수신된다. 상기 신호는 블록(1330)에서 복조된다. 그 후 이상적 신호가 블록(1332)에서 복조된(그리고 필요에 따라 디코딩, 재인코딩 및 재변조된) 신호로부터 생성된다. 단계(1334)에서, 수신 신호(복조 전 또는 후) 및/또는 이상적 신호(그에 대응하여 재변조되거나 되지 않음)가 간섭성 있게 평균되어 노이즈를 감소시킨다. 마지막으로, 성능 특성(즉, TWTA 비선형성 곡선)가 블록(1336)에서 이상적 신호(간섭성 있게 평균화되거나 평균화에 앞서)와 간섭성 있게 평균화된 수신 신호간의 차이로부터 추정된다.

앞서 설명한 바처럼, 간섭성 평균화(1334) 및 추정(1336) 단계는 수신 신호 및 이상적 신호를 샘플 대 샘플로 정렬하고, 대응 샘플들에 대하여 데이터 쌍들을 형성하고, 이상적 신호 샘플들의 전력들에 대하여 데이터 쌍들을 정렬하고, 노이즈를 감소시키도록 수신 신호들을 간섭성 있게 평균화함으로써 수행될 수 있다. 이러한 간섭성 평균화는 단지 신호들의 크기만을 검사하는 대신 복잡한 수들을 평균할 수 있는 능력을 제공한다. 이러한 점에서, 간섭성 평균화 프로세서는 다수의 인접한 수신 신호 샘플들을 평균화 비율을 나타내는 샘플들의 수로 추가시킨다. 또한, 앞서 설명한 바처럼, 역 필터 및/또는 선형 균등화기를 이용하여 가시적인 비선형성을 복구하도록 수신 신호를 처리할 수 있다.

7. TWTA 비선형성 측정치의 오프셋(이동)

앞서 설명한 동작점 추정과 무관하게, 측정된 AM-AM 및 AM-PM 곡선들은 신호 재구성 및 상쇄 프로세스동안 상층 신호의 재구성을 간단하게 하도록 면밀하게 오프셋 또는 이동될 수 있다. 이러한 오프셋은 계층화 변조 처리의 성능(또는 비선형성 보상 성능)을 바꾸지 않는다. 사실상, 동작점을 오프셋하는 것은 입력 포화, 입력 백오프(backoff) 등과 관계없이 TWTA 비선형성을 간단하고 일관되게 나타내도록 할 수 있다.

측정 곡선이 오프셋(offset)되도록 하기 위해서, 입력 및 출력 모두에 대해 동작점(operating point)이 원하는 기준점(예컨대, 0 dB)에 있도록, 입력 및 출력 진폭 값들(즉, 비선형성 곡선 측정 동안에 사용됨)이 리스케일링(rescaling)될 수 있다(예컨대, 이로써 기준 동작점 값을 제공함). 로그(log) 도메인에서, 이러한 리스케일링은 측정된 (AM) 입력 동작점 값(dB 단위)을 모든 입력 값들(dB 단위)로부터 감산함으로써 수행될 수 있다. 마찬가지로, 측정된 출력 (AM) 동작점 값(dB 단위)은 모든 출력점의 값들(dB 단위)로부터 감산될 수 있다. 따라서, 측정 곡선을 오프셋시킴으로써, 곡선이 보다 용이하게 참조될 수 있다. 그러나, 실리콘 및 다른 하드웨어 구현물에 있어서, 입수되는 (이상적인) 입력 신호 및 나가는 (수신된) 신호에 대한 신호 포화 상태(signal saturation) 또는 소수 값 표현 오버플로(overflow)를 피하기 위해서는, 입력 및 출력 동작점 또는 신호를 다시 (예컨대, -3 dB 또는 -5 dB로) 스케일링하는 것이 바람직할 수 있다. 시프팅 프로세스(shifting process)는 상술된 것과 유사하게 수행될 수 있다.

원하는 바대로 시프팅된 AM 스케일에서, 출력 PM 값이 모든 출력점의 위상 값으로부터 출력 동작점에서 측정된 (각) 위상 값을 감산함으로써 리스케일링될 수 도 있다.

상기 스케일링의 결과는, 동작점이 AM-AM 맵에 대한 (0 dB, 0 dB) 및 AM-PM 맵에 대한 (0 dB, 0°)와 같은 편리한 기준값들을 제공할 것이라는 것이다. 이 예의 경우에서, 입력 신호는 0 dB로 스케일링되어 동작점과 일치하게 된다. 신호 범위 초과 에러(signal out-of-range error)로부터 보호하기 위해서는{그리고 룩-업-테이블(look-up-table; LUT) 외삽(extrapolation)에 대한 필요성을 피하기 위해서}, 구성된 비선형성 맵에서 경계점들이 측정 신호 간격을 넘어서 배치될 수 있다. 경계점들에 대한 값들은 TWTA 측정값들의 종단점으로부터의 값들을 외삽하거나 복제함으로써 얻어질 수 있다.

도 14a 및 도 14b는 예시적인 TWTA 비선형성 곡선 상의 가정 동작점들에서의 에러(오프셋 점 또는 O.P.)의 수신기 성능 영향을 시뮬레이션한다. 성능은 신호 전력에 대한 dB 단위의 유효 노이즈(effective noise)로서 표현된다. 도 14a는 실제의 동작점이 TWTA 포화 상태에 있는 경우의 유효 노이즈를 나타낸다. 도 14b는 실제의 동작점이 TWTA 포화 상태로부터 8 dB 백 오프(back off)된 경우의 유효 노이즈를 나타낸다. 에러는, 전력에 있어서 신호 샘플들의 히스토그램에 의한 가중(weighting) 뿐만 아니라, 신호 전력의 균등한 (비가중된) 분포를 가정하여 계산된다. 도 14b는 TWTA 백 오프에 의해 감소된 비선형성으로 인해 도 14a보다 상당히 양호하다.

8. 간섭적 평균화(Coherent Averaging)의 효과

다양한 컴퓨터 시뮬레이션이 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따른 간섭적 평균화의 효과를 나타내기 위해 사용될 수 있다. 본 명세서에서 기술되는 시뮬레이션들은 일반적인 TWTA 비선형성 곡선 집합을 사용하고, 모든 계층에 대한 신호는 QPSK 포맷을 가정한다.

도 15는 양호한 시나리오에서 TWTA 비선형성의 추정치를 나타내는데, 이 시나리오에서는 (종래의 QPSK 신호에서와 같이) 오직 신호의 일 계층만이 존재하며, 아무런 노이즈도 부가되지 않는다. 그러나, 상당량의 위상 노이즈가 미가공 데이터에 부가됨으로써, 대부분의 위상 에러를 추적하고 (I, Q) 공간에서 안정된 성상도(constellation)를 나타내도록 하는 복조기(1302)를 필요로 한다. 평균율(averaging ratio)은 1024인데, 이는 1024개의 이웃하는 데이터의 그룹이 개별적인 입력 및 출력 신호들에 대해서 간섭적으로 평균됨을 의미한다. 이는 결과적으로 131072(1024*128) 개의 미가공 데이터 세트로부터 128개의 분리된 복소수 데이터 쌍을 생성하며, 이들은 {5:1 오버 샘플링(over-sampling) 비율로} 100MHz의 샘플링 레이트와 20MHz의 심볼 레이트에 기초하여 실제 시간으로 1.3ms에 해당한다. 입력 및 출력 신호들에 대한 각각의 128개의 복소수는 (총 6개의 다항식 계수를 갖는) 5차 다항식에 개별적으로 피팅(fitting)되기 전에, (입력 진폭, 출력 진폭) 및 (입력 진폭, 위상차)로 변환된다. 피팅 다항식의 차수를 증가시킴으로써, 보다 복잡한 AM-PM 곡선에 대한 측정 정확도를 개선시킬 수 있다.

피팅 AM-AM 및 AM-PM 곡선은 도면에서 실제의 AM-AM 및 AM-PM 곡선을 매우 근접하게 추적하는 것으로 도시된다. 입력 신호 전력의 히스토그램에 의해 가중된 실제 곡선과 측정 곡선 간의 전력차는 입력 신호 전력에 대하여 -40.6 dB이다. 가중 히스토그램은 입력 신호로부터 형성되며, 도 15에서의 비선형성 곡선과 오버레이(overlay)된 것으로 보일 수 있다. 비교와 참조를 위한 목적으로, 비가중 에러는 -37.4 dB로 계산된다.

위성 신호는 도 15의 신호 히스토그램에 의해 도시된 진폭 분포를 갖기 때문에, 오직 가중 성능만이 현 애플리케이션과 관련이 있을 것이다.

도 16은 평균화 전의 도 15로부터의 미가공 데이터의 131072 개의 데이터 쌍 중 첫 번째 16384 개를 나타낸다. 16384개의 쌍은 실제 시간으로 164 ㎲의 시간을 나타낸다. 미가공 데이터에 부가되는 노이즈가 없는 경우, 복조 신호는 복조기(1302) 내의 반송파 복원 루프(carrier recovery loop)의 성능에 부합하는 진폭과 위상으로 적절하게 확장된다. 평균화 및 후속하는 다항식 피팅이 도 15에 도시된 실제의 데이터와 밀접하게 부합하는 곡선에 대한 데이터를 얼마나 감소시키는지에 주목하자. 물론, 곡선 피팅을 위해서는, 멱 다항식(power polynomial)과는 다른 템플리트(template) 또는 다항식, 이를테면 르장드르 다항식(Legendre polynomial)이 사용될 수 있다.

도 17은 감소된 수의 16384개의 데이터 쌍이 포함된다는 점을 제외하고는 도 15와 유사하다. 평균율은 128인데, 이는 128개의 이웃하는 데이터의 그룹이 개별적인 입력 및 출력 신호들에 대해 간섭적으로 평균된다는 것을 의미한다. 이는 결과적으로 61384(128*128)개의 미가공 데이터 세트로부터 128개의 분리된 복소수 데이터 쌍을 생성한다. 에러 성능은 -41.1 dB이다. 도 15에서의 131072개의 샘플들 로부터의 성능과 에러 성능을 비교해보면, 16384개만큼 적은 데이터 쌍이 강한 반송파 대 노이즈비(CNR)로 신호에 대해 거의 완전한 측정 정확도를 제공할 수 있다고 결론지을 수 있다.

도 17에 대한 평균화 및 피팅 프로세스는 16384개의 데이터 쌍 각각의 16개의 연속적인 세트에 대해 반복된다. 에러 성능의 단기간 성능은 피팅된 AM/PM 곡선의 품질을 나타내는 도 18에 플로팅되어 있다. 도 18은 대략 -40.7 dB의 일관된 측정 정확도를 나타낸다.

하위 계층 신호 및 소정의 가우시안 노이즈(Gaussian noise)가 본 명세서에서 설명된 측정 방법의 강인성을 테스트하기 위해 추가될 수 있다. 도 19는 평균화( 및 하위 계층 신호와 가우시안 노이즈의 추가) 후의 계층화된 신호 AM/AM 및 AM/PM 데이터를 나타낸다. 하위 계층 신호는 상위 계층 신호로부터 -8.4 dB에 있으며, 열 노이즈는 상위 계층 신호로부터 -16 dB에 있다. 하위 계층 신호 및 부가적인 노이즈는 상위 계층 신호로부터 -7.7 dB에 상위 계층 신호에 대한 유효 노이즈 플로어(effective noise floor)를 형성하도록 결합된다. 가중 측정 에러는 -38.5 dB이다.

노이즈 또는 간섭 손상을 포함하지 않는 도 15의 측정 성능보다 오직 2.1dB 정도만 나쁘다는 점을 고려하면 이러한 뛰어난 측정 성능은 매우 의미있다. 이러한 수준의 성능은 대부분의 계층 변조 애플리케이션에 대하여 충분할 것으로 예상된다. 따라서, 로컬 IRD는 계층화된 변조 애플리케이션들을 위하여 필요한 정확도로 TWTA 비선형성을 측정할 수 있다는 결론을 도출할 수 있다. 또한, 데이터 버퍼 및 처리 시간의 증가를 대가로 평준화율(averaging ratio)을 증가시킴으로써 도 19의 성능을 향상시킬 수 있다.

AM 및 PM 곡선에서 많은 확산(spreading)을 보이므로, (계층화된 신호 비가공 AM-PM 데이터를 도시하는) 도 20은 도 16의 노이즈가 없는 경우에 대응되는 도면이다. 평준화(averaging) 및 근사(fitting) 후에, 16,384개의 데이터 쌍의 세그먼트가, -36.3dB의 가중화된 에러를 갖는 (계층화된 신호 근사 AM/AM 및 AM/PM 데이터를 도시하는) 도 21의 곡선으로 감소된다. 표 18의 것과 유사한 에러 성능의 약력(short history)이 16,384개의 인접한 데이터 쌍으로부터의 16개의 세그먼트들을 갖는 (계층화된 AM/PM 추정치들의 신호 품질을 도시하는) 도 22에 도시되어 있다. 모든 16개의 세그먼트들에 대한 평균 에러는 -36.4dB이다.

도 23은 예시 IMUX 필터의 효과를 추가한다. CNR 계산 정확도 내에서, 도 23에 대한 -39.1dB의 가중화된 성능은 필터가 없는 도 19의 -38.5dB로부터 거의 변경되지 않았다. 이러한 결과는, IMUX 필터로의 입력 신호는 지정된 신호 대역폭 내로 잘 제한된다는 사실 및 입력 신호는 일반적으로 IMUX 필터에 의해 거의 영향을 받지 않는다는 사실과 일치한다.

비선형성 측정 기술을 테스트하기 위하여 데이터에 계속하여 손상을 추가하기 위해, 다음으로 도 24에 도시된 바와 같이 수신된 데이터에 10^-5의 심볼 보 레이트 오프셋율(symbol baud rate offset rate)이 포함된다. 데이터 심볼 및 A/D 클록 사이의 슬립(slipping)은 복조기(1302)의 타이밍 회복 루프가 보간 자(interpolator) 성능과 동등한 일정한 필터링 효과를 가져오는 보간자를 채택하도록 강제한다. 도 24의 결과는 -36.8dB의 에러를 보여준다. 이는 보 레이트 오프셋이 없는 도 23의 -39.1dB와 비교된다.

마찬가지로, 16,384개의 데이터 쌍의 시리즈에 대한 추정 성능의 샘플 이력이 -35dB의 평균 성능을 나타내는 도 25에 도시되어 있다. 이는 보 레이트 오프셋이 없는 도 22의 -36.4dB와 비교된다.

다음으로 시뮬레이션 데이터에 OMUX 필터가 추가된다. 도 26의 -33.8dB의 성능은 필터를 추가하기 전인 도 24의 -36.8dB와 비교된다.

도 27은 14MHz의 3-dB 대역폭을 가지고, 수신 전단에 반-에일리어싱 필터(anti-aliasing filter)를 제공하는 4차 버터워스 LPF 필터(4-th order Butterworth LPF filter)를 부가한 경우의 성능을 도시한다. 에러 성능은 -23.6dB로 크게 떨어지게 되는데, 이는 비선형성 측정 성능에 대한 LPF 필터의 큰 효과를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 14MHz 필터는 OMUX 필터보다 훨씬 좁고, 따라서 TWTA 비선형성의 가관측성(obervability)에 더 큰 영향을 부과한다.

다음의 여러 도면들은 두 개의 QPSK 위성 신호로부터 에뮬레이트된 계층 변조 신호(layer-modulated signal)로부터의 측정 결과를 제시한다. 계층 변조 신호를 처리하여 측정된 AM/AM 및 AM/PM 곡선을 생성한다. 측정된 곡선들은 성능 평가를 위해 제공된 공지의 곡선들과 비교된다.

도 27과 비교하여, 도 28은 포획된 신호 계층 신호로부터의 계층 변조 신호를 에뮬레이트함으로써 측정된 비선형성을 도시한다. 상위 계층 신호는 입력 백오 프(input backoff)를 갖는 예시적인 비선형화 TWTA(example non-linearized TWTA)로부터 유래하고, 하위 계층 신호는 포화 상태로 수렴하는 다른 예시적인 선형화 TWTA로부터 유래한다. 하위 계층 신호는 에뮬레이트된 계층 변조 신호를 형성하기 위하여 상위 계층 신호와 조합되기 전에 적절히 약화된다. IRD 전단 LPF의 3-dB 대역폭은 21.4MHz이다. 다른 프로세싱 파라미터들은 상술한 것들과 유사하다. 100MHz에서 포획된 1.3ms의 데이터를 처리한 결과는 -27.8dB의 에러 성능을 보여준다. 따라서, 도 28은 측정된 TWTA 비선형성과 제조자가 제공한 TWTA 비선형성 사이의 차이를 도시하는데, 후자는 시뮬레이션된 데이터를 형성하는 것에 근거한다.

도 29는 짧은 포획 데이터 간격 길이(short captured data interval length)로부터 처리된 오직 하나의 데이터 세그먼트만을 포함하는 AM/PM 추정 RMSE(root mean square error) 이력을 도시한다. 도면은 -20.9dB의 가중화되지 않은 비선형성 측정값을 도시한다.

도 30은 처리된 데이터 세그먼트로부터 재구성된 신호의 신호 세기 히스토그램 및 에러 기여도를 도시한다. 신호 세기 히스토그램은 윈도우의 상단 절반 부분에 실선으로 도시된다. 히스토그램은 도 28의 측정 비선형성 곡선과 실질 비선형성 곡선 사이의 에러 및 신호 히스토그램의 곱으로서, 두꺼운 선으로 표시된 에러 기여도 프로파일(error contribution profile)을 수반한다. 에러 기여도 프로파일은 -27.8dB의 가중화된 에러로 통합된다. 마찬가지로, 윈도우의 하단 절반에는, 균일한 "히스토그램" 및 대응되는 에러 기여도 프로파일이 가중화되지 않은 성능에 대하여 도시된다. 에러 기여도 프로파일은 -20.9dB의 가중화되지 않은 에러로 통 합된다.

도 31은 TWTA 비선형성이 이용 가능한 신호 세기를 감소시키는 방법 및 수신기 대응 필터(receiver matched filter)가 위에서 계산된 잔여 CNR(residual CNR)을 통해 TWTA 비선형성의 명백한 효과를 실질적으로 감소시키는 방법을 나타내기 위하여 여러 연속적인 플롯/도면의 생성을 위한 신호 처리 다이어그램이다. 측정 성능을 평가하기 위하여, LIN₀로 표시되는 이상적인 선형 신호가 계층 복조 프로세스의 일부로서 상위 계층 신호로부터 디코딩된 QEF 심볼들로부터 우선적으로 다시 생성된다. LIN₀는 신호(ACT₀)를 형성하기 위하여 실질적인 AM/AM 및 AM/PM 곡선들로 왜곡된다. 또한, 이상적인 신호는 신호(MEA₀)를 형성하기 위하여 측정된 AM/AM 및 AM/PM 곡선들로 왜곡된다. 비교되는 신호들 사이의 전체적인 크기 및 위상을 일치시킨 후에, 두 개의 에러 신호가 계산되는데, ε₁은 ACT₀ 및 LIN₀의 차이이고, ε₃은 MEA₀ 및 ACT₀의 차이이다. LIN₀, ACT₀ 및 MEA₀는 RRCF(root-raised cosine filter)인 수신기 일치 필터로 처리되어, 각각 LIN_M, ACT_M 및 MEA_M이 생성된다. ε₂ = ACT_M - LIN_M 및 ε₄ = MEA_M - ACT_M의 두 가지 에러 신호가 일치 필터 신호들로부터 생성된다. 상기 신호들의 세기는 정규화된 결과에 신호 샘플들의 크기의 제곱을 더함으로써 얻어진다.

도 32는, 일치 필터 이전의 신호 LIN₀ 및 일치 필터 이후의 신호 LIN_M의 스펙트럼을 도시한다. 두 신호 모두 중심 주파수로부터 +/-12MHz의 대역폭내로 한정 된다. 24MHz의 양측 대역폭(two-sided bandwidth)은 20MHz의 심볼 레이트에 20%의 초과 대역폭 비율을 합한 것에 대응한다.

도 33은 실제의 AM/PM 비선형성(actual AM/PM nonlinearity)을 갖는 상위 계층 출력 신호를 나타낸다. 특히, 도 33은 실제의 TWTA 비선형성을 갖는 신호 ACT₀의 스펙트럼을 보여준다. 스펙트럼의 양쪽에서 두 티어가 보이는데, 이들은 IM-3(상호 변조 순서 3(inter-modulation order 3))으로부터 기인한 가까운 쪽의 티어(tier) 및 IM-5(상호 변조 순서 5(inter-modulation order 5))로부터 기인한 먼 쪽의 티어이다. 이러한 티어들은 신호 전력(signal power)을 약 0.25dB만큼 감소시킨다. 이에 비해 정합 필터(matched filter)는 신호 전력을 0.28d만큼 감소시킨다. 정합 필터링된 신호(matched-filtered signal)에 대한 점선 커브는 +/- 12MHz 를 초과하는 비선형성이 수신기 RRCF에 제거됨을 나타낸다.

도 34는 측정된 AM/PM 비선형성을 갖는 상위 계층 출력 신호를 나타낸다. 특히, 도 34는 측정된 비선형 TWTA(measured nonlinear TWTA)의 출력에서의 신호 MEA₀의 스펙트럼을 보여준다. 상호변조의 두 티어들은 도 33에 있는 것들보다 감소한다. 이러한 감소는 필터링이 재-형성된 스펙트럼을 제한하고 나면 관측 가능한 TWTA 비선형성의 정도가 작아지는 것이 원인이다.

도 35는 실제의 비선형 신호와 측정된 비선형 신호 간의 차이, 즉 측정 오차(measurement error)를 도시한다. 실선은 ACT₀와 MEA₀간의 오차 신호의 스펙트럼을 나타낸다. 오차 신호는 선형 신호에 대해 약 -28dB로 통합된다(integrate). 점선은 정합 필터링된 ACT_M과 MEA_M 간의 오차 신호의 스펙트럼을 나타낸다. 이러한 제2 오차 신호는 선형 신호에 대해 약 -33dB로 통합된다. 정합 필터링 후에 5dB만큼 향상된 것은, 원하는 신호에 기여하지 않는 비선형성의 상당 부분을 수신기 RRCF가 필터링-아웃(filtering-out)하기 때문이다. 이 -33dB 값은 24MHz 신호 대역폭 내에 있는 곡선들의 부분에 대한 것이다. 나아가, 도 15 내지 도 31에서 제시된 모든 오차들은 정합 필터링 없이 전 스펙트럼에 걸쳐 측정되었다는 점에 유념해야 한다. 대략 인수 3(a factor of 3)에 의해 신호 대역폭을 확장시키는 IM3에서 기인한 오차 전력을 제거함으로써, 정합 필터링이 비선형 효과를 4dB 내지 5dB 만큼 감소시킬 수 있음이 관찰되었다.

도 36은 비선형 신호들 및 선형 신호들 간의 차이를 나타낸다. 특히, 도 36은 비선형성 보상(nonlnearity compensation)이 없는 TWTA 비선형성의 영향을 나타낸다. 실선은 정합 필터링이 없는 ACT₀와 LIN₀ 간의 오차 신호의 스펙트럼을 도시한다. 이 오차 신호는 선형 신호에 대해 -19.6dB로 통합된다. 도 36에서 정합 필터링된 점선은 3.3dB만큼 감소되어 -22.9dB로 통합된다. 캡쳐되어 시뮬레이션된 데이터에 대해 TWTA가 보다 선형인 영역에서 동작하도록 입력 전력에서 8dB 만큼 감축(backed off)되었다는 점을 상기하자. 당연히, 포화점(saturation)에 보다 근접하게 동작함으로써 오차 신호 전력을 상당히 증가시킬 수 있었다. 도 36의 -22.9dB 값을 도 35의 -33dB 값과 비교하면, 측정된 TWTA 비선형성을 이용한 보상이 이 경우 약 10dB 만큼 비선형성 영향을 감소시킨다는 것을 인식할 수 있을 것이 다.

결론

이 부분은 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 설명을 결론짓는다. 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 앞의 설명은 예시 및 설명을 목적으로 제시되었다. 이는 개시된 명확한 형태로 본 발명을 제한하거나 열거하여 한정하는 것을 의도하지 않는다. 상기의 교시에 비추어 볼 때 여러 수정 및 변경이 가능하다. 예를 들어, 앞의 개시에서 묘사되고 설명된 업링크 구성들(uplink configurations)은 하나 이상의 하드웨어 모듈, 프로세서에 의해 수행되는 명령문들을 정의하는 하나 이상의 소프트웨어 모듈, 또는 양자의 조합에 의해 구현될 수 있음에 유념하자.

앞서 설명된 바와 같이, 코히어런트 에버리징(coherent averaging)은 처리된 신호를 강화하며 간섭적이지 않은 노이즈 및 간섭을 감소시킨다. 그 결과, 에버리징은 TWTA AM-AM 및 AM-PM 측정값들의 성능을 상당히 향상시킨다. 코히어런트 에버리징의 평균이 0이기(zero-meaning) 때문에, 측정 플로어(measurement floor)는 처리가 진행됨에 따라 없어진다. TWTA 비선형성을 정확히 측정하기 위해서 매우 강한 단일 계층 신호(single-layered signal)와 큰 수신 안테나가 필요한 것은 아니다. 다시 말해, TWTA 비선형성은 큰 안테나를 갖는 방송 센터보다는, 필드 내의 개별 IRD에서 계층-변조된 신호(layer-modulated signal)로부터 측정될 수 있다. 이러한 동작 유연성은 통신 시스템의 복잡성을 상당히 감소시킬 수 있으며, 트래픽 내의 TWTA 비선형성 데이터를 전송할 필요가 없게 한다.

앞의 내용에 덧붙여, 데이터 캡쳐 이전의 신호 전파 경로 내의 선형 필터들 은 관측 가능한 TWTA 비선형성을 감소시킬 수 있다. 손실된 비선형성은 역 필터(inverse filter) 또는 이퀄라이저(equalizer)를 사용함으로써 복구될 수 있다. 또한, 데이터 정렬 및 코히어런트 에버리징을 위해 캡쳐된 데이터를 저장하는데 필요한 메모리 버퍼는, 이미 계층 변조 수신기의 부분인 지연 버퍼와 공유될 수 있다.

본 발명의 범위는 상세한 설명이 아니라 오히려 그에 첨부된 청구항들에 의해 제한된다. 상기 명세서, 예들, 및 데이터는 본 발명의 장치 및 방법의 제조 및 사용에 대해 완전한 설명을 제공한다. 본 발명의 여러 실시예들이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고도 만들어질 수 있기 때문에, 본 발명은 이하에 첨부된 청구항들 내에서 존속한다.

본 발명은 트래블링 웨이브 튜브 증폭기(TWTA) 비선형성을 측정하기 위한 가간섭성 평균화를 사용하기 위한 장치 및 방법을 개시함으로써, 계층화된 변조 스킴에서 하위-계층 신호의 정확한 추출에 도움을 준다. 이러한 정확한 추출은 양 계층의 신호에 대하여 요구되는 전력의 양을 최소화하며, 또한 TWTA의 건강을 모니터링하는 것을 돕는다.

Claims (10)

1. 송신 성능 특성(transmission performance characteristic)을 측정하는 방법으로서,

   신호를 수신하는 단계;

   상기 신호를 복조하는 단계(1302);

   상기 복조된 신호로부터 이상적인 신호(1320)를 발생시키는 단계(1304);

   노이즈를 저감시키기 위하여 상기 수신 신호를 간섭적으로 평균내는(coherently averaging) 단계(1324/1326); 및

   상기 이상적인 신호(1320)와 상기 간섭적으로 평균화된 수신 신호간의 차이로부터 상기 성능 특성을 예측하는(estimating) 단계

   를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 간섭적으로 평균내는 단계(1324/1326)는 상기 복조 단계(1302) 이후에 수행되는 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 이상적인 신호(1320)를 간섭적으로 평균내는 단계(1324/1326)를 더 포함하며,

   상기 성능 특성은 상기 간섭적으로 평균화된 이상적인 신호와 상기 간섭적으로 평균화된 수신 신호간의 차이를 기초로 하는 방법.
4. 제1항에 있어서,

   상기 간섭적으로 평균내는 단계(1324/1326) 및 상기 예측 단계는,

   상기 수신 신호 및 상기 이상적인 신호를 샘플마다 정렬시키는 단계;

   대응 샘플들에 대한 데이터 쌍들을 형성하는 단계;

   상기 데이터 쌍들을 상기 이상적인 신호 샘플들의 파우어들(powers)로 분류하는 단계; 및

   노이즈를 저감시키기 위하여 상기 수신 신호들을 간섭적으로 평균내는 단계를 포함하는 방법.
5. 제1항에 있어서,

   상기 간섭적으로 평균내는 단계(1324/1326)는 평균비를 나타내는 소정 숫자의 인접한 수신 신호들을 간섭적으로 추가하는 단계를 포함하는 방법.
6. 송신 성능 특성을 측정하는 시스템으로서,

   (a) 수신 신호를 복조하는 복조기(1302);

   (b) 상기 복조 신호로부터 이상적인 신호(1320)를 생성하는 신호 발생기(1304); 및

   (c) 프로세서

   를 포함하며,

   상기 프로세서는,

   (i) 노이즈를 저감시키기 위하여 상기 수신 신호를 간섭적으로 평균내며(1324/1326); 및

   (ii) 상기 이상적인 신호(1320)와 상기 간섭적으로 평균화된 수신 신호간의 차이로부터 상기 성능 특성을 예측하는 시스템.
7. 제6항에 있어서,

   상기 간섭적으로 평균내는 것(1324/1326)은 복조(1302) 후에 수행되는 시스템.
8. 제6항에 있어서,

   상기 프로세서는 추가적으로 상기 이상적인 신호(1320)를 간섭적으로 평균내도록(1324/1326) 구성되며, 상기 성능 특성은 상기 간섭적으로 평균화된 이상적인 신호와 상기 간섭적으로 평균화된 수신 신호간의 차이를 기초로 하는 시스템.
9. 제6항에 있어서,

   상기 프로세서는,

   상기 수신 신호 및 상기 이상적인 신호(1320)를 샘플마다 정렬시키는 것;

   대응 샘플들에 대한 데이터 쌍들을 형성하는 것;

   상기 데이터 쌍들을 상기 이상적인 신호 샘플들의 파우어들(powers)로 분류하는 것; 및

   노이즈를 저감시키기 위하여 상기 수신 신호들을 간섭적으로 평균내는 것에 의해,

   간섭적으로 평균내며(1324/2326) 예측하도록 구성되는 시스템.
10. 제6항에 있어서,

    상기 프로세서는 평균비를 나타내는 소정 숫자의 인접한 수신 신호들을 간섭적으로 추가함으로써 간섭적으로 평균내도록(1324/1326) 구성되는 시스템.

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