NO180789B - Sending og mottaking i omgivelser med sterke forstyrrelser - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører sending og mottaging av informasjon, og spesielt sending og mottaging av informasjon i digital form ved frekvenser som er ugunstige når det gjelder interferens fra andre signaler. Mer spesielt er oppfinnelsen beskrevet i forbindelse med sending i eller nær frekvensbåndene for eksisterende UHF TV-signaler.

Det finnes kanaler i UHF TV-spekteret som ikke blir brukt som en del av frekvensplanene, idet disse er kjent som "tabukanaler". For å forstå disse tabukanalene er det nødvendig å ha en viss forståelse av den måten UHF TV-båndet er planlagt på.

Den følgende beskrivelse er gitt i forbindelse med den frekvensplan som anvendes i Storbritannia. En fagmann på området vil forstå at av lignende grunner som diskutert nedenfor, finnes tabukanaler i frekvensplanene for andre land, og at den teknikk som er beskrevet nedenfor for å unngå interferens i en ny tjeneste med lav effekt i en tabukanal, kan anvendes i disse land også (med passende endringer som tar i betraktning de forskjellige respektive kanal-båndbredder/kanal-avstander og hjelpebærebølge-frekvenser i disse landene).

Frekvensplanen i Storbritannia består av 51 hoved-senderstasjoner som dekker omkring 90% av befolkningen ved å bruke horisontal polarisering. Det finnes så 950 mindre laveffekt reléstasjoner som fyller hullene i dekningen, idet disse bruker vertikal polarisering. Hver hovedsenderstasjon har et visst dekningsområde og trenger kanskje 20 relé-stas joner for å fylle hull.

Reléstasjonene i et gitt dekningsområde for en enkel hovedstasjon, har begrensninger på de frekvenser de kan tilordnes på grunn av tabuene ved frekvensplanleggingen. Noen av tabuene oppsto som resultat av begrenset teknologi da den opprinnelige UHF-planen ble fremlagt i 1961.

I Storbritannia er fjernsynskanaler tilordnet segmenter på 8 MHz i frekvensspekteret. Hvis det er ønskelig å kringkaste fjernsynssignaler i kanal nummer N, så oppstår et første par med tabukanaler (tilstøtende) ved kanal nr. N±l fordi, med mottagerteknologi som den var i 1961, mottager-filterne som aksepterer kanal N ikke kunne forkaste frekvenser som ble brukt av kanalene N±l. To andre par med tabukanaler (lokaloscillator og speilkanal) oppstår også ved henholdsvis kanalnummer N±5 og N+9 på grunn av overlagrings-prosessen som brukes for å demodulere mottatte fjernsynssignaler. Hvis en første mottager skulle motta et kringkastningssignal ved en kanalnummerne N±5, så ville det under demoduleringsprosessen blir generert frekvenser ved mottageren som ville forplante seg og kunne interferere med driften av en nærliggende mottager som forsøker å demodulere et

kringkastningssignal ved kanal nummer N.

Det er nå interesse for å utnytte disse tabukanalene på en måte som ikke forårsaker forstyrrelser for den eksisterende fjernsynstjenesten. Foreliggende oppfinnelse kan benyttes for dette formål. Mer generelt kan oppfinnelsen anvendes for å muliggjøre overføring av signaler med rela-tivt lav effekt i frekvensbånd som er utsatt for interferens fra andre overføringer.

Overføringer i tabukanalene kan finne sted uten å interferere med eller forstyrre eksisterende reléstasjoner i omgivende dekningsområder som benytter de samme frekvenser, forutsatt at det benyttes overføring med meget lav effekt i tabukanalene. Dette kriteriet kan oppfylles ved å bruke digital modulasjon som gjør det mulig å redusere sender-effekten svært meget uten i betydelig grad å redusere dek-ningsområdet. Et digitalt signal kan typisk sendes ut ved å bruke fremgangsmåtene ifølge foreliggende oppfinnelse med 30dB mindre effekt for tilnærmet samme dekning som analog amplitudemodulasjon (AM). Ved deling av UHF-båndet ved slike lave nivåer av sendereffekt, er imidlertid det digitale signalet meget sårbart for interferens fra de meget høyere effektnivåene til de eksisterende tjenestene.

I europeisk patentsøknad EP-A-0278192 er det foreslått å sende digitale data i den samme kanal som et konvensjonelt fjernsynssignal. Ved denne prosessen blir de dataene som skal sendes, brukt til å modulere bærebølgene til et ortogo nalt frekvensdelt multiplekssignal (OFDM). Interferens fra fjernsynssignalet på OFDM-signalet blir redusert ved å bruke en frekvens-forskyvningsteknikk. Denne teknikken beror på det faktum at energien i frekvensspekteret til et konvensjonelt fjernssynssignal er sentrert omkring multipler av linjefrekvensen 15625 Hz. Bærebølgene til OFDM-signalet er kondisjonert for å eksistere bare ved frekvenser som er forskjøvet fra de "harmoniske" linjerepetisjonsfrekvensene til det eksisterende fjernsynssignalet.

Det finnes en finere gjentagende struktur i det konvensjonelle fjernsynssignal-spekteret som oppstår på grunn av bilde-repetisjonsfrekvensen 25 Hz. EP-A-0278192 foreslår også en nøyaktig forskyvningsteknikk der bærebølgene til OFDM-signalet blir kondisjonert for å eksistere bare ved frekvenser som er forskjøvet fra disse "harmoniske" bilde-repetisj onsfrekvensene.

Teknikker for forskyvning og presisjonsforskyvning er velkjente til bruk for å redusere interferens mellom kringkastede fjernsynssignaler. F.eks. er fjernsynssendere som kringkaster den samme kanal, anordnet for å kringkaste sine signaler ved frekvenser som er forskjøvet fra hverandre slik at linjestrukturen til et spektrum faller inn mellom linjestrukturen til det andre. Se EBU technical document 3254. Når man imidlertid forsøker å anvende en forskyvningsteknikk på et OFDM-signal, er der en vanskelighet.

Når man refererer til et OFDM-signal, tenker man seg vanligvis et signal som innbefatter ortogonale bærebølger som overlapper hverandre med 50%, slik som det som har et energispektrum som vist på fig. la. Med et slikt signal når den totale dataoverføringshastighet for hele kanalbånd-bredden nesten den ideelle Nyquist-hastighet (se US-patent nr. 3.488.445 i navnet Chang). Det kan sees av fig. lb at et slikt signal som inneholder overlappende bærebølger, ikke kan flettes inn i et konvensjonelt fjernsynssignal.

For å realisere en forskyvnings- eller presisjonsforskyvningsteknikk som bruker et OFDM-signal, blir det foreslått i EP-A-0278192 å fjerne overlappende OFDM- bærebølger og istedet bruke et sett med bærebølger som er adskilt fra hverandre og som hver har en smalere bredde av bærebølge-toppen. Et slikt OFDM-signal kan brukes i en forskyvnings- eller presisjonsforskyvnings-teknikk som vist på fig. lc.

Det ovennevnte system har den ulempe at den totale dataoverføringshastigheten til OFDM-signalet er drastisk redusert sammenlignet med den teoretiske maksimalverdi. Hvis det videre blir brukt en presisjonsforskyvningsteknikk, så må frekvensene til OFDM-bærebølgene være meget nøyaktig låst til bærebølgefrekvensen for det interfererende fj ernsynssignalet.

Foreliggende oppfinnelse er konsipert for å bøte på de ovennevnte ulempene, og oppfinnelsens formål oppnås ved tilveiebringelse av en fremgangsmåte for overføring av informasjon slik som angitt i det vedføyde patentkrav 1, et apparat for overføring av informasjon slik som angitt i det vedføyde patentkrav 8, samt et apparat for mottagelse av et signal slik som angitt i det vedføyde patentkrav 11. Ytterligere fordelaktige utførelser av oppfinnelsen fremgår av de tilknyttede uselvstendige patentkravene.

Foreliggende oppfinnelse er basert på et annet prinsipp enn det som er beskrevet ovenfor. Foreliggende oppfinnelse forsøker å identifisere spesielle individuelle frekvenser i det interfererende signalet som forårsaker de verste inter-ferensproblemer for det foreslåtte nye signalet, og enten forhindre denne interferensen ved å utelate fra det nye signalet de frekvenser som ville bli påvirket og/eller å redusere virkningen av interferensen ved å innrette en mottager til å forkaste data som overføres ved påvirkede frekvenser.

Når forstyrrelsen er et konvensjonelt fjernssynssignal, er det to hovedkomponenter som kontinuerlig oppviser interferende elementer ved høy effekt som ville påvirke de foreslåtte overføringer som finner sted, f.eks. i tabukanalene er disse bildebærebølgen og lydbærebølgen. Selvom farve-hjelpebærebølgen og den digitale lyd-hjelpebærebølgen også er tilstede, er disse redusert med hensyn til nivå ved hjelp av spredningseffekten til moduleringssignalene. Derfor har disse hjelpebærebølgene et energinivå i likhet med bilde-modulasjonen som har meget mindre toppenergi enn bilde- og lyd-bærebølgenivåene og således ikke oppviser et slikt interferensproblem. Teknikkene ifølge oppfinnelsen kan likevel anvendes for å redusere virkningene av interferens fra farve- og digitale lyd-hjelpebærebølger hvis det er ønskelig.

Det følger at et konvensjonelt kringkastet fjernsynssignal kan tilnærmes til et spektrum bestående av to konti-nuerlige bølgetoner (CW) med bilde-bærebølgen ved 0 MHz i basisbåndet og lydbærebølgen ved 6 MHz i basisbåndet i Storbritannia. Dette er vist på fig. 2.

Utsendelser fra et gitt sendested i Storbritannia vil ligne fire par med CW-signaler som vist på fig. 3. Parene med CW-signaler vil alltid ha en avstand som er et helt multippel av 8 MHz i Storbritannia, siden suksessive kanal-nummere er adskilt med 8 MHz. Hvis det forutsettes at interferenssignalet har denne egenskapen, er det mulig å konstruere den ønskede digitale kanal, som er offer for interferensen, for å motstå interferenstonene. Dette vil gjøre det mulig for det digitale signalet å overføre ved et nivå på 30dB mindre enn den eksisterende TV-tjeneste. De viktigste interferensmodi er som følger:

(I) Samkanal-interferens

(II) Tilstøtende kanal-interferens

(III) Speilkanal-interferens

(IV) Tredje ordens intermodulasjonsprodukter.

For å kunne forkaste interfererende toner er det nyttig å ha et ønsket signalspektrum av en type slik at deler kan kuttes ut ved frekvenser hvor interferenssignalet faller.

En sannsynlig kandidat er det vanlige ortogonale frekvensdelings-multipleksede signalspekteret (OFDM) som kan være sammensatt av et stort antall overlappende modulerte bærebølger som vist på fig. la. Typisk kan det overføres 512 overlappende bærebølger som hver er modulert med et signal med lav datahastighet som benytter f.eks. kvadraturfase-skift-nøkling (QPSK). Den totale bit-hastigheten til signalet er antallet bærebølger ganger bit-hastigheten pr. bære-bølge. Det resulterende OFDM-spekteret er rektangulært og er en utmerket tilnærmelse til et støysignal.

Hvis en interfererende tone faller på noen få OFDM-bærebølger, kan disse bærebølgene anordnes for å bli oversett av mottageren, forutsatt at det forstyrrende signalet er i en kjent posisjon i spekteret. Mottageren kutter derfor ut informasjonen fra de påvirkede bærebølgene. Siden bærebølgene som er utsatt for interferens, ikke skal behand-les av mottageren, er det ikke nødvendig å sende dem, og dermed kan spekteret overføres med utelatte deler om ønsket. Fordelene ved å sørge for å kutte ut deler av utsendelsen er at det inntreffer en liten energibesparelse og at interferens av OFDM-signalet i den andre eksisterende overføring, f.eks. et fjernsynssignal, blir svakt redusert.

Fortrinnsvis blir derfor ingen nyttig informasjon kringkastet på de bærebølgene som ville bli påvirket av interferens. De relevante data som vanligvis ville ha blitt overført på de OFDM-bærebølgene som påvirkes av interferens, blir enten utelatt eller ganske enkelt translatert slik at de modulerer OFDM-bærebølger ved andre frekvenser.

Imidlertid er det også mulig å bruke OFDM-spekteret i disse omgivelsene ved duplisering av de "tapte" data ved en eller flere andre frekvensposisjoner i OFDM-signalet. Hvis nyttig informasjon er modulert på alle OFDM-bærebølge-frekvensene uten translasjon eller duplisering, kan det alternativt anvendes andre kjente fremgangsmåter for data-rekonstruksjon ved mottageren for å regenerere de data som går tapt ved å ignorere spesielle frekvenser fra de mottatte data.

Eksempler på utførelsesformer av oppfinnelsen vil bli beskrevet under henvisning til de vedføyde tegninger, hvor: Fig. 1 illustrerer energispekteret for et ortogonalt frekvensdelingsmultipleks-signal (OFDM-signal);

fig. lb sammenligner spekteret til et OFDM-signal med spekteret for et konvensjonelt fjernsynssignal;

fig. lc sammenligner spekteret til et spesielt utformet OFDM-signal med spekteret til et konvensjonelt fjernsynssignal ;

fig. 2 viser frekvensspekteret til en typisk fjernsynskanal ;

fig. 3 viser en tilnærmelse til det frekvensspekteret som kringkastes ved en typisk sender i Storbritannia;

fig. 4 illustrerer samkanal-interferens;

fig. 5 illustrerer speilkanal-interferens;

fig. 6 viser spekteret på fig. 3 med tilføyelse av et OFDM-spektrum;

fig. 7 viser et mulig endelig OFDM-spektrum ifølge foreliggende oppfinnelse;

fig. 8a og 8b illustrerer hvordan to bits digitale datasampler kan være differensielt QPSK-kodet;

fig. 9a og 9b viser i form av blokkskjemaer eksempler på kodere ifølge foreliggende oppfinnelse;

fig. 10a illustrerer de tillatte verdier av et signal som er QPSK-modulert;

fig. 10b illustrerer de tillatte verdier for et signal som er 8 PSK-modulert;

fig. 10c illustrerer de tillatte verdier av et signal som er 16 QAM-modulert;

fig. 11 illustrerer to mulige måter for modulasjon av et OFDM-signal på en bærebølge;

fig. 12 er et forenklet blokkskjerna som viser sender-siden av en utførelsesform ifølge oppfinnelsen,-

fig. 13 viser i form av et forenklet blokkskjerna en mottager som er kompatibel med senderen på fig. 12;

fig. 14 viser i form av et blokkskjerna en dekoder i en utførelsesform av mottageren ifølge oppfinnelsen; og

fig. 15 viser i form av et blokkskjerna en dekoder i en annen utførelsesform av en mottager ifølge oppfinnelsen.

Som nevnt ovenfor er der fire hovedtyper av interferens som vanligvis vil påvirke en utsendelse ved lav effekt:

I) Satnkanal-interferens,

II) Tilstøtende kanal-interferens,

III) Speilkanal-interferens, og

IV) tredje ordens intermodulasjonsprodukter.

Beskrivelsen nedenfor av fremgangsmåter for å håndtere disse interferenstypene, er gitt i forbindelse med sender-frekvens-planen for fjernsyn i Storbritannia. For fjern-synssendinger andre steder vil det være andre kanal-båndbredder og bilde- og lyd-bærebølgefrekvenser slik at verdiene i beregningene vil være forskjellige. For andre typer interferenssignaler, f.eks. radiosendinger, vil passende endringer være nødvendige i beregningene for å ta i betraktning de forskjellige bærebølgefrekvenser osv.

Spesielle frekvenser innenfor et kringkastningsbånd blir også ofte referert til nedenfor som f.eks. 6 MHz. I relasjon til eksisterende fjernsynstjenester vil man forstå at disse numeriske verdiene refererer til kanal-bærebølgefrekvensen, FG, og dermed indikerer 6 MHz i virkeligheten FQ+ 6 MHz i kringkastingssignalet. De aktuelle numeriske verdier vil være korrekte når man tar i betraktning basisbånd-signalet før det moduleres opp til den ønskede kringkastingskanal-frekvens. I relasjon til OFDM-signalet "6 MHz", indikerer det frekvensen som hvis et TV-signal opptok kanalen, ville være FQ+ 6 MHz. Siden TV-signaler i Storbritannia blir sendt i form av avkortede restsidebånd, vil denne frekvensen være mer enn 6 MHz over den laveste frekvens som er tilstede i OFDM-signalet.

Direkte samkanal-interferens der et signal ifølge oppfinnelsen blir overført i samme kanal, f.eks. som et konvensjonelt TV-signal, er vist på fig. 4. Hvis to slisser blir kuttet ut i OFDM-spekteret, en ved posisjonen for bilde-bærebølgen (0 MHz) og en ved posisjonen for lydbære-bølgen (6 MHz), kan det nivået for det interferende TV-signalet som kan tolereres, økes med omkring 30dB sammenlignet med det tilfellet hvor det ikke er slisser i OFDM-spekteret . En meget stor forbedring i nivået for samkanal- interferens fra et TV-signal blir dermed oppnådd ved slisser i OFDM-signalet ved 0 og 6 MHz.

For andre samkanal-interferenser av den type hvor modulasjonen hovedsakelig er kontinuerlig og forårsaker et meget mindre betydelig interferensproblem enn bærebølgen gjør, kan det skapes slisser i OFDM-spekteret ved posisjoner som svarer til den eller disse bærebølgefrekvensene.

I forhold til tilstøtende kanal-interferens vil ofte et stort signal i den tilstøtende kanal ha spektralkomponenter som faller i den neste kanalen. OFDM-mottageren kan være anordnet for å forkaste et lite antall bærebølger ved kantene av spekteret for å eliminere virkningen av informasjonen fra tilstøtende kanaler som forårsakes av delvis blokkering. Det utsendte OFDM-spekteret kan være trimmet ved kantene for å utelate bærebølger ved de frekvenser hvor det er sannsynlig å erfare tilstøtende kanal-interferens, og som kan forkastes av mottageren.

Speilkanal-interferens oppstår som forklart nedenfor.

En superheterodyn-mottager avstemmes til en spesiell UHF-kanal ved hjelp av en lokaloscillator (LO) og blander signalet ned til en fast mellomfrekvens (IF). Som en følge av det første blandetrinnet blir også en speilkanal blandet ned i mellomfrekvens-båndet. Speilkanalen kan tenkes som en kanal som folder seg inn i den ønskede kanalen ved mellomfrekvensen med sitt spektrum reversert. For vanlige fjern-synsoverføringer i Storbritannia er den ønskede kanalen ved den UHF-frekvensen som er LO-IF, og speilkanalen er ved den UHF-frekvensen som er LO+IF. Vanligvis blir det brukt et speilforkastningsfilter ved forkanten av mottageren, som må være avstemt med lokaloscillatoren. Den forkastning som ytes av et vanlig billig speilfilter er imidlertid util-strekkelig til å fjerne et TV-interferenssignal som er 30dB over OFDM-signalet. Hvis imidlertid bilde- og lyd-bærebølgene til TV-signalet kan bringes til å falle inn i de OFDM-slissene som allerede er tilveiebragt eller forutsatt ved 0 og 6 MHz, så vil forkastelsen av den uønskede speilfrekvensen blir svært forbedret. Dette kan oppnås ved egnet valg av mellomfrekvens for OFDM-mottageren og vil forårsake at speilfrekvensen til lyd-bærebølgen foldes tilbake i 0 MHz-slissen og spalten i lyd-bærebølgen foldes tilbake i 6 MHz-slissen. Dette er vist på fig. 5.

På fig. 5 er speilkanalen n kanaler over den ønskede kanal, og hver kanal er 8 MHz bred i UHF-båndet.

Dermed er F^. = Fv + 8n (MHz)

og Fs = Fv + 8n + 6 (MHz) .

Betingelsen for at speilkanalen skal folde seg tilbake i OFDM-hullene ved Fv og Fa, er når

Fv + 2IF = Fs

= Fv + 8n + 6

2IF = 8n + 6

IF = 4n + 3 (MHz)

idet IF-frekvensen kan være enhver verdi som tilfredsstiller ligningen ovenfor der n er et heltall. Den mest hensikts-messige verdi av n = 9 gir:

IF =4x9 + 3

= 39 MHz.

En IF-frekvens på 3 9 MHz er meget nær de vanlige verdiene på 38,9 og 39,5 MHz som for tiden brukes til fjernsyn i Storbritannia og et 38,9 MHz IF-sperrefilter kan brukes for OFDM uten modifikasjon. Selvom diskusjonen om hvordan man skal håndtere speilkanal-interferens er blitt fremsatt uttrykt ved valg av lokaloscillator-frekvens for et første blandetrinn i mottageren slik at speilkanal-bærebølgen eller bærebølgen blir foldet inn i hakkene eller slissene som er anordnet i OFDM-spekteret for å redusere samkanal-interferensen, vil man forstå at den viktige faktor er å få speilkanal-bærebølgen eller bærebølgene til å påvirke deler av OFDM-signalet som allerede blir påvirket av andre inter-ferenstyper og som mottageren allerede skal se bort fra. Det spiller derfor ingen rolle om speilkanal-forstyrrelses-signalene blir foldet inn på steder hvor ingen spalte som sådan i virkeligheten er tilveiebragt (dvs. nyttige data har i virkeligheten blitt modulert på OFDM-bærebølger ved de frekvenser som mottageren vil overse).

Når den nye OFDM-tjenesten blir overført i de tilstø-tende kanaler ved 30dB mindre effekt enn den eksisterende TV-tjeneste, kan det oppstå problemer fordi intermodulasjonsprodukter (IP) av de eksisterende tjenester kan falle inn i OFDM-båndet ved lignende nivåer som OFDM-signalet. Dette avsnittet analyserer hvor intermodulasjonsproduktene vil falle inn i OFDM-spekteret når det er et antall adskilte fjernsynskanal-multipler 8 MHz fra hverandre, og gir antallet mulige intermodulasjonsprodukter. Intermodulasjonsprodukter kan forårsakes i mottageren av ikke lineariteter i den inngående lavstøy-forsterkeren, idet disse hovedsakelig forårsaker tredje ordens intermodulasjonsprodukter. Fig. 6b viser et typisk arrangement av fire innkommende UHF TV-kanaler med det nye OFDM-signalet sendt fra den samme masten ved et effektnivå 30dB mindre enn de eksisterende tjenester. Det nye signalet kan også sendes fra den samme masten.

Hvis overføringsfunksjonen til en ikke lineær anordning er gitt ved følgende ligning:

Y = KxF(t) + K2(F(t))2 + K3(F(t))3 +

så blir de tredje ordens intermodulasjonsprodukter generert av uttrykket K3(F(t))3 når

F(t) = A sin 2-n-Fit + B sin 27rF2t + N sin

27TFnt

inngangssignalet har n bærebølger som kan skrives på kort form som

a = A sin 27rF1t, b = B sin 2TrF2t

n = N sin 27rFnt

så er (F(t))<3>= (a + b + c + d+ 1 + m + n)<3>

=(a3 + b3+c<3>+<d3>+<n3>)

+ 3 (ab2 + ac<2><+><a2>b + l<2>n +n<2>l)

+ 6 (abc + abd + acd + lmn)

(I) den første linjen har intermodulasjonsprodukter av formen x<3>som svarer til intermodulasjonsprodukter utenfor båndet gitt ved 3FX. Disse kan oversees. (II) Den andre linjen har intermodulasjonsprodukter av formen x<2>y som gir opphav til intermodulasjonsprodukter generert fra to av de n inngangsfrekvensene Fxog Fy og intermodulasjonsprodukter ved IP = 2FX- Fy (III) Den tredje linjen har intermodulasjonsprodukter av formen xyz som gir opphav til intermodulasjonsprodukter generert fra tre av de n inngangsf rekvensene Fx, Fy, Fzog genererer intermodulasjonsprodukter ved:

IP = Fx+ Fy - F2

(IV) Det første settet med intermodulasjonsprodukter av formen (2FX- Fy) har en multipliseringskoeffisient på 3 mens det annet sett med intermodulasjonsprodukter har en multipliseringskoeffisient på 6 som forårsaker at intermodulas jonsproduktene (Fx+ Fy - Fz) er to ganger så store som intermodulas jonsproduktene (2FX- Fy) . For inngående bærebølger med lik størrelse er derfor intermodulasjonsproduktene (Fx+ Fy - F2) 6dB større enn intermodulas jonsproduktene (2FX- Fy) .

Det er et viktig punkt å legge merke til at intermodulas jonsprodukter forårsaket av tre frekvenser er av større betydning enn de som forårsakes av bare to frekvenser, idet de selvsagt bare er tilstede når tre eller flere inngangsfrekvenser er tilstede, dvs. n s 3.

Antallet intermodulasjonsprodukter som genereres fra n inngangsbærebølger, kan finnes fra permutasjonsteorien.

Betrakt et sett med n objekter (a,b,c,d, n) der antallet forskjellige måter å velge r objekter fra settet med n objekter er gitt ved:

n<p>r = n]_

(n-r)!

Intermodulasjonsprodukter gitt ved to frekvenser valgt fra et sett med n inngangsfrekvenser genererer dermed n!/(n-2)! intermodulasjonsprodukter.

Betrakt nå ligningen (Fx+ Fy - Fz) , der antallet intermodulas jonsprodukter som genereres, er n!/(n-3)! fordi der er tre frekvenser valgt fra inngangssettet med n frekvenser. Siden imidlertid permutasjonen (Fx+ Fy - Fz) og permu-tasj onen (Fy + Fx- Fz) genererer de samme intermodulasjons-produkt-frekvenser, blir det antallet intermodulasjonsprodukter som i virkeligheten genereres, halvert og er:

n!

2(n-3) !

GENERERT FRA N INNGANGSBÆREBØLGER

hvor K er en eller annen konstant som forårsakes av ikke lineariteten og kan bestemmes fra anordningens tredje ordens skjæringspunkt. X er størrelsen av Fx, Y er størrel-sen av Fy og Z er størrelsen av F2. Fx, Fy og F2er hvilke som helst tre frekvenser valgt fra et inngangssett med n frekvenser.

Fig. 6 viser et typisk spektrum av innkommende signaler til inngangen på en OFDM-mottager. Fire TV-kanaler bestående av en bilde- og lyd-bærebølge er vist adskilt med heltallige multipler av 8 MHz. Siden bilde- og lyd-bærebølgen til en kanal er adskilt med 6 MHz, er det hensiktsmessig å vise bærebølgen sittende på et 2 MHz gitter, som er det laveste felles multiplum for 8 MHz og 6 MHz. OFDM-signalet er 3 0dB ned på bilde-bærebølgen, og sitter for analysens skyld i en av de mulige kanaler, i dette tilfellet en til-støtende kanal. Analysen er imidlertid ikke avhengig av i hvilken kanal OFDM-signalet befinner seg forutsatt at F0, den nominelle posisjonen av bilde-bærebølgen i vedkommende kanal, er et heltallig multiplum av 8 MHz borte fra hver bilde-bærebølge i de andre TV-signalene.

Intermodulasjonsprodukter vil inntreffe ved:

(i) IP = 2FX- Fy

(ii) IP=Fx .+ Fy - F2

hvor x, y og z er hvilke som helst av de bærebølgene som er vist på fig. 6. Siden alle bærebølgene har en 2 MHz avstand og alle frekvenser er referert til frekvensen F3, er:

Fx= F0+ 21 (MHz)

Fy + F0+ 2m (MHz)

F2= F0+ 2n (MHz)

2 er 2 MHz-avstanden og 1, m og n er heltall som gir avstanden til Fx, Fy og Fzfra referansefrekvensen F0i trinn på 2 MHz. Heltallene kan være positive eller negative.

Dermed blir intermodulasjonsprodukter generert ved følgende frekvenser:

IP = 2FX- Fy (dobbeltfrekvente IPer)

= 2 (F0+ 21) - (F0+ 2m)

= F0+ 41 - 2m

= F0 + 2 (21-m)

siden (21-m) bare er et annet heltall, f.eks. K, så er IP = F0+ 2K (MHz) .

Videre er:

IP = Fx+ Fy - Fz(trippelfrekvente IPer)

= (F0 + 21) + (F0<+>2m) - (F0+ 2n)

F0+ 2(l+m-n)

siden (1 + m - n) er bare et annet heltall, f.eks. K, så er: IP = F0+ 2K (MHz) .

Alle intermodulasjonsprodukter som genereres fra hvilken som helst av inngangsbærebølgene kan derfor bare falle ved heltallige multipler av 2 MHz. Derfor kan posisjonen av intermodulasjonsproduktene i OFDM-spekteret bare være ved følgende frekvenser:

F0(MHz) posisjonen av bilde-bærebølgen

F0+ 2 (MHz)

F0+ 4 (MHz)

F0+ 6 (MHz) posisjonen av lyd-bærebølgen.

I praksis vil det virkelige antall av intermodulasjonsprodukter som faller ved disse fire frekvensene, variere avhengig av posisjonen av TV-kanalene i forhold til OFDM-spekteret. Denne analysen viser imidlertid den øvre grense for posisjonen av alle de mulige tredje ordens intermodulas jonsprodukter fra ethvert antall innkommende TV-kanaler. Fra teorien ovenfor vil dermed anbringelse av utskjæringer eller slisser i OFDM-spekteret ved 0, 2, 4 og 6 MHZ forhindre interferens fra 3dje ordens intermodulasjonsprodukter .

OFDM-spekteret med informasjon eliminert ved den nominelle posisjon for bilde-bærebølgen 0 MHz, ved 2 MHz og 4 MHz og den nominelle posisjonen av lyd-bærebølgen 6 MHz, er i stand til å motstå en rekke interferenskilder. Ved hjelp av denne strategien kan interferens fra samkanal, speilkanal og 3dje ordens intermodulasjonsprodukter forkastes. Speilkanal-forkastelse krever at det gjøres et korrekt valg av IF-frekvensen. Interferens på grunn av overlapping fra tilstøtende kanal kan forkastes ved å fjerne informasjonen ved kantene av OFDM-spekteret.

Det er en ytterligere fordel å fjerne informasjon ved den lavfrekvente kanten av OFDM-basisbåndspekteret. Når det ikke finnes noen energi ved likestrøm, tillates bruk av vekselstrøm-koblede forsterkere i signalbehandlingen.

OFDM-spekteret med ny tilpasning egner seg dermed for kringkasting i omgivelser med meget sterk interferens. Det resulterende OFDM-spekteret er vist på fig. 7.

Som vist på fig. la består et ortogonalt frekvensdelingsmultipleks-signal (OFDM) av et stort antall bære-bølger som hver er modulert med et signal hvis nivå varierer diskret isteden for kontinuerlig, og dermed følger energispekteret til hver modulert bærebølge en (sin/x)<2>kurve. Symbolhyppigheten til moduleringssignalene og bærebølge-frekvensene er slik at toppen av hver modulert bærebølge inntreffer ved en frekvens som svarer til nuller for alle de andre modulerte bærebølgene. Bærebølge-avstanden er lik det resiproke av symbolhyppigheten til hvert moduleringssignal (idet det antas at alle moduleringssignalene har den samme symbolhyppighet).

Det totale spektrum for OFDM-signalet er meget nær rektangulært når et stort antall bærebølger befinner seg i OFDM-signalet.

Under en tidsperiode T kan OFDM-signalet representeres av en blokk med N tidsdomene-sampler. Verdien av det k. sampel er som følger:

n = N-l

x(k) = £ X (n) e2jnk/N

n=0

De N verdiene X(n) representerer de respektive verdier under perioden T av de diskret varierende signaler som modulerer OFDM-bærebølgene e<2j>"<k/N>.

Det kan sees fra ovennevnte ligning av OFDM-signalet svarer til den inverse diskrete Fourier transformasjon av et sett med datasampler, X(n). En datastrøm kan dermed omformes til OFDM-signal ved å splitte datastrømmen opp i blokker på N sampler X(n) og underkaste hver blokk med datasampler en invers diskret Fourier transformasjon.

Rekkefølgen av datasampler, X ( nt) , som opptrer ved en spesiell sampelposisjon n±over tid utgjør et diskret varierende signal som modulerer en bærebølge ved en frekvens,<f>„-

Ifølge foreliggende oppfinnelse blir det foretrukket å ha bare et begrenset sett med verdier som samplene X(n) kan ta, idet settet med verdier representerer et sett med fase-tUstander og amplituder som skal påføres bærebølgene, fn.

I særlige foretrukne utførelsesformer av oppfinnelsen omfatter det verdisettet som samplene X(n) er begrenset til, verdier +l+j, +l-j, -1+j og -1-j. Dette verdisettet svarer til fire tillatte fasetilstander med lik avstand for de modulerte bærebølgene fn, og den samme amplituden. Modulasjonen av hver bærebølge, fn, blir derfor i disse utførelsesformene kvadraturfaseskift-nøkling (QPSK). QPSK har den fordel at den er enkel og oppviser god ytelse. Ytterligere fordeler kan oppnås ved differensiell koding av dataene (dermed unngås behovet for bærebølge-referanser).

Et OFDM-signal frembragt på denne måten vil også tolerere ikke-faseutjevnede kanaler meget bedre enn konvensjonelle signaler.

Hvis dataene som skal QPSK-moduleres på OFDM-bære-bølgene består av datasampler, der hver datasampel inntar en av de fire mulige nivåer, så er det forholdsvis enkelt å kode inngangsdataene inn i en av de fire tillatte module-ringsverdier ± 1 ± j. Der dette ikke er tilfelle (f.eks. når dataene består av tre eller flere bits datasampler), så er det imidlertid nødvendig å bruke en indirekte prosess for å kode inngangsdataene på de fire tillatte sampelverdiene ± 1 ± j. En måte å gjøre dette på, er først å omforme inngangsdataene til en binær bitstrøm og så kode hver 2-bits del av de fire tillatte verdiene. Når en digital datastrøm omformes til et OFDM-signal på denne måten, der hver OFDM-bærebølge er QPSK-modulert som beskrevet ovenfor, kan dermed datastrømmen brytes ned i blokker med lengde 2n biter, og så kan hver gruppe på 2 biter kodes inn i en av de fire verdiene ± 1 ± j.

Fig. 8a og 8b illustrerer hvordan 2-bits datasampler kan QPSK-differensialkodes.

Vanligvis vil de resulterende komplekse verdier for en blokk leses inn i en sammenstilling, og sammenstillingen av verdier vil bli utsatt for en invers diskret Fourier transformasjon (invers DFT) for å frembringe et OFDM-signal. Det ville imidlertid resultere i at noen nyttige data blir modulert på bærebølger som vil bli påvirket av interferens fra eksisterende kringkastningssignaler. Ifølge foreliggende oppfinnelse blir det foretrukket å lese de komplekse verdier inn i posisjoner i en sammenstilling som svarer til de OFDM-bærebølgene som ikke ventes å bli utsatt for særlig interferens, og innføre nuller i den sammenstillings-posisjonen som svarer til OFDM-bærebølger som ventes å bli utsatt for interferens. Siden frekvensposisjonen til inter ferenssignaler kan beregnes (som ovenfor) for en gitt kring-kastings -f rekvensplan, kan den nødvendige adressering av sammenstillingen bygges inn i koderen. Fig. 9a viser et eksempel på en koder av denne typen i form av et blokk-skj erna.

I en alternativ koder ifølge foreliggende oppfinnelse, blir de komplekse verdier for en blokk skrevet inn i suksessive posisjoner i en sammenstilling eller gruppe slik at noen nyttige data blir modulert på OFDM-bærebølger som vil bli påvirket av interferens. De påvirkede datasampler vil imidlertid også ha sine komplekse verdier skrevet inn i ytterligere sammenstillingsposisjoner, (f.eks. svarende til slutten av blokken) slik at de blir sendt til mottageren på minst to forskjellige OFDM-bærebølger, av hvilke minst en er forholdsvis upåvirket av interferens. Fig. 9b viser et eksempel på en koder av denne typen i form av et blokk-skj erna. Det er klart at frekvensposisjonen til den dupli-serte informasjon må være "kjent" for mottageren/dekoderen.

En konsekvens av å bruke QPSK-modulasjon av bærebølgene i OFDM-signalet, er at bare to biter med data blir "modulert på" hver bærebølge pr. invers diskrete Fourier transformasjon. Uten å øke antall Fourier transformasjoner kan denne bithastigheten økes ved å øke antallet tillatte fasetilstander og/eller tillatte amplituder av den modulerte bærebølgen.

En alternativ måte å se på den foreslåtte QPSK-modu-lasjonsmåten på, er å betrakte en spesiell bærebølge som sammensatt av en i-fase- (reell) og en kvadratur-"imaginær" komponent. Amplituden av hver blir tillatt å ta en av to verdier, f.eks. +1 og -1. 4-PSK kan således like godt kalles 4-QAM (kvadratur amplitude modulasjon). De fire lovlige fasetilstandene kan sees på et skjema som på fig. 10a.

For å generere et 4-PSK OFDM-signal blir verdier på +1:og -1 og +j og -j lest inn i reelle og imaginære grupper eller sammenstillinger på hvilke en invers FFT blir anvendt.

Hvis vi ønsker å kode mer enn 2 biter informasjon pr. bærebølge, er det mulig å gjøre bruk av flere fasetilstander og/eller forskjellige bærebølge-amplituder. For n biter må vi bruke 2n tilstander. Et eksempel er 8-PSK. I dette tilfellet er alle tilstandene av samme amplitude, og er anordnet likt omkring omkretsen av en sirkel. Med aksene som vist på fig. 10b, kan koordinatene til tilstandene være 1+jO, l//2+j//2 osv. For å generere et OFDM-signal, er alt vi må gjøre å slå opp ett av disse åtte sett med koordinater avhengig av verdien av de tre bitene vi ønsker å kode, og skrive disse koordinatene inn i de passende posisjoner i reell/imaginær sammenstillingene før anvendelsen av den inverse FFT. For differensiell koding kan det benyttes en PROM (programmerbart leselager) med fem innganger (idet to innganger representerer koordinatene til den siste data-delen, og tre innganger representerer de tre bitene som kodes).

PSK-systemer har den fordel at mottageren bare behøver å bestemme fasen til en mottatt bærebølge, idet amplituden er uviktig. For en gitt bærebølge-energi kan imidlertid fasetilstandene raskt komme meget nær hverandre ettersom modulasjonsrekkefølgen økes. Dette medfører at en gitt støyvektor er mer tilbøyelig til å forårsake en feil.

Betrakt nå 16-QAM. Siden det finnes 16 tillatte bærebølge-tilstander, koder hver bærebølge 4 biter. De reelle og imaginære deler blir hver gitt en eller fire ulikt adskilte verdier, noe som fører til 16 mulige tilstander ialt (se fig. 10c).

For å generere et 16-QAM OFDM-signal kan vi således

bruke verdier på -3,-l,+l, eller +3 i den reelle sammenstillingen, og -3j, -j, +j, +3j i den imaginære sammenstillingen eller gruppen. Sammenlignes16-QAM med 16-PSK, finner vi at for den samme bitfeil-hyppighet, krever 16-QAM omkring 4dB

mindre effekt. Selvom 16-QAM av en rekke grunner er vanske-ligere å dekode enn 16-PSK, vil denne støyfordelen sannsynligvis gjøre det til det valgte system hvis 4 biter/- bærebølge er nødvendig.

Vanligvis vil det være nødvendig å modulere et generert OFDM-signal på en bærebølge for å nå en passende frekvens til kringkastning. To mulige løsninger på dette er illus-trert på fig. 11.

Den første løsningen benytter to modulatorer matet med i-fase- og kvadratur-lokaloscillatorsignaler. En modulator håndtererer den reelle delen av tidsdomene-signalet, den andre imaginærdelen. Modulatorutgangene blir summert, og etter passende filtrering kan signalet sendes ut.

Selvom den første løsningen virker, har vi utviklet en annen løsning fordi den gir visse fordeler.

Den andre løsningen beror på frembringelse av et tidsdomene-signal uten noen imaginærdel. For å oppnå dette må den reelle delen av frekvensdomene-signalet være jevnt symmetrisk omkring sitt midtpunkt, mens imaginærdelen må være odde symmetrisk. Dette kan oppnås ved å skrive data inn i bare halvdelen av det tilgjengelige rom i de reelle og imaginære sammenstillinger og kopiere data, med passende fortegnsendringer, inn i den andre halvdelen av hver sammenstilling. Ved første blikk kan det synes som om hver FFT behandler halvparten så mange databiter som i den første løsningen. I praksis er det imidlertid mulig å bruke hver FFT til å transformere to sett med data på en gang med bare et lite tap i effektivitet. Dette reelle signalet kan så mates til en enkelt modulator som frembringer et signal med to sett sidebånd symmetrisk omkring bærebølgen. Siden de ikke inneholder noen ytterligere informasjon, kan det ene settet med sidebånd filtreres bort, noe som etterlater et signal som opptar den samme båndbredde pr. bit som den første løsningen.

Denne andre løsningen har to fordeler selv om den er litt mer komplisert. For det første forenkler den demodu-latoren i mottageren siden der ikke er noe behov for nøyak-tig å demodulere signaler i kvadratur.

For det annet er der en enkelt basisbånd-versjon av OFDM-signalet isteden for de reelle og imaginære signalene i den første løsningen. Dette er en betydelig fordel fordi det er meget enklere å fordele et basisbånd-signal hvis det er et reelt signal.

Som et eksempel på virkemåten av oppfinnelsen, kan man betrakte en koder der en 1024 punkts FFT brukes til å generere et OFDM-signal for utsendelse i Storbritannia ved frekvenser hvor interferens fra eksisterende TV-tjenester kan ventes. I dette eksemplet vil data ikke bli modulert på de OFDM-bærebølgene som sannsynligvis vil bli påvirket av samkanal-interferens fra bilde- og lyd-bærebølgene til fjernsynstjenesten, eller på OFDM-bærebølger som sannsynligvis vil oppleve tilstøtende kanalinterferens (f.eks. bære-bølger ved båndkantene).

Fortrinnsvis blir det ønskede OFDM-signalet generert i dette eksemplet ved å sette til null det signalet (datasampel-verdier) som modulerer OFDM-bærebølger 0-22, 50-60, 424-454, 497-527, 570-600, 964-974 og 1002-1023.

Man vil se at antallet bærebølger som settes til null, er det dobbelte av det som man kunne vente. Dette er fordi de reelle og imaginære sammenstillinger av datasampel-verdiene i denne foretrukne versjonen blir skreddersydd for å frembringe et reelt basisbånd-signal (som beskrevet ovenfor) . Hvis således en null blir innført i datasampel-sammenstiIlingen med hensyn til en bærebølge n, så må den kompleks-konjugerte av null (som også er lik null) innføres i sammenstillingen av datasampel-verdier med hensyn til bærebølgen (1023-n).

Man vil også se at "hullene" som frembringes i OFDM-spekteret, opptrer som om de er ordnet baklengs. Dette er fordi vårt eksempel representerer den sannsynlige praktiske situasjon at OFDM-spekteret vil bli reversert under det etterfølgende blandetrinn. Fig. 12 viser et forenklet blokkskjerna over et eksempel på et helt sendersystem for et informasjonssignal behandlet i samsvar med en utførelsesform av oppfinnelsen under bruk av QPSK-modulasjon. Utgangen fra koderen 1 mater 8 bits sampler til en D/A-omformer 2 ved 16 Msampler/sekund. Utgangen fra denne blir sinx/x-korrigert 3

(noe som er vanlig for et signal som er blitt D/A-omformet)

og filtrert ved hjelp av et passende anti-overlappingsfilter 4. Det resulterende basisbånd-signal kan så blandes opp til en høyere frekvens. Blanderen 5 frembringer et dobbelt sidebåndsignal med undertrykket bærebølge; deretter fjerner filtreringen 8 et sidebånd før utsendelse.

Fig. 13 viser et forenklet blokkskjerna av et eksempel på en mottager som er komplementær med en sender som på fig. 12. Det innkommende signalet som f.eks. kan være i UHF-båndet, blir blandet ned til en mellomfrekvens i en blander 11 og så ned til basisbåndet i en blander 13, filtrert i et filter 15 og omformet til digitale ord ved hjelp av en analog/digital omformer 16 og en digital behandlings-anordning 18.

Anta for øyeblikket at mottageren er riktig synkroni-sert, dvs. at mottagerens lokaloscillatorer 10 og 12 og den digitale sampelklokken 17 er korrekt låst til senderen, og at mottageren kjenner posisjonen av startsamplene i hver datablokk, så er den første delen av den digitale behandlin-gen at den diskrete Fourier transformasjonen (DFT) av hver blokk blir foretatt. Utgangen fra DFT vil være et sett med komplekse tall som representerer amplituden og fasen til en mottager-OFDM-bærebølge (som når QPSK-modulasjon benyttes, koder to databiter).

(Informasjon om synkronisering ved mottageren er gitt i den samtidige britiske patentsøknad nr. 9020170.8).

Som diskutert ovenfor vil den informasjonen som gjen-vinnes ved en mottager med hensyn til spesielle OFDM-bære-bølger, være påvirket av samkanal-interferens, tilstøtende kanalinterferens, speilkanal-interferens og tredje ordens intermodulasjonsprodukter på grunn av eksisterende kringkastede fjernsynssignaler. Flere forskjellige forholdsre-gler kan anvendes ved mottageren for å redusere de ugunstige virkninger av interferensen. Siden frekvensposisjonen til de interferende signalene kan beregnes for enhver gitt frekvensplan for kringkasting, kan for det første en mottager være anordnet for å overse informasjon demodulert fra spesielle OFDM-bærebølger som har frekvenser ved hvilke det

i

er beregnet at interferens vil inntreffe. F.eks. kan en mottager som er beregnet for bruk i Storbritannia, være konstruert for å overse den demodulerte informasjon som opptrer på OFDM-bærebølger ved 0 MHz og 6 MHz (påvirket av samkanal-interferens), ved 2 og 4 MHz (påvirket av tredje ordens intermodulasjonsprodukter) og ved frekvenser som svarer til båndkantene (påvirket av tilstøtende kanal-interferens).

Dette kan f.eks. gjøres ved å sørge for at den demodulerte informasjonen blir skrevet inn i reelle og imaginære sammenstillinger og så lese ut og dekode de lagrede reelle og imaginære verdier bare fra sammenstillingssteder som svarer til upåvirkede frekvenser.

Hvis det kringkastede OFDM-signalet er blitt innrettet for ikke å sende nyttig informasjon ved å modulere bære-bølger ved frekvenser som mottageren er konstruert for å overse, så vil en grunnleggende mottager av ovennevnte type være tilfredstillende. Hvis imidlertid nyttig informasjon er blitt modulert på de påvirkede OFDM-bærebølger (uten å være duplisert andre steder i OFDM-signalet), så vil den grunnleggende mottageren dekode et ufullstendig datasett. Under slike forhold blir det foretrukket å innbefatte i mottageren visse data-rekonstruksjonskretser (f.eks. inter-polatoranordninger) av kjent type for å frembringe et full-stendig datasignal. Fig. 14 illustrerer i form av et blokk-skj erna oppbygningen av dekoderen i en slik mottager.

Hvis det kringkastede OFDM-signalet er blitt innrettet for å duplisere, ved andre frekvenser i signalet, de data som er modulert på påvirkede OFDM-bærebølger, eller hvis dataene som burde ha blitt modulert på de påvirkede bære-bølgene, er blitt translatert til en annen del av OFDM-signalet, så må mottageren demodulere denne dupliserte/- translaterte informasjonen, forskyve eller translatere den til den riktige del av datablokken og dekode dem. Fig. 15 viser et blokkskjerna over dekoderen i en mottager som imple-menterer denne prosessen. I andre mottagerutførelser kan dekodingstrinnet finne sted før dataene blir translatert til den korrekte posisjon i datablokken.

For å redusere virkningene av speilkanal-interferens bør en passende verdi velges for lokaloscillator-frekvensen og mellomfrekvensen som skal brukes i mottagerens superheterodyn-prosess. Som diskutert ovenfor bør disse frekvensene velges slik at OFDM-bærebølgene som påvirkes av bilde-og lyd-bærebølgefrekvensenes speilkanal, være de samme som de OFDM-bærebølgene som påvirkes av samkanal-interferens fra den vanlige bilde-bærebølgen og lyd-bærebølgen til den interfererende fj ernsynstj enesten.

Selv om den ovennevnte beskrivelse er gitt uttrykt ved det ønskede OFDM-signalet som genereres ved hjelp av en invers diskret Fourier transformasjon, vil man forstå at en diskret Fourier transformasjon like godt kan benyttes (med en invers diskret Fourier transformasjon benyttet ved mottageren for å gjenvinne datasamplene), eller både koderen og dekoderen kan benytte den samme transformasjonen (DFT eller invers DFT) med passende ytterligere behandling.

Ved å bruke teknikken ifølge foreliggende oppfinnelse, er det mulig å kringkaste et OFDM-signal med lav effekt, med en høy databærende kapasitet, i frekvensbånd som sannsynligvis vil bli påvirket av interferens fra eksisterende fjernsyn-kringkastingstjenester. I Storbritannia hvor en 8MHz kanal er tilgjengelig for OFDM-signalet, i en utførelses-form hvor det blir anordnet åpninger eller hull i OFDM-spekteret ved de posisjoner som svarer til bilde-bærebølgen og lyd-bærebølgen for en eksisterende fjernsynstjeneste (for å unngå samkanal-interferens) og ved båndkantene (for å unngå tilstøtende kanalinterferens), er det f.eks. mulig å oppnå en datahastighet på 13,5 Mbit/sekund ved å bruke QPSK-modulasjon av OFDM-bærebølgene. Ved en slik datahastighet er det praktisk å sende et videosignal med høy kvalitet via et OFDM-signal med lav effekt. Ved å bruke 16 QAM-modulasjon av OFDM-bærebølgene, kan det oppnås en datahastighet på 27 Mbit/sekund, det kan være høyt nok til å tillate HDTV-overføring via et laveffekt OFDM-signal.

Selv om foreliggende oppfinnelse er blitt beskrevet ovenfor stort sett i form av utsendelse av et OFDM-signal i en omgivelse hvor det er utsatt for interferens fra fjern-synssendinger, kan oppfinnelsen mer generelt betraktes for anvendelse som muliggjør utsendelse av et OFDM-signal hvor det kan påvirkes av andre typer overføringer.

Videre er det ikke bare OFDM-eteroverføringer som oppfinnelsen er begrenset til, idet den ansees å kunne anvendes der utsendelsene eller overføringene blir foretatt ved hjelp av andre media, f.eks. koaksialkabel.

Claims (23)

1. Fremgangsmåte for overføring av informasjon i et frekvensbånd som er utsatt for interferens fra andre overfø-ringer, karakterisert ved identifisering av de frekvenser som sannsynligvis vil bli påvirket av interferens fra nevnte andre overføringer; modulering av et sett med OFDM-bærebølger som bruker en blokk med datasampler slik at et datasampel som befinner seg i blokken ved en posisjon svarende til en OFDM-bærebølge med en frekvens som er identifisert som utsatt for sannsynlig interferens, enten blir utelatt og/eller blir translatert eller duplisert til en annen posisjon av blokken for å modulere en annen OFDM-bærebølge som har en frekvens som ikke er identifisert som sannsynlig når det gjelder å bli utsatt for interferens; og utsendelse av de modulerte OFDM-bærebølgene med en effekt som er lav sammenlignet med effekten til nevnte andre overføringer.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at identifiserings-trinnet omfatter identifisering av en første frekvens eller grupper med frekvenser som det er sannsynlig vil bli påvirket av samkanal-interferens fra bærebølgen til en av de andre overføringene, og moduleringstrinnet omfatter utelatelse og/eller translatering eller duplisering av et datasampel eller -sampler som er lokalisert i datablokken ved en posisjon som svarer til en OFDM-bærebølge eller -bærebølger ved nevnte første frekvens/gruppe av frekvenser.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at de forstyrrende andre overføringer omfatter et fjernsynssignal og at identifiser-ingstrinnet omfatter identifisering av en første frekvens eller gruppe med frekvenser som det er sannsynlig vil bli påvirket av samkanal-interferens fra bilde-bærebølgen til fj ernsynssignalet.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at identifiserings-trinnet omfatter identifisering av en annen frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil bli utsatt for samkanal-interferens fra lyd-bærebølgen til en fjernsynskringkastingstjeneste, og moduleringstrinnet omfatter utelatelse og/eller translatering eller duplisering av en datasampel eller -sampler lokalisert i datablokken ved en posisjon som svarer til en OFDM-bærebølge eller -bærebølger ved nevnte annen frekvens/gruppe av frekvenser.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2, 3 eller 4, karakterisert ved at identifiserings-trinnet omfatter identifisering av en tredje frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil bli påvirket av tilstøtende kanal-interferens fra nevnte andre overføringer, og moduleringstrinnet omfatter utelatelse og/eller translatering eller duplisering av et datasampel eller -sampler lokalisert i datablokken ved en posisjon som svarer til en OFDM-bærebølge eller -bærebølger ved nevnte tredje frekvens/gruppe av frekvenser.

6. Fremgangsmåte ifølge krav l, 2, 3, 4 eller 5, karakterisert ved at identifiserings-trinnet omfatter identifisering av en fjerde frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil bli påvirket av tredje ordens intermodulasjonsprodukter som skyldes de nevnte andre overføringene, og at moduleringstrinnet omfatter utelatelse og/eller translatering eller duplisering av et datasampel eller sampler lokalisert i datablokken ved en posisjon svarende til en OFDM-bærebølge eller -bærebølger ved nevnte fjerde frekvens/gruppe av frekvenser.

7. Fremgangsmåte ifølge noen av de foregående krav, karakterisert ved at moduleringstrinnet blir anvendt for å modulere de OFDM-bærebølgene som bruker en sammenstilling av reelle og en sammenstilling av imaginære verdier, idet den reelle sammenstillingen er like symmetrisk omkring sitt midtpunkt og den imaginære sammenstillingen er odde symmetrisk omkring sitt midtpunkt for å frembringe et reelt basisbånd-signal, og ved at de modulerte OFDM-bærebølgene blandes opp til en ytterligere frekvens for utsendelse.

8. Apparat for overføring av informasjon i et frekvensbånd som er utsatt for interferens fra andre overføringer, karakterisert ved : en anordning for innmating av den informasjon som skal overføres i form av blokker med digitale data; en anordning for koding av hvert av datasamplene i en blokk til en av et antall tillatte verdier,- en anordning for modulering av et sett med OFDM-bærebølger med de kodede datasampel-verdier slik at et datasampel som befinner seg i blokken ved en posisjon svarende til en OFDM-bærebølge med en frekvens identifisert som en som sannsynligvis vil bli utsatt for interferens, blir utelatt og/eller blir translatert eller duplisert til en annen posisjon i blokken for å modulere en annen OFDM-bære-bølge som har en frekvens som ikke er identifisert som utsatt for sannsynlig interferens,- og en anordning for utsendelse av de modulerte OFDM-bære-bølgene ved en effekt som er lav sammenlignet med effekten til de andre overføringene.

9. Apparat ifølge krav 8, karakterisert ved at de kodede datasampel-verdier blir skrevet inn i et lager og blir lest ut fra lageret til moduleringsanordningen, idet adresseringen av lageret er slik at intet kodet sampel blir skrevet inn i et lagersted som ville bli overført til moduleringsanordningen for modulering av en OFDM-bærebølge ved en frekvens identifisert som en som sannsynligvis vil bli utsatt for interferens fra andre overføringer.

10. Apparat ifølge krav 8 eller 9, karakterisert ved at moduleringsanordningen er innrettet for å modulere OFDM-bærebølgene ved å bruke en sammenstilling av reelle og en sammenstilling av imaginære verdier, idet den reelle sammenstillingen er like symmetrisk omkring sitt midtpunkt og den imaginære sammenstillingen er odde symmetrisk omkring sitt midtpunkt, slik at det frembringes et reelt basisbånd-signal, og ved at det er tilveiebragt anordninger for å blande de modulerte OFDM-bærebølgene opp til en ytterligere frekvens for utsendelse.

11. Apparat for mottagelse av et OFDM-signal overført i et frekvensbånd som er utsatt for interferens fra andre overfø-ringer, idet OFDM-signalet blir overført med en effekt som er lav sammenlignet med effekten til de andre overføringene, karakterisert ved en anordning for demodulering av de mottatte OFDM-bærebølgene for å frembringe en blokk med verdier som representerer blokken med sampler som modulerer OFDM-bærebølgene; en anordning for dekoding av informasjonen i sampelverdiene, idet dekodingsanordningen er innrettet for å overse data demodulert fra OFDM-bærebølger ved frekvenser som sannsynligvis vil være utsatt for interferens fra de andre overføringene; og en anordning for utmating av den dekodede informasjon.

12. Apparat ifølge krav 11, karakterisert ved at dekodingsanordningene er innrettet for å overse data som er demodulert fra OFDM-bærebølger ved en første frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil være utsatt for samkanal-interferens fra bærebølgen til en av de andre overføringene.

13. Apparat ifølge krav 12, karakterisert ved at de andre interfererende overføringene omfatter et fjernsynssignal og at dekodingsanordningen er innrettet for å overse data demodulert fra OFDM-bærebølger ved en første frekvens eller grupper med frekvenser som sannsynligvis vil være utsatt for samkanal-interferens fra bilde-bærebølgen til fjernsynssignalet .

14. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at dekodingsanordningen er innrettet for å overse data som er demodulert fra OFDM-bærebølger ved en annen frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil være påvirket av samkanal-interferens fra lyd-bærebølgen til en fjernsynskringkastingstjeneste.

15. Apparat ifølge krav 11, 12, 13 eller 14, karakterisert ved at dekodingsanordningen er innrettet for å overse data som er demodulert fra OFDM-bærebølger ved en tredje frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil bli påvirket av tilstøtende kanal-interferens fra de andre overføringene.

16. Apparat ifølge krav 11, 12, 13, 14 eller 15, karakterisert ved at dekodingsanordningen er innrettet for å overse data som er demodulert fra OFDM-bærebølger ved en fjerde frekvens eller gruppe med frekvenser som sannsynligvis vil bli påvirket av tredje ordens intermodulasjonsprodukter som skyldes de andre overføringe-ne .

17. Apparat ifølge noen av kravene 11 til 16, karakterisert ved en anordning for demodulering av de modulerte OFDM-bærebølgene fra et ytterligere bærebølgesignal ved hjelp av en heterodyn-prosess.

18. Apparat ifølge krav 17, karakterisert ved at den mellomfrekvensen (IF) som brukes i heterodyn-prosessen, blir valgt for å sikre at speilkanal-interferenssignalet som skyldes bære-bølgen til en av de nevnte andre overføringene, påvirker en OFDM-bærebølge eller -bærebølger ved en frekvens eller gruppe med frekvenser ved hvilken OFDM-bærebølgene er modulert ved hjelp av sampelverdier som allerede blir oversett av dekodingsanordningen.

19. Apparat ifølge krav 18, karakterisert ved at frekvensen eller gruppen med frekvenser som påvirkes av speilkanal-interferenssignalet omfatter nevnte annen frekvens eller gruppe med frekvenser.

20. Apparat ifølge krav 18, karakterisert ved at de interfererende andre overføringer omfatter et fjernssynssignal og mellomfrekvensen (IF) som brukes i heterodyn-prosessen, blir valgt for å sikre at speilkanal-interferenssignalet som skyldes bilde-bærebølgen til fjernsynssignalet og det speilkanal-interferenssignalet som skyldes lyd-bærebølgen til fjernsynssignalet, påvirker OFDM-bærebølgene ved frekvenser eller grupper av frekvenser ved hvilke OFDM-bærebølgene er modulert ved hjelp av sampelverdier som allerede blir oversett av dekodingsanordningen.

21. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at frekvensene eller gruppene med frekvenser som påvirkes av speilkanal-interfer-enssignalene, omfatter nevnte andre og første frekvenser eller grupper med frekvenser.

22. Apparat ifølge noen av kravene 11 eller 21, karakterisert ved at dekodingsanordningen er innrettet for å anvende data-rekonstruksjonsteknikker på de demodulerte sampelverdier.

23. Apparat ifølge noen av kravene 11 til 22, karakterisert ved at dekodingsanordningen er innrettet for å translatere minst en demodulert sampel-verdi til en posisjon i blokken med demodulerte sampelverdier som svarer til et utelatt demodulert sampel.