NO304169B1 - Method and circuit for digital / analog conversion - Google Patents
Method and circuit for digital / analog conversion Download PDFInfo
- Publication number
- NO304169B1 NO304169B1 NO922267A NO922267A NO304169B1 NO 304169 B1 NO304169 B1 NO 304169B1 NO 922267 A NO922267 A NO 922267A NO 922267 A NO922267 A NO 922267A NO 304169 B1 NO304169 B1 NO 304169B1
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- flop
- flip
- signal
- comparator
- digital
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 11
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
- H03M3/464—Details of the digital/analogue conversion in the feedback path
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/402—Arrangements specific to bandpass modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M3/43—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
- H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
- H03M3/45—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with distributed feedforward inputs, i.e. with forward paths from the modulator input to more than one filter stage
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
- H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
- H03M3/454—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with distributed feedback, i.e. with feedback paths from the quantiser output to more than one filter stage
Abstract
Description
Denne oppfinnelse angår en fremgangsmåte og en krets for digital/analog omvandling (D/A-omvandling) i henhold til innledningen i de etterfølgende patentkrav 1 og 6, særlig for omvandling av båndpass-signaler. This invention relates to a method and a circuit for digital/analog conversion (D/A conversion) according to the introduction in the subsequent patent claims 1 and 6, in particular for the conversion of bandpass signals.
Det som er benevnt interpolative A/D-omvandlere for slike signaler finner særlig anvendelse innenfor mobilradio-teknikk. What are called interpolative A/D converters for such signals find particular application within mobile radio technology.
I tysk patentsøknad P 39 43 072 er en interpolativ A/D-omvandler for signalbehandling av båndpassignaler beskrevet. Fig. 1 viser inngangsdelen av en slik A/D-omvandler, nemlig den såkalte analoge/digitale modulasjons-sløyfe. Denne del av omvandleren er en reguleringskrets som består av en grovkvantiserende A/D-omvandler, en D/A-omvandler med tilsvarende oppløsning, summasjonsledd, lineære nettverk med overføringsfunksjon H(p), og koeffisientledd ( aif hi). In German patent application P 39 43 072, an interpolative A/D converter for signal processing of bandpass signals is described. Fig. 1 shows the input part of such an A/D converter, namely the so-called analogue/digital modulation loop. This part of the converter is a control circuit consisting of a coarse quantizing A/D converter, a D/A converter with corresponding resolution, summation term, linear network with transfer function H(p), and coefficient term (aif hi).
A/D- og D/A-omvandleren drives ved taktfrekvensen fa. Modulasjonssløyfens spesielle overføringsegenskaper tillater anvendelse av 1 b ("én-bits") A/D- og D/A-omvandlere og gir samlet en meget god oppløsning. Immuniteten overfor kvanti-seringsfeil ved A/D-grensesnittet letter monolittisk inte-grasjon betydelig, direkte i motsetning til ikke-interpolative teknikker med tilsvarende oppløsning. The A/D and D/A converter is operated at the clock frequency fa. The special transmission properties of the modulation loop allow the use of 1 b ("one-bit") A/D and D/A converters and overall provide a very good resolution. The immunity to quantization errors at the A/D interface greatly facilitates monolithic integration, in direct contrast to non-interpolative techniques of equivalent resolution.
Den arbeidshastighet som man har oppnådd hittil med en slik beskrevet kretsoppbygging blir fastlagt ved den uunn-gålige sløyfetidsforsinkelse (sløyfens gruppeløpstid). I det følgende skal vises at man vil få betydelige implementerings-tap ved den 1 b D/A-omvandling hvis man ikke foretar særlige koplingstekniske foranstaltninger, i det ekstreme tilfelle vil man faktisk kunne få ustabilitet. The working speed that has been achieved so far with such a described circuit structure is determined by the inevitable loop time delay (the loop's group running time). In the following, it will be shown that you will get significant implementation losses with the 1 b D/A conversion if you do not take special connection technical measures, in the extreme case you will actually be able to get instability.
En reell D/A-omvandler gir på vanlig måte firkant-formet interpolasjonsforløp: det digitalsignal som fremkommer som en pulsfølge på inngangen av D/A-omvandleren blir inter-polert i denne til firkantform (fig. 3A). Det fremkommer så-ledes en sekvens av firkantpulser. I det tilfelle hvor D/A-omvandlingen er på 1 b vil det i avhengighet av fortegnet for inngangspulsen, etableres en positiv eller negativ firkantpuls med varighet T, idet T angir periodetiden for avtastings-, takt- eller samplingsfrekvensen. I praksis vil man for å unngå pulsoverføring også benytte forkortede firkantpulser eller målbestemt avrundede pulser. Imidlertid endrer dette ikke noe når det gjelder sløyf eforsinkelsen, slik at en slik kretsoppbygging med firkantinterpolasjon i tilbakekoplingen også representerer teknikkens stilling når det gjelder sløyfefor-sinkelse. A real D/A converter usually provides a square-shaped interpolation process: the digital signal that appears as a pulse sequence at the input of the D/A converter is interpolated in it into a square shape (fig. 3A). A sequence of square pulses is thus produced. In the case where the D/A conversion is 1 b, depending on the sign of the input pulse, a positive or negative square pulse of duration T will be established, with T indicating the period time for the sampling, clock or sampling frequency. In practice, to avoid pulse transmission, shortened square pulses or targeted rounded pulses will also be used. However, this does not change anything in terms of the loop delay, so that such a circuit structure with square interpolation in the feedback also represents the state of the art in terms of loop delay.
Påvirkningen fra sløyfeløpstiden eller -forsinkelsen på signaloppløsningen skal anskueliggjøres i det følgende ved hjelp av av et eksempel på en kretsoppbygging med to båndpassintegratorer. Fig. 2 viser denne oppbygging i en foretruk-ket versjon. Overfor båndpassintegratoren er denne kretsløsn-ing fordelaktig ved at den gir klart bedre signal/støy-forhold, og den er også fordelaktig overfor kretser som har mer enn to båndpassintegratorer ved at den blir mer ufølsom for større endringer i prosessparametrene ved monolittisk inte-grasjon. The influence of the loop running time or delay on the signal resolution shall be illustrated in the following by means of an example of a circuit structure with two bandpass integrators. Fig. 2 shows this structure in a preferred version. Compared to the bandpass integrator, this circuit solution is advantageous in that it provides a clearly better signal/noise ratio, and it is also advantageous over circuits that have more than two bandpass integrators in that it becomes more insensitive to major changes in the process parameters during monolithic integration.
For kretsen med firkantinterpolasjon viser fig. 4a påvirkningen av den relative sløyfeforsinkelse T (= absolutt sløyfeløpstid i forhold til samplingens periodetid) på signal-oppløsningen for totalkretsen for forskjellige verdier av en styreparameter a. Ut fra fig. 4a kan man trekke følgende slutning: For a=0 arbeider reguleringssløyfen selv ved ideelle komponentforhold (T=0) instabilt. Først etter en bestemt verdi a>0 og i avhengighet av sløyfeforsinkelsen oppnås stabilitet. Det signal/støy-forhold som oppnås ved stabiliseringsgrensen avtar deretter klart med økende sløyfeforsinkelse. For T>0,5 kan ikke reguleringen i reguleringskretsen lenger stabiliseres ved endring av a. For the circuit with square interpolation, fig. 4a the influence of the relative loop delay T (= absolute loop running time in relation to the period time of the sampling) on the signal resolution for the overall circuit for different values of a control parameter a. From fig. 4a, the following conclusion can be drawn: For a=0, the control loop works unstable even with ideal component conditions (T=0). Only after a certain value a>0 and depending on the loop delay is stability achieved. The signal-to-noise ratio achieved at the stabilization limit then clearly decreases with increasing loop delay. For T>0.5, the regulation in the regulation circuit can no longer be stabilized by changing a.
Til grunn for oppfinnelsen ligger derfor den oppgave for å forbedre følsomheten for den analoge/digitale modula-sjonssløyfe for reelle sløyfeforsinkelser, hvilket særlig har betydning for høyfrekvente anvendelser. The invention is therefore based on the task of improving the sensitivity of the analogue/digital modulation loop to real loop delays, which is particularly important for high-frequency applications.
Oppgaven løses ved de trekk som fremgår av karakter-istikken i de etterfølgende patentkrav 1 og 6, mens fordelakt-ige utførelsesformer og videreføringer vil fremgå av de til-ordnede underkrav. The task is solved by the features that appear from the character in the subsequent patent claims 1 and 6, while advantageous embodiments and continuations will appear from the associated subclaims.
Oppfinnelsen skal nå beskrives ved hjelp av et utførelseseksempel som støtter seg til skjematiske tegninger. The invention will now be described with the help of an embodiment example supported by schematic drawings.
For å forbedre systemforholdene ved sløyfeforsink-elsen foreslås at man modifiserer interpolasjonsfunksjonen for D/A-omvandleren slik det fremgår av fig. 3b. I dette tilfelle omtales teknikken som tofaseinterpolasjon. De forbedringer som derved kvantitativt kan oppnås fremgår av fig.4b: Forsinkelser opp til 1,5 ganger sløyfeperiodetiden vil kunne tolereres, og signal/støy-forholdet blir dessuten bedre enn for en firkant-interpolasj on. In order to improve the system conditions for the loop delay, it is suggested that the interpolation function for the D/A converter be modified as shown in fig. 3b. In this case, the technique is referred to as two-phase interpolation. The improvements that can thereby be achieved quantitatively can be seen from fig.4b: Delays up to 1.5 times the loop period time will be tolerated, and the signal/noise ratio will also be better than for a square interpolation.
På fig. 5 vises hvordan tofaseinterpolasjonen kan ut-føres på gunstigste måte. For å hindre ytterligere for-sinkelsestider ved gjennomføringen av interpolasjonen blir A/D-og D/A-omvandlerne i den analoge/digitale modulasjons-sløyfe kombinert med hverandre. Som 1 b kvantiseringselement tjener en komparator 1 med sine differensielt arbeidede logikkutganger Q og Q. En vippe 2 av D-typen frembringer et alternerende firkantsignal R med periodetid T = l/fa. Ved EL LER-kopl ing med komparatorutgangene Q og Q med det alternerende firkantsignal fremkommer til slutt signalparet (J,K) for styring av den egentlige samplevippe 3. Denne vippe er av JK-typen og drives på samme måte som den første vippe av D-typen, ved den doble taktfrekvens dvs. 2fa. Tabell 1 er en sannhet Stabell for JK-vippen, og i det følgende skal flere ganger vises til denne tabell. In fig. 5 shows how the two-phase interpolation can be carried out in the most favorable way. In order to prevent further delay times when carrying out the interpolation, the A/D and D/A converters in the analogue/digital modulation loop are combined with each other. A comparator 1 with its differentially processed logic outputs Q and Q serves as 1 b quantization element. A flip-flop 2 of the D type produces an alternating square signal R with period time T = l/fa. In EL LER coupling with the comparator outputs Q and Q with the alternating square signal, the signal pair (J,K) for controlling the actual sample flip-flop 3 finally appears. This flip-flop is of the JK type and is operated in the same way as the first flip-flop of D -type, at the double clock frequency, i.e. 2fa. Table 1 is a true table for the JK rocker, and in the following, this table will be referred to several times.
Mellom komparatoren 1 og D-vippen er anordnet to ELLER-porter som arbeider som en fellesport i avhengighet av logikknivået for det alternerende firkantsignal med repeti-sjonsfrekvens fa. I den halvperiode som angis ved R = "lav" åpnes porten, dvs. følgende gjelder: J = QogK: =Q. JogK har i dette tilfelle forskjellig logikknivå og følgelig gjelder sannhetstabellen Qntl: = Jn. Det logikknivå som fremkommer fra komparatoren videreføres følgelig av JK-vippen. Between the comparator 1 and the D flip-flop, two OR gates are arranged which work as a common gate depending on the logic level of the alternating square signal with repetition frequency fa. In the half period indicated by R = "low", the gate is opened, i.e. the following applies: J = QogK: =Q. JogK in this case has a different logic level and consequently the truth table Qntl: = Jn applies. The logic level that emerges from the comparator is consequently passed on by the JK flip-flop.
I den neste halvperiode som kjennetegnes ved R = "høy" er fellesporten lukket. På grunn av ELLER-koplingen gjelder: J : = "høy" In the next half-period characterized by R = "high", the common gate is closed. Due to the OR connection applies: J : = "high"
og K : = "høy". and K : = "high".
Ifølge sannhetstabellen fører dette til en omkopling på utgangen av JK-vippen og følgelig til å frembringe et for-løp som er bygget opp av tofasepulser. Utgangssignalet fra JK- vippen vil følgelig kunne tolkes som utgangssignal fra en 1 b D/A-omvandler med tofaseinterpolasjon. According to the truth table, this leads to a switch at the output of the JK flip-flop and consequently to producing a sequence which is built up of two-phase pulses. The output signal from the JK flip-flop can therefore be interpreted as the output signal from a 1 b D/A converter with two-phase interpolation.
En videreføring av det 1 b signal i digitaldelen er en kopling hvor en andre D-vippe 4 er tatt inn for å sample tofasesignalet under den første halvperiode, med samplings-frekvens fa. Med hensyn til den gren som består av komparatoren-»JK-vippen-»den andre D-vippe arbeider anordningen som en 1 b A/D-D/A-A/D-omvandler. A continuation of the 1 b signal in the digital part is a connection where a second D flip-flop 4 is included to sample the two-phase signal during the first half-period, with sampling frequency fa. With respect to the branch consisting of the comparator-"JK-flip-flop"-"the second D-flip-flop, the device works as a 1 b A/D-D/A-A/D converter.
Claims (6)
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4120160A DE4120160A1 (en) | 1991-06-19 | 1991-06-19 | METHOD AND ARRANGEMENT FOR PROCESSING BAND PASS SIGNALS |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
NO922267D0 NO922267D0 (en) | 1992-06-10 |
NO922267L NO922267L (en) | 1992-12-21 |
NO304169B1 true NO304169B1 (en) | 1998-11-02 |
Family
ID=6434249
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
NO922267A NO304169B1 (en) | 1991-06-19 | 1992-06-10 | Method and circuit for digital / analog conversion |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0521315B1 (en) |
AT (1) | ATE152869T1 (en) |
DE (2) | DE4120160A1 (en) |
FI (1) | FI922857A (en) |
NO (1) | NO304169B1 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6334219B1 (en) | 1994-09-26 | 2001-12-25 | Adc Telecommunications Inc. | Channel selection for a hybrid fiber coax network |
USRE42236E1 (en) | 1995-02-06 | 2011-03-22 | Adc Telecommunications, Inc. | Multiuse subcarriers in multipoint-to-point communication using orthogonal frequency division multiplexing |
US7280564B1 (en) | 1995-02-06 | 2007-10-09 | Adc Telecommunications, Inc. | Synchronization techniques in multipoint-to-point communication using orthgonal frequency division multiplexing |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1184660A (en) * | 1981-06-12 | 1985-03-26 | Robert W. Harris | Enhanced delta modulation encoder |
DE3924505A1 (en) * | 1989-07-25 | 1991-01-31 | Ant Nachrichtentech | High solution A=D converter with analog loop filter - has inner A=D converter operated with increased scanning frequency |
DE3943072A1 (en) * | 1989-12-27 | 1991-07-11 | Licentia Gmbh | AN INTERPOLATIVE A / D CONVERTER FOR BAND PASS SIGNALS |
-
1991
- 1991-06-19 DE DE4120160A patent/DE4120160A1/en not_active Withdrawn
-
1992
- 1992-06-09 DE DE59208444T patent/DE59208444D1/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-09 EP EP92109630A patent/EP0521315B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-09 AT AT92109630T patent/ATE152869T1/en not_active IP Right Cessation
- 1992-06-10 NO NO922267A patent/NO304169B1/en not_active IP Right Cessation
- 1992-06-18 FI FI922857A patent/FI922857A/en unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
NO922267D0 (en) | 1992-06-10 |
FI922857A0 (en) | 1992-06-18 |
EP0521315A3 (en) | 1994-03-23 |
DE59208444D1 (en) | 1997-06-12 |
ATE152869T1 (en) | 1997-05-15 |
NO922267L (en) | 1992-12-21 |
EP0521315B1 (en) | 1997-05-07 |
FI922857A (en) | 1992-12-20 |
EP0521315A2 (en) | 1993-01-07 |
DE4120160A1 (en) | 1992-12-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN110875740B (en) | Digital-to-analog converter | |
US4968989A (en) | Switched capacitor filter for use with a digital-to-analog (D/A) converter | |
CN110235371B (en) | Double data rate interpolation analog-to-digital converter | |
US3781871A (en) | Analog to digital converter | |
NO304169B1 (en) | Method and circuit for digital / analog conversion | |
KR100286326B1 (en) | Interleaving sampling analog/digital converter | |
JPS6291022A (en) | A/d converter | |
US4594576A (en) | Circuit arrangement for A/D and/or D/A conversion with nonlinear D/A conversion | |
Ko | A flash Josephson A/D converter constructed with one-junction SQUIDs | |
KR100272119B1 (en) | Pulse width modulation circuit apparatus | |
JPH02184119A (en) | Oversampling type digital/analog converter | |
JPH0446016B2 (en) | ||
JP2020072320A (en) | Analog-to-digital converter | |
US2933722A (en) | Phase shift-to-non-numeric signal train converter | |
JP2712725B2 (en) | Latching device for parallel digital signals | |
KR0146068B1 (en) | Analog to digital converter with threshold voltage | |
JPH0349424A (en) | A/d converter | |
JPH0983363A (en) | A/d converting circuit | |
JP3144086B2 (en) | Disturbance addition signal generation circuit | |
JPS58159023A (en) | Analog-digital converting circuit | |
JPH0936741A (en) | Analog/digital converting circuit | |
SU1241409A1 (en) | Two-phase harmonic signal generator | |
JPS5896485A (en) | Color test signal generating circuit | |
JPH04313901A (en) | Waveform generator | |
KR950003020B1 (en) | Adaptive delta modulation circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM1K | Lapsed by not paying the annual fees |
Free format text: LAPSED IN DECEMBER 2000 |