NO317449B1 - Digital kalibrering av transceiver - Google Patents

Description

Oppfinnelsens bakgrunn

Den foreliggende oppfinnelse retter seg generelt på radio-kommunikasjons systemer, og mer spesielt på teknikker og strukturer for kalibrering av transceivere som benyttes i radiokommunikasjonssystemer.

De første cellulære mobilradiosysterner som ble brukt of-fentlig, omfattet analoge systemer som ble benyttet til å befordre tale og annen analog informasjon. Disse systemer omfattet multiple radiokanaler for overføring av analog informasjon mellom base- og mobilstasjoner ved overføring av analog-modulerte radiosignaler. I den senere tid er digitale systemer blir implementert pga. f.eks. deres mulighet til økt systemkapasitet tilveiebrakt ved deres større mulighet til å tolerere interferens. Ved et radiokommunika-sjons sys tem for tidsdelt multippel aksess {"time division multiple access" TDMA), vil f.eks. hver frekvens kunne un-derstøtte en flerhet av tidsmultiplekserte kanaler, mens ved kodedelt multippel aksess ("code division multiple access" CDMA) blir signalene kodet i en slik grad at det kan tolereres et høyt nivå av selv-interferens. På grunn av store nåværende kundebaser med bare analogbasert terminal-utstyr, har dual-mode systemer som understøtter både analoge og digitale signaler etter hvert blitt stadig mer popu-lære innenfor visse områder. I f.eks. USA er systemer som er spesifisert ved EIA/TIA IS-54B publikasjon dual-mode systemer.

På lignende måte har digital signalprosessering {"digital signal processing" DSP) blitt mer toneangivende innenfor radiokommunikasjonsindustrien, og da av forskjellige grunner. Til forskjell fra analoge kretser vil f.eks. driften av digitale kretser ikke være avhengig av nøyaktige verdier av de digitale signaler. Det innebærer, fordi binære nuller og enere kan representeres ved betydelig forskjellige spenninger, at den presisjon ved hvilken slike spenninger opp-rettholdes, ikke trenger å være meget stor. Som et resultat vil en digital krets være meget mindre sensitiv overfor to-leransene hos komponentverdier, samtidig som de også er ganske uavhengige av temperatur, aldring og andre ytre pa-rametere. Nøyaktigheten ved digitale kretser vil således være meget mer pålitelig.

Et område ved radiokommunikasjonsindustrien der vektleg-gingen av DSP har en stor betydning, ligger i konstruksjo-nen av radiotransceiveren. En transceiver som er en kombi-nert sender og mottager, blir benyttet for sending og mottagning av signaler via et luftgrensesnitt, f.eks. mellom en basestasjon og mobilstasjon i et cellulært system. Selv om de signaler som blir sendt og mottatt, er analoge signaler, så vil modulasjonen enten være av analog eller digital type, og den informasjon som bæres av signalet, vil bli prosessert digitalt. En transceiver som bruker digitale signalprosesseringsteknikker i et radiokommunikasjonssystem vil således bli betegnet som en digital transceiver i denne sammenheng, selv om den fortsatt kan omfatte analoge deler, f.eks. forsterkere og filtre (og noen ganger syntetiserere og miksere), og uavhengig av hvorvidt radiosignalene som skal prosesseres av transceiveren, bruker analog eller digital modulasjon.

På figur 1 er det vist skjematisk en konvensjonell digital transceiver 10. I denne blir en mottagerantenne 12 benyttet til å fange signaler som er utsendt via luftgrensesnittet fra f.eks. andre basestasjoner og mobilstasjoner (ikke vist). De mottatte signaler blir ført inn til en analog mottager 14. Den analoge mottager 14 kan omfatte f.eks. mottaksfiltre, ned-omformere og forsterkere for prosessering av de signaler som blir mottatt via antennen 12. Imidlertid, mange funksjoner som er assosiert med prosesseringen av mottatte signaler, vil ikke nødvendigvis være innlem-met i blokken 14, idet disse funksjoner nå blir utført under bruk av digital signalprosessering slik dette vil bli omtalt i det følgende. Etter å ha blitt prosessert ved de analoge komponenter i mottageren 14, vil således utsignalet bli videreført til en A/D-omformer 16 som omformer det analoge signal til et digitalt signal. Dette tillater en digital regnekomponent 17 til å operere på det mottatte signal og komplettere signalprosesseringen som ikke ble utført ved den analoge mottager 14. F.eks. kan den digitale regnekomponent 17 benyttes til å utføre demodulasjon og dekoding av det mottatte signal.

På sendersiden utfører den digitale regnekomponent forskjellige DSP rutiner som blir benyttet til å forberede et signal for sending, f.eks. koding og modulasjon. Det digitale utsignal fra den digitale regnekomponent 17 blir deretter ført inn til en D/A-omformer 18 som omformer det digitale signal til et analogt signal. Dette analoge signal blir deretter mottatt ved en analog sender 17 som omfatter forskjellige analoge komponenter som kompletterer signalprosesseringen for sending, ved f.eks. filtrering, frekvens-opp-omforming og forsterkning av signalet for dette blir koblet til en senderantenne 20.

Til tross for det forhold at antallet av analoge komponenter som benyttes i den digitale transceiver 10, er blitt redusert (f.eks. ved utskiftning av DSP rutiner som utfører signalprosesseringsoppgaver som tidligere ble utført ved ytterligere analoge komponenter), så vil de gjenværende analoge enheter eller komponenter (dvs. de som er betegnet ved blokker 14 og 19 på figur 1) fortsette å være beheftet med de nevnte ulemper. Disse ulemper resulterer i forsterknings- og forskyvningsfeil som introduseres i signalene som utgjør utgangen fra blokkene 14 og 19.

For å kunne gi eksempel på hvordan slike feil blir introdusert, og hvordan de blir kompensert i henhold til en konvensjonell løsning, så vil en modell for en analog mottager bli omtalt i ytterligere detalj. Fagfolk på området vil er-kjenne at signaler som er beskrevet i denne sammenheng, er typisk matematisk komplekse, dvs. med reelle og imaginære komponenter. Følgelig vil kompleks matematikk (f.eks. kompleks-konjugasjon) være typisk å bruke for å beskrive den operasjon som foretas på disse signaler. For å forenkle denne beskrivelse er imidlertid den komplekse natur ved signaloperasjonene ikke vist eksplisitt i de ligninger og figurer som er fremlagt her.

Som nevnt tidligere, vil en analog mottager normalt være beheftet med en flerhet av ulemper. Noen av disse ulemper innebærer fremskaffelse av signalfeil, f.eks. forsterkningsfeil og forskyvningsfeil, som kan bli introdusert i det ønskede signal. Figur 2 anskueliggjør hvordan en analog mottager introduserer en forskyvningsfeil og en forsterkningsfeil i et ønsket signal SH. I denne sammenheng blir de mottatte signaler også her fanget av antennen 12. Ved en modell som er vist på figur 2, vil den ideelle prosessering som utføres av mottageren 14, være representert ved en blokk 24 som på sin utgang avgir det ønskede signal S„, dvs. blokken 22 representerer virkningene ved ideelle analoge komponenter som ikke omfatter de tidligere omtalte ulemper. Signalprosesseringsblokker 24 og 26 representerer de totale forskyvnings- og forsterkningsfeil som er blitt introdusert i det ønskede signal S„ pga. konstruksjonsawik assosiert med de analoge komponenter hos mottageren 14. Mer spesifikt representerer blokken 24 introduksjonen av forskyvningsfeil i det ønskede signal, mens blokken 26 representerer virkningene ved forsterkningsfeil introdusert ved de analoge komponenter. Utsignalet, omfattende de introdu-serte feil, blir deretter representert ved et feilsignal SQ. Således vil det feilbeheftede signal S0 som blir sendt ut fra mottageren, kunne uttrykkes som:

der:

Sv = ønsket signal

S„ = feilbeheftet signal

OffsetepB= amplitude for den sammensatte forskyvnings feil Gain^g = amplitude for sammensatt forsterkningsfeil

Ved en konvensjonell mottager vil feilene typisk bli kompensert ved det trinn der de oppstår, idet det benyttes justeringspotentiometre og andre justerbare analoge komponenter. Figur 3 illustrerer prinsippet ved konvensjonell kalibrering. Her er de samme henvisningsbetegnelser benyttet for å angi de elementer som er tidligere omtalt i forbindelse med figur 2. Imidlertid omfatter figur 3 også en forskyvnings-kompensasjonsfaktor, Offsetk, samt en kompen-sasjons -forst erkningsf aktor, Gaiiifc.

Ved justering av de variable analoge komponenter til å få verdiene Of f setk=Of f set,^,, og Gaink= (l+Gain^) så vil man oppnå likheten Sout=Sw, hvorved mottakeren vil være kalibrert. Signalen Sout vil deretter bli matet via A/D-omformeren 16 til den digitale beregningskomponent 17 for ytterligere prosessering.

Som nevnt tidligere, vil konvensjonelle kalibreringsteknikker basere seg på innlemmelsen av justerbare komponenter for kompensasjon av feil som er improvisert ved de analoge komponenters konstruksjonssvakheter. Disse justerbare komponenter blir brukt til å realisere justeringene som blir modellert ved Offsetk og Gaink. Et mer spesifikt eksempel på konvensjonell kalibrering som illustrerer denne bruk av justerbare komponenter, vil nå bli beskrevet hva angår en senderdel av en digital transceiver. Et eksempel på en analog modulator for modulasjon av analoge data på en bærer, går ut på den konvensjonell kvadratur-modulator som er illustrert ved blokkdiagrammet på figur 4. Kvadratur-modulatorer drar fordel av kvadratur-fasene ved sinus- og cosinusbølger for to ganger å modulere informasjonen på ra-diobærebølgen. F.eks. vil hendelsesbitene i en digital in-formasjonsstrøm, kunne moduleres på cosinusbølgen, mens de ulike tallige biter i den digitale informasjon nedstrøms kan moduleres på sinusbølgen.

På figur 4 omfatter den analoge kvadratur-modulator en "i-fase" eller I-modulator 40, en "kvadratur" eller Q-modulator 41, samt et fase-splittende nett 42 for tilførsel av cosinus- og sinusbærer-frekvenssignaler, respektive. Ideelt vil de signaler som fremskaffes ved nettet 42, være cos (cot) og sin(tDt) , der co er bærersignalets vinkelfre-kvens. På figur 4 er det også vist en I- og Q-modulasjons-generator 43 for tilførsel av I- og Q-modulasjonssignaler, et kombinasjonsnett 44 for tilføyelse av utganger fra I-modulatoren 40 og Q-modulatoren 41, samt trimmepotensiome-tere 45, 46 for bærerbalanse/d.c. forskyvnings-justeringer for henholdsvis I-signalet og Q-signalet. Ytterligere trim-mepotensiometere 47 og 48 for amplitudetilpasning av henholdsvis I- og Q-signalene, er også vist på figur 4. Det fase-splittende nett 42 kan også være justerbart, slik dette er vist ved den diagonale pil, for derved så nøyaktig som mulig å oppnå den ønskede 90° faseforskjell mellom sinus- og cosinus-bærerfrekvenssignalene.

Blokkdiagrammet ifølge figur 4 viser et eksemplar på hvordan justerbare, analoge komponenter kan benyttes for konvensjonell kalibrering av en analog innretning. Disse typer av konvensjonelle kalibreringsteknikker baserer seg imidlertid på justering av potentiometre, kondensatorer og in-duktorer ved fremstillingen. Slik det vil bli gjenkjent for fagfolk på området, er denne kalibreringsprosess både kost-nadskrevende og upålitelig. Dessuten finnes det visse typer av feil som ikke lett kan kompenseres ved bruk av disse konvensjonelle teknikker, f.eks. båndrelaterte filterripler. Båndrelaterte filterripler vedrører variasjonen i sensitiviteten hos en mottager når denne innstilles på forskjellige frekvenser eller kanaler innenfor transceiverens frekvensområde. Denne rippel bevirkes av nærværet av bånd-begrensende filtre som blir benyttet i mottageren for å fjerne sterke signaler som befinner seg utenfor båndet. Uheldigvis vil rippel i båndet kunne føre til mange vanske-ligheter, omfattende unøyaktige signalstyrkemålinger.

Sammenfatning av oppfinnelsen

Disse og andre ulemper og begrensninger ved konvensjonelle teknikker og systemer for kalibrering av transceivere, vil bli overvunnet i henhold til den foreliggende oppfinnelse. Oppfinnelsen omfatter en radiomottager ifølge krav 1, en radiosender ifølge krav 2, samt en fremgangsmåte for kalibrering av en transceiver ifølge krav 3. Fordelaktige utfø-relsesformer av oppfinnelsen fremgår av de etterfølgende uselvstendige krav. Ifølge eksempler på utførelsesformer for den foreliggende oppfinnelse vil feil som introduseres ved analoge komponenter i den digitale transceiver, dvs. i den analoge mottagerdel og i den analoge senderdel, bli kompensert i en digital regnedel. Det innebærer at under prosesseringen av signalene som bli mottatt (eller som skal sendes) ved hjelp av digitale signalprosesseringsrutiner, vil kompenseringskoeffisienter kunne innføres i beregninge-ne for å forskyve de feil som har blitt eller vil bli introdusert ved de analoge komponenter hos den digitale transceiver .

I henhold til ett aspekt ved den foreliggende oppfinnelse vil områder for de A/D- og D/A-omformere som benyttes i en digital transceiver, bli selektert slik at feil blir over-ført på riktig måte mellom de analoge og digitale seksjo-ner. Dette tillater at det fremskaffes nøyaktig digital kompensasjon.

I henhold til et ytterligere aspekt ved den foreliggende oppfinnelse vil forskjellige teknikker bli beskrevet for å bestemme kalibreringsverdiene som vil bli benyttet for justering av signalverdier som kompensasjon for feil som er introdusert ved analoge komponenter. Disse kalibreringsverdier kan deretter bli lagret i et lager i transceiveren og gjenvunnet for bruk i de digital signalprosesseringsrutiner.

Kort omtale av tegningsfigurene

De tidligere omtalte og andre hensikter, trekk og fordeler ved den foreliggende oppfinnelse vil forstås bedre ved le-sing av den følgende detaljerte beskrivelse i sammenheng med de vedføyde tegningsfigurer. Figur 1 er et blokkdiagram som generelt illustrerer deler av en konvensjonell digital transceiver. Figur 2 er et blokkdiagram som anskueliggjør feil som er introdusert ved en analog mottager. Figur 3 er et blokkdiagram som anskueliggjør konvensjonelle kalibreringsteknikker for den analoge mottager ifølge figur 2. Figur 4 er et skjema som illustrerer konvensjonell kalibrering ved en analog transmitter som benytter justerbare komponenter . Figur 5 er et blokkdiagram som anskueliggjør kalibrering i en mottager i henhold til et eksempel på utførelsesform for den foreliggende oppfinnelse. Figur 6 er et blokkdiagram som anskueliggjør kalibrering i en sender i henhold til et eksempel på utførelsesform for den foreliggende oppfinnelse. Figur 7 er et blokkdiagram som illustrerer en digital sig-nalprosesseringsfunksjon hvori kalibreringsteknikker i henhold til den foreliggende oppfinnelse kan implementeres. Figur 8(a) er et flytskjema som illustrerer et eksempel på fremgangsmåte for kalibrering av en transceiver i henhold til den foreliggende oppfinnelse. Figur 8(b) er et ytterligere flytskjema som illustrerer et andre eksempel på fremgangsmåte for kalibrering av en transceiver i henhold til den foreliggende oppfinnelse. Figur 9 er en graf som illustrerer i-bånd-filterrippel og teknikker i henhold til den foreliggende oppfinnelse for kompensasjon av samme.

Detaljert beskrivelse

Fagfolk på området vil forstå at de inventive konsepter som omtales her, og som relaterer seg til kompensasjon av feil som introduseres av analoge radiokomponenter i en digital regnedel, er resiproke i den forstand at de er anvendbare både hva angår mottagerdelen og senderdelen i en digital transceiver. Selv om forskjellige deler av den følgende tekst omhandler forskjellige eksempler hva angår mottagerdelen og senderdelen på en individuell måte, så skal det følgelig forstås at den lære som tillegges hvert eksempel, også kan anvendes i forhold til andre deler som ikke er beskrevet eksplisitt i den sammenheng.

I henhold til et eksempel på utførelsesform for den foreliggende oppfinnelse vil i mottagerdelen av transceiveren, det ikke-kalibrerte signal bli matet via A/D-omformeren, hvoretter feil som introduseres ved den analoge mottager, blir kompensert for ved hjelp av den digitale regnedel. Figur 5 illustrerer dette konsept ved hjelp av et blokkdiagram.

På figur 5 angir betegnelsen S^,. den digitale representa-sjon av det analoge signal Sout. I likhet med de foregående figurer omfatter figur 5 en flerhet av elementer som er beskrevet tidligere, idet denne beskrivelse ikke vil bli repetert her. A/D-omformeren 50 skaffer et ikke-kalibrert digitalt signal 3^. som blir videreført til den digitale regnedel 51. A/D-omformeren 50 kan ha et forskjellig område i forhold til A/D-omformeren 16, av grunner som vil bli omtalt nærmere. I den digitale regnedel 51 blir det anvendt kompensasjonsfaktorer på det ikke-kalibrerte signal S,,. Spesielt blir en kompensasjonsforsterkningsfaktor, Gaink, samt en kompensasjonsforskyvningsfaktor, Offset*, anvendt på det ikke-kalibrerte signal ved henholdsvis blokk 52 og 54. Disse verdier kan gjenvinnes fra en lagerinnretning 55, f.eks. et ikke-flyktig, flashlager. Således kan det digitale utsignal S^,. beregnes fra Smt= (Sw+Offset^) (1+Gain^,,)

(Gaink) -Offsetk. Ved at man setter verdiene for Offsetk og Gaink slik at Of f setk=Of f set^,, og Gaink= (l+GainepB) ' 1, vil man oppnå Scu^ S*, hvorved mottagerdelen i den digitale transceiver vil kunne kalibreres. Eksempelvise kalibreringsteknikker for bestemmelse, lagring og gjenvinning av passende verdier av Offsetk og Gaink som vil bibeholde disse likhe-ter, vil bli beskrevet i det følgende.

Det skal noteres at mellom innføringen av feilene ved blokkene 24, 26 og kompensasjonen av feilene ved blokker 52, 54, så finner det sted en mellomliggende prosess for A/D-omf orming ved blokk 50. A/D-omformingen blir utført ved tilleggelse av en analog signalsampel til en av en flerhet av kvantiseringsnivåer. F.eks. har en 8-biter A/D-omformer 28 = 256 forskjellige kvantiseringsnivåer. Fordi det fore-ligger et uendelig antall av aktuelle analoge amplitudever-dier, så vil denne omformingsprosess introdusere en feil, betegnet som kvantiseringsfeil, som har en maksimal verdi på ± 1/2 av størrelsen for et kvantiseringsintervall. Dette er betydelig hva angår den foreliggende oppfinnelse, fordi de feil som adderes til det ønskede signal Sw, vil påvirke den kvantiseringsfeil som er iboende i signalet S^, fordi kompensasjonen blir utført nedstrøms i forhold til A/D-omf ormeren. Denne situasjon bør sammenlignes med situasjo-nen ved den konvensjonelle løsning ifølge figur 3. Ved den konvensjonelle løsning vil de feil som er introdusert ved den analoge krets, ikke påvirke den kvantiseringsfeil som er introdusert ved omforming, fordi feilene blir kompensert ved et punkt oppstrøms i forhold til nevnte A/D-omformer. Følgelig vil systemer som er konstruert i henhold til den foreliggende oppfinnelse, kunne bestemme et passende område for at A/D-omformeren 50 vil kunne ta denne faktor med i beregningen. I henhold til et ytterligere aspekt ved den foreliggende oppfinnelse vil således området for A/D-omformeren 50 bli gitt en størrelse under bruk av en modell for den analoge mottager med de konstruksjonsrelaterte feil innbefattet. F.eks., dersom de feil som er introdusert ved en analoge mottager 14, er av størrelsesorden 5-25%, så vil A/D-omformeren 50 kunne bli selektert 1 bit større, dvs. omfattende 9 biter i stedet for 8 biter, i forhold til den tilsvarende A/D-omformer 16 i et konvensjonelt system, for derved å kunne skaffe det ønskede ytelsesnivå. Fagfolk på området vil imidlertid kunne erfare at dersom feilene er betydelig store, så vil flere biter være nødvendig for å karakterisere signalet.

Som nevnte tidligere er denne teknikk resiprok og kan også benyttes på sendersiden av den digitale transceiver 10. Dette er illustrert ved blokkdiagrammet ifølge figur 6. I dette er den digitale regnedel 51 også innrettet til å omfatte en prosessor 61 som genererer signaler for sending. Slik det vil forstås for fagfolk på området kan prosessoren 61 være eksempelvis forbundet med en svitsjeenhet (ikke vist) som viderefører informasjon som skal sendes, via en radiokanal til en basestasjon hvori en digital transceiver i henhold til oppfinnelsen er plassert. Prosessoren 61 ut-fører visse digitale signalprosesseringsrutiner på de data som skal sendes, f.eks. koding og modulasjon. Deretter blir en forsterkningskompensasjonsverdi påført signalutgangen fra prosessoren 61 ved blokk 62, og en forskyvningskompensasjonsverdi blir påført signalet ved blokk 63. Disse kom-pensasj onsverdier kan gjenvinnes fra lageret 55. Utgangen fra den digitale regnedel 51 vil deretter bli tilført til D/A-omformeren 64. Som omtalt tidligere kan D/A-omformeren 64 bli gitt en størrelse i henhold til et aspekt ved den foreliggende oppfinnelse, slik at de kompensasjonsverdier som påtrykkes signalet som skal sendes i den digitale regnedel 51, ikke fremskaffer større kvantiseringsfeil enn de som de ikke-kompenserte signaler ville ha fremskaffet ved det konvensjonelle system ifølge figur 1. Deretter vil det analoge signal bli påtrykket den analoge senderdel 19, hvori forsterknings- og forskyvningsfeilene som er fremskaffet av de analoge komponenter (f.eks. effektforsterker, filtre, etc.) påvirke signalet som skal sendes, som til-kjennegitt ved blokk 66. Sluttelig vil signalene bli koblet til senderantennen 20 for sending via et luftgrensesnitt.

Idet det nå er beskrevet en oversikt over kompensasjonstek-nikker i henhold til den foreliggende oppfinnelse, vil det nå bli beskrevet et eksempel på implementering i relasjon til figur 7. Et blokkdiagram over et eksempel på system for utførelse av frekvensmodulasjon av et signal ved først å separere signalet i sine I- og Q-komponenter, er anskuelig-gjort på figur 7. På denne figur blir en innkommende digital signalsampelstrøm sendt til en node 73 som sender samp-lene til cosinus- og sinus komponentgeneratorer 74 og 75. Cosinus- og sinus komponentgeneratorene 74 og 75 kan f.eks. implementeres som DSP rutiner som aksesserer oppslagstabel-ler (ikke vist). For lesere som er interessert i ytterligere detaljer vedrørende eksempler på teknikker for genere-ring av sinus- og cosinusverdier, så skal det vises til US patentsøknad nr. , med tittel "Method and Apparatus fro Determining Signal Components Using Digital Signal Processing", tilhørende Thomas Ostman et al. Og innlevert 24. november 1994, hvis innhold skal herved uttrykkelig innlemmes som referanse. Cosinus- og sinus komponentinformasjonen blir deretter videreført til digital-til-analog (D/A) omformere, henholdsvis 76 og 77, for omforming av komponent-verdiene til tilsvarende analoge signaler. De analoge signaler blir deretter modulert på en bærer i en modulator 78, hvis utgang er forbundet med en radiodel 79 tilpasset sending.

De verdier som er lagret i oppslagstabellene, kan justeres basert på verdiene av Offsetk og Gaink som er blitt bestemt for den analoge senderdel 19. Denne kompensasjon er indikert ved forsterkning/forskyvning-inngangspilene til cosi-nusgeneratoren 74 og sinusgeneratoren 75. På denne måte kan kompensasjon fremskaffes i den digitale regnedel 60 som en del av DSP-rutinen som utfører signalmodulasjon.

På en lignende måte kan kompensasjon av feil som er introdusert ved den analoge mottagerdel 14, kunne oppnås ved justering av sampelstørrelser som benyttes for å demodulere signaler i en DSP-rutine som utføres av en digital regnedel 51. Fagfolk på området vil imidlertid kunne forstå at kompensasjonen også vil kunne utføres ved justering av andre verdier som benyttes ved beregninger utført ved den digitale regnedel (f.eks. DSP-rutine) hos en digital transceiver.

Den digitale regnedel 51 kan innstilles i et beregningsmo-dus, hvoretter parametrene 6aink og Offsetk kan bestemmes under bruk av en kalibreringsrutine. Et første eksempel på kalibreringsrutine er omtalt i forbindelse med flyskjemaet på figur 8(a). F.eks. kan det antas at parametrene til å begynne med blir innstilt slik at Gain^l og Offsetk=0 ved trinn 80. Deretter ved bruk av ligningen S^s (S„+Offset^,,)

(l+Gain^g) og måling av S^,. for to forskjellige signalut-ganger til transceiveren, vil man kunne beregne verdier for Offsetepo og Gain^ ved trinnene henholdsvis 81 og 82. For kalibrering bør Sout settes lik S„, hvilken innebærer at Of f set k og Gaink kan bli satt lik henholdsvis Offset^ og Gåinga. De kalibreringsverdier som således blir beregnet, blir lagret i lager 55 i den digitale beregningsdel 51 for den digitale transceiver ved trinn 83.

Det skal notes at de initiale verdier av Offsetk og Gaink som benyttes i denne beskrivelse, har blitt valgt for å forenkle forklaringen av den eksempelvise kalibreringsrutine. Ved en aktuell implementering vil andre initielle verdier kunne velges. F.eks. vil initielle verdier for Offsetk og Gaink kunne settes til typiske verdier assosiert med den type mottager som benyttes. Når mottageren opererer i ikke-kalibreringsmodus, vil kalibreringsverdiene for Offset* og Gaink da kunne bli gjenvunnet fra lageret 55 for å oppnå likhet mellom Sout og Sw. Denne gjenvinning kan f .eks. utfø-res ved initialisering av transceiveren.

Flytskjemaet på figur 8(b) anskueliggjør et annet eksempel på teknikk for kalibrering av en analog del ved en digital transceiver. Spesielt vil forskyvnings- og forsterkningsfeil kunne kompenseres ved utførelse av de trinn som er an-skueliggjort på figur 8(b). For det første, ved trinn 84, vil et signal som er sendt på en spesiell kanalfrekvens, føres inn i mottageren ved hver av en flerhet av n forskjellige signalstyrker, indikert i=l...n. Deretter vil utgangen fra A/D-omformeren for hver av de forskjellige signalstyrker, kunne brukes for bestemmelse av en nominell forsterkningsverdi og en nominell forskyvningsverdi, slik dette er angitt ved trinn 85. Disse verdier kan beregnes under bruk av f.eks. lineær regresjon, slik dette vil bli omtalt i det følgende, idet a(i) angir omformerutgangen for hver inngang i og d(i) angir signalstyrken for hver inngang i.

Den nominelle forsterkningsverdi K og den nominelle forskyvningsverdi 0 kan deretter omformes til en kompensa-sjons ver di ved trinn 86 i henhold til ligningen Scorrected=KS+0. Bruken av regresjonsteknikker i denne sammenheng er velkjent på dette område og den interesserte laser skal henvises til "Probability and Statistics in Engineering and Management Science" forfattet av Hines og Montgo-mery, f.eks. side 359-366 og "The Electrical Engineering Handbook" forfattet av Richard C. Dorf side 2511-12, hvis innhold skal herved innlemmes som referanse. Denne verdi kan f.eks. brukes til å justere cosinus- og sinusverdier i oppslagstabellene (omtalt tidligere), slik at de I- og Q-komponenter som er bestemt ved demodulasjonssignalprosesse-ringsrutinen i den digitale beregningsdel 51, blir justert for å reflektere feil som er introdusert i den analoge mottagerdel 14. Andre teknikker for å bruke de nominelle verdier K og 0 for å kompensere for analoge uperfektheter, vil være innlysende for fagfolk på området.

Som nevnt tidligere vil visse feil kunne endre verdi som en funksjon av frekvens. F.eks., i henhold til denne utførel-sesform, vil i-bånd-filterrippel-feil omtalt tidligere, kunne kompenseres separat ved fremskaffelse av en ytterligere forskyvningskompensasjon assosiert med en spesiell kanal frekvens ved hvilken transceiveren opererer. Imidlertid vil RSSI feil som utgjør en attributt til i-bånd-filterrippel ikke kunne måles for alle kanaler, men bare for et sett av kanaler som vil muliggjøre RSSI kompensasjon for alle i-bånd-kanaler assosiert med en transceiver. Fra de målte kanaler vil resten av kanalene kunne kompenseres for, idet man benytter interpolasjon. Antallet av kanaler som blir målt i settet, bør velges slik at det oppnås en tilstrekkelig nøyaktighet. Ved dette eksempel på utførel-sesf orm vil åtte kanaler kunne selekteres for måling. Dette kan visualiseres ved den graf som er vist på figur 9. Her er det ønsket å kompensere for variasjoner i målt signalstyrke som utgjør en attributt i i-bånd-filterrippel. Fra-vær av i-bånd-filterrippel, innebærer at i-bånd-målinger vil ligge tett opptil linjen RSSI^ Imidlertid, slik det fremgår av figuren, vil de aktuelle målte signalstyrker variere både over og under denne linje innenfor i-bånd-frekvensene fl-f2. Følgelig vil det bli målt åtte forskjellige frekvenser og det vil bli bestemt forskjellen mellom den målte RSSI og den ideelle RSSI. Ved trinn 87 for flytskjemaet på figur 8(b), vil f.eks. utgangen fra A/D-omf ormeren på nytt kunne måles, men denne gang ved en flerhet av, f.eks. åtte, forskjellige kanalfrekvenser for en enkeltstående signalstyrke. Forskyvningen vil deretter bli beregnet for hver utgang ved A/D-omformeren. Mer spesielt vil dette kunne utføres ved bruk av følgende ligning: Offset(channel)=(inputsignalstrength/K) - converterout-put(channel)

Deretter vil forskyvnings-verdien for hver kanal bli lagret i lageret 55 ved trinn 88. Den ytterligere forskyvningskompensasjonsverdi kan benyttes til å forbedre den ovenfor omtalte kompensasjon ved beregnin<g><S>corj.ected<=>Knoinlaal<*S> + Ononinal + °ch«nnei* °chaanei kan være en verdi som blir bestemt ved enten å bruke målt forskyvning (kanal) som befinner seg nærmest i frekvens til den kanal ved hvilken transceiveren opererer, eller ved interpolasjon av to forskyvnings-{kanal-)verdier mellom hvilke den aktuelle kanal befinner seg.

De hittil beskrevne eksempler på utførelsesformer er ment å være illustrative i alle sammenhenger, heller enn begren-sende, i lys av den foreliggende oppfinnelse. Således vil den foreliggende oppfinnelse kunne romme mange variasjoner omfattende detaljerte utførelsesformer som kan avledes fra den foreliggende beskrivelse, nemlig av en fagmann på området. Alle slike variasjoner og modifikasjoner er å betrakte som å rommes av den foreliggende oppfinnelses omfang og lære, slik dette er definert ved de vedføyde patentkrav.

Claims (10)

1. Radiomottager omfattende: - en analog radiomottager for å motta og prosessere et ra-diosignal, - en A/D-omformer for omforming av nevnte mottatte og prosesserte signal fra nevnte analoge radiomottager, til et digitalt signal, - en digital beregningsdel for prosessering av nevnte digitale signal, samt - et lagringsorgan for lagring av i det minste én kalibre-ringBverdi, karakterisert ved at nevnte lagringsinn-retning er forbundet for å overføre data til nevnte digitale beregningsdel, idet nevnte digitale beregningsdel bruker i det minste nevnte minst ene kalibreringsverdi til å kompensere for første feil som er introdusert i nevnte mottatte og prosesserte signal ved nevnte analoge radiomottager, og idet A/D-omformeren er selektert til å være en N-biter omformer, idet N er selektert til å kompensere for kvantiseringsfeil som er introdusert i det nevnte signal ved nevnte første feil.

2. Radiosender omfattende: - en digital beregningsdel for prosessering av et informa-sjons signal som skal sendes, - en D/A-omformer for omforming av nevnte informasjonssig-nal fra den digital beregningsdel til et analogt signal, - en analog radiosenderdel for prosessering og sending av det analoge signal, samt - en lagerinnretning for lagring av i det minste én kalibreringsverdi , karakterisert ved at lagerinnretningen er forbundet for å overføre data til den digitale beregningsdel, idet den digitale beregningsdel bruker nevnte i det minste ene kalibreringsverdi til å kompensere for feil som vil bli introdusert i det analoge signal ved den analoge radiosenderdel, og idet D/A-omformeren er selektert til å være en N-biter omformer, idet N er selektert til å kompensere for kvantiseringsfeil introdusert i det analoge signalet ved den kompensasjon som utføres ved den digitale beregningsdel .

3. Fremgangsmåte for kalibrering av en transceiver, karakterisert ved at fremgangsmåte omfatter følgende trinn: - å prosessere et digitalt signal i transceiveren under bruk av digital signalprosessering, - å lese en kalibreringsverdi fra en lagerinnretning, - å bruke den kalibrerte verdi i den digitale signalproses-seringsrutine for å endre en verdi ved nevnte signal, - å avgi nevnte endrede signal, - å omforme nevnte endrede signal fra et digital signal til et analog signal under bruk av en D/A-omformer, - å dimensjonere D/A-omformeren til å kompensere for kvantiseringsfeil som er introdusert i det analoge signal ved nevnte kalibreringsverdi som benyttes ved den digitale signalprosessering , - å videreføre det analoge signal til en analog senderdel av transceiveren, og - å sende det analoge signal via et luftgrensesnitt.

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at den ytterligere omfatter de trinn: - å motta et analogt signal via et luftgrensesnitt, - å prosessere det analoge signal under bruk av en analog mottagerdel ved transceiveren, og - å omforme det prosesserte analoge signal til det digitale signal under bruk av en A/D-omformer, idet det digitale signal blir prosessert ved hjelp av en digital signalprosessering.

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at den ytterligere omfatter det trinn: - å dimensjonere A/D-omformeren til å kompensere for kvantiseringsfeil som er introdusert i det digitale signal ved feil assosiert med den analoge mottagerdel.

6. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at fremgangsmåten omfatter følgende trinn: - å innstille i det minste én kalibreringsparameter til en initial verdi, - å fremskaffe i det minste ett innsignal til transceiveren, idet hvert av disse har en kjent utgangsverdi assosiert dermed, - å måle en utgang fra nevnte transceiver assosiert med hver av nevnte minst ene innsignal, - å bestemme verdiene for nevnte minst ene kalibreringsparameter basert på nevnte målte utgang, og - å sende eller motta signaler under bruk av de bestemte verdier for kalibrering av transceiveren.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at fremgangsmåten omfatter følgende trinn: - å fremskaffe et første innsignal på en forhåndsbestemt kanalfrekvens, - å variere signalstyrken for det første innsignal i henhold til et sett av signalstyrkeverdier, - å måle en første utgang fra transceiveren for hver av nevnte sett av signalstyrkeverdier, - å bestemme den nominelle forsterkningskompensasjonsverdi og en nominell forskyvningskompensasjonsverdi basert på nevnte første utganger, og - å kalibrere nevnte transceiver ved bruk av nevnte nominelle forsterkningskompensasjonsverdi og nevnte nominelle forskyvningskompensasjonsverdi for å justere ett av et mottatt signal og et signal som skal sendes.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 7, karakterisert ved at den omfatter ytterligere trinnene: - å skaffe et andre innsignal ved en forhåndsbestemt signal styrke for hvert av et sett av kanalfrekvenser, - å måle en andre utgang fra transceiveren for hver kanalfrekvens i nevnte sett av kanalfrekvenser, - å bestemme et sett av kanalforskyvningskompensasjonsverdier basert på nevnte andre utgang, og - å kalibrere nevnte transceiver under bruk av minst en av nevnte sett av kanalforskyvningskompensasjonsverdier i til-legg til nevnte nominelle forsterknings- og forskyvnings-kompensas j onsverdier.

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at det trinn som går ut på å kalibrere ytterligere omfatter det trinn: - å interpolere to kanalforskyvningskompensasjonsverdier, mellom hvilke en aktuell kanal befinner seg, for å oppnå en kanalforskyvningskompensasjonsverdi for nevnte aktuelle kanal .

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at det trinn som går ut på å kalibrere, ytterligere omfatter det trinn: - å selektere som nevnte minst ene av nevnte sett av kanalforskyvningskompensasjonsverdier, en kompensasjonsverdi som er assosiert med en kanalfrekvens i nevnte sett som ligger nærmest en aktuell frekvens ved hvilken transceiveren opererer .