NO178320B - Selvsvingende mikrobölgefrekvensomformer omfattende en dielektrisk resonator - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår området mikrobølgefrekvensomformere.

Det er kjent at for å tilveiebringe en frekvensomformer, er både en lokaloscillator og en frekvensblander nødvendige. Når det dreier seg om mikrobølgeomforming, genererer lokaloscil-latoren en radiofrekvensbærebølge som er utformet for å omforme et mellomfrekvenssignal. Blanderen opererer ikke-lineært på lokalfrekvensen og på mellomfrekvenssignalet og frembringer et sammensatt signal som omfatter ovennevnte lokalfrekvens, to sidebånd svarende til to frekvensomforminger av mellomfrekvens-signalbåndet, og produktene av en høyere orden av intermodula-sjon.

Mikrobølgeoscillatorer er generelt utformet med aktive elementer, for eksempel med galliumarsenid-feltef fekttransistorer (GaAs-FET), og omfatter et resonanshulrom, f.eks. en dielektrisk resonator.

Blanderne kan være utformet både med aktive elementer, vanligvis transistorer, og med passive elementer, f.eks. dioder. I begge tilfeller utnyttes komponentenes ikke-linearitet.

Muligheten til å utnytte ikke-lineariteten av den aktive anordning som er inkludert i den eneste lokaloscillator, til med en eneste anordning å oppnå både generering av lokalfrekvensen og frekvensomforming av et mellomfrekvenssignal, passende koplet med den aktive anordning, er også kjent.

De nevnte omformere har den fordel at de reduserer kompleksiteten av kretsanordningen sammenliknet med omformere i hvilke oscillator og blander er innbygget separat. Sammenliknet med sistnevnte har de imidlertid en del ulemper.

En første ulempe skyldes det faktum at lokaloscillato-rens frekvensstabilitet avhenger av tilstedeværelsen og nivået av mellomfrekvenssignalet, hovedsakelig på grunn av den støy som innføres i lokalfrekvensfasen.

En andre ulempe skyldes det faktum at den effektforsterkning som oppnås i omformingsoperasjonen, ikke er lett å kontrollere på grunn av at den avhenger av lokalfrekvensens kalibrering.

En tredje ulempe skyldes det faktum at det i utgangs-signalet kan finnes intermodulasjonsprodukter av tredje orden, avhengig av den lokale mellomfrekvenskalibreringsprosedyre. I tillegg avhenger anordningens støytall også av de nevnte kalibreringer.

På grunn av ovennevnte ulemper er fordelene med selvsvingende omformere av kjent type ikke slik at de gjør at de likevel er å foretrekke fremfor konvensjonelle omformere.

Formålet med den foreliggende oppfinnelse er følgelig å unngå de nevnte ulemper og angi en selvsvingende mikrobølge-frekvensomformer som omfatter en galliumarsenid-felteffekttransistor og en dielektrisk resonator.

For oppnåelse av dette formål er gjenstanden for oppfinnelsen en selvsvingende mikrobølgefrekvensomformer som angitt i krav 1, med ytterligere henvisning til to mulige utførelsesvarianter som er angitt i kravene 5 hhv. 6.

En annen gjenstand for oppfinnelsen er en mikrobølge-oscillator som benyttes til å frekvensomforme et mellomfrekvenssignal, som angitt i krav 8, med ytterligere henvisning til to mulige utførelsesvarianter som er angitt i kravene 12 hhv. 13.

Sammenliknet med konvensjonelle omformere har omformeren ifølge oppfinnelsen fordeler på grunn av mindre komplisert kretsanordning og det faktum at den ikke krever ytterligere forsterkere for mellomfrekvenssignalene og radiofrekvenssigna-lene.

Sammenliknet med kjente selvsvingende omformere genererer omformeren ifølge oppfinnelsen en mer stabil lokalfrekvens som ikke lenger avhenger av tilstedeværelsen av mellomfrekvenssignalet. Dette medfører en fordel på grunn av den forenkling som innføres ved prøvingen av omformeren, hvilken er begrenset til kalibrering av bare lokalfrekvensen.

En annen fordel skyldes den effektforsterkningsstabili-tet som oppnås ved omformingen av mellomfrekvenssignalet. Den nevnte forsterkning er virkelig ikke lenger avhengig av kalibre-ringen av lokalfrekvensen.

Andre fordeler skyldes det lave nivå av intermodulasjonsprodukter som genereres, lav verdi av støytallet, og mindre effektforbruk.

Andre formål med og fordeler ved oppfinnelsen vil fremgå av den etterfølgende, nærmere beskrivelse av et utførel-seseksempel under henvisning til tegningen, der fig. 1 viser et blokkskjerna av en mikrobølgeoscillatorkrets av kjent type, og ut fra hvilken det kan gjøres teoretiske overveielser som er nyttige ved beskrivelsen av oppfinnelsen, og fig. 2 viser kretsanordningen av den selvsvingende omformer som er gjenstand for oppfinnelsen.

Idet det henvises til fig. 1, angir RAT et aktivt nettverk som er koplet til en tilførselsport BATT til hvilken det ankommer en positiv spenning Va. Nettverket RAT er koplet til en variabel fasedreier <j> som på sin side er koplet til en ende av en resonanskrets RIS hvis andre ende er koplet til en utgangsport OUT. Resonanskretsen RIS har en resonans frekvens fGl som hører til mikrobølgeområdet.

En belastningskrets som har en impedans R0, for å utgjøre en tilpasset belastning, er innkoplet mellom utgangsporten OUT og j ord.

Kretsen på fig. 1 oppfører seg - i overensstemmelse med diffusjonsmatriseteorien - som en oscillator som på porten OUT genererer en sinussvingning med frekvens fcl dersom følgende vektorbetingelse er verifisert:

hvor p er en vektor som representerer refleksjonskoef fisienten for det aktive nettverk RAT, og T er en vektor som representerer ref leksjonskoef f isienten for den krets som består av den variable fasedreier <j> koplet til resonanskretsen RIS som er tilkoplet til den tilpassede belastning Rc.

Vektorbetingelsen er ekvivalent med følgende to betingelser:

Det er mulig å påvirke den variable fasedreier (j) for å oppnå, idet fortegnet ikke tas i betraktning, faselikhet uttrykt ved betingelsen på fasene, når den ikke allerede er verifisert i begynnelsen.

Det tilveiebringes ikke noe inngangssignal for oscillatoren på fig. 1, på grunn av at den termiske støy som alltid er til stede i de anordninger som benyttes, som kjent er tilstrekkelig til å "avfyre" eller eksitere en sinusoscillator i kretsen. Nivået av den nevnte svingning, så snart den er eksitert, vil ha en tendens til å øke i det uendelige, bortsett fra at utover en viss grense øker forsterkningen av det aktive nettverk RAT ikke lenger lineært med det genererte oscillasjonsnivå. Ytterligere økninger i nivå utover den nevnte grense lar følgelig nettverket RAT arbeide i en forsterkningskompresjonssone, hvilket har den virkning at tilstanden av modulene av T og p automatisk stabili-seres. Uheldigvis innebærer den nevnte ikke-linearitet generering av uønskede intermodulasjonsprodukter av høyere orden.

Idet det henvises til fig. 2, hvor de samme elementer som på fig. 1 er betegnet med de samme symboler, er det der vist en galliumarsenid-felteffekttransistor Tl med en slukelektrode D som er koplet til jord.

En positiv spenning Va ankommer til en tilførselsport BATT i den selvsvingende omformer som er vist på figuren. Til porten eller klemmen BATT er det tilkoplet to polarisasjonsnett-verk for transistoren Tl. Et første av nettverkene polariserer transistorens Tl styre- eller portelektrode G. Dette består av sammenkoplingen av en motstand RI i serie med en induktans LI og med et første impedanstilpassingsnettverk RAI for et radiofrekvenssignal RF som genereres av omformeren. Et andre polarise-ringsnettverk polariserer transistorens Tl kildeelektrode S. Dette består av en motstand R2 som er koplet i serie med en induktans L2. Motstandene RI og R2 er koplet til porten BATT. En kondensator C5 er plassert mellom porten og jord for å filtrere tilførselsforstyrrelser.

Den ene ende av tilpassingsnettverket RAI er koplet til transistorens Tl portelektrode, og den andre ende er koplet til induktansen LI og til en ende av en kondensator Cl hvis andre ende er koplet til en første ende av en transmisjonslinje TRL.

Den ene ende av et andre impedanstilpassingsnettverk RA2 for ovennevnte radiofrekvenssignal RF er koplet til transistorens Tl kildeelektrode S og til induktansen L2, mens den andre ende er åpen.

Senterpunktet i seriekoplingen av R2 og L2 er koplet til den ene ende av en kondensator C4 hvis andre ende er jordet.

Motstanden RI og induktansen LI er også koplet til første ender av en kondensator C2 og en kondensator C3. Den andre ende av kondensatoren C3 er koplet til jord, mens den andre ende av kondensatoren C2 er koplet til en port IN til hvilken det ankommer et mellomfrekvenssignal IF.

En andre ende av transmisjonslinjen TRL er koplet til en port OUT fra hvilken radiofrekvenssignalet RF som genereres av omformeren, avgis. Det nevnte signal bringes til å nå frem til en belastningskrets som er representert ved en motstand R„ som utgjør en tilpasset belastning som er innkoplet mellom porten OUT og jord.

De to impedanstilpassingsnettverk RAI og RA2 og transmisjonslinjen TRL består av seksjoner av en mikrostrimmel-linje som er passende dimensjonert og har en karakteristisk impedans på 50 ohm.

En dielektrisk resonator DR med sirkulær form er plassert ved siden av linjen TRL. Sentrum av resonatoren er plassert på en avstand d fra linjen TRL, og på en tilsvarende avstand 1, på samme linje, fra linjens første ende. Avstanden d er slik at den tillater passende elektromagnetisk kopling mellom linjen TRL og den dielektriske resonator DR.

Den dielektriske resonator DR er av kjent type og består av en skive av keramisk materiale med en sådan radius og tykkelse at den frembringer en elektromagnetisk resonans med sel vs vingnings frekvens f0l (fig. 1).

Virkemåten av.den selvsvingende mikrobølgeomformer på fig. 2 skjer på basis av de samme teoretiske overveielser som ble gjort for mikrobølgeoscillatoren på fig. 1. Sammenliknet med sistnevnte er det tilføyd deler som tillater kopling av mellomfrekvenssignalet IF til transistoren Tl, idet radiofrekvenssignalet RF som genereres av omformeren, hindres fra å nå frem til portene IN og BATT. Innføring av signalet IF forårsaker generering av et radiofrekvenssignal som er forskjellig fra den enkle sinussvingning fQl som genereres av kretsen på fig. 1. På grunn av virkningen av ikke-lineariteten av transistorens Tl forsterkningskarakteristikk, omfatter i realiteten radiofrekvenssignalet, i tillegg til den nevnte oscillasjon fQl, to sidebånd svarende til frekvensomforminger av signalbåndet IF, pluss en del intermodulasjonsprodukter av høyere orden, særlig sådanne produkter av ulike orden.

I kretsen på fig. 2 svarer de nettverk som består av transistoren Tl med de respektive tilpassingsnettverk RAI og RA2, til det aktive nettverk RAT i den teoretiske krets på fig. 1. På liknende måte svarer den dielektriske resonator DR til resonanskretsen RIS (fig. 1). Transmisjonslinjen TRL svarer til den variable fasedreier <J>. Den optimale fase av ref leksjonskoef-f isienten f, som er i stand til å forårsake eksitasjon av oscillasjonen f0l, innstilles under prøvingen av hver omformer redusert. Den optimale fase svarer til en optimal lengde av avstanden 1.

Mellomfrekvenssignalet IF når frem til transistorens Tl portelektrode G via kondensatoren C2, induktansen LI bg impedans-tilpassingsnettverket RAI. For dette formål er verdiene av C2 og LI slik at disse komponenter gjøres til kortslutninger for det nevnte signal. Verdiene av Cl og C3 gjør disse kondensatorer til åpne kretser for det nevnte signal, slik at de henholdsvis hindrer signalet IF fra å nå frem til linjen TRL og fra å kortsluttes til jord. Verdiene av L2 og C4 er slik at disse komponenter gjøres til kortslutninger for signalet IF. Dermed er signalet IF til stede bare på transistorens Cl portelektrode G.

Det radiofrekvenssignal som genereres i kretsen, er til stede på transistorens Tl portelektrode G og kildeelektrode S. Et første lavpassfilter bestående av LI og C3 hindrer radiofrekvenssignalet som er til stede på G, fra å nå frem til portene IN og BATT. Et andre lavpassfilter bestående av L2 og G4 hindrer radiofrekvenssignalet som er til stede på S, fra å nå frem til porten BATT. For dette formål er verdiene av LI og L2 slik at disse komponenter gjøres til åpne kretser for radiofrekvenssignalet, mens verdiene av C3 og C4 gjør disse kondensatorer til kortslutninger for det nevnte signal.

Kondensatoren Cl oppfører seg som en kortslutning for radiofrekvenssignalet og tillater dette å gå gjennom transmisjonslinjen TRL og nå frem til utgangsporten OUT.

Den dielektriske resonator DR og transmisjonslinjen TRL utgjør et meget selektivt båndstoppfilter. Mer nøyaktig, i et meget lite tilgrensende område til resonansfrekvensen fQl reflekterer det nevnte filter omtrent halvparten av signalets RF effekt til transistorens Tl portelektrode G. Dette innebærer en verdi av |r| som tilfredsstiller ovennevnte eksiteringsbetingel-ser for den selvsvingende omformer. Utenfor det nevnte frekvens-område oppfører filteret seg som en enkel transmisjonslinje som uten dempning slipper gjennom signalet IF omformet til radiofrekvens.

Kretsen på fig. 2 oppnår en frekvensomforming med et høyt effektnivå på grunn av at signalet IF injiseres direkte i et punkt hvor den tilgjengelige radiofrekvenseffekt er maksimal. Dette punkt faller sammen med transistorens Tl portelektrode G. Det faktum at all den tilgjengelige effekt som tilføres av Tl, kommer ut fra portelektroden, tilskrives de reaktive parasitt-elementer i transistoren Tl. Selv om de har meget små verdier, har disse elementer tilstrekkelig lave impedanser ved høye frekvenser av signalet RF.

Oppnåelse av en frekvensomforming med et høyt effektnivå innebærer en meget lineær drift av omformeren. I realiteten har intermodulasjonsproduktene av tredje og femte orden, som er de eneste som er inkludert i det nyttige driftsbånd for omformeren, meget lave effektnivåer.

Et på tegningen ikke vist båndpassfilter mellom porten OUT og lasten Ro, som har en senterbåndfrekvens som svarer til f0l + IF eller fQl - IF og en passende båndbredde, tillater fjerning av henholdsvis det øvre eller nedre sidebånd fra signalet IF som omformes til radiofrekvens.

Den selvsvingende omformer på fig. 2 er realisert på et aluminiumoksidsubstrat og genererer en lokalfrekvens f0l på 10 GHz. Mellomfrekvenssignalet IF som når frem til porten IN, er på 70 MHz. Radiofrekvenssignalets RF bånd ligger derfor mellom 9,93 GHz og 10,07 GHz.

Effekten av frekvensen foX alene som genereres på utgangen ved porten OUT, er omtrent 10 dBm (10 mW). Forsterkningen PRF/PIF er omtrent 10 dB. Denne forsterkning svarer til forholdet mellom den radiofrekvenssignaleffekt som er inkludert i et eneste sidebånd, og effekten av signalet IF. Støytallet er større enn 5 dB.

For å bevise ovennevnte påstander angående den gode driftslinearitet til omformeren som er gjenstand for oppfinnelsen, er følgende numeriske eksempel angående effekten av intermodulasjonsproduktene av tredje orden som genereres av omformeren, klargjørende. Dersom det antas at signalet IF på porten IN består av to toner som er atskilt 10 MHz og har en effekt på -20 dBm, oppnås det på utgangen OUT et signal RF i hvilket hvert sidebånd omfatter de nevnte toner av signalet IF transponert til radiofrekvens med en effekt på -10 dBm pr. tone, pluss to toner svarende til intermodulasjonsproduktene av tredje orden som har et effektnivå på -58 dBm pr. tone.

En variant av den selvsvingende omformer som er beskrevet på fig. 2, består i å erstatte galliumarsenid-feltef f ekttransistoren Tl med en bipolar sj ikttransistor som arbeider på mikrobølger. Når det dreier seg om denne variant, forblir kretsene de samme som kretsene i eksemplet på fig. 2, verdiene av komponentene forblir identiske, og alle betraktninger angående virkemåten av og fordeler ved omformeren forblir identiske.

Claims (14)

1. Selvsvingende frekvensomformer, KARAKTERISERT VED at den omfatter en forsterkningsanordning (Tl) som arbeider på mikro-bølger med en ikke-lineær forsterkningskarakteristikk, og som har i det minste en første forsterkningsstyreelektrode (G), en transmisjonslinje (TRL) av hvilken en første ende er koplet til den første elektrode (G) via en første koplingsanordning (Cl, RAI), og en andre ende er koplet til en utgangsport (OUT) fra omformeren, en dielektrisk resonator (DR) som er koplet elektromagnetisk til transmisjonslinjen (TRL) og har en resonansfrekvens (f0l) i mikrobølgeområdet, idet resonans frekvensen (fDl) er omformerens selvsvingningsfrekvens, og en andre koplingsanordning (C2, LI, C3) for et mellomfrekvenssignal (IF) på den første elektrode (G), idet den første koplingsanordning (Cl, RAI) tillater et radiofrekvenssignal (RF), som utsendes fra den første elektrode (G), å nå frem til utgangsporten (OUT), og hindrer mellomfrekvenssignalet (IF) fra å nå frem til utgangsporten (OUT), idet forsterkningsanordningen (Tl) med effektforsterkning omformer mellomfrekvenssignalet (IF) til radiofrekvens og oppnår det nevnte radiofrekvenssignal (RF) som består av en sinussvingning med resonansfrekvensen (f0l) og sidebånd som svarer til frekvensomforminger av mellomfrekvenssignalets (IF) bånd.

2. Selvsvingende frekvensomformer ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at den første koplingsanordning (Cl, RAI) består av en kondensator (Cl) med passende verdi som har en første ende koplet til den første ende av transmisjonslinjen (TRL) og en andre ende koplet til den andre koplingsanordning (LI), og et første impedanstilpassingsnettverk (RAI) for radiofrekvenssignalet (RF), og som har en første ende koplet til forsterkningsanordningens (Tl) første elektrode (G) og en andre ende koplet til kondensatorens (Cl) andre ende.

3. Selvsvingende frekvensomformer ifølge krav 1 eller 2, KARAKTERISERT VED at den andre koplingsanordning omfatter en inngangsport (IN) til hvilken det nevnte mellomf rek-venssignal (IF) ankommer, og et første filtreringsnettverk (C2, LI, C3) av lavpasstype som er koplet til inngangsporten (IN), til en tilførselsport (BATT) og til den første koplingsanordning (Cl, RAI), og som hindrer radiofrekvenssignalet (RF) fra å nå frem til inngangsporten (IN) og tilførselsporten (BATT).

4. Selvsvingende frekvensomformer ifølge krav 1 eller 3, KARAKTERISERT VED at den videre omfatter et andre f iltreringsnettverk (L2, C4) av lavpasstype som er plassert mellom en andre elektrode (S) av forsterkningsanordningen (Tl) og tilførselsporten (BATT), og som hindrer mellomfrekvenssignalet (IF) og radiofrekvenssignalet (RF) fra å nå frem til tilførselsporten (BATT), og et andre impedanstilpassingsnettverk (RA2) for radiofrekvenssignalet (RF) som er koplet til den andre elektrode (S), idet en tredje elektrode (D) av forsterkningsanordningen (Tl) er j ordet.

5. Selvsvingende frekvensomformer ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at forsterkningsanordningen (Tl) som arbeider på mikrobølger, er en felteffekttransistor, at den første elektrode (G) til hvilken mellomfrekvenssignalet (IF) ankommer, faller sammen med transistorens portelektrode, og at de andre og tredje elektroder (S, D) faller sammen med henholdsvis kilde- og slukelektrodene til den nevnte transistor.

6. Selvsvingende frekvensomformer ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at forsterkningsanordningen (Tl) som arbeider på mikrobølger, er en bipolar sjikttransistor, at den første elektrode (G) til hvilken mellomfrekvenssignalet (IF) ankommer, faller sammen med transistorens basiselektrode, og at de andre og. tredje elektroder (S, D) faller sammen med henholdsvis emitter- og kollektorelektrodene i den nevnte transistor.

7. Selvsvingende frekvensomformer ifølge krav 1, 2 eller 3, KARAKTERISERT VED at transmisjonslinjen (TRL) og impedanstil-passingsnettverkene (RAI, RA2) er mikrostrimmelanordninger.

8. Mikrobølgeoscillator, KARAKTERISERT VED at den omfatter en forsterkningsanordning (Tl) som arbeider på mikro-bølger med en ikke-lineær forsterkningskarakteristikk, og som har minst én første elektrode (G) for forsterkningskontroll, en transmisjonslinje (TRL) av hvilken en første ende er koplet til den første elektrode (G) via en første koplingsanordning (Cl, RAI), og en andre ende er koplet til en utgangsport (OUT) fra omformeren, og en dielektrisk resonator (DR) som er elektromagnetisk koplet til transmisjonslinjen (TRL) og har en resonansfrekvens (fQl) i mikrobølgeområdet, idet resonansf rekvensen (fQl) er oscillatorens svingefrekvens, at oscillatoren benyttes til å omforme til radiofrekvens et mellomfrekvenssignal (IF) som bringes til å nå frem til forsterkningsanordningens (Tl) første elektrode (G) via den andre koplingsanordning (C2, LI, C3), at den første koplingsanordning (Cl, RAI) tillater passasje til utgangsporten (OUT) av et radiofrekvenssignal (RF) som kommer fra den første elektrode (G), og hindrer mellomfrekvenssignalet (IF) fra å nå frem til utgangsporten (OUT), idet forsterkningsanordningen (Tl) omformer til radiofrekvens og samtidig effektforsterker mellomfrekvenssignalet (IF), idet den oppnår radiofrekvenssignalet (RF) som består av en sinus svingning på resonansfrekvensen (f0l) og sidebånd som svarer til frekvens-omf orminger av mellomfrekvenssignalets (IF) bånd.

9. Mikrobølgeoscillator ifølge krav 8, KARAKTERISERT VED at den første koplingsanordning (Cl, RAI) består av en kondensator (Cl) med passende verdi som har en første ende koplet til den første ende av transmisjonslinjen (TRL) og en andre ende koplet til den andre koplingsanordning (LI), og et første impedanstilpassingsnettverk (RAI) for radiofrekvenssignalet (RF) og som har en første ende koplet til forsterkningsanordningens (Tl) første elektrode (G) og en andre ende koplet til kondensatorens (Cl) andre ende.

10. Mikrobølgeoscillator ifølge krav 8 eller 9, KARAKTERISERT VED at den andre koplingsanordning omfatter en inngangsport (IN) til hvilken mellomfrekvenssignalet (IF) ankommer, og et første filtreringsnettverk (C2, LI, C3) av lavpasstype som er koplet til inngangsporten (IN), til en tilf ørselsport (BATT) og til den første koplingsanordning (Cl, RAI), idet den hindrer radiofrekvenssignalet (RF) fra å nå frem til inngangsporten (IN) og tilførselsporten (BATT).

11. Mikrobølgeoscillator ifølge krav 8 eller 10, KARAKTERI-SERT VED at den også omfatter et andre f iltreringsnettverk (L2, C4) av lavpasstype som er plassert mellom forsterkningsanordningens (Tl) andre elektrode (S) og tilførselsporten (BATT), idet den hindrer mellomfrekvenssignalet (IF) og radiofrekvenssignalet (RF) fra å nå frem til tilførselsporten (BATT), og et andre impedanstilpassingsnettverk (RA2) for radiofrekvenssignalet (RF) og som er koplet til den andre elektrode (S), idet en tredje elektrode (D) av forsterkningsanordningen (Tl) er koplet til jord.

12. Mikrobølgeoscillator ifølge krav 8, KARAKTERISERT VED at forsterkningsanordningen (Tl) som arbeider på mikrobølger, er en felteffekttransistor, at den første elektrode (G) til hvilken mellomfrekvenssignalet (IF) ankommer, faller sammen med transistorens portelektrode, og at de andre og tredje elektroder (S, D) faller sammen med transistorens kilde- og slukelektroder.

13. Mikrobølgeoscillator ifølge krav 8, KARAKTERISERT VED at forsterkningsanordningen (Tl) som arbeider på mikrobølger, er en bipolar sjikttransistor, at den første elektrode (G) til hvilken mellomfrekvenssignalet (IF) ankommer, faller sammen med transistorens basiselektrode, og de andre og tredje elektroder (S, D) faller sammen med transistorens emitter- og kollektor-elektroder.

14. Mikrobølgeoscillator ifølge krav 8, 9 eller 11, KARAKTERISERT VED at transmisjonslinjen (TRL) og impedanstilpas-singsnettverkene (RAI, RA2) er fremstilt i mikrostrimmel.