JP2005176311A

JP2005176311A - 進行波管増幅器の非線形性を測定するためのコヒーレント平均化

Info

Publication number: JP2005176311A
Application number: JP2004297297A
Authority: JP
Inventors: Ernest C Chen; アーネスト・シー・チェン
Original assignee: DirecTV Group Inc
Current assignee: DirecTV Group Inc
Priority date: 2003-10-10
Filing date: 2004-10-12
Publication date: 2005-06-30
Also published as: IL164482A; ES2337899T3; AU2004218611A1; CN1627741B; KR20050035109A; IL164482A0; DE602004024945D1; MXPA04010037A; BRPI0404350A; ATE454751T1; CN1627741A; KR100778220B1; EP1523103A1; CA2484313C; KR20070006638A; EP1523103B1; CA2484313A1; AU2004218611B2

Abstract

【課題】時間／温度に対して変化するときに、ＴＷＴＡの非線形性を正確に決定するシステムおよび方法を提供する。
【解決手段】信号を受信して復調し１３０２、復調信号から理想信号１３２０を発生させる１３０４。受信信号をコヒーレントに平均化して１３２４／１３２６、雑音を減少させ、理想信号１３２０とコヒーレントに平均化された受信信号との差から性能特性を推定する。
【選択図】図１３Ｃ

Description

関連技術の説明

デジタル信号通信システムは地上または衛星のいずれかのデジタルＴＶ信号送信を含むさまざまな分野で使用されている。さまざまなデジタル信号通信システムおよびサービスが発展するにしたがって、増加するデータスループットおよび追加サービスに対して伸びゆく需要がある。しかしながら、送信機および受信機のような既存のレガシーハードウェアを置換する必要があるとき、古いシステムまたは新しいサービスにおいて改善を行うことはさらに困難である。新しいシステムおよびサービスは既存のレガシーハードウェアを利用できるときに進歩する。ワイヤレス通信の範囲では、この原理は電磁スペクトルの制限された利用可能性によりさらに目立つ。したがって、新しい周波数で拡張または追加データを単に送信することは可能ではない（または少なくとも実用的でない）。

スペクトル容量を増加させる従来の方法はより高次変調への移動であり、例えば４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）から８位相偏移変調（８ＰＳＫ）または１６直交振幅変調（１６ＱＡＭ）への移動である。残念ながら、ＱＰＳＫ受信機は従来の８ＰＳＫまたは１６ＱＡＭ信号を復調することができない。結果として、ＱＰＳＫ受信機を持つレガシーカスタマは８ＰＳＫまたは１６ＱＡＭ変調により送信される何らかの信号の受信を継続するために、彼らの受信機をアップグレードさせなければならない。

追加周波数を要求することなく、拡張および増加データスループットを受け入れることが信号を送信するシステムおよび方法にとって有利である。さらに、新しい受信機がレガシー受信機と後方互換性があることが信号を送信するシステムおよび方法にとって有利である。送信信号がレガシー送信機から離れた情報源からアップグレードできるようにするシステムおよび方法がさらに有利である。

これらの必要性を満たすために、上位および下位レイヤ信号の両方で非コヒーレントに送信するレイヤード変調信号を使用できることが提案されている。このようなレイヤード変調システムは後方互換性を持ちより高い情報スループットを可能にする。しかしながら、（まったく新しいシステムのように）後方互換性が要求されないときでさえ、レイヤード変調は依然として有利である。その理由は、所定のスループットに対して従来の８ＰＳＫまたは１６ＱＡＭ変調フォーマットよりもかなり低い進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）ピーク電力しか必要としないからである。

（以下で詳細に説明する）レイヤード変調スキームを提供するために、再構成された上位レイヤ信号が受信複合信号から減算され、下位レイヤ信号を明らかにする。このようなことであるから、下位レイヤ信号性能は、上位レイヤ信号がオリジナル信号に対してどれだけ近く再構成できるかによって影響を受ける。言い換えれば、下位レイヤ信号性能は再構成信号の忠実度により影響を受ける。したがって、レイヤード変調は、さらなる処理のために下位レイヤ信号をさらすために、上位レイヤ信号のきれいな消去を必要とする。きれいな消去には、ＴＷＴＡ非線形／歪みが上位レイヤ信号の再構成において正確に再現されることが必要である。要求されるＴＷＴＡ特性のオンライン推定は要求されるＴＷＴＡ電力と衛星動作の複雑性を最小にすることが避けられない。さらに、非線形測定を使用して衛星の健全性を監視し、他の通信診断ルーチンを実行してもよい。しかしながら、このようなＴＷＴＡ非線形の正確な再現および情報は大きな障害を与える。

ＴＷＴＡにより、近似線形性の領域が存在し、ここでは出力電力は入力電力に比例し、これには、出力電力が横ばい状態になり、最大に到達する点まで曲線遷移が続く。この点において（すなわちＴＷＴＡ曲線が非線形領域に十分に入っているとき）、増幅器は飽和に達したと言われる。この非線形性のために、そして相互変調を避けるために、入力電力は特定量（例えば６ｄＢ）だけ“バックオフされる”ことが多い。入力電力が“バックオフされた”後の曲線上の結果として得られる点はＴＷＴＡの動作点と呼ばれる。上位レイヤ信号を後に再構成するとき、オリジナル信号を生成させるのに使用される歪み／非線形性の量は再構成された信号の忠実度を増加させるように機能する。したがって、高忠実度の再構成された上位レイヤ信号を生成させるために、非線形性（および動作点）の情報が重要である。したがって、ＴＷＴＡ非線形性を含めること（または考慮に入れること）は１０ｄＢ以上だけ上位レイヤ信号消去比を改善することができる（消去比は消去が改善される前後の非線形性導入雑音間の比である）。

動作点の推定におけるエラーは、上位レイヤ信号を再構成するときに大きな影響を与えることがある。動作点エラーによる振幅（ＡＭ−ＡＭ［振幅変調に対する振幅変調］）および位相（ＡＭ−ＰＭ［位相変調に対する振幅変調］）非線形性の影響は、シフト解析に基づいて個々に解析される。個々の影響は総影響に対して結合されてもよい。性能影響を評価するために、レイヤ変調信号と既知のＴＷＴＡ非線形性およびシステム／典型的な動作ＣＮＲ（搬送波対雑音比）との合成を使用してもよい。上位レイヤ消去エラーは、信号再構成プロセスにおけるシミュレートされた動作点エラーのそれぞれの量に対して計算される。したがって、上位レイヤ消去比は動作点変位に対してプロットしてもよい。消去エラーは下位レイヤＣＮＲ低下量に変換することができ、これは上位および下位レイヤの両方の信号に対して要求されるＣＮＲを増加させる。このような増加したＣＮＲは動作点推定エラーの影響を示す。

図１４Ａおよび図１４Ｂは例示的なＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ非線形性を有する信号再構成における動作点エラーの影響を示す。図１４Ａおよび図１４Ｂでは、信号再構成エラーの感度がＴＷＴＡ入力動作点エラーに対してプロットされている。有効雑音は信号再構成エラーの尺度として計算される。

図１４Ａでは、１組の一般的なＴＷＴＡ非線形性曲線が使用されている。信号再構成プロセスは、非線形性曲線についての完全な情報を有しているが、動作点については不確実であると仮定される。図１４Ａの性能プロットは、約＋／−１ｄＢまでの入力動作点エラーに対して消去エラーが−２５ｄＢを下回ることを示す。

図１４Ｂでは、性能プロットは同じＴＷＴＡ非線形性に基づいているが、８ｄＢの入力バックオフを持つ。このような入力バックオフにより、非線形性が改善され、ＴＷＴＡ動作点エラーに対して余り影響を受けにくい。結果として、再構成および消去エラーは図１４Ｂに示されているようにかなり減少する。有効雑音は図１４Ａのように約＋／−１ｄＢまでで同じ入力動作点で−３３ｄＢを下回る。

したがって、ＴＷＴＡ非線形性および動作点を正確に決定するレイヤード変調システムを実現するシステムおよび方法に対する必要性が存在する。

先行技術では、ＴＷＴＡ非線形性測定は衛星が発射される前に地上で実行される。ＴＷＴＡ動作点は、ＴＷＴＡの動作点をセットする遠隔測定追跡および制御（ＴＴ＆Ｃ）コマンドから得られる（手順は衛星が発射されてからＴＷＴＡ特性が少し変化したことを仮定する）。言い換えれば、発射前測定中にＴＴ＆Ｃコマンドによりセットされた動作点を、衛星からの信号を受信した後の発射後で使用する。しかしながら、非線形性および有効動作点を含むＴＷＴＡ特性は（衛星発射後を含む）時間および温度に対して変化するかもしれない。これに関して、レイヤード変調における上位レイヤ信号消去は非線形性更新を行わないと正確に行われないかもしれない。

他の先行技術方法は試行錯誤により非線形性を推定することであり、適度な努力と費用内で要求される精度に収束することを望む。

したがって、必要とされるものは、時間／温度に対して変化するときに、ＴＷＴＡの非線形性を正確に決定するシステムおよび方法である。さらに、望まれているものはいつでも、衛星ダウンリンクフットプリント内のいずれかから、このような決定を自動的かつ正確に行う能力である。本発明はこの必要性を満たし、以後に詳細に説明されているさらなる効果を提供する。

発明の概要

上述した要求を取り扱うために、本発明はコヒーレント平均化を使用して、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）の非線形性を測定する方法および装置を開示する。これに関して、本発明はレイヤード変調スキームで下位レイヤ信号の正確な抽出を助ける。このような正確な抽出は信号の両レイヤに対して要求される電力量を最小にし、ＴＷＴＡの健全性を監視するのも助ける。

ＴＷＴＡの非線形性を測定するために、測定手順は受信信号を捕捉することおよび雑音なしでＴＷＴＡ非線形性を持たない理想信号を発生させることから始まる。理想信号は、疑似エラーなし（ＱＥＦ）性能でデコードされたシンボルを再エンコーディングおよび再変調することにより発生させてもよい。理想信号はＴＷＴＡに対する入力を表し、捕捉信号はＴＷＴＡの出力プラスダウンリンク雑音および他の損傷を表す。２つの信号は復調器のタイミング回復ループによりサンプル毎に整列される。データ対が対応するすべてのサンプルに対して形成される。データ分類処理はデータ対を理想信号サンプルの電力／振幅に分類する。

データ分類後、本発明の平均化プロセスは（平均化比を表す）所定数の隣接ＴＷＴＡ入力信号を加えて、雑音を減少させる（すなわち、これによりＣＮＲを有効に増加させる）。同じプロセスがＴＷＴＡ出力信号において実行される。使用されるべき平均化比は信号ＳＮＲと、所定のアプリケーションに対して要求される非線形性測定の品質とに依存する。

データが集められる前の信号パスに沿ったフィルタの存在は推定の精度を減少させるかもしれない。したがって、完全なＴＷＴＡ非線形性がほとんどの正確な測定のために復元されるように、逆フィルタ処理および等化を使用して、フィルタ処理効果を取り消してもよい。

同様な参照番号は全体を通して対応する部品を表している図面をこれから参照する。

好ましい実施形態の詳細な説明

以下の説明では、添付図面に対して参照を行い、添付図面はこの文章の一部を形成し、本発明のいくつかの実施形態を例として示す。本発明の範囲を逸脱することなく、他の実施形態を利用してもよく、構造的な変更を行ってもよいことが理解される。

１．概観
本発明はＴＷＴＡのオンライン非線形性測定値を決定／推定する方法を提供する。コヒーレント平均化技術は最高のＴＷＴＡＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭ測定精度に対する処理利得を最大にする。この技術は、低搬送波対雑音比（ＣＮＲ）領域において、推定をバイアスさせる測定フロアーを生成させない。レイヤード変調信号の補償のために現在のＴＷＴＡ非線形性を測定できるようにすることは、サービスの混乱なく、最高のＣＮＲ性能で、連続的なレイヤード変調動作を提供する。さらに、ローカル的に非線形性曲線を発生させるために、システム設計オプションを個々の受信機に対して使用することができ、これによりブロードキャストセンターから曲線を送信する必要性を無くす。

先のことに加えて、イコライザおよび／または逆フィルタを使用して、信号パスに沿った線形フィルタのために観測することができないＴＷＴＡ非線形性の一部を復元してもよい。

２．ビデオ配給システム
図１は単一衛星ビデオ配給システム１００の概観を示す図である。ビデオ配給システム１００は地上または他のリンク１１４を通してアップリンクセンター１０４と、そして公衆電話交換ネットワーク（ＰＳＴＮ）または他のリンク１２０を通して加入者受信機局１１０と通信する制御センター１０２を備えている。制御センター１０２は番組素材（例えばビデオ番組、オーディオ番組およびデータ）をアップリンクセンター１０４に提供し、加入者受信機局１１０と互いに整合的に作用して、例えば、ビデオ番組の課金および関連する解読を含むペイパービュー（ＰＰＶ）番組を提供する。

アップリンクセンター１０４は制御センター１０２から番組素材および番組制御情報を受信し、アップリンクアンテナ１０６および送信機１０５を使用して、アップリンク信号１１６により番組素材および番組制御情報を衛星１０８に送信する。衛星はこの情報を受信して処理し、送信機１０７を使用してダウンリンク信号１１８を通してビデオ番組と制御情報を加入者受信機局１１０に送信する。加入者受信機局１１０はアウトドアユニット（ＯＤＵ）１１２を使用してこの情報を受信する。ＯＤＵ１１２には加入者アンテナおよび低雑音ブロックコンバータ（ＬＮＢ）が含まれる。

１つの実施形態では、加入者受信機局アンテナは１８インチのわずかに卵形形状のＫｕバンドアンテナである。このわずかに卵形の形状はＬＮＢ（低雑音ブロックコンバータ）の２２．５度のオフセット給電のためである。ＬＮＢは加入者アンテナから反射された信号を受信するように使用される。オフセット給電は、到来マイクロ波信号の減衰を最小にするアンテナの任意の表面領域をブロックしないようにＬＮＢをじゃまにならないところに位置付ける。

ビデオ分配システム１００は、より広い地上カバレッジを提供し、追加チャネルを提供し、またはチャネル毎の追加帯域幅を提供するために、複数の衛星１０８を含むことができる。本発明の１つの実施形態では、各衛星は１６のトランスポンダを備え、トランスポンダはアップリンクセンター１０４からプログラム素材および他の制御データを送受信し、それを加入者受信機局１１０に提供する。データ圧縮および多重化技術を使用することにより、チャネル能力、すなわち共に動作している２つの衛星１０８は１５０の従来（非ＨＤＴＶ）のオーディオおよびビデオチャネルを３２のトランスポンダを通して受信およびブロードキャストすることができる。

ここに開示されている発明は衛星ベースのビデオ配給システム１００に言及して説明するが、ブロードキャスト手段、ケーブルまたは他の手段によろうがそうでなかろうが、本発明は番組情報の地上ベースの送信によっても実現してもよい。さらに、先に説明したように、制御センター１０２とアップリンクセンター１０４に集合的に割り当てられた異なる機能は、本発明の意図する範囲を逸脱することなく、望ましいように再割り当てすることができる。

加入者１２２に配信される番組素材が映画のようなビデオ（およびオーディオ）番組素材である実施形態に関して先のことは説明したが、先の方法はその上、純粋にオーディオ情報または他のデータを含む番組素材を配信するのに使用することができる。

２．１アップリンク構成
図２は単一衛星１０８トランスポンダに対する典型的なアップリンク構成を示し、制御センター１０２およびアップリンクセンター１０４により、どのようにビデオ番組素材が衛星１０８にアップリンクされるかを示しているブロック図である。図２は（高忠実度音楽、サウンドトラック情報、または外国語を送信するための２次オーディオ番組のための１つ以上のオーディオチャネルにより、それぞれ強化されてもよい）３つのビデオチャネル、番組ガイドサブシステム２０６からのデータチャネルおよびコンピュータデータ源２０８からのコンピュータデータ情報を示している。

ビデオチャネルは（以後、番組源２００として総称して呼ばれる）ビデオ素材の番組源２００Ａ〜２００Ｃにより提供される。各番組源２００からのデータは（以後、エンコーダ２０２として総称して呼ばれる）エンコーダ２０２Ａ〜２０２Ｃに提供される。エンコーダのそれぞれは制御装置２１６から番組タイムスタンプ（ＰＴＳ）を受け取る。ＰＴＳは循環バイナリタイムスタンプであり、エンコーディングおよびデコーディング後に、ビデオ情報がオーディオ情報と適切に同期化されることを確実にするために使用される。ＰＴＳタイムスタンプはＭＰＥＧエンコード化データの各Ｉフレームとともに送信される。

本発明の１つの実施形態では、各エンコーダ２０２は第２世代モーションピクチャーエキスパートグループ（ＭＰＥＧ−２）エンコーダであるが、他のコーディング技術を実現する他のデコーダも同様に使用することができる。データチャネルは（示されていない）エンコーダにより同様な圧縮スキームを受けることができるが、このような圧縮は通常不必要であるか、またはコンピュータデータ源中のコンピュータプログラムにより実行される（例えば、写真データは送信前に一般的に＊．ＴＩＦファイルまたは＊．ＪＰＧファイルに圧縮される）。エンコーダ２０２によるエンコーディング後に、この信号は各番組源２００と関係する（以後、パケタイザ２０４として総称して呼ばれる）パケタイザ２０４Ａ〜２０４Ｆによりデータパケットに変換される。

データパケットはシステムクロック２１４（ＳＣＲ）からの、および条件アクセスマネージャー２１０からの基準を使用してアセンブルされ、条件アクセスマネージャー２１０は、データパケットを発生させるのに使用するために、サービスチャネル識別子（ＳＣＩＤ）をパケタイザ２０４に提供する。これらのデータパケットはシリアルデータに多重化され、送信される。

２．２ブロードキャストデータストリームフォーマットおよびプロトコル
図３Ａは代表的なデータストリームの図である。第１のパケットセグメント３０２はビデオチャネル１からの情報（例えば、第１のビデオ番組源２００Ａから来るデータ）を含む。次のパケットセグメント３０４は、例えばコンピュータデータ源２０８から取得されたコンピュータデータ情報を含む。次のパケットセグメント３０６は（ビデオ番組源２００の１つからの）ビデオチャネル５からの情報を含む。次のパケットセグメント３０８は番組ガイドサブシステム２０６により提供される情報のような番組ガイド情報を含む。図３Ａに示されているように、ヌルパケットモジュール２１２により生成されるヌルパケット３１０は望まれるようにデータストリームに挿入されてもよく、これには番組源２００からのデータパケット３１２，３１４，３１６がさらに後続する。

したがって、データストリームは制御装置２１６により決定される順序でデータ源の任意の１つ（例えば、番組源２００、番組ガイドサブシステム２０６、コンピュータデータ源２０８）からの一連のパケット（３０２〜３１６）を含む。データストリームは暗号化モジュール２１８により暗号化され、（一般的にＱＰＳＫ変調スキームを使用して）変調器２２０により変調され、送信機１０５／２２２に提供され、送信機１０５／２２２は変調されたデータストリームを周波数帯域幅上でアンテナ１０６を通して衛星にブロードキャストする。受信機局１１０における受信機５００はこれらの信号を受信し、ＳＣＩＤを使用してパケットを再アセンブルし、各チャネルに対する番組素材を再発生させる。

図３Ｂはデータパケットの図である。各データパケット（例えば、３０２〜３１６）は１４７バイト長であり、多数のパケットセグメントを含む。第１のパケットセグメント３２０はＳＣＩＤおよびフラグを含む２バイトの情報を含む。ＳＣＩＤは独特な１２ビット数であり、データパケットのデータチャネルを一意的に識別する。フラグは４ビットを含み、他の機能を制御するのに使用される。第２のパケットセグメント３２２は４ビットパケットタイプインジケータと４ビット連続カウンタからなる。パケットタイプは４つのデータタイプ（ビデオ、オーディオ、データまたはヌル）の１つとしてパケットを識別する。ＳＣＩＤと組み合わされたとき、パケットタイプはどのようにデータパケットが使用されるかを決定する。連続カウンタは各パケットタイプおよびＳＣＩＤに対して一度インクリメントする。次のパケットセグメント３２４は１２７バイトのペイロードデータを含む。これはパケット３０２または３０６のケースでは、ビデオ番組源２００により提供されるビデオ番組の一部である。最終パケットセグメント３２６はフォワードエラー訂正を実行するのに要求されるデータである。

図４は変調器２２０の１つの実施形態を示すブロック図である。変調器２２０はオプション的にフォワードエラー訂正（ＦＥＣ）エンコーダ４０４を含み、これは第１の信号シンボル４０２を受け取り、送信エラーを減少させるのに使用される冗長情報を加える。コード化シンボル４０５は第１の搬送波４０８にしたがって変調器４０６により変調され、上位レイヤ変調信号４１０が生成される。第２のシンボル４２０は同様にオプション的な第２のＦＥＣエンコーダ４２２に提供され、第２のコード化シンボル４２４が生成される。第２のコード化シンボル４２４は第２の変調器４１４に提供され、第２の変調器４１４は第２の搬送波４１６にしたがって第２のコード化シンボル４２４を変調し、下位レイヤ変調信号４１８が生成される。したがって、上位レイヤ変調信号４１０と下位レイヤ変調信号４１８は相関されていない。よって、上位レイヤ信号４１０と下位レイヤ信号４１８は個々のアップリンク信号１１６を通して１つ以上の衛星１０８上の個々のトランスポンダに送信することができる。よって、下位レイヤ信号４１８は独立したアップリンク信号１１６を受信する独立した衛星１０８から実現することができる。しかしながら、ダウンリンク信号１１８では、上位レイヤ信号４１０は、図６および図７に示されている信号配列を維持するために、下位レイヤ信号４１８よりも十分に大きな振幅でなければならない。

両ダウンリンク信号レイヤを送信するものを持つレガシー衛星を置換するのではなく、独立した衛星１０８上のトランスポンダを使用することにより既存システムを更新して、既存のレガシーダウンリンク信号に対して下位レイヤダウンリンク信号を送信することの方がより有効であることに留意すべきである。レイヤードダウンリンクブロードキャストを実現する際にダウンリンクレガシー信号を適応させることを強調する。

２．３統合された受信機／デコーダ
図５は（以後、代わりに受信機５００としても言及される）統合された受信機／デコーダ（ＩＲＤ）５００のブロック図である。受信機５００は１つ以上の低雑音ブロック（ＬＮＢ）５０２を有するＯＤＵ１１２に通信可能に結合されたチューナ／復調器５０４を備えている。ＬＮＢ５０２は衛星１０８からの１２．２〜１２．７ＧＨｚのダウンリンク信号１１８を、例えばＩＲＤ５００のチューナ／復調器５０４により要求される９５０〜１４５０ＭＨｚ信号に変換する。一般的に、ＬＮＢ５０２は二重または単一出力のいずれを提供してもよい。単一出力ＬＮＢ５０２は１つのＲＦコネクタのみを有する一方、二重出力ＬＮＢ５０２は２つのＲＦ出力コネクタを有し、第２のチューナ５０４、第２の受信機５００または他の何らかの形態の配給システムに供給するのに使用することができる。

チューナ／復調器５０４は単一の、デジタル的に変調された２４ＭＨｚトランスポンダ信号を分離し、変調データをデジタルデータストリームに変換する。さらに、受信信号の復調に関する詳細は以下の通りである。

デジタルデータストリームはフォワードエラー訂正（ＦＥＣ）デコーダ５０６に供給される。これにより、ＩＲＤ５００は（加入者受信機局１１０への送信前にフォワードエラー訂正を所望信号に適用する）アップリンクセンター１０４により送信されるデータを再アセンブルして、正しいデータ信号が受信されたことを確認し、もしあれば、エラーを訂正することができる。エラー訂正されたデータは、８ビットパラレルインターフェイスを通して、ＦＥＣデコーダモジュール５０６からトランスポートモジュール５０８に供給されてもよい。

トランスポートモジュール５０８はＩＲＤ５００により実行される多くのデータ処理機能を実行する。トランスポートモジュール５０８はＦＥＣデコーダモジュール５０６から受信されたデータを処理し、処理されたデータをビデオＭＰＥＧデコーダ５１４とオーディオＭＰＥＧデコーダ５１７に提供する。必要に応じて、トランスポートモジュールはシステムＲＡＭ５２８を使用して、データを処理する。本発明の１つの実施形態では、トランスポートモジュール５０８、ビデオＭＰＥＧデコーダ５１４およびオーディオＭＰＥＧデコーダ５１７はすべて集積回路上で実現される。この設計は空間と電力の両効率を向上し、トランスポートモジュール５０８内で実行される機能の安全性を増加させる。トランスポートモジュール５０８はマイクロ制御装置５１０とビデオおよびオーディオＭＰＥＧデコーダ５１４，５１７との間の通信通路も提供する。以後にさらに完全に述べるように、トランスポートモジュールは条件アクセスモジュール（ＣＡＭ）５１２とともに動作して、加入者受信機局１１０がある番組素材にアクセスを許されるか否かの決定をする。トランスポートモジュール５０８からのデータは外部通信モジュール５２６にも供給することができる。

ＣＡＭ５１２は他のエレメントと関連して機能し、トランスポートモジュール５０８からの暗号化信号をデコードする。ＣＡＭ５１２はこれらのサービスを追跡および課金するために使用してもよい。本発明の１つの実施形態では、ＣＡＭ５１２は取り外し可能スマートカードであり、情報を送るためにＩＲＤ５００中のコンタクトと協同的にインターラクトするコンタクを有する。ＣＡＭ５１２で実行される処理を実現するために、ＩＲＤ５００、特にトランスポートモジュール５０８はクロック信号をＣＡＭ５１２に提供する。

ビデオデータはＭＰＥＧビデオデコーダ５１４により処理される。ビデオランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）５３６を使用して、ＭＰＥＧビデオデコーダ５１４は圧縮されたビデオデータをデコードして、それをエンコーダすなわちビデオプロセッサ５１６に送り、ビデオプロセッサ５１６はビデオＭＰＥＧモジュール５１４から受け取ったデジタルビデオ情報をディスプレイまたは他の出力デバイスにより使用可能な出力信号に変換する。例として、プロセッサ５１６はナショナルＴＶ規格審議会（ＮＴＳＣ）またはアドバンスドテレビジョンシステム審議会（ＡＴＳＣ）エンコーダを備えていてもよい。本発明の１つの実施形態では、Ｓ−ビデオおよび通常のビデオ（ＮＴＳＣまたはＡＴＳＣ）信号が提供される。他の出力を利用してもよく、他の出力は高精細プログラミングが処理される場合に有用である。

オーディオデータは同様にＭＰＥＧオーディオデコーダ５１７によりデコードされる。デコードされたオーディオデータはデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ５１８に送られてもよい。本発明の１つの実施形態では、Ｄ／Ａコンバータ５１８はデュアルＤ／Ａコンバータであり、１つが右用チャネルおよび他の１つが左用チャネルである。望まれる場合には、サラウンド音処理または２次オーディオプログラム（ＳＡＰ）で使用するために、追加チャネルを追加することができる。本発明の１つの実施形態では、デュアルＤ／Ａコンバータ５１８はそれ自体で左および右チャネル情報とともに、何らかの追加チャネル情報を分離する。他のオーディオフォーマットを同様にサポートしてもよい。例えば、多チャネルドルビーデジタルＡＣ−３のような他のオーディオフォーマットをサポートしてもよい。

ビデオストリームのエンコーディングおよびデコーディングにおいて実行されるプロセスの説明、特に、ＭＰＥＧおよびＪＰＥＧエンコーディング／デコーディングに関するものは、１９９８年、マグローヒル社、Michael Robin氏とMichel Poulin氏による“デジタルテレビジョン原理”の第８章に見いだすことができ、これは参照によりここに組み込まれている。

マイクロ制御装置５１０は遠隔制御装置５２４、ＩＲＤ５００キーボードインターフェイスおよび／または他の入力デバイスからのコマンド信号を受け取って処理する。マイクロ制御装置５１０はプロセッサプログラミングメモリからその動作を実行するためのコマンドを受け取る。プロセッサプログラミングメモリはそのようなコマンドを実行するための命令のようなものを永続的に記憶する。プロセッサプログラミングメモリは、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）５３８、電気的消去可能なプログラム可能リードオンリーメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）５２２または同様なメモリデバイスを備えていてもよい。マイクロ制御装置５１０は（図５においてそれぞれ“Ａ”および“Ｄ”で示される）アドレスおよびデータラインを通してＩＲＤ５００の他のデジタルデバイスも制御する。

モデム５４０はＰＳＴＮポート１２０を通してカスタマの電話回線に接続する。モデム５４０は例えばプログラムプロバイダを呼び出し、課金目的のためにカスタマの購入情報および／または他の情報を送信する。モデム５４０はマイクロ制御装置５１０により制御される。モデム５４０は標準パラレルおよびシリアルコンピュータＩ／Ｏポートを含む他のＩ／Ｏポートタイプにデータを出力することができる。

本発明は、トランスポートモジュール５０８から得られたビデオおよび／またはオーディオデータを記憶させるためにビデオ記憶デバイス５３２のようなローカル記憶ユニットも備える。ビデオ記憶デバイス５３２はハードディスク駆動装置、ＤＶＤの読み出し／書き込み可能コンパクトディスク、ソリッドステートＲＡＭ、他の任意の適切な記憶媒体とすることができる。本発明の１つの実施形態では、ビデオ記憶デバイス５３２は特殊化されたパラレル読み出し／書き込み能力を有するハードディスク駆動装置であることから、データは同時にビデオ記憶デバイス５３２から読み出し、そしてビデオ記憶デバイス５３２に書き込むことができる。この快挙を成し遂げるために、ビデオ記憶デバイス５３２またはその制御装置によりアクセス可能な追加バッファメモリが使用されてもよい。オプション的に、ビデオ記憶プロセッサ５３０を使用して、ビデオ記憶デバイス５３２へのビデオデータの記憶およびビデオ記憶デバイス５３２からの取り出しを管理することができる。ビデオ記憶プロセッサ５３０はビデオ記憶デバイス５３２に送るまたはビデオ記憶デバイス５３２から出るデータをバッファするメモリを備えていてもよい。代わりに、あるいは先のものと組み合わせて、複数のビデオ記憶デバイス５３２を使用することができる。また代わりに、あるいは先のものと組み合わせて、マイクロ制御装置５１０はビデオ記憶デバイス５３２にビデオおよび他のデータを記憶およびビデオ記憶デバイス５３２からビデオおよび他のデータを取り出すのに要求される動作を実行することもできる。

ビデオ処理モジュール５１６の入力は、ビデオまたはコンピュータモニタのようなビューイングデバイスに対してビデオ出力として直接供給することができる。さらに、ビデオおよび／またはオーディオ出力をＲＦ変調器５３４に対して供給して、従来のテレビジョンチューナに対する入力信号として適切なＲＦ出力および／または８残留側波帯（ＶＳＢ）を生成させることができる。これは、受信機５００がビデオ出力のないテレビジョンとともに動作することを可能にする。

各衛星１０８はトランスポンダを備え、トランスポンダはアップリンクセンター１０４から番組情報を受け入れ、この情報を加入者受信機局１１０に中継する。多チャネルがユーザに提供できるように、既知の多重化技術を使用する。これらの多重化技術には、例えばさまざまな統計的または他の時間領域多重化技術および偏波多重化が含まれる。本発明の１つの実施形態では、単一周波数帯で動作する単一トランスポンダが、各サービスチャネル識別子（ＳＣＩＤ）により識別される複数のチャネルを伝える。

ＩＲＤ５００がまた番組ガイドを受け取り、マイクロ制御装置５１０に利用可能なメモリに記憶することが好ましい。一般的に、番組ガイドは衛星１０８からデータストリーム中の１つ以上のデータパケットで受信される。番組ガイドはマイクロ制御装置５１０により実現される適切な動作ステップの実行によりアクセスおよびサーチすることができ、プロセッサＲＯＭ５３８に記憶させることができる。番組ガイドはビューワーチャネル番号を衛星トランスポンダおよびサービスチャネル識別子（ＳＣＩＤ）にマッピングするデータを含んでいてもよく、番組イベントを識別している加入者１２２にＴＶ番組リスト情報も提供してもよい。

図５に図示されているＩＲＤ５００で実現される機能は、１つ以上のハードウェアモジュール、プロセッサにより実行される命令を規定する１つ以上のソフトウェアモジュール、または両者の組み合わせにより実現することができる。

本発明は異なる電力レベルの信号の変調を行い、各レイヤからの非コヒーレントであるべき信号に対して有用である。さらに、信号の独立した変調およびコーディングが実行されてもよい。４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）受信機のようなレガシー受信機との後方互換性が可能とされ、新しいサービスが新しい受信機に対して提供される。本発明の典型的な新しい受信機は以下で詳細に説明するように、２つの復調器と１つの再変調器を使用する。

本発明の典型的な後方互換性実施形態では、レガシーＱＰＳＫ信号はより高い送信（および受信）レベルに電力がブーストされる。これは電力“余裕”を生み出し、ここで新しい下位レイヤ信号が動作する。レガシー受信機は加法白色ガウス雑音から新しい下位レイヤ信号を識別することができず、したがって通常方法で動作する。レイヤ電力レベルの最適選択は、レガシー装置とともに、望まれる新しいスループットおよびサービスに対応することに基づいている。

新しい下位レイヤ信号には、適切に機能するために十分な搬送波対熱雑音比が提供される。新しい下位レイヤ信号およびブーストされたレガシー信号は互いに非コヒーレントである。したがって、新しい下位レイヤ信号は異なるＴＷＴＡから、および異なる衛星からさえも実現することができる。新しい下位レイヤ信号フォーマットはレガシーフォーマットから独立しており、例えば、従来の連結ＦＥＣコードを使用する、または新しいターボコードを使用する、ＱＰＳＫまたは８ＰＳＫであってもよい。下位レイヤ信号はアナログ信号であってもよい。

組み合わされたレイヤード信号は最初に上位レイヤを復調して上位搬送波を除去することにより、復調およびデコードされる。安定化されたレイヤード信号はデコードされた上位レイヤＦＥＣと上位レイヤトランスポートに通信される出力上位レイヤシンボルとを有していてもよい。上位レイヤシンボルが再変調器において使用され、理想化上位レイヤ信号が発生させてもよい。理想化上位レイヤ信号は安定なレイヤード信号から減算され、下位レイヤ信号が現れる。下位レイヤ信号は復調され、ＦＥＣデコードされ、下位レイヤトランスポートに通信される。

後方互換性応用において、あるいは現在または後日に１つ以上の追加レイヤを提供する予め計画されたレイヤード変調アーキテクチャの一部として、本発明を使用する信号、システムおよび方法を使用して、レガシー受信ハードウェアと互換性がある予め存在する送信を補ってもよい。

２．４レイヤード信号
図６Ａ〜６Ｃは受信されたレイヤード変調送信における信号レイヤの基本的な関係を図示している。図６Ａは送信信号の上位レイヤ信号配列６００を図示しており、信号点またはシンボル６０２を示している。図６Ｂはレイヤがコヒーレントである（すなわち同期化されている）上位レイヤ信号配列６００に対するシンボル６０４の下位レイヤ信号配列を図示している。図６Ｃはレイヤが非コヒーレントである上位レイヤ配列に対する第２の送信レイヤの下位レイヤ信号６０６を図示している。下位レイヤ６０６は、非コヒーレント送信における２つのレイヤの相対変調周波数により、上位レイヤ配列６０２に関して回転する。上位および下位レイヤの両方はパス６０８により記述されるように第１のレイヤ変調周波数により原点に関して回転する。

図７Ａ〜７Ｃは上位レイヤ復調後の上位送信レイヤに対する下位送信レイヤとの非コヒーレント関係を図示した図である。図７Ａは上位レイヤの第１の搬送波回復ループ（ＣＲＬ）前で、配列リング７０２が破線により示される大きな半径の円の回りを回転する前の配列７００を示している。図７Ｂは上位レイヤのＣＲＬ後の配列７０４を示しており、配列リング７０２の回転が止まっている。配列リング７０２は上位レイヤのノード６０２回りの下位レイヤの信号点である。図７Ｃはノード６０２に関する受信信号の位相分布を図示している。

非コヒーレント上位および下位レイヤ信号の相対変調周波数は、下位レイヤ配列を上位レイヤ配列のノード６０２回りに回転させ、リング７０２を形成させる。下位レイヤＣＲＬ後、この回転は除去され、（図６Ｂに示すように）下位レイヤのノードが現れる。下位レイヤ配列リング７０２の半径は下位レイヤ電力レベルを示す。リング７０２の厚みは下位レイヤの搬送波対雑音比（ＣＮＲ）を示している。２つのレイヤが非コヒーレントであるので、下位レイヤを使用して異なるデジタルまたはアナログ信号を送信することができる。

図８Ａはレイヤード変調信号の送信および受信のためのシステムを示している図である。（信号を増幅するためにＴＷＴＡを含む）独立した送信機１０７Ａ，１０７Ｂは衛星１０８Ａ，１０８Ｂのような何らかの適切なプラットフォーム上に配置され、本発明の信号の異なるレイヤを非コヒーレント送信するのに使用される。アップリンク信号１１６は一般的に、アンテナ１０６を通して１つ以上の送信機１０５により、１つ以上のアップリンクセンター１０４から各衛星１０８Ａ，１０８Ｂに送信される。

図８Ｂは衛星１０８上でレイヤード変調信号を受信および送信するための例示的な衛星トランスポンダ１０７を図示している図である。アップリンク信号１１６は衛星１０８により受信され、入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）８１４を通して送られる。これに続いて、信号は進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）８１６で増幅され、ダウンリンク信号１１８が受信機８０２，５００に送信される前に、出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）８１８に通される。

図８Ｃは、本発明の１つ以上の実施形態にしたがった、例示的な衛星トランスポンダおよび信号処理のシミュレーションの詳細を図示する図である。特に、図８Ｃはレイヤ変調信号をどのようにシミュレートして、ここで説明されているような結果を発生させるかを図示している。図８Ｃにおいて、上位レイヤＴＷＴＡの非線形測定精度において潜在的な影響を有するブロックが強調されている。以下でさらに詳細に図示され説明されているように、隣接または同一チャネル干渉８２０は含まれていない。

ＦＥＣエンコーダ４０４および４２２はそれぞれ第１および第２の信号シンボル４０２および４２０を受け取り、送信エラーを減少させるのに使用される冗長情報を付加する。エンコード信号は変調され、周波数がアップコンバートされ、アップリンクされ、比較的少ない損傷で衛星１０８において受信される。

シミュレーションでは、上位および下位信号はそれぞれ信号マッパー８２４Ａおよび８２４Ｂにより処理される。信号マッパー８２４Ａおよび８２４ＢはＦＥＣ出力ビットを配列シンボルに変換する。信号のパルスの基本形状が後に受信機における最適サンプリング点において互いに確実に干渉しないようにするために、パルス成形フィルタ８２６Ａおよび８２６Ｂを使用して所望のパルス形状を確立してもよい。これに関して、パルス成形フィルタ８２６Ａおよび８２６Ｂはルートライズドコサインフィルタ（ＲＲＣＦ）を備えていてもよく、その中で周波数フィルタは、フルライズドコサインフィルタ（ＲＣＦ）の振幅スペクトルの平方根として周波数応答を表すために設けられる。

シミュレーションを継続すると、パルス成形された信号はボーおよび搬送波オフセットモジュール８２８Ａおよび８２８Ｂにより独立してオフセットされる。図８Ｂに示されるように、信号は衛星入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルタ８１４Ａおよび８１４Ｂに送られる。これに続いて、信号は進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）８１６Ａおよび８１６Ｂで増幅され、出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）８１８Ａおよび８１８Ｂに送られる。上位レイヤ信号および下位レイヤ信号は、ダウンリンク送信前に、要求されるように、隣接および同一チャネル干渉８２０と組み合わされる。図８Ｃに図示されているシミュレーションでは、本発明の強さをテストするために加法白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）８３０を加算してもよい。

シミュレーションの一部として、位相雑音８３２を信号に加算してもよい。受信機フロントエンドフィルタ８３４（例えば、アンチエイリアシングフィルタとして４次バターワースローパスフィルタ（ＬＰＦ））を含めて、ＴＷＴＡ非線形性を測定するためにオフライン受信機処理ブロック８３６に対してシミュレートされた受信信号を出力する受信機構成をモデル化してもよい。代わりに、ＴＷＴＡ非線形性測定のために、ダウンリンクされた信号８３８を受信機５００により捕捉してもよい。ここで図示され説明されているように、ボーおよび搬送波オフセットモジュール８２８Ａ、衛星ＴＷＴＡ８１６Ａ、衛星ＯＭＵＸフィルタ８１８Ａ、ダウンリンクＡＷＧＮ８３０、位相雑音８３２、および受信機フロントエンドフィルタ８３４は、衛星および受信機の他のコンポーネントよりも、ＴＷＴＡ非線形性測定の精度においてさらに重要な影響を有する。

図８Ａに戻って参照すると、レイヤード信号８０８Ａ，８０８Ｂ（例えば、複数のダウンリンク信号１１８）は衛星パラボラアンテナのような受信機アンテナ８１２Ａ，８１２Ｂにおいて受信され、これらはそれぞれ低雑音ブロック（ＬＮＢ）８１０Ａ，８１０Ｂを備え、統合された受信機／デコーダ（ＩＲＤ）５００，８０２に結合される。例えば、第１の衛星１０８Ａおよび送信機１０７Ａは上位レイヤレガシー信号８０８Ａを送信することができ、第２の衛星１０８Ｂおよび送信機１０７Ｂは下位レイヤ信号８０８Ｂを送信することができる。両信号８０８Ａ，８０８Ｂは各アンテナ８１２Ａ，８１２ＢおよびＬＮＢ８１０Ａ，８１０Ｂに到達するが、レイヤ変調ＩＲＤ８０２のみが両信号８０８Ａ，８０８Ｂをデコードすることができる。レガシー受信機５００は上位レイヤレガシー信号８０８Ａのみをデコードすることができ、下位レイヤ信号８０８Ｂはレガシー受信機５００に対して雑音として現れるだけである。

信号レイヤは非コヒーレントに送信されるかもしれないことから、異なる衛星１０８Ａ，１０８Ｂ、あるいはグランドベースまたは高高度プラットフォームのような他の適切なプラットフォームを使用して、任意の時間に個々の送信レイヤを追加してもよい。したがって、新しい追加信号レイヤを含む任意の複合信号はレガシー受信機５００と後方互換性があり、レガシー受信機５００は新しい信号レイヤを無視する。信号が確実に干渉しないように、下位レイヤに対する組み合わされた信号および雑音は特定の受信機アンテナ８１２Ａ，８１２Ｂにおいて上位レイヤに対して許容された雑音フロアーにあるかまたはこれより下でなければならない。

レイヤード変調応用は、後方互換性および非後方互換性応用を含む。この意味における“後方互換性”はレガシー受信機５００が追加信号レイヤにより時代遅れにならないシステムを説明している。代わりに、レガシー受信機５００が追加信号レイヤをデコードできない場合でさえ、レイヤード変調信号を受信し、オリジナル信号レイヤをデコードすることができる。これらの応用では、予め存在するシステムアーキテクチャは追加信号レイヤのアーキテクチャにより対応する。“非後方互換性”はレイヤード変調を使用するシステムアーキテクチャを説明するが、使用される変調スキームはそのようなものであるから、予め存在する装置は付加的な信号レイヤ上の情報を受信およびデコードすることができない。

予め存在しているレガシーＩＲＤ５００は、それらが受信するように設計されたレイヤ（または複数のレイヤ）からのみのデータをデコードおよび使用し、追加レイヤにより影響を受けない。しかしながら、後に説明するように、レガシー信号は新しいレイヤを最適に構成するように修正されてもよい。本発明は既存のダイレクト衛星サービスに適用してもよく、レガシー受信機に悪影響を与えることなく、付加的な信号周波数を要求することなく、新しい受信機で追加機能およびサービスを可能にするために、これらのダイレクト衛星サービスは個々のユーザにブロードキャストされる。

２．５復調器およびデコーダ
図９はレイヤード変調信号を受信することができる拡張ＩＲＤ８０２の１つの実施形態を図示しているブロック図である。拡張ＩＲＤ８０２にはフィードバックパス９０２が含まれる。フィードバックパス８０２では、後に詳細説明するように、拡張され改良されたチューナ／復調器９０４およびトランスポートモジュール９０８にＦＥＣデコードシンボルがフィードバックされ、両信号レイヤがデコードされる。

図１０Ａは拡張チューナ／変調器９０４およびＦＥＣエンコーダ５０６の１つの実施形態のブロック図である。図１０Ａは受信を図示しており、上位レイヤ搬送波が既に復調されている信号上でレイヤ減算が実行されている。ＬＮＢ５０２からの受信された組み合わせ信号１０１６の上位レイヤはレガシー変調フォーマットを含み、上位レイヤ復調器１００４に提供されて処理され、安定な復調信号１０２０が生成される。復調信号１０２０はＦＥＣデコーダ１００２に通信的に結合され、ＦＥＣデコーダ１００２は上位レイヤをデコードして、上位レイヤシンボルを生成させ、上位レイヤシンボルは上位レイヤトランスポートモジュール９０８に出力される。また上位レイヤシンボルを使用して理想化上位レイヤ信号が発生される。上位レイヤシンボルは、当業者に知られている一般的なデコーディング動作において、ビタビデコーディング（ＢＥＲ＜１０^-3またはそれ位）後に、あるいはリードソロモン（ＲＳ）デコーディング（ＢＥＲ＜１０^-9またはそれ位）後に、デコード４０２から生成されてもよい。上位レイヤシンボルはフィードバックパス９０２を通して上位レイヤデコーダ１００２から再変調器１００６に提供され、再変調器１００６は効果的に理想化上位レイヤ信号を生成させる。理想化上位レベル信号は復調された上位レイヤ信号１０２０から減算される。

減算してクリーンな下位レイヤ信号を生成させるために、上位レイヤ信号は正確に再生しなければならない。例えば、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）の非線形性、あるいは送信チャネルにおける他の非線形または線形歪みにより、非線形変調信号は歪んでいる。歪みの影響はこの発明方法による事実の後に受信信号から推定することができる。本発明の方法により、ＴＷＴＡ特性はＡＭ／ＡＭおよび／またはＡＭ／ＰＭマップ１０１８にダウンロードされて、歪みを除去するのに使用されてもよい（以下の詳細な説明参照）。時間領域応答ｐ（ｔ）１０１４は信号特性として組み込まれる。代わりに、本発明の１つ以上の実施形態にしたがうと、個々のＩＲＤ５００および８０２は非線形性曲線をローカルに発生させ、それにより、ブロードキャストセンターから曲線を送信する必要性をなくしてもよい。

減算器１０１２は安定な復調信号１０２０から理想化上位レイヤ信号を減算する。これは低電力の第２のレイヤ信号を残す。減算器１０１２は、理想化上位レイヤ信号が構成されている間に安定な復調信号１０２０を保持するようにバッファまたは遅延機能を含んでいてもよい。第２のレイヤ信号は下位レベル復調器１０１０により復調され、その信号フォーマットにしたがってデコーダ１００８によりＦＥＣデコードされて、下位レイヤシンボルが生成される。下位レイヤシンボルはトランスポートモジュール９０８に提供される。

図１０Ｂは他の実施形態を図示しており、レイヤ減算は（上位レイヤ復調前に）受信されたレイヤード信号において実行される。このケースでは、上位レイヤ復調器１００４は上位搬送波信号１０２２（とともに安定な復調信号出力１０２０）を生成させる。上位搬送波信号１０２２は再コード化器／再変調器１００６に提供される。再コード化器／再変調器１００６は再コード化／再変調された信号を非線形歪マッパー１０１８に提供し、非線形歪マッパー１０１８は理想化上位レイヤ信号を効果的に生成させる。図１０Ａに示されている実施形態と異なり、この実施形態では、理想化上位レイヤ信号には受信された組み合わせ信号８０８Ａ，８０８Ｂから減算するための上位レイヤ搬送波が含まれる。

レイヤ減算の他の均等な方法は当業者の心に浮かぶであろう。本発明はここに提供される例に限定されるべきではない。さらに、当業者は本発明が２つのレイヤに限定されないことを理解するであろう。追加レイヤが含まれていてもよい。理想化上位レイヤはそれらの各レイヤシンボルからの再変調を通して生成され、減算される。減算は受信された組み合わせ信号または復調された信号において実行されてもよい。最後に、すべての信号レイヤをデジタル送信する必要はない。最下位レイヤはアナログ送信であってもよい。

以下の解析は例示的な２レイヤ復調およびデコーディングを説明している。追加レイヤを同様な方法で復調およびデコードしてもよいことは当業者に明らかであろう。到来組み合わせ信号は以下のように表される。

ここで、M_Uは上位レイヤＱＰＳＫ信号の振幅であり、M_Lは下位レイヤＱＰＳＫ信号の振幅であり、一般的にM_L＜＜M_Uである。上位レイヤ信号および下位レイヤ信号に対する信号周波数および位相はそれぞれω_U，θ_Uおよびω_L，θ_Lである。上位レイヤと下位レイヤとの間のシンボルタイミング不整列はΔＴ_mである。ｐ（ｔ−ｍＴ）は信号変調に使用されるパルス成形フィルタｐ（ｔ）４１４の時間シフトされたバージョンを表す。ＱＰＳＫシンボルＳ_UｍおよびＳ_Lｍは例示的なＱＰＳＫ信号に対する｛ｅｘｐ（ｊｎπ／２），ｎ＝０，１，２，３｝の要素である。ｆ_U（・）およびｆ_L（・）は各信号に対するＴＷＴＡの歪み関数を示す。

ｆ_U（・）およびｆ_L（・）および雑音ｎ（ｔ）を無視すると、以下のものは上位搬送波を取り除いた後の組み合わされた信号を表す。

M_UとM_Lとの間の振幅差のために、上位レイヤ復調器１００４およびデコーダ１００２はｓ’_UL（ｔ）のＭ_L成分を無視する。

減算器１０１２においてｓ_UL（ｔ）から上位レイヤを減算した後に、以下のものが残る。

ＴＷＴＡ非線形影響のような何らかの歪みの影響が信号減算に対して推定される。本発明の典型的な実施形態では、上位レイヤおよび下位レイヤの周波数は実質的に等しい。システム効率における大きな改善はレイヤ間の周波数オフセットを使用することにより得ることができる。

本発明を使用すると、ＱＰＳＫによる２レイヤード後方互換性変調は、既存のＴＷＴＡ電力の約６．２ｄＢ上のＴＷＴＡを加えることにより、現在の６／７レート容量を２倍にする。新しいＱＰＳＫ信号は別の送信機から、例えば異なる衛星から送信されてもよい。さらに、１６ＱＡＭによるような、線形進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）に対する必要性はない。また、８ＰＳＫおよび１６ＱＡＭのようなさらに高次の変調には位相エラーペナルティは課されない。

３．０変調レイヤの電力レベル
レイヤード変調システムでは、後方互換性応用を促進するように個々の変調レイヤ間の関係を構成することができる。代わりに、レイヤード変調システムの組み合わされた効率および／または性能を最適化するように新しいレイヤ構造を設計することができる。

３．１後方互換性応用
後方互換性応用に本発明を使用してもよい。このような応用において、下位レイヤ信号はアドバンスドフォワードエラー訂正（ＦＥＣ）コーディング技術を利用して、システムにより要求される全体的な送信電力を低下させてもよい。

図１１Ａは本発明の例示的な実施形態の相対電力レベル１１００を示す。図１１Ａはスケール図ではない。この実施形態は既存のＴＷＴＡ等価等方放射電力（ＥＩＲＰ）より６．２ｄＢ上のＴＷＴＡおよび既存のＴＷＴＡ電力より２ｄＢ下の第２のＴＷＴＡを使用して、既存のレート６／７容量を２倍にする。この実施形態は上位および下位ＱＰＳＫレイヤを使用し、これらは非コヒーレントである。両レイヤに対して６／７のコードレートを使用する。この実施形態では、レガシーＱＰＳＫ信号１１０２の信号を使用して上位レイヤ１１０４を発生させ、新しいＱＰＳＫレイヤは下位レイヤ１１１０である。レガシーＱＰＳＫ信号１１０２のＣＮＲは約７ｄＢである。本発明では、レガシーＱＰＳＫ信号１１０２は約６．２ｄＢだけ電力がブーストされ、上位レイヤ１１０４のように熱雑音より約１３．２ｄＢ上に新しい電力レベルをもたらす。上位レイヤの雑音フロアー１１０６は約６．２ｄＢである。新しい下位ＱＰＳＫレイヤ１１１０はターボコードのようなアドバンスドＦＥＣで約５ｄＢのＣＮＲを有する。下位レイヤの総信号および雑音は下位レイヤの許容可能な雑音フロアー１１０６にまたはこれより下に維持される。本発明の電力ブーストされた上位レイヤ１１０４は非常に強く、浴びせかけられるフェードに対して耐性を持たせる。混合された変調、コーディングおよびコードレートを有する複数レイヤに本発明を拡張してもよいことに留意すべきである。

この後方互換性応用の代替実施形態において、上位レイヤおよび下位レイヤ１１０４，１１１０の両方に対して２／３のコードレートを使用してもよい。このケースでは、（コードレート２／３を有する）レガシーＱＰＳＫ信号１１０２のＣＮＲは約５．８ｄＢである。レガシー信号１１０２は約５．３ｄＢだけブーストされて約１１．１ｄＢ（２／３のコードレートを有するレガシーＱＰＳＫ信号１１０２より４．１ｄＢ上）にされ、上位ＱＰＳＫレイヤ１１０４を形成する。新しい下位ＱＰＳＫレイヤ１１１０は約３．８ｄＢのＣＮＲを有する。下位レイヤ１１１０の総信号および雑音は約５．３ｄＢに、すなわち上位ＱＰＳＫレイヤの許容可能な雑音フロアー１１０６にまたはこれより下に維持される。このケースでは、全体的な容量は１．５５倍だけ改善され、レガシーＩＲＤに対する有効レートはレイヤード変調を構成する前のものの７／９となる。

本発明の後方互換性応用の別の実施形態では、上位レイヤと下位レイヤ１１０４，１１１０との間のコードレートを混合してもよい。例えば、レガシーＱＰＳＫ信号５０２は約５．３ｄＢだけブーストされて、６／７において不変のコードレートを有する約１２．３ｄＢにされ、上位ＱＰＳＫレイヤ１１０４を生成してもよい。新しい下位ＱＰＳＫレイヤ１１１０は約３．８ｄＢのＣＮＲを有する２／３のコードレートを使用してもよい。このケースでは、レガシー信号１１０２に対する総容量は約１．７８倍である。さらに、レガシーＩＲＤは大きなレート減少を受けない。

３．２非後方互換性応用
先に説明したように、本発明は“非後方互換性”応用においても使用してもよい。このような応用では、両上位レイヤ信号および下位レイヤ信号はアドバンスドフォワードエラー訂正（ＦＥＣ）コーディング技術を利用して、システムにより要求される全体的な送信電力を低下させてもよい。第１の例示的な実施形態では、２つのＱＰＳＫレイヤ１１０４，１１１０が２／３のコードレートでそれぞれ使用される。上位ＱＰＳＫレイヤ５０４はその雑音フロアー１１０６より上の約４．１ｄＢのＣＮＲを有し、下位ＱＰＳＫレイヤ１１１０も約４．１ｄＢのＣＮＲを有する。下位ＱＰＳＫレイヤ１１１０の総コードおよび雑音レベルは約５．５ｄＢである。上位ＱＰＳＫ信号１１０４に対する総ＣＮＲは約９．４ｄＢであり、レート６／７のレガシーＱＰＳＫ信号より単に２．４ｄＢ上である。レート６／７のレガシーと比較して容量は約１．７４倍である。

図１１Ｂは上位レイヤ１１０４および下位レイヤ信号１１１０の両方がレガシー信号レベル１１０２より下である代替実施形態の相対電力レベルを図示している。２つのＱＰＳＫレイヤ１１０４，１１１０は１／２のコードレートを使用する。この例では、上位ＱＰＳＫレイヤ１１０４は約４．１ｄＢのその雑音フロアー１１０６より約２．０ｄＢ上である。下位ＱＰＳＫレイヤは約２．０ｄＢのＣＮＲを有し、総コードおよび雑音レベルは４．１ｄＢまたは４．１ｄＢより下である。この実施形態の容量はレート６／７のレガシーと比較して約１．３１倍である。

４．ハードウェア環境
図１２は例示的なコンピュータシステム１２００を図示しており、このコンピュータシステム１２００は本発明の選択されたモジュールおよび／または機能を実現するのに使用することができる。コンピュータ１２０２はプロセッサ１２０４と、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）のようなメモリ１２０６を備えている。コンピュータ１２０２はディスプレイ１２２２に動作可能に結合され、ディスプレイ１２２２はウィンドウのようなイメージをグラフィックユーザインターフェイス１２１８Ｂ上でユーザに提示する。コンピュータ１２０２はキーボード１２１４、マウスデバイス１２１６、プリンタなどの他のデバイスに結合してもよい。もちろん、当業者は上記構成部品、または任意の数の異なる構成部品、周辺機器および他のデバイスの任意の組み合わせをコンピュータ１２０２とともに使用してもよいことを理解するであろう。

一般的に、コンピュータ１２０２はメモリ１２０６に記憶されているオペレーティングシステム１２０８の制御下で動作し、ユーザとインターフェイスして、入力およびコマンドを受け入れ、グラフィックユーザインターフェイス（ＧＵＩ）モジュール１２１８Ａを通して結果を提示する。ＧＵＩモジュール１２１８Ａは独立したモジュールとして図示されているが、ＧＵＩ機能を実行する命令はオペレーティングシステム１２０８、コンピュータプログラム１２１０に存在し、または配置し、あるいは特殊目的のメモリおよびプロセッサにより実現することができる。コンピュータ１２０２はコンパイラ１２１２も実現する。コンパイラ１２１２はＣＯＢＯＬ、Ｃ＋＋、ＦＯＲＴＲＡＮまたは他の言語のようなプログラミング言語で書かれているアプリケーションプログラム１２１０をプロセッサ１２０４が読み取り可能なコードに変換できるようにする。完了後、アプリケーション１２１０は、コンパイラ１２１２を使用して発生された関係およびロジックを用いてコンピュータ１２０２のメモリ１２０６に記憶されているデータにアクセスし、操作する。コンピュータ１２０２はまた、モデム、衛星リンク、イーサネットカードのような外部通信デバイス、あるいは他のコンピュータと通信する他のデバイスをオプション的に備える。

１つの実施形態では、オペレーティングシステム１２０８、コンピュータプログラム１２１０およびコンパイラ１２１２を実現する命令はコンピュータ読み取り可能な媒体、例えばデータ記憶デバイス１２２０に具体的に埋め込まれ、コンピュータ読み取り可能な媒体には、ジップ駆動装置、フロッピー（登録商標）ディスク駆動装置１２２４、ハード駆動装置、ＣＤ−ＲＯＭ駆動装置、テープ駆動装置などのような１つ以上の固定またはリムバーブルデータ記憶デバイスが含まれる。さらに、オペレーティングシステム１２０８およびコンピュータプログラム１２１０は命令から構成され、命令はコンピュータ１２０２により読み取られ、実行されるときに、本発明を実現および／または使用するのに必要なステップをコンピュータ１２０２に実行させる。コンピュータプログラム１２１０および／またはオペレーティング命令はメモリ１２０６および／またはデータ通信デバイス１２３０に具体的に埋め込まれてもよく、それにより本発明にしたがったコンピュータプログラム製品または製品を作る。このようなことであるから、ここで使用されているような用語“製品”、“プログラム記憶デバイス”および“コンピュータプログラム製品”は任意のコンピュータ読み取り可能なデバイスまたは媒体からアクセス可能なコンピュータプログラムを包含することを意図している。

当業者は本発明の範囲を逸脱することなくこの構成に対して多くの修正をなし得ることを認識するであろう。例えば、当業者は上記構成部品の任意の組み合わせ、あるいは任意の数の異なる構成部品、周辺機器、および他のデバイスを本発明とともに使用してもよいことを認識するであろう。

５．非線形性の推定
図１０Ａおよび図１０Ｂに戻って参照すると、レイヤード変調信号再構成プロセス中に、ＴＷＴＡの非線形性を図示する非線形性歪マップ１０１８を非線形性歪マップモジュールにより使用してもよい。上述したように、例示的な受信機８０２では、再エンコードされ、再変調された信号に推定された動作点を使用して、ＴＷＴＡＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭマップが適用され、上位レイヤ信号をさらに正確に再構成する。

図１０Ａおよび図１０Ｂは非線形性歪マップの使用を図示しているが、非線形性歪マップ（および動作点）の情報を決定する必要がある。非線形性の測定はレイヤード変調スキームの一部としてさまざまな方法で実行してもよいことに留意すべきである。ＴＷＴＡ非線形性はローカルＩＲＤ５００または８０２において測定してもよく、このケースでは、動作点は非線形性測定値から自動的に計算してもよい。ＴＷＴＡ非線形性の測定は同様に得られる動作点によりブロードキャスト／アップリンクセンター１０４においてなされてもよく、このケースでは、ＴＷＴＡ非線形性および動作点における情報は、ダウンリンク信号１１８のようなものを通して個々のＩＲＤ５００／８０２にダウンロードして、レイヤード変調信号受信プロセスをサポートすることができる。

６．非線形性の測定
上述したように、非線形性の測定はレイヤード変調スキームの一部としてさまざまな方法で実行してもよい。ＴＷＴＡ非線形性測定に対する第１のメカニズムはErnest C.Chen氏により２００２年６月７日に出願され、“衛星ＴＷＴＡオンライン非線形性測定”と題する米国特許出願第１０／１６５，７１０号に完全に説明されている。

（ここで説明されているような）第２の測定メカニズムは第１のメカニズムに対する改善をもたらす。第２の測定メカニズムでは、（例えば、処理利得を最大にするコヒーレント平均化技術を使用して）非線形性はブロードキャストセンターにおいて、または各ローカルＩＲＤ５００／８０２において測定してもよい。

ＩＲＤ５００／８０２は（例えばＬＮＢ５０２から）ダウンリンク信号１１８を受信し、信号プロセッサを含んでいてもよい。信号プロセッサは到来信号からシンボルストリームおよび搬送波周波数を抽出し、理想信号、すなわちＴＷＴＡおよび雑音の影響がない信号を発生させる。理想信号は比較プロセッサにおいて使用され、（ＴＷＴＡ非線形性に対する測定を提供する）ＴＷＴＡ特性マップが生成される。ここで説明するように、信号プロセッサおよび比較プロセッサはチューナ／復調器９０４、ＦＥＣ５０６内でＩＲＤ８０２に組み込んでもよい。特性マップの発生に関する詳細は図１３Ａ〜図１３Ｄに関して以下で説明する。

一般的に、ＴＷＴＡ特性マップは入力振幅変調対出力振幅変調（ＡＭ−ＡＭマップ）および入力振幅変調対出力位相変調（ＡＭ−ＰＭマップ）の測定値を含む。受信信号はＴＷＴＡ増幅器出力（プラス雑音）を表し、発生された理想信号は増幅器入力を表す。増幅器の診断および監視に加えて、これらの特性マップを使用して、レイヤード変調送信スキームを使用するシステムの下位レイヤ信号の受信を促進および／または改善してもよい。

図１３Ａ、図１３Ｂおよび図１３Ｃは特性マップを測定するための基本システム１３００のブロック図である。説明した機能のすべては上述したような基本アーキテクチャを有する直接ブロードキャスト衛星システムで使用される受信機８０２内で実行してもよい。適切な信号セクションは復調器１３０２により捕捉され、変調される。復調器１３０２はシンボルタイミングを整列させて、信号中の何らかの残余搬送波周波数および位相を除去する。復調された信号は信号発生器１３０４において使用され、理想信号、すなわち事前に送信された信号を表すものを発生させる。デジタル信号のケースでは、信号は信号シンボルを得るためにさらにデコードされ、信号シンボルは理想信号を発生させるのに使用される。理想信号と受信信号との差をプロセッサ１３０６，１３１０，１３０８，１３１２により使用して、送信非線形性特性を推定する。受信信号のわずかなセクション、一般的には数千シンボルのみが受信信号のＣＮＲに依存する推定値を得るために必要とされる。

図１３Ａは実施形態を図示しており、非線形性特性は発生された理想信号（雑音がなく、ＴＷＴＡ非線形性がない）と復調（および必要に応じてＦＥＣデコーディングおよび再変調）後の受信信号との差から推定される。理想信号はシンボルおよびシンボルタイミングから容易に発生させることができることから、復調後の受信信号から推定値を得ることは処理を簡単にする。

図１３Ｂは実施形態を図示しており、性能特性は理想信号と復調前の受信信号との差から推定される。このケースでは、理想信号は受信信号の搬送波周波数とともに発生させなければならない。これは復調されたシンボルタイミングおよび搬送波周波数および位相を理想信号に加えることにより行ってもよい。

図１３Ｃは図１３Ａと類似しており、非線形性特性は発生された理想信号（雑音がなく、ＴＷＴＡ非線形性がない）と復調後の受信信号との差から推定される実施形態を図示している。図１３Ａおよび図１３Ｂでのように、測定手順は受信信号を捕捉し、雑音がなくＴＷＴＡ非線形性がない理想信号１３２０を発生させることから始まる（１３０４）。理想信号１３２０は（上述したような）疑似エラーなし（ＱＥＦ）性能でデコードされたシンボルを再エンコーディングおよび再変調することにより発生される。理想信号１３２０はＴＷＴＡ８１６への入力を表し、捕捉信号は（雑音のある）ＴＷＴＡ８１６の出力を表す。

通常の条件では、非線形性はＩＭ−３（３次相互変調）などを通して信号帯域幅を広げる。さらに、さまざまな雑音および干渉は非線形性測定値を損なうかもしれない。例えば、熱雑音（付加的なダウンリンク）、位相雑音（ＬＮＢ、チューナ）および他の干渉（ＣＣＩ、ＡＣＩ、下位レイヤ信号）が測定値を損なうかもしれない。このような損傷は一般的にＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ推定値をバイアスさせない。一方、信号パスに沿ったフィルタリングは一般的に観測可能な非線形性を減少させる。

フィルタリングの影響に対処するため、逆フィルタ／イコライザ１３２２を使用して、フィルタリングされていない信号を復元することにより測定精度を改善してもよい（すなわち、これは隠れた非線形性を回復する）。したがって、図１３Ｃに図示されている実施形態は逆フィルタおよび／またはイコライザ１３２２を使用し、さらに正確な測定のためにＴＷＴＡ非線形性が復元されるようにフィルタリングの影響を取り消す。線形イコライザ１３２２を使用して全体的な信号パスに対する線形チャネル歪とマルチパスの影響を推定して、除去してもよい。したがって、線形イコライザ／逆フィルタ１３２２は逆フィルタリングを効果的に実行して、組み合わされたフィルタの影響を“キャンセル”する。例えば、逆フィルタ１３２２は（大きな影響を有するかもしれない）衛星ＯＭＵＸフィルタ、（帯域幅が通常制限されていることから、大きな影響を有するかもしれない）ＩＲＤフロントエンドローパスフィルタ（ＬＰＦ）、および／またはＴＷＴＡと受信／捕捉データとの間の他のフィルタにより生じる線形チャネル歪を推定し、除去してもよい。しかしながら、あるフィルタは信号に影響を与えないかもしれない。例えば、ＴＷＴＡ非線形性の帯域幅拡張の影響前に生じることから、ＩＭＵＸフィルタはわずかな影響しか与えないかもしれない。

すべての（すなわち図１３Ａ、図１３Ｂおよび／または図１３Ｃに図示されている実施形態において、理想信号および受信信号は次にプロセッサ１３０６，１３０８において使用され、２次元分散図（ここでの目的のための分散図はそれぞれＸおよびＹ軸に沿って表されている入力および出力値を有する対になった点の集合である）中の２つの信号のデータ点を対にし、分類する。これらのプロセッサ１３０６，１３０８は雑音がプラスされた、増幅器の入力信号と出力信号との間の関係を特徴付ける。このケースでは、入力信号は発生された理想信号１３２０（再変調された、またはそうでない）により表され、出力信号は受信信号により表される。ＡＭ−ＡＭ分散図のＸ軸はＴＷＴＡ非線形性歪前の理想信号サンプルの振幅をプロットし、Ｙ軸はＴＷＴＡ非線形性（および雑音）を含む受信信号サンプルの振幅からなる。ＡＭ−ＰＭ分散図が同様に形成される。Ｘ軸はＡＭ−ＡＭ分散図に対するものと同じであり、Ｙ軸はＴＷＴＡ非線形性を有するおよび有しない対応するサンプル間のすべての位相差からなる。

したがって、２つの信号は復調器１３０２のタイミング回復ループによりサンプル毎に整列され、データ対がすべての対応するサンプルに対して形成される。データ分類（１３０６および１３０８）は理想信号サンプルの電力に対するデータ対を分類する。例えば、再発生される理想（線形）信号サンプルは電力／振幅で分類される。受信された（非線形）信号サンプルは、再順序付け後の再発生された信号サンプルに対してタグが付けられたままである。

プロセスのこの点において、図１３Ｃの実施形態は図１３Ａおよび図１３Ｂの実施形態から分岐する。図１３Ｃに図示されている平均化プロセスは、（平均化比を表す）所定数の隣接分類ＴＷＴＡ入力信号をコヒーレントに加えて平均化し（すなわち、コヒーレント平均化プロセッサ１３２４および１３２６を使用し）、雑音の影響を減少させる。使用されるべき平均化比は信号ＣＮＲと、所定の応用に対して要求される非線形性測定の品質とに依存する。したがって、測定の損傷は平均化比を増加させることにより補償してもよい。相関されていないまたはわずかに相関されている雑音および干渉サンプルに対して、平均化プロセスは平均化比の倍増毎に３ｄＢだけ、バイアスされていない推定の品質を増加させることができる。しかしながら、上述したように、データが収集される前の信号パスに沿ったフィルタの存在は推定の精度を減少させることがある。衛星ＯＭＵＸフィルタおよびＩＲＤフロントエンドローパスフィルタ（ＬＰＦ）を含めることにより、インパスフィルタは捕捉データから非線形性の一部を隠すことができる。

コヒーレント平均化を使用すると、すべての入力信号電力に渡って測定フロアーを生成することなくＴＷＴＡＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ推定を改善し、クラッシックまたはレイヤ変調信号の両者により動作する。さらに、コヒーレントな平均化はＴＷＴＡ非線形性を個々のＩＲＤにより測定できるようにし、それにより必要な場合に、ＴＷＴＡテーブルをＩＲＤにダウンロードする必要性を避ける。

コヒーレント平均化の一部として、実際のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ曲線とともに入力信号および出力信号の平均電力（動作点）は最初に、後続する処理の便宜のためにそれぞれ０ｄＢおよび０度に再スケーリングしてもよい。分類された線形性および非線形性信号は、入力信号ＣＮＲと、上述したように必要とされる非線形性測定の品質とに依存した平均化比でコヒーレントに平均化される。

必要であれば、フォワードエラー訂正（ＦＥＣ）を復調された信号に適用してもよく、これには再エンコーディングおよび再変調プロセスが後続し、すべての回復されたシンボルに確実にエラーがないようにしてもよい。

分類（すなわち、図１３Ａおよび図１３Ｂにおける）およびコヒーレント平均化（すなわち、図１３Ｃにおける）後、理想信号のデータ点および受信信号の対応するデータ点はプロセッサ１３１０，１３１２により処理され、多項式によるような、線通過曲線近似を形成する。結果はＴＷＴＡの所望の性能特性に対する推定である１３１４，１３１６。

図１３Ｄは本発明の方法のフローを概説している。ブロック１３２８で信号が受信される。ブロック１３３０でこの信号は復調される。その後、ブロック１３３２で、復調され（および必要なようにデコードされ、再エンコードされ、再変調され）た信号から理想信号が発生される。ステップ１３３４において、（復調前または後の）受信信号および／または（対応して再変調された、またはされない）理想信号がコヒーレントに平均化され、雑音が減少される。最後に、ブロック１３３６において、（コヒーレントに平均化された、または平均化前の）理想信号とコヒーレントに平均化された受信信号との差から性能特性（すなわち、ＴＷＴＡ非線形性曲線）が推定される。

上述したように、コヒーレント平均化１３３４および推定１３３６のステップはサンプル毎に受信信号と理想信号とを整列し、対応するサンプルに対するデータ対を形成し、データ対を理想信号サンプルの電力に分類し、受信信号をコヒーレントに平均化して、雑音を減少させることにより実行してもよい。このようなコヒーレント平均化は信号の振幅を単に調べる代わりに、複素数を平均化する能力を提供する。これに関して、コヒーレント平均化プロセスは多数の隣接受信信号サンプルを、平均化比を表すサンプル数にコヒーレントに加算する。さらに、上述したように、逆フィルタおよび／または線形イコライザを使用して受信信号を処理し、目に見える非線形性を復元してもよい。

７．ＴＷＴＡ非線形性測定のオフセット（シフト）処理
上述した動作点推定と無関係に、測定されたＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ曲線を故意にオフセットまたはシフトさせて、信号再構成およびキャンセルプロセス中に上位レイヤ信号の再構成を簡単にしてもよい。このようなオフセットはレイヤード変調処理の性能（または非線形性補償性能）を変えない。実際、動作点のオフセット処理は、入力飽和、入力バックオフなどとは無関係に、ＴＷＴＡ非線形性の簡単で一致した表示となる。

測定曲線をオフセットするために、入力および出力の両方に対して、動作点が所望の基準点（例えば、０ｄＢ）にあるように（例えば、それにより参照される動作点値を提供する）、入力および出力振幅値（すなわち、非線形性曲線測定中に使用されるもの）を再スケーリングしてもよい。対数領域では、このような再スケーリングは（ｄＢにおける）すべての入力値から（ｄＢにおける）測定された（ＡＭ）入力動作点値を減算することにより実行してもよい。同様に、（ｄＢにおける）測定された出力（ＡＭ）動作点値を、（ｄＢにおける）すべての出力点の値から減算してもよい。したがって、測定曲線をオフセットさせることにより、曲線をさらに容易に参照してもよい。しかしながら、シリコンおよび他のハードウェア構成では、入力および出力動作点または信号を後ろに（例えば、−３ｄＢまたは−５ｄＢに）スケーリングして、到来（理想）信号および送出（受信）信号に対する信号飽和または小数値表示オーバーフローを避けることが望ましい。上述したものに対して、シフト処理プロセスを同様に行うことができる。

望まれるように、シフトされたＡＭスケールで、出力動作点における測定された（角）位相値をすべての出力点の位相値から減算することにより、出力ＰＭ値を再スケーリングしてもよい。

上記のスケーリングの結果は、動作点が、ＡＭ−ＡＭマップに対して（０ｄＢ，０ｄＢ）、ＡＭ−ＰＭマップに対して（０ｄＢ，０°）のような便利な基準値を提供することである。この例示的なケースでは、入力信号は０ｄＢにスケーリングされ、動作点に一致される。信号範囲外エラーに対して防護するために（そしてルックアップテーブル［ＬＵＴ］外挿に対する必要性を避けるために）、構成された非線形性マップ中に測定された信号間隔を超えて境界点を置いてもよい。境界点に対する値はＴＷＴＡ測定値の終点からの値を外挿または折り返すことにより得てもよい。

図１４Ａおよび図１４Ｂは例示的なＴＷＴＡ非線形性曲線上の仮定された動作点におけるエラー（オフセット点またはＯ．Ｐ．）の受信機性能の影響をシミュレーションしている。性能は信号電力に対するｄＢでの有効雑音として表されている。図１４Ａは実際の動作点がＴＷＴＡ飽和にあるときの有効雑音を示している。図１４Ｂは実際の動作点がＴＷＴＡ飽和から８ｄＢバックオフされているときの有効雑音を示している。信号電力の均一な（重み付けされていない）分布を仮定するとともに、電力における信号サンプルのヒストグラムによる重み付けを仮定してエラーが計算される。図１４ＢはＴＷＴＡバックオフで減少された非線形性により、図１４Ａのものよりかなりよい。

８．コヒーレント平均化の効果
さまざまなコンピュータシミュレーションを使用して、本発明の１つ以上の実施形態にしたがったコヒーレント平均化の効果を示すことができる。ここで説明するシミュレーションはＴＷＴＡ非線形性曲線の一般的なセットを使用し、すべてのレイヤに対する信号はＱＰＳＫフォーマットを仮定する。

図１５は良好なシナリオにおけるＴＷＴＡ非線形性の推定を示している。ここで、（従来のＱＰＳＫ信号のような）信号の１つのレイヤのみが存在し、雑音は加えられていない。しかしながら、大量の位相雑音が生データに加えられており、大部分の位相エラーを追跡し、（Ｉ，Ｑ）空間で安定な配置を見せるように復調器１３０２が必要である。平均化比は１０２４であり、これは、個々の入力および出力信号に対して、１０２４隣接データのグループがコヒーレントに平均化されることを意味する。これは１３１，０７２（１０２４＊１２８）の生データセットからの１２８のコラプスされた複素データ対となり、（５：１オーバーサンプリング比を持つ）１００ＭＨｚのサンプルレートおよび２０ＭＨｚのシンボルレートに基づいてリアルタイムで１．３ｍ秒をカバーする。入力および出力信号のそれぞれの１２８複素数は、（総計で６つの多項式係数を持つ）５次多項式で別々に近似される前に（入力振幅、出力振幅）および（入力振幅、位相差）に変換される。近似多項式の次数を増加させると、さらに複雑なＡＭ−ＰＭ曲線に対する測定精度が改善する。

近似ＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ曲線は図において実際のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ曲線に非常に近く追跡するように示されている。入力信号電力のヒストグラムにより重み付けられた、測定された曲線と実際の曲線との差電力は入力信号電力に対して−４０．６ｄＢである。重み付けられたヒストグラムは入力信号から形成され、図１５における非線形性曲線でオーバーレイされていると見ることができる。比較および参照目的のために、重み付けられていないエラーが−３７．４ｄＢとなるように計算される。衛星信号は図１５における信号ヒストグラムにより示される振幅分布を持つことから、重み付けされた性能のみが本願に関係する。

図１６は平均化前の図１５からの生データの１３１，０７２データ対の最初の１６，３８４個を示している。１６，３８４対はリアルタイムで１６４μ秒の期間を表している。生データに加えられる雑音がないと、復調信号は復調器１３０２における搬送波回復ループの性能に一致する振幅および位相で適度に拡散する。どのように、平均化および後続する多項式近似が図１５に示されている真のものにぴったりと一致している曲線にデータを減少させるかに着目する。本来、ルジャンドル多項式のような、曲線近似に対する電力多項式以外のテンプレートまたは多項式を使用するかもしれない。

図１７は、減少された数の１６，３８４のデータ対が含まれていることを除いて図１５と類似する。平均化比は１２８であり、個々の入力および出力信号に対して、１２８隣接データのグループがコヒーレントに平均化される。これは６１，３８４（１２８＊１２８）の生データセットからの１２８個のコラプスされた複素データ対となる。エラー性能は−４１．１ｄＢである。図１５における１３１，０７２サンプルからの性能とエラー性能を比較すると、１６，３８４データ対程度で強い搬送波対雑音比（ＣＮＲ）を有する信号に対してほぼ完全な測定精度を提供することができると結論付けることができる。

図１７に対する平均化および近似プロセスはそれぞれ１６，３８４データ対の１６の連続セットに対して反復される。エラー性能の短い期間の性能が図１８にプロットされており、図１８は近似されたＡＭ／ＰＭ曲線の品質を図示している。図１８は−４０．７ｄＢあたりで不変の測定精度を示している。

下位レイヤ信号およびいくらかのガウス雑音を加えて、ここで説明されている測定方法の強さをテストしてもよい。図１９は、平均化（そして下位レイヤ信号およびガウス雑音の付加）後のレイヤード信号ＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭデータを示している。下位レイヤ信号は上位レイヤ信号から−８．４ｄＢにあり、熱雑音は上位レイヤ信号から−１６ｄＢにある。下位レイヤ信号および付加雑音は組み合わされて、上位レイヤ信号から−７．７ｄＢにある上位レイヤ信号に対する有効雑音フロアーを形成する。重み付けられた測定エラーは−３８．５ｄＢである。このような良好の測定性能は、図１５におけるものよりもわずか２．１ｄＢ悪いことを考慮すると非常に重要である。図１５のものは雑音または干渉の損傷を含んでいない。この性能レベルは大部分のレイヤ変調応用に対して十分であると期待される。したがって、ローカルＩＲＤはレイヤード変調応用に対して必要とされる精度でＴＷＴＡ非線形性を測定することができるとの結論を導くことができる。さらに、図１９の性能は、増加されたデータバッファおよび処理時間を犠牲にして、平均化比を増加させることにより改善することができる。

ＡＭおよびＰＭ曲線における多くの拡散を示している（レイヤード信号生ＡＭ−ＰＭデータを示している）図２０は図１６の雑音のないケースに対応するものである。平均化および近似後に、１６，３８４データ対のセグメントが（レイヤード信号近似されたＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭデータを図示している）図２１における曲線に減少される。これは−３６．３ｄＢの重み付けられたエラーを有する。チャート１８におけるものと類似するエラー性能の短い履歴が（ＡＭ／ＰＭ推定のレイヤード信号品質を図示している）図２２に示されている。それぞれ１６，３８４隣接データ対からの１６セグメントを有する。１６セグメントすべてに対する平均エラーは−３６．４ｄＢである。

図２３は例示的なＩＭＵＸフィルタの影響を加える。ＣＮＲ計算精度内で、図２３に対する−３９．１ｄＢの重み付けられた性能がフィルタのない図１９の−３８．５ｄＢ値からわずかに変更されている。このような結果はＩＭＵＸフィルタへの入力信号が指定された信号帯域幅内に十分に抑えられ、入力信号がＩＭＵＸフィルタにより一般的にわずかに影響されるという事実と矛盾しない。

非線形性測定技術をテストするためにデータに損傷を加えることを続けると、１０^-5のシンボルボーレートオフセット比が次に、図２４に示されているような受信データに含まれる。データシンボルとＡ／Ｄクロックとの間のスリップは復調器１３０２におけるタイミング回復ループが補間器を使用するようにさせる。この補間器は、補間器性能と釣り合う、あるフィルタ処理効果を伴う。図２４における結果は−３６．８ｄＢのエラーを示している。これはボーレートオフセットがない図２３における−３９．１ｄＢに匹敵する。

同様に、一連の１６，３８４データ対に対する推定性能のサンプル履歴が図２５に示されており、−３５ｄＢの平均性能が示されている。これはボーレートオフセットがない図２２における−３６．４ｄＢに匹敵する。

次に、ＯＭＵＸフィルタをシミュレートされたデータに追加する。図２６における−３３．８ｄＢの性能はフィルタを追加する前の図２４の−３６．８ｄＢに匹敵する。

図２７は４次バターワースＬＰＦフィルタの追加による性能を図示しており、４次バターワースＬＰＦフィルタは１４ＭＨｚの３−ｄＢ帯域幅を持つ、受信機フロントエンドにおけるアンチエイリアジングフィルタを表す。エラー性能は大きく−２３．６ｄＢに落ち、非線形性測定性能においてＬＰＦフィルタの大きな影響を示す。示されているように、１４ＭＨｚのフィルタはＯＭＵＸフィルタよりもかなり狭く、したがってＴＷＴＡ非線形性の可観測性により大きな影響を与える。

次のいくつかの図面は２つのＱＰＳＫ衛星信号からエミュレートされたレイヤ変調信号からの測定結果を表している。レイヤ変調信号は処理されて、測定されたＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭ曲線が生成される。測定された曲線は性能評価のために提供された既知の曲線と比較される。

図２７と比較すると、図２８は捕捉された信号レイヤ信号からのレイヤ変調信号をエミュレートすることにより、測定された非線形性をプロットしている。上位レイヤ信号は入力バックオフを有する例示的な非線形化されたＴＷＴＡからのものであり、下位レイヤ信号は飽和においてドライブがかけられた、他の例示的な線形化ＴＷＴＡからのものである。下位レイヤ信号はエミュレートされたレイヤ変調信号を形成するために上位レイヤ信号と組み合わされる前に適切に減衰される。ＩＲＤフロントエンドＬＰＦの３−ｄＢ帯域幅は２１．４ＭＨｚである。他の処理パラメータは上述したものと同様である。１００ＭＨｚにおいて捕捉されたデータに匹敵する１．３ｍ秒を処理した結果は−２７．８ｄＢのエラー性能を示す。したがって、図２８は測定されたＴＷＴＡ非線形性と製造者提供ＴＷＴＡ非線形性との差を示しており、後者はシミュレートされたデータを形成することに基づいている。

図２９はＡＭ／ＰＭエミュレートＲＭＳＥ（自乗平均誤差の平方根）履歴を示しており、短い捕捉データ間隔長から処理された１つのデータセグメントのみを含んでいる。図は−２０．９ｄＢの重み付けられていない非線形性測定エラーを示している。

図３０は信号電力ヒストグラムと、処理されたデータセグメントからの再構成された信号のエラー寄与を示している。信号電力ヒストグラムはウィンドウの上半分における細い曲線として示されている。ヒストグラムには太い実曲線として示されているエラー寄与プロファイルが伴っている。エラー寄与プロファイルは信号ヒストグラムと、図２８の測定された非線形性曲線と実際の非線形性曲線との間のエラーとの積である。エラー寄与プロファイルは−２７．８ｄＢの重み付けされたエラーに統合する。同様に、ウィンドウの下半分では、均一な“ヒストグラム”と対応するエラー寄与プロファイルが重み付けされていない性能に対してオーバーレイされている。エラー寄与プロファイルは−２０．９ｄＢの重み付けされていないエラーに統合する。

図３１はいくつかの後続するプロット／図の生成のための信号処理図であり、どのように、ＴＷＴＡ非線形性が利用可能な信号電力を減少させ、どのように、受信機整合フィルタが実際に、上記で計算された残余ＣＮＲに関してＴＷＴＡ非線形性の明白な影響を減少させるかを示している。測定性能を評価するために、ＬＩＮ₀として示されている理想線形性信号が再度最初に、レイヤ復調プロセスの一部として上位レイヤ信号からデコードされたＱＥＦシンボルから発生される。ＬＩＮ₀は実際のＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭ曲線により歪まされ、信号ＡＣＴ₀が形成される。理想信号も測定されたＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭ曲線により歪まされ、信号ＭＥＡ₀が形成される。比較されている信号間の全体的な振幅および位相を整合させた後に、２つのエラー信号が計算され、ε₁はＡＣＴ₀とＬＩＮ₀との差であり、ε₃はＭＥＡ₀とＡＣＴ₀との差である。ＬＩＮ₀とＡＣＴ₀とＭＥＡ₀は受信機整合フィルタにより処理され、それぞれＬＩＮ_MとＡＣＴ_MとＭＥＡ_Mとなる。受信機整合フィルタはルートライズドコサインフィルタ（ＲＲＣＦ）である。２つのエラー信号は整合フィルタ処理された信号から形成され、ε₂＝ＡＣＴ_M−ＬＩＮ_Mおよびε₄＝ＭＥＡ_M−ＡＣＴ_Mである。上記信号の電力は信号サンプルの振幅の自乗を加えて結果を正規化することにより計算される。

図３２は整合フィルタ処理前である信号ＬＩＮ₀のスペクトルと、整合フィルタ処理後である信号ＬＩＮ_Mのスペクトルをオーバーレイしている。両信号は中央周波数から＋／−１２ＭＨｚの帯域幅内に十分入っている。２４ＭＨｚの両側帯域幅は２０ＭＨｚプラス２０％の超過帯域幅比のシンボルレートに対応する。

図３３は実際のＡＭ／ＰＭ非線形性を有する上位レイヤ出力信号を図示している。特に、図３３は実際のＴＷＴＡ非線形性を有する信号ＡＣＴ₀のスペクトルを示している。２つの層をスペクトルの両側で見ることができ、近くの層はＩＭ−３（相互変調次数３）から来るものであり、遠くの層はＩＭ−５（相互変調次数５）から来るものである。これらの層は約０．２５ｄＢだけ信号電力を減少させる。比較すると、整合フィルタは信号電力を０．２８ｄＢだけ減少させる。整合フィルタ処理された信号に対する点曲線は、＋／−１２ＭＨｚを超える非線形性が受信機ＲＲＣＦにより除去されることを示している。

図３４は測定されたＡＭ／ＰＭ非線形性を有する上位レイヤ出力信号を図示している。特に、図３４は測定された非線形性ＴＷＴＡの出力における信号ＭＥＡ₀のスペクトルを示している。相互変調の２つの層は図３３のものよりも下がっている。このような減少は、フィルタ処理が再生されるスペクトルを制限した後により小さくなる、観測可能なＴＷＴＡ非線形性の量によるものである。

図３５は実際と測定された非線形性信号との差、すなわち測定エラーを示している。実曲線はＡＣＴ₀とＭＥＡ₀との差信号のスペクトルを示している。差信号は線形性信号に対して約−２８ｄＢに統合する。点曲線は整合フィルタ処理されたＡＣＴ_Mと信号ＭＥＡ_Mとの差信号を表している。この第２の差信号は線形性信号に対して−３３ｄＢに統合する。整合フィルタ処理後の５ｄＢの改善は所望の信号に寄与しない非線形性の大部分をフィルタ処理する受信機ＲＲＣＦによるものである。−３３ｄＢ値は２４ＭＨｚ信号帯域幅内の曲線の部分に対するものである。さらに、図１５〜図３１に提示されているすべてのエラーは整合フィルタ処理されることなくスペクトル全体に対して測定されたものであることに留意すべきである。整合フィルタ処理は約３倍信号帯域幅を超えるＩＭ３によるエラー電力を除去することにより、４から５ｄＢだけ非線形性の影響を減少させることができることが観測される。

図３６は非線形性信号と線形性信号との差を示している。特に、図３６は非線形補償を行わない、ＴＷＴＡ非線形性の影響を図示している。実曲線は整合フィルタ処理されていない、ＡＣＴ₀とＬＩＮ₀との差信号のスペクトルを描いている。このエラー信号は線形性信号に対して−１９．６ｄＢに統合する。図３６における整合フィルタ処理された点曲線は３．３ｄＢの減少で、−２２．９ｄＢに統合する。捕捉されたデータとシミュレートされたデータに対するＴＷＴＡは入力電力において８ｄＢだけバックオフされて、さらに線形な領域で動作することが思い出される。本来、飽和により近い動作は差信号電力を大きく増加させることができる。図３６の−２２．９ｄＢ値を図３５の−３３ｄＢ値と比較すると、測定されたＴＷＴＡ非線形性による補償はこのケースでは約１０ｄＢだけ非線形性の影響を減少させることに気付く。

結論
これは本発明の好ましい実施形態の説明を締めくくるものである。本発明の好ましい実施形態の先の説明は例示および説明の目的のために提示されている。徹底的なものである、あるいは本発明を開示されている正確な形態に制限することを意図しているものではない。多くの修正および変形は上記の教示の観点から可能である。例えば、先の開示で図示され説明されているアップリンク構成は１つ以上のハードウェアモジュール、プロセッサにより実行される命令を規定する１つ以上のソフトウェアモジュール、あるいは両者の組み合わせにより実現できることに留意すべきである。

前述したように、コヒーレント平均化は処理信号を向上させ、非コヒーレント雑音および干渉を矮小化する。結果として、平均化はＴＷＴＡＡＭ−ＡＭおよびＡＭ／ＰＭ推定の性能を大きく改善する。コヒーレント平均化はゼロ平均であることから、測定フロアーはプロセスで消失する。ＴＷＴＡ非線形性を正確に推定するために大きな受信アンテナによる非常に強力な信号レイヤード信号を必要としない。言い換えると、ＴＷＴＡ非線形性はレイヤ変調信号から、大きなアンテナを備えたブロードキャストセンターではなく現場の個々のＩＲＤにおいて測定できる。この動作の柔軟性は通信システムの複雑さを大きく減少させることができ、トラフィックにおいてＴＷＴＡ非線形性データを送信する必要性をなくす。

上記のことに加えて、データ捕捉前の信号伝搬パスにおける線形性フィルタは観測可能なＴＷＴＡ非線形性を減少させることができる。失われた非線形性は逆フィルタまたはイコライザを使用することにより回復される。さらに、データ分類およびコヒーレント平均化のために捕捉データを記憶させるのに必要なメモリバッファはレイヤード変調受信機の既に一部である遅延バッファで共有することができる。

本発明の範囲はこの詳細な説明により限定されず、むしろ特許請求の範囲により限定されることが意図されている。上記の明細書、例およびデータは本発明の装置および方法の製造および使用の完全な説明を提供する。本発明の多くの実施形態は本発明の範囲を逸脱することなくなし得ることができ、本発明は特許請求の範囲に存する。

図１は単一衛星ビデオ配給システムの概略を図示している図である。図２は単一衛星トランスポンダに対する典型的なアップリンク構成を示すブロック図である。図３Ａは典型的なデータストリームの図である。図３Ｂは典型的なデータパケットの図である。図４はアップリンク信号用の変調器の１つの実施形態を示すブロック図である。図５は統合された受信機／デコーダのブロック図である。図６Ａはレイヤード変調送信における信号レイヤの基本的関係を示す図である。図６Ｂはレイヤード変調送信における信号レイヤの基本的関係を示す図である。図６Ｃはレイヤード変調送信における信号レイヤの基本的関係を示す図である。図７Ａは第１のレイヤの復調後に第１の送信レイヤに対する第２の送信レイヤの信号配列を示す図である。図７Ｂは第１のレイヤの復調後に第１の送信レイヤに対する第２の送信レイヤの信号配列を示す図である。図７Ｃは第１のレイヤの復調後に第１の送信レイヤに対する第２の送信レイヤの信号配列を示す図である。図８Ａはレイヤード変調信号の送受信用システムを示す図である。図８Ｂはレイヤード変調信号の送受信用の例示的な衛星トランスポンダを示す図である。図８Ｃは例示的な衛星トランスポンダおよび信号処理のシミュレーションの詳細を示す図である。図９はレイヤード変調信号を受信することができる拡張ＩＲＤの１つの実施形態を図示するブロック図である。図１０Ａは拡張チューナ／変調器およびＦＥＣエンコーダの１つの実施形態のブロック図である。図１０Ｂは受信されたレイヤード信号においてレイヤ減算が実行される拡張チューナ／変調器の他の実施形態を図示している。図１１Ａは本発明の例示的な実施形態の相対電力レベルを図示している。図１１Ｂは本発明の例示的な実施形態の相対電力レベルを図示している。図１２は本発明の選択されたモジュールまたは機能を実現するのに使用することができる例示的なコンピュータシステムを図示している。図１３Ａは本発明の１つ以上の実施形態にしたがった性能マップを測定する基本システムのブロック図である。図１３Ｂは本発明の１つ以上の実施形態にしたがった性能マップを測定する基本システムのブロック図である。図１３Ｃは本発明の１つ以上の実施形態にしたがった性能マップを測定する基本システムのブロック図である。図１３Ｄは本発明の方法のフローを概説している。図１４Ａは信号再構成における動作点エラーの影響を図示している。図１４Ｂは信号再構成における動作点エラーの影響を図示している。図１５はＴＷＴＡ非線形性の推定を示している。図１６は平均化前の図１５からの生データのデータ対のサブセットを示している。図１７は平均化および適合化ＴＷＴＡ非線形性曲線を示している。図１８はＡＭ／ＰＭ近似多項式の品質を示している。図１９は平均化後のレイヤード信号ＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭデータを図示している。図２０はレイヤード信号生ＡＭ／ＰＭデータを図示している。図２１はレイヤード信号近似されたＡＭ／ＡＭおよびＡＭ／ＰＭデータを図示している。図２２はＡＭ／ＰＭ推定のレイヤード信号品質を図示している。図２３はＡＭ／ＰＭ推定に対するＩＭＵＸフィルタの影響を図示している。図２４はＡＭ／ＰＭ推定に対する１０^-5のボーレートオフセット比の加算の影響を図示している。図２５は図２４のデータ対のサブセットに対する推定性能のサンプル履歴を図示している。図２６はＡＭ／ＰＭ推定に対するＯＭＵＸフィルタの付加の影響を図示している。図２７はＡＭ／ＰＭ推定に対する４次バターワースＬＰＦフィルタの加算の影響を図示している。図２８はエミュレートされたレイヤ変調信号からの測定された非線形性をプロットしている。図２９はＡＭ／ＰＭ推定ＲＭＳＥ（自乗平均誤差の平方根）履歴を図示し、捕捉データから処理されたただ１つのセグメントを含んでいる。図３０は処理されたデータセグメントからの再構成された信号の信号サンプル電力ヒストグラムおよびエラー寄与を図示している。図３１は衛星信号からのＴＷＴＡ非線形性影響計算に対する信号処理図である。図３２は上位レイヤ入力（線形）信号のスペクトルを表示している。図３３は実際のＡＭ／ＰＭ非線形性を有する上位レイヤ出力信号を図示している。図３４は測定されたＡＭ／ＰＭ非線形性を有する上位レイヤ出力信号を図示している。図３５は実際および測定された非線形性信号間の差を図示している。図３６は非線形性信号と線形信号との間の差を図示している。

Claims

送信性能特性を測定する方法において、
信号を受信し、
信号を復調し１３０２、
復調信号から理想信号１３２０を発生させ１３０４、
受信信号をコヒーレントに平均化して１３２４／１３２６、雑音を減少させ、
理想信号１３２０とコヒーレントに平均化された受信信号との差から性能特性を推定することを含む方法。
コヒーレント平均化１３２４／１３２６は復調１３０２後に実行される請求項１記載の方法。
理想信号１３２０をコヒーレントに平均化すること１３２４／１３２６をさらに含み、性能特性はコヒーレントに平均化された理想信号とコヒーレントに平均化された受信信号との差に基づいている請求項１記載の方法。
コヒーレントに平均化するステップ１３２４／１３２６と推定するステップは、
受信信号と理想信号とをサンプル毎に整列させ、
対応するサンプルに対してデータ対を形成し、
理想信号サンプルの電力に対して、データ対を分類し、
受信信号をコヒーレントに平均化して、雑音を減少させることを含む請求項１記載の方法。
コヒーレントに平均化すること１３２４／１３２６は、所定数の隣接受信信号をコヒーレントに加算することを含み、所定数は平均化比を表す請求項１記載の方法。
送信性能特性を測定するシステムにおいて、
（ａ）受信信号を復調する復調器１３０２と、
（ｂ）復調信号から理想信号１３２０を生成させる信号発生器１３０４と、
（ｃ）（ｉ）受信信号をコヒーレントに平均化して１３２４／１３２６、雑音を減少させ、
（ｉｉ）理想信号１３２０とコヒーレントに平均化された受信信号との差から性能特性を推定するためのプロセッサとを具備するシステム。
コヒーレント平均化１３２４／１３２６は復調１３０２後に実行される請求項６記載のシステム。
プロセッサは、理想信号１３２０をコヒーレントに平均化する１３２４／１３２６ようにさらに構成され、性能特性はコヒーレントに平均化された理想信号とコヒーレントに平均化された受信信号との差に基づいている請求項６記載のシステム。
プロセッサは、
受信信号と理想信号１３２０とをサンプル毎に整列させ、
対応するサンプルに対してデータ対を形成し、
理想信号サンプルの電力に対して、データ対を分類し、
受信信号をコヒーレントに平均化して、雑音を減少させることにより、
コヒーレント平均化１３２４／１３２６と推定するように構成されている請求項６記載のシステム。
プロセッサは、所定数の隣接受信信号をコヒーレントに加算することによりコヒーレントに平均化する１３２４／１３２６ように構成され、所定数は平均化比を表す請求項６記載のシステム。