NO172460B - Fremgangsmaate og innretning til omforming av et elektrisksignal til en proporsjonal frekvens - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte og en innretning til omforming av et elektrisk signal til en proporsjonal frekvens i henhold til innledningen av henholdsvis krav 1 og krav 5.

Slike innretninger benyttes til måleformål og blir f.eks. anvendt i elektrisitetsmålere til nøyaktig omforming av et signal som er proporsjonalt med den elektriske effekt, dvs. et strøm/spennings-produkt, til en proporsjonal impulsfrekvens.

Utførelsen og virkemåten for en innretning av den nevnte art er kjent fra US-PS 41 24 821. Der anvendes prinsippet med periodisk polaritetsomkobling for å eliminere en nullspenning ("offset"-spenning), som i form av en ikke-kompenserbar tids- eller temperaturavhengig del av et inngangssignal i regelen virker direkte som linearitetsfeil på nøyaktigheten av målingen. I den forbindelse blir både det signal som skal omformes og overfø-ringsretningen av innretningen ompolet samtidig og periodisk slik at de to fortegnsendringer av signalet som skal omformes opphever hverandre gjensidig. Derimot vil nullspenningens virkning som bare medfører en fortegnsendring av overføringen, bli vekselvis under hver halvperiode av et omformingssignal addert til eller subtrahert fra signalet, slik at integrasjonen av nullspenningen over et heltallig antall perioder av omformingssignalet gir verdien null under den betingelse at begge halvperioder av omformingssignalet varer nøyaktig like lenge. Da det i øyeblikket for polaritetsomkoblingen som regel forekommer en restladning forskjellig fra null i en integrasjonskondensa-tor, kommer denne etter polaritetsomkoblingen til virkning med falsk polaritet og fører til en forfalskning av måleresultatet. Sett over en lengre måletid behøver denne forfalskning ikke å ha noen negativ innvirkning på middelverdien av impulsfrekvensen, men den fører i hvert tilfelle til momentane variasjoner, dvs. til en modulasjon av impulsfrekvensen. For å unngå denne synkroniseres i kjent teknikk øyeblikket for polaritetsomkobling med utgangssignalet av en komparator, som overvåker kondensatorspenningen slik at denne polaritetsomkobling alltid skjer i nullgjennomgangen av kondensatorspenningen, dvs. i det øyeblikk hvor kondensatorrestladningen er null. Denne løsning fører dog til at de to halvperioder av omformingssignalet ikke alltid er nøyaktig like, men nå bare varer like lenge i statistisk middel og således igjen fører til en uregelmessig modulasjon av innretningens utgangsfrekvens, noe som vanskeliggjør dens kalibrering og gjør den mulig først etter en uantagelig lang tid.

Hensikten med oppfinnelsen er å forbedre fremgangsmåten og innretningen som er beskrevet i kjent teknikk, således at både modulasjonen av utgangsfrekvensen til innretningen under ulike lange halvperioder av omkoblingssignalet, såvel som dets modulasjon på grunn av kondensatorrestladninger som ennå forekommer i øyeblikket for polaritetsomkoblingen unngås, slik at en hurtig og presis kalibrering av innretningen uten lange ventetider blir mulig.

Den angitte hensikt løses i henhold til oppfinnelsen ved de i karakteristikken av henholdsvis krav 1 og krav 5 viste trekk.

Utførelseseksempler på oppfinnelsen er vist på tegningen og beskrives nærmere i det følgende. Fig. 1 viser et blokkdiagram av en første variant av innretningen. Fig. 2 viser et blokkdiagram av en annen variant av innretningen. Fig. 3 viser et blokkdiagram av en tredje variant av innretningen. Fig. 4 viser de til den første variant tilhørende tidsdiagram-mer.

Fig. 5 viser et blokkdiagram av en utgangsfrekvensdeler.

Fig. 6 viser et blokkdiagram av en elektrisitetsmåler.

Fig. 7 viser et kretsdiagram av inngangsdelen av en krets.

Fig. 8 viser et blokkdiagram av en fjerde variant av innretningen.

Like henvisningstall betegner på alle figurer av tegningen de samme deler.

Alle komponenter i de beskrevne innretninger er f.eks. utført i CMOS-teknologi og blir matet av en positiv matelikespenning Vqd og en negativ matelikespenning - |Vgsj som begge har jord som referansepotensial. Matelikespenningene Vqd og - |Vss | blir f.eks. tatt fra en nettvekselspenning ujq ved hjelp av en nettlikeretter på kjent måte. På tegningen er nettlikeretteren og matelikespenningene Vdd og - |Vgs | / skjønt de hele tiden er tilstede, ikke fremstilt for å lette oversiktligheten.

På tegningen er alle fakultativt forekommende forbindelser og komponenter tegnet med punktert strek. Alle taktinnganger som styres med positivt løpende flanker, er på tegningen hver angitt symbolsk med en åpen trekant, mens alle taktinnganger som styres med negativt løpende flanker er symbolsk hver betegnet med en fylt trekant.

Det signal ujj som skal omformes er enten et målesignal, f.eks.

en elektrisk spenning eller et av målesignalene avledet signal, som f.eks. en elektrisk effekt der som bekjent tilsvarer et produkt av en strøm og en spenning.

De på fig. 1-3 viste tre varianter av innretningen er oppbygget på samme måte og skiller seg bare i inngangsdelen. De tre varianter består alle av en kaskadekobling av en første polomkobler 1 og en etterkoblet krets 2. Kretsen 2 rommer i alle tilfeller en kaskadekobling av en spennings/strømomformer 3 og en etterkoblet krets 4, slik at inngangen på spennings/strømom-formeren 3 danner en signalinngang til kretsen 2. Kretsen 4 består i alle tilfeller (se fig. 1) av en annen polomkobler 5, en kondensator C, en komparator 6, en D-vippe 7, en utgangsfrekvensdeler 8, en omkobler 9, en konstantstrømkilde 10, en taktgenerator 11, en taktfrekvensdeler 12, en fakultativt anordnet Schmitt-trigger 13 og en fakultativt anordnet ornkob-lingsfrekvensdeler 14.

I den første variant (se fig. 1 ) rommer kretsen 2 også en ytterligere konstantstrømkilde 15 som signalkilde, hvis første pol er forbundet med en uj ordet utgangspol på spenning/strøm-omformeren 3, mens dens annen pol er koblet til den positive

matelikespenning Vdq.

I den annen variant (se fig. 2) rommer kretsen 2 enda en konstantspenningskilde 16 som signalkilde, hvis første pol er forbundet med en første inngang på et addisjonsledd 17, mens den annen pol er koblet til jord. En annen inngang på addisjonsleddet 17 utgjør en ujordet inngangspol på kretsen 2, mens utgangen av addisjonsleddet 17 føres til en ujordet inngangspol på spenning/strømomformeren 3.

I den tredje variant (se fig. 3) er det i tillegg koblet en høypassforsterker 18 i kaskade mellom den første polomkobler 1 og kretsen 2, idet forsterkeren f.eks. består av en forsterker 19 og et i kaskade etterkoblet høypassfilter 20.

I de tre varianter er inn- og utgangene på polomkobleren 1 og 5 såvel som spennings/strømomformeren 3 alle topolige, idet en inngangsspol henholdsvis på spennings/strømomformeren 3 og polomkobleren 5 er koblet til jord. Den topolige inngang på polomkobleren 5 utgjør en topolig inngang på kretsen 4. Dens topolige utgang går til en kondensator C, hvis første pol i tillegg også er forbundet over en arbeidskontakt på omkobleren 9 med en første pol på konstantstrømkiIden 10, mens dens annen pol i tillegg også føres til en inverterende inngang på komparatoren 6 og over en hvilekontakt på omkobleren 9 til en første pol på konstantstrømkilden 10, hvis annen pol er koblet til den negative matelikespenning -[Vgs j• Utgangen på komparatoren 6 er forbundet med en D-inngang på D-vippen 7, hvis Q-utgang på den ene side er koblet til en kontrollinngang på omkobleren 9 og på en annen side til en første signalinngang på utgangsfrekvensdeleren 8.

Utgangen på taktgeneratoren 11 er forbundet med en inngang på taktfrekvensdeleren 12, som f.eks. har seks utganger. Dens første utgang som gir et taktsignal P av frekvensen fr/2, blir ført til en annen signalinngang på utgangsfrekvensdeleren 8, dens annen utgang som gir et taktsignal L med frekvensen f^y er forbundet med en taktinngang på D-vippen 7 og med en første taktinngang på utgangsfrekvensdeleren 8, mens dens tredje utgang som gir et taktsignal T med frekvensen fR/128, er forbundet til en annen taktinngang på utgangsfrekvensdeleren 8. Dens fjerde utgang som gir et taktsignal Y med frekvensen 2fR, er forbundet med en tredje taktinngang på utgangsfrekvensdeleren 8. Den femte utgang på taktfrekvensdeleren 12 som gir et taktsignal E med frekvensen fr/32, er fakultativt anordnet og blir f.eks. benyttet i den på fig. 6 viste elektrisitetsmåler. Den er forbundet med den fakultativt forekommende taktutgang 21 på kretsen 2.

En vekselstyrespenning N, f.eks. en 50 Hz eller 60 Hz nettvekselspenning, mater fakultativt topolig inngangen på Schmitt-triggeren 13, hvis utgang er forbundet med inngangen på omkob-lerfrekvensdeleren 14. De med hverandre forbundne kontrollinn-ganger på de to polomkoblere 1 og 5 blir enten matet med et omkoblingssignal A fra utgangen på omkoblingsfrekvensdeleren 14 eller med et omkoblingssignal B fra den sjette utgang på taktfrekvensdeleren 12 over en trådforbindelse. Ifall omkoblingssignalet B anvendes, kan man naturligvis gi avkall på Schmitt-triggeren 13 og omkoblingsfrekvensdeleren 14. To av de fire utgangene på utgangsfrekvensdeleren 8 utgjør samtidig de to signalutganger 22a og 22b i kretsen 2. Ved en av disse to signalutganger, nemlig ved utgang 22a, fås et signal M som motsvarer den positive verdi av signalet ujj/ mens den andre signalutgang 22b gir et signal M-j som svarer til en negativ verdi av signalet Ufj.

De to polomkobleren 1 og 5 er utført på samme måte og består hver av en topolig omkobler, som f.eks. kan være oppbygget med kjente halvleder-analogbrytere i CMOS-teknikk. Dessuten er (se fig. 1, symboler i blokkene 1 og 5) en første inngangspol på polomkobleren 1 og 5 både forbundet over en første av sine hvilekontakter med en første av sine utgangspoler og også over en første av sine arbeidskontakter med en annen av sine utgangspoler, mens dens annen utgangspol både er forbundet over en annen av dens hvilekontakter med den annen av dens utgangspoler såvel som over en annen av dens arbeidskontakter med den første av dens utgangspoler. Omkobleren 9 er enpolig, og er f.eks. utført ved hjelp av kjente analog-halvledere i CMOS-teknikk. Taktfrekvensdeleren 12 og omkoblingsfrekvensdeleren 14 er f.eks. konstruert med kjente binærtellere i CMOS-teknikk og muliggjør en synkron frekvensdeling med et tall 2X, idet x er heltallig.

Taktgeneratoren 11 er f.eks. kvartsstabilisert og genererer firkantformede taktimpulser, f.eks. med frekvens 2"<I5> Hz = 32 768 kHz. Denne frekvens blir f.eks. delt med m i den etterkoblede taktfrekvensdeler 12, idet m antar verdiene 2<4>, 25, 26, 210, 211 og 2^<2> for å generere frekvensene 2fR =2^ Hz for taktsignalet Y, fR = 2<10> Hz for taktsignalet L, fR/2 = 2<9> Hz for taktsignalet P, fR/32 = 2<5> Hz for taktsignalet E, fR/64 = 2<4> Hz = 16 Hz for omkoblingssignalet B og fR/128 = 2-<3> Hz for taktsignalet T.

Vekselkontrollspenningen N blir omformet i Schmitt-triggeren 13 til et periodisk firkantpulssignal med samme frekvens. De to koblingsterskler for Schmitt-triggeren 13 velges fortrinnsvis slik at omkoblingen i den etterkoblede omkoblingsfrekvensdeler 14 skjer nøyaktig ved nullgjennomgangene av vekselkontrollspenningen N. I den etterfølgende omkoblingsfrekvensdeler 14 blir deretter f.eks. henholdsvis 50 eller 60 Hz-frekvensen av dette firkantimpulssignal delt med n, idet n f.eks. har verdien 2<?>, for å generere en frekvens på henholdsvis 12,5 Hz og 15 Hz av omkoblingssignalet A. De to polomkoblere 1 og 5 blir således styrt og omkoblet periodisk med henholdsvis frekvensene 12,5 Hz eller 15 Hz (omkoblingssignal A) og med frekvensene 16 Hz (omkoblingssignal B) av samme omkoblingssignal A respektive B. Schmitt-triggeren 13 og omkoblingsfrekvensdeleren 14, respektive taktgeneratoren 11 og delvis taktfrekvensdeleren 12 utgjør således tilsammen en kontrollkrets for å generere det periodiske omkoblingssignal A respektive B for de to polomkoblere 1 og 5.

Spennings/strømomformeren har i praksis en uunngåelig nullspenning ("offset"-spenning) UQ som på fig. 1 og 2 ble vist symbolsk ved en spenningskilde 3a som var koblet i serie med en inngangspol på en ideell, nullspenningsfri spennings/strøm-omformer 3b. Spenningskilden 3a og den ideelle spennings/strøm-omformer 3b danner tilsammen den ikke-ideelle spennings/strøm-omformer 3.

D-vippen 7 blir f.eks. styrt med negativt løpende flanker.

I alle tre varianter blir et signal ug som skal omformes tilført topolig i form av en elektrisk spenning til inngangen på polomkobleren 1, som styres av omkoblingssignalet A eller B. Polomkobleren 1 ompoler signalet ujj periodisk. Under f.eks. alle odde halvperioder av omkoblingssignalet A respektive B forekommer signalet +ujj på utgangen av polomkobleren 1 og under alle like halvperioder signalet -ujj.

I den første variant (se fig. 1) blir det periodisk ompolede signal ±ujj omvandlet til en proporsjonal signalstrøm ±±n i den etterkoblede spennings/strøm-omformer 3. Etter denne spennings/- strøm-omforming, men før en etterfølgende integrasjon, blir det på utgangen av spennings/strøm-omformeren 3 addert en likestrøm Ir/2 som konstant referansesignal til det av spennings/strøm-omformeren 3 genererte strømsignal ±ifj ved hjelp av dannelse av et sumsignal ±1h+Ir/2. Konstantstrømkilden 15 genererer dermed likestrømmen Ir/2.

I den annen variant (se fig. 2) blir det derimot ved hjelp av addisjonsleddet 17 først addert en likespenning Ur/2 som konstant referansesignal til det periodisk ompolede signal ±uH på inngangen av spennings/strøm-omformeren 3. Det således dannede sumsignal ±uH+Ur/2 blir omformet til et proporsjonalt strømsignal ±1h+Ir/2 i den etterfølgende spenning/strøm-omformer 3. Dermed tilsvarer strømsignalet ±in igjen signalet ±uh og likestrømmen Ir/2 av likespenningen Ur/2. Likespenningen Ur/2 blir generert av konstantspenningskilden 16.

I den første og den annen variant er således inngangsstrømmen til polomkobleren 5 et proporsjonalt signal ±1jj+Ir/2 til det således dannede sumsignal ±ujj+Ur/2 respektive ±ijj+lR/2. Polomkobleren 5, som er anordnet mellom spennings/strøm-omformeren 3 og kondensatoren C ompoler deretter likeledes periodisk dette signal synkront med en periodisk ompoling av signalet uh» slik at kondensatoren C stadig mottar en strøm iy^lR/2 fra polomkobleren 5. Det to ganger periodisk ompolte og til uh proporsjonale signal in blir tilslutt integrert i kondensatoren C.

Da spennings/strøm-omformeren 3, som allerede omtalt, ved inngangen som regel har en nullspenning UQ som svarer til en proporsjonal strøm IQ på utgangen av spennings/strøm-omformeren 3, er polomkoblerens 5 inngangsstrøm i virkeligheten ikke ideelt lik ±iu+lR/2, men i begge varianter lik ±iH+lR/2+IQ.

Verdien av referansesignalet Ur/2 respektive Ir/2 tilsvarer den halve verdi av den av konstantstrømkilden 10 leverte referanse-strøm Ir og må samtidig oppfylle betingelsen Ur/2> | ±uu+U0 | respektive Ir/2> liiH+^ol* Sa9Tt med andre ord: Verdien av det konstante referansesignal Ur/2 respektive Ir/2 må velges større enn den ved påvirkningen UQ respektive l0 av nullspenningen UD forhøyde og ved addisjonsstedet forekommende verdi av amplituden ujj respektive ig av det periodisk ompolede signal ±ug respektive

<*>iH.

Verdien av nullspenningen UQ sammenlignet med verdien av signalet ujj respektive verdien av strømmen Ic sammenlignet med verdien av strømmen ijj/ er som regel så liten at bare en liten del av utstyringsområdet for innretningen belastes av strømmen I0. Ved kritiske anvendelser hvor den maksimale verdi av signalet ujj sammenlignet med nullspenningen UQ er meget liten, kan det for signalet uh vedvarende utstyringsområde i forhold til det maksimalt mulige utstyringsområde Ur/2 respektive Ir/2 bli utillatelig lite. For å forbedre dynamikken i henhold til den tredje variant (se fig. 3) er det derfor fordelaktig å forsterke dette periodisk ompolede signal ±ug som en vekselspen-ning i høypassforsterkeren 18, før det blir tilført kretsen 2 for videre behandling, slik at forholdet mellom signalstrømmen ijj og strømmen l0, respektive signalet ug og nullspenningen UQ, forbedres. Høypassforsterkeren 18 har ingen eller meget lav likespenningsforsterking, noe som f.eks. kan realiseres ved anordning av høypassfilter 20 i høypassforsterkeren 18. Tidskon-stanten for høypassforsterkeren 18 må velges tilstrekkelig liten til at det forsterkede firkantsignal ±uh overføres med tilstrekkelig liten forvrengning^ I den tredje variant har kretsen 2

enten den på fig. 1 eller den på fig. 2 viste utførelse.

Spennings/strøm-omformeren 3 og den etterkoblede kondensator C danner til sammen i alle tre varianter en integrator 3;C, idet signalkildene 15, respektive 16 begge er anordnet i dennes inngangsdel. Den til integratoren 3;C etterkoblede komparator 6 overvåker dens utgangsspenning, nemlig kondensatorspenningen uc, ved hjelp av styring av inn- og utkoblingen av den av konstant-strømkilden 10 leverte konstante referansestrøm Ir ved henholdsvis over- eller underskridelse av en terskelverdi under samtidig generering av firkantformede utgangsimpulser. Tidsforløpet av kondensatorspenningen uc er vist i annen linje på fig. 4 for det tilfelle at signalet uh er konstant og positiv og at nullspenningen er null. I dette tilfelle har kondensatorspenningen uc et sagtannformet forløp, hvis flanker alle har konstant helning og hvis positivt og negativt løpende flanker alle til enhver tid forløper parallelt under hverandre.

Den av D-vippens 7 styrte omkobler 9 tjener til inn- og utkobling av referansestrømmen Ir. Som allerede omtalt, blir det fra polomkobleren 5 levert en strøm ifl±Ir/2±Iq til kondensatoren C, idet plusstegnet viser til odde og minustegnet til like halvperioder av omkoblingssignalet A respektive B. Når utgangssignalet F fra D-vippen 7 i begynnelsen har en logisk verdi "0", inntar til å begynne med omkobleren 9 den på fig. 1 viste stilling. Da er konstant strømkilden 10 under de odde halvperioder av omkoblingssignalet A respektive B, når polomkobleren 5 likeledes inntar den på fig. 1 viste stilling, bare forbundet med den til denne momentant jordede tilslutning. Referansestrøm-men Ir fra konstantstrømkiIden 10 går i godset eller jord og kan ikke lade kondensatoren C. Under hver odde halvbølge av omkoblingssignalet A respektive B blir således kondensatoren C bare ladet med strømmen in+lR/2+I0 fra polomkobleren 5. Dermed stiger den av komparatoren 6 overvåkede spenning uc på kondensatoren C. Komparatoren 6 har f.eks. en inngangsterskelverdi på 0 volt. Overskrider spenningen uc inngangsterskelverdien til komparatoren 6, endrer dennes utgangssignal K sin verdi fra logikkverdien "0" til en logikkverdi "1". Tidsforløpet av utgangssignalet K fra komparatoren 6 er vist på den tredje linje på fig. 4. Tilstandsforandringen av utgangssignalet K blir ved neste negativt løpende flanke av det høyfrekvente taktsignal L overtatt av den til komparatoren 6 etterkoblede D-vippe 7. D-vippen 7 tjener til å synkronisere det firkantformede utgangssignal K fra komparatoren 6 med det firkantformede taktsignal L, hvis frekvens som tidligere omtalt f.eks. utgjør 2^<0> Hz. Tidsforløpet av taktsignalet L er vist i den første linje og tidsforløpet av det firkantformede utgangssignal F fra D-vippen 7 på den fjerde linje på fig. 4. Den av D-vippens 7 overtatte verdiendring styrer ved hjelp av utgangssignalet F omkobleren 9 og kobler denne om, idet den nå inntar den motsatte av den på fig. 1 viste stilling. Dermed vil nå dessuten referansestrømmen Ir fra konstantstrømkilden 10 gå gjennom kondensatoren C.

Ladestrømmen til kondensatoren C er dermed: ijj+lR/2+I0-lR = ijj-Ir/2+I0, dvs. at termen Ir/2 har endret fortegn. Da betingelsen Ir/2> |±h+io I som allerede omtalt allikevel gjelder, er den resulterende ladestrøm negativ.

Spenningen uc på kondensatoren C synker, og når den underskrider inngangsterskelverdien på komparatoren 6, inntar dennes utgangssignal K igjen sin opprinnelige logikkverdi "0". Også denne verdiendring blir igjen ved den neste negativt løpende flanke av taktsignalet L overtatt av D-vippen 7, hvilket fører til at omkobleren 9 igjen inntar sin opprinnelige posisjon, slik at en ny sykel kan begynne. Dette gjentar seg inntil den odde halvperiode av utgangssignalet A respektive B er over. Hver impuls av utgangssignalet F tilsvarer dermed en eneste med hjelp av referansestrømmen Ir frembragt utladning av kondensatoren C. Ved slutten av hver odde halvperiode av omkoblingssignalet A respektive B blir de to polomkoblere 1 og 5 synkront omkoblet av omkoblingssignalet A respektive B, slik at de begge inntar det motsatte av den på fig. 1 viste stilling. Ved omkobling av polomkobleren 5 blir både kondensatoren C og virkningen av konstantstrømkilden 10 polet om. Denne gang er konstantstrømkil-den 10 ved den på fig. 1 viste stilling av omkobleren 9 forbundet med begge polene på kondensatoren C og således i drift. Under den antagelse at til å begynne med inntar den nå startende like halvperiode av omkoblingssignalet A respektive B i omkobleren 9 f.eks. igjen den på fig. 1 viste stilling, blir kondensatoren C ladet med strømmen ifj-lR/2-lQ fra polomkobleren 5, såvel

som fra konstantstrømkilden 10.

Den totale ladestrøm er således:

i-H-lR/2-IO+lR = iH+lR/2-Io-

Kondensatorspenningen stiger, og når den overskrider inngangsterskelverdien til komparatoren 6, endrer dennes utgangssignal K sin verdi fra logikkverdien "0" til logikkverdien "1". Denne verdiendring fører på den allerede omtalte måte til at omkobleren 9 kobler om og dermed forbinder konstantstrømkilden 10 med den til jord koblede tilslutning på kondensatoren C. Kondensatoren C blir heretter ladet fra polomkobleren 5 med strømmen ig-Ir/2-iO, som er negativ, da betingelsen iR/2 | > ±Ijj+In | gjelder. Kondensatorspenningen uc avtar, og når den underskrider inngangsterskelverdien for komparatoren 6, endrer dennes utgangssignal sin verdi tilbake til logikkverdien "0", idet omkobleren 9 derved tilbakekobles til sin utgangsstilling, slik at en ny sykel kan begynne. Dette gjentar seg helt inntil de odde halvperioder av omkoblingssignalene A respektive B er slutt.

For å oppsummere gjelder følgende:

Under en odde halvperiode av omkoblingssignalet A respektive B blir kondensatoren C vekselvis ladet med en strøm ijj+IR/2+lQ og utladet med en strøm iu-lR/2+lQ. Under en like halvperiode av omkoblingssignalet A respektive B blir kondensatoren derimot vekselvis ladet med en strøm ijj+lR/2-In og utladet med en strøm iH-IR/2-In. Begge arter av halvperioder skiller seg dermed bare ved fortegnet for strømmen In. Da omkoblingssignalene A og B etter arten av sin frembringelse har nøyaktig like lange halvperioder og da fortegnet av strømmen Iq er forskjellig i to på hverandre følgende halvperioder, elimineres In og dermed også virkningen av nullspenningen Un ved en integrasjon over et heltallig antall perioder av omkoblingssignalet A respektive B, eller ved en integrasjon over et tilstrekkelig langt tidsrom.

Ladningen, som jevnt tilflyter kondensatoren C fra polomkobleren 5 under hver odde halvperiode på grunn av strømmen in+IR/2+In, blir fortløpende fremdeles trukket fra denne i små konstante, nøyaktig definerte ladningsmengder Qr = Ir/fr under tilkobling av konstantstrømkilden 10 under samtidig avgivelse av firkantpulser "pro quantum" til Q-utgangen på D-vippen 7. Ladningen som varig blir trukket til kondensatoren C under hver like halvperiode i form av strøm ijj-lR/2-lQ fra polomkobleren 5, blir likeledes igjen fortløpende tilført denne i små konstante, nøyaktig definerte ladningsmengder Q ved tilkobling av konstant-strømkilden 10, slik at den totale ladestrøm på kondensatoren C tilsvarer sumstrømmen (in-lR/2-In) +Ir = ijj+lR/2-In, idet også denne gang det samtidig avgis en firkantpuls pr. kvantum ved Q-utgangen på D-vippen 7. Hver av disse pulser er således et mål fra på det lille, nøyaktig definerte ladningskvantum som trekkes respektive tilføres kondensatoren C ved hjelp av referansestrøm-men Ir. Avhengig av ompolingen av kondensatoren C, er polarite-ten av ladestrømmen iH+lR/2±In uendret, og således får den ved tidspunktet for den periodiske ompoling i kondensatoren C ennå værende restladning den riktige polaritet i den etterfølgende halvperiode, slik at det på grunn av denne restladning ikke kan dannes en modulasjon av utgangsfrekvensen.

Det ved hjelp av integrasjonen og komparator C genererte utgangssignal F fra D-vippen 7 består av firkantpulser. Den midlere frekvens ff av disse pulser er proporsjonal med sum-strømmen ifj+lR/2 og dermed for stor med en konstant frekvens fr/2, når frekvensene fR/2 angir den frekvens som tilsvarer verdien av referansesignalene Ur/2, respektive Ir/2. Frekvensene fR/2 er også frekvensen av de firkantformede pulser av taktsignalet P. For å oppnå en utgangsfrekvens i innretningen som bare er proporsjonal med signalstrømmen ifj og dermed også bare proporsjonal med signalet uh# må således den konstante referan-sef rekvens f r/2 av taktsignalet P subtraheres fra frekvensen f- p av utgangssignalet F. Dette skjer med en i form av utgangsfrekvensdeleren 8 på utgangen av innretningen anordnet opp/ned-teller, ved hvilken pulsene av utgangssignalet F fra D-vippen 7 telles opp og de tilsvarende pulser av taktsignalet P telles ned. Samtidig deler utgangsfrekvenstelleren 8 også frekvensdif-feransen fp-fR/2 med et tall k. Utførelsen av utgangsfrekvensdeleren 8 er vist på fig. 5.

Den på fig. 5 viste utgangsfrekvensteller 8 består av en eksklusiv-eller-port 23, en første og-port 24, en første teller 25, en første vippe 26, en annen vippe 27, en tredje vippe 28, en annen og-port 29, en tredje og-port 30a, en fjerde og-port 30b, en femte og-port 30c, en første inverter 30d, en annen inverter 31, en tredje inverter 32, en sjette og-port 33, og en annen teller 34. Den første teller 25 er en binær opp/ned-teller, som f.eks. teller opp når det forekommer en logikkverdi "1" på dens U/D-inngang og som teller ned når det på dens U/D-inngang forekommer en logikkverdi "0". Alle vipper 26-28 er f.eks. D-vipper. Og-porten 33 og telleren 34 utgjør tilsammen en monostabil multivibrator 35. Taktinngangene på telleren -25, vippene 26 og vippene 27 styres f.eks. med positivt løpende flanker og taktinngangene på vippen 28 og telleren 34 f.eks. med negativt løpende flanker. Vippen 28, porten 30a og den monosta-bile multivibrator 35 utgjør en tomgangs-sperrekrets 28;30a;35 som spesielt har betydning ved bruk av innretningen i en elektrisitetsmåler.

Den første signalinngang på utgangsfrekvensdeleren 8 er forbundet med en første inngang på eksklusiv-eller-porten 23 og aktiveres av utgangssignalet F fra D-vippen 7. Dens annen signalinngang er ledet til en annen inngang på eksklusiv-eller-porten 23 til U/D-inngangen på telleren 25 og til en D-inngang på vippen 27. Den blir aktivert av taktsignalet P med en frekvens fR/2. Den første taktinngang på utgangsfrekvensdeleren 8 er forbundet med en første inngang på og-porten 24 og over inverteren 32 med en første inngang på og-porten 29. Den blir matet med taktsignalet L med frekvensen fR. Dens annen taktinngang fører til en første inngang på og-porten 33 og blir matet med taktsignalet P med frekvensen fR/128. Dens tredje taktinngang er forbundet med taktinngangen på vippen 26 og blir matet med taktsignalet Y med frekvensen 2fR.

Koblet til hverandre er:

utgangen fra eksklusiv-eller-porten 23 med en annen inngang på og-porten 24, hvis utgang fører til en taktinngang på

telleren 25,

"Carry Out"-utgangen CO på telleren 25- med en D-inngang på

vippen 26, hvis "Q-utgang leder til en annen inngang på og-porten 29, til en taktinngang på vippen 27 og til en

taktinngang på vippen 28,

utgangen av og-porten 29 med en første inngang på og-porten 30a, med mateinngangen PE på telleren 25 og med tilbake-stillingsinngangen RE på telleren 34,

Q-utgangen på vippen 27 med parallellinngangene P1-P4 på

telleren 25 og den første inngang på og-porten 30 både over inverteren 31 med parallellinngangen P5 på telleren 25 og over inverteren 30d med den første inngang på og-porten

30c,

Q-utgangen på vippen 28 med en annen inngang på og-porten 30a, hvis utgang fører til hver av andre innganger på og-porten 30b og 30c, og

utgangen på og-porten 33 med en taktinngang på telleren 34,

hvis "Qi2-utgang fører til en annen inngang på og-porten 33 og til en inverterende tilbakestillingsinngang på vippen 28.

På D-inngangen på vippen 28 has en logikkverdi "1". Utgangene til og-portene 30b og 30c danner de to utganger på utgangsfrekvensdeleren 8 hvor signalene M og M-| fås.

Da telleren 25 ikke samtidig kan telle opp og ned, må alle pulser av utgangssignal F og taktsignal P og som forekommer samtidig på begge signalinnganger av frekvensdeleren 8, elimineres ved hjelp av eksklusiv-eller-porten 23. Dette har ingen negativ innvirkning på telleverdien i telleren 25, da det kan fås både en opp- og en nedtelt puls såvel som en tallverdi null.

På utgangen av eksklusiv-eller-porten 23 forekommer bare en logikkverdi "1" når de to signaler F og P er forskjellige. Og-porten 24 tjener som en pulsformer som reduserer pulsvarigheten av utgangspulsene fra eksklusiv-eller-porten 23 til den samme som for taktsignalet L. På fig. 4 er tidsforløpet av taktsignalet L vist på femte linje, det tilsvarende for utgangssignalet S fra eksklusiv-eller-porten 23 på den sjette linje og den tilsvarende for utgangssignalet W fra og-porten 24 på den syvende linje. Taktsignalet P og utgangssignalet W blir ført til hver av en ytterligere utgang på utgangsfrekvenstelleren 8. Telleren 25 teller utgangsimpulsen fra og-porten 24 når taktsignalet P som forekommer på dens U/D-inngangf har en logikkverdi "1" og nedover når taktsignalet P har en logikkverdi "0". De negativt løpende pulser på utgangen CO og telleren 25 blir overtatt ved neste positivt løpende flanke av taktsignalet Y av vippen 26 og forekommer således som regel lett forsinket som positive pulser på TF-utgangen på vippen 26. Deres pulsvarighet blir begrenset i den etterfølgende og-port 29 med hjelp av det inverterende taktsignal til varigheten av dettes pulser, dvs. at og-porten 29 likeledes virker som en pulsformer. Da tellerretningen forbigående kan endre seg på grunn av støy eller den temporært vekslende polaritet av signalet u- r, blir begynnelses-telleverdien av telleren 25 ikke som vanlig valgt lik 0 = 00000 ved oppovertelling, respektive i eksempelet lik maksimalverdien 31 = 11111, men tilnærmet lagt i midten av telleområdet, nemlig ved en verdi 16 = 10000, når det forut er nådd en tilstand 00000 ved nedovertelling (P = "0") eller ved en verdi 15 = 01111, når det forut er nådd en tilstand 11111 ved oppovertelling (P = "1"). Dette skjer idet den med hver positivt løpende flanke av utgangspulsen fra vippen 26 øyeblikkelig forekommende logikkverdi i taktsignalet P overtas av vippen 27, hvorved dennes Q-utgang for å forberede et parallellmateforløp av telleren 25 ved P = "0" gir et binærtall 10000 = 16 eller ved P = "1" gir et binærtall 01111 = 15 til parallellinngangene P5, P4, P3, P2 og P1 på telleren 25. Hver utgangspuls fra og-porten 29 mater med hjelp av mateinngangen PE denne begynnelsesverdi til telleren 25 og tilbakestiller samtidig med hjelp av tilbakestillingsinngan-gen RE telleren 34 til null. Mateforløpet for telleren 25 genererer på ny en logikkverdi "1" ved dennes utgang CO, idet denne verdi igjen som regel lett forsinket overtas av vippen 26 og derved stopper den positive puls på dennes "Q-utgang. Derved stopper også utgangspulsen til og-porten 29. I fall vippen 28 ennå ikke er matet med en logikkverdi "1", skjer dette nå ved den negativt løpende flanke av utgangspulsen på <*>Q"-utgangen av vippen 26, hvorved ^"-utgangen av vippen 28 nå frigir og-porten 30a. Men da, som allerede omtalt, utgangspulsen fra og-porten 29 opphører, når denne utgangspulsen ikke lenger utgangene på utgangsfrekvensdeleren 8, da og-porten 30a blir frigitt for sent for denne. Tilbakestillingen av telleren 34 ved utgangspulsen til og-porten 29 betinger at *Q~i 2-utgangen på telleren 34 antar en logikkverdi "1" som frigir og-porten 33. Straks utgangspulsen til og-porten 29 opphører, begynner telleren 34 å telle pulsene til de firkantformede taktsignaler T. Blir telleren 34 i mellomtiden ikke tilbakestilt til null ved en utgangspuls på og-porten 29, teller den inntil det dukker opp en logikkverdi "0" på dens Qi2-utgang og som på den ene side tilbakestiller vippen 28 til null og på den annen side sperrer og-porten 33 og dermed avslutter telleoperasjonen til telleren 34. En logikkverdi "0" fremkommer på Q-|2-Utgangen av telleren 34 etter 2^ 2-1 =2^ perioder av varigheten 128/fR av taktsignalet T, dvs. etter 2l<8>/fR sekunder, som med fR =2^<0> Hz gir en varighet på 2<&> = 256 sekunder.

Tomgangs-sperrekretsen 28;30a;35 forhindrer at en etter lengre tid t, med t > 256 sekunder på utgangen CO av telleren 25 forekommende impuls ved utgangen på utgangsfrekvensdeleren 8 gis videre. Da vippen 28 etter 256 sekunder tilbakestilles til null ved utgangssignalet fra telleren 34, er og-porten 30a sperret for hver første impuls. Ved normaldrift, når et signal ujj forekommer på innretningens inngang, blir dermed den første på Q-utgangen av vippens 26 forekommende positive impuls ikke gitt videre til utgangene på utgangsfrekvenstelleren 8 (startfeil), skjønt dens negativt løpende flanke mater en logikkverdi "1" til vippen 28, hvis Q-utgang dermed frigir og-porten 30a og det for alle etterfølgende pulser. Det siste skyldes den kjensgjerning av hver ny utgangsimpuls fra og-porten 29 igjen tilbakestiller telleren 34 til null før 256 sekunder er medgått. Derved blir telleren 34 alltid igjen tvunget til å begynne sin telleopera-sjon på ny ved null, slik at det aldri forekommer en logikkverdi "0" på dens Qi2-utgang, og således blir heller aldri vippen 28 tilbakestilt til null. Frigivelsen av og-porten 30a varer dermed helt til det ikke lenger forekommer noen impuls før de 256 sekunder er medgått. Den midlere frekvens av utgangspulsene fra telleren 25, vippen 26 og og-porten 29 og og-porten 30a er i dette tilfelle proporsjonal med signal strømmen ijj og dermed også proporsjonal med signalet uh»

Ved tomgang, når det ikke forekommer noe signal Ufj på inngangen av innretningen, er det derimot mulig at integrasjonen av meget små støysignaler over et svært langt tidsrom til slutt også genererer en puls på utgangen av og-porten 29. Denne når, som alle første pulser, ikke utgangene på utgangsfrekvensdeleren 8, da og-porten 30a er sperret. Imidlertid når heller ikke alle senere tomgangs-pulser disse utganger, da deres innbyrdes tidsavstand og avstand til første puls alltid er større enn 256 sekunder. Det betyr at telleren 34 før den ved pulsen tilbakestilles til null alltid har nok tid til å tillate at en logikkverdi "0" å forekomme på sin Q~i2_utgang, og som hver gang tilbakestiller vippen 28 til null og dermed hver gang i tide før forekomsten av neste impuls sperrer og-porten 30a.

Utgangssignalet fra vippen 27 viser hvilken polaritet signalet ujj har. Ved positive verdier av signalet ujj frigir det og-porten slik at utgangssignalet fra og-porten 30a når utgangen på og-porten 30b som signalet M. Ved negative verdier av signalet uH frigis derimot og-porten 30c, slik at utgangssignalet fra og-porten 30a denne gang når utgangen på og-porten 30c som signalet Mi .

For en elektrisitetsmåler er ujj proporsjonal med UN*i£,, hvor u^ er nettspenningen i et elektrisitetsnett og i^, en laststrøm. Den på fig. 6 viste elektrisitetsmåler består av polomkobleren 1, en multiplikator 36, en av de allerede omtalte kretser 2, en fakultativt forekommende ytterligere frekvensdeler 37, en grensenittkrets 38, en skrittmotor 39, en indikator 40 og et ved en lysdiode D-| symbolisert optisk grensesnitt. Nettspenningen un når i realiteten topolig inngangen på polomkobleren 1 og på kretsen 2 den inngang som skal mates av vekselstyrespenningen N. En spenning ul proporsjonal med laststrømmen i^ når topolig en første inngang på multiplikatoren 36, mens utgangen på polomkobleren 1 er topolig forbundet med dennes annen inngang. Utgangen på multiplikatoren 36 er topolig knyttet til signalinngangen på kretsen 2, idet en pol slutter til jord.

Forbundet med hverandre er:

Utgangen 22a på kretsen 2 med en taktinngang på frekvens deleren 37 og en tilbakestillingsinngang på grensesnittkretsen 38,

utgangen 21 på kretsen 2 med en taktinngang på grensesnittkretsen 38,

utgangen på frekvensdeleren 37 med en signalinngang på

grensesnittkretsen 38 og

utgangen på kretsen 2 som omkoblingssignalet A respektive B

forekommer på, med kontrollinngangen på polomkobleren 1.

En topolig utgang på grensesnittkretsen 38 er forbundet med de elektriske tilslutningene på skrittmotoren 39 som driver indikatoren 40 mekanisk. En ytterligere utgang på grensesnittkretsen 38 er énpolig forbundet med katoden på lysdioden D-|, hvis anode ligger på den positive matelikespenning V^d- °m elektrisitetstelleren bare måler positiv energi, skal signalut-gangen 22b på kretsen 2 ikke tilkobles. I stedet for å koble polomkobleren 1 som vist på fig. 6/ foran multiplikatoren 36, kan den også kobles etter multiplikatoren 36. I begge tilfeller er inngangssignalet ±uh på kretsen 2 proporsjonalt med produktet iUN*i-L' Multiplikatoren 36 er f.eks. et hallelement. Frekvensdeleren 37 er f.eks. programmerbar.

Polomkobleren 1 omformer i henhold til fig. 6 nettspenningen ujj til den periodisk ompolte spenning ±un, som i multiplikatoren 36 multipliseres med spenningen ul slik at det ved inngangen på kretsen 2 dannes en spenning ±un som er proporsjonal med produktet ±UN*iL°9 dermed proporsjonal med den elektriske effekt. Spenningen ±ujj blir integrert i kretsen 2 for å gi en utgangsfrekvens som er proporsjonal med den elektriske effekt. Frekvensen til den på utgangen 22a av kretsen 2 forekommende firkantpuls blir fakultativt delt i frekvenstelleren 37 med et tall h, og den på denne måte dannede firkantpuls blir behandlet med hensyn på tid og spenning i den etterfølgende grensesnittkrets på kjent måte, slik at den kan styre skrittmotoren 39. Ved mottagelse av hver puls kobles skrittmotoren et skritt fremover. Etter et forhåndsgitt antall skritt, f.eks. 300 skritt, blir den av indikatoren 40 viste verdi øket med 1 . I stedet for en elektromekanisk indikator 40 kan også en helt elektronisk lysdiode- eller flytende krystallindikator anvendes. I dette tilfelle kan skrittmotoren 39 og dens grensesnittkrets 38 utelates, og det må i stedet for disse benyttes en ekstra frekvensdeler med en permanent hukommelse. Lysdioden på sin side blinker f.eks. i takt med pulsen av signalet M og kan dessuten benyttes til å måle dets pulsfrekvens optisk.

Inngangsdelen til den på fig. 1 viste krets 2 blir bygget i en foretrukket monolittisk integrert utførelse, som vist på fig. 7. Spesielt er konstruksjonen av spennings/strøm-omformeren 3 og konstantstrømkildene 10 og 15 vist i detalj, mens resten av inngangsdelen av kretsen 2 bare er antydet. De to konstantstrøm-kilder 10 og 15, samt i spennings/strøm-omformeren 3 inneholdte strømkilder, består hver av en operasjonsforsterker, hver av en effekttransistor og har hver minst én motstand, idet verdien av motstanden i hvert tilfelle bestemmer verdien av strømkildens utgangsstrøm. Konstruksjonen av slike presisjonsstrømkilder er i seg selv kjent fra boken "Advanced Electronic Circuits", Tietze og Schenk, Springer Verlag, 1978, sidene 57-63. Tre av de på fig. 7 anvendte konstantstrømkilder behøver en felles konstantspenningskilde 41, f.eks. på 1,235 volt, hvis positive pol ligger på den positive matelikespenning V^d og hvis negative pol er forbundet med hver enkelt av en ikke-inverterende inngang på de tre operasjonsforsterkere 42, 43 og 44. Konstantstrømkil-den 10 består av en operasjonsforsterker 42, hvis utgang fører til en porttilslutning på en felteffekttransistor 45, mens en annen tilslutning på felteffekttransistoren 45 er forbundet direkte med en inverterende inngang på operasjonsforsterkeren 42 og via en motstand 46 med den positive matelikespenning Vdq. En tredje tilslutning på felteffekttransistoren 45 utgjør utgangen på konstantstrømkilden 10 og leverer referansestrømmen Ir. Utgangen på konstantstrømkilden 10 er ledet over omkobleren 9 til en utgangspol på polomkobleren 5, såvel som til en pol på kondensatoren C. Konstantstrømkilden 15 består av operasjonsforsterkeren 43, en felteffekttransistor 47 og en motstand 48. Spennings/strøm-omformeren 3 rommer en konstantstrømkilde 49 og to strømkilder 50 og 51. Konstantstrømkilden 49 består av operasjonsforsterkeren 44, en felteffekttransistor 52 og en motstand 53. Strømkilden 50 er sammensatt av en operasjonsforsterker 54, en felteffekttransistor 55 og en motstand 56, mens strømkilden 51 på sin side består av en operasjonsforsterker 57, en felteffekttransistor 58 og en motstand 59. Konstruksjonen av alle strømkilder 15, 49, 50 og 51 er identisk med den for konstantstrømkilden 10, men riktignok er den annen tilslutning på felteffekttransistoren 55 over motstanden 56 ikke forbundet med den positive matelikespenning Vqd, men med jord og den tilsvarende på felteffekttransistoren 58 over motstanden 59 med den negative matelikespenning - |VSS|, i stedet for med den positive matelikespenning V^d. Den ujordede inngangspol på kretsen 2 og utgangen av konstantstrømkilden 49 er hver koblet til en ikke-inverterende inngang på operasjonsforsterkerne 54, respektive 57. Den ikke-inverterende inngang på operasjonsforsterkeren 57 ligger dessuten over en motstand 60 på den negative matelikespenning -|Vss|» Utgangen på konstantstrømkilden 15 leverer den halve referansestrøm Ir/2 og er forbundet med den inverterende inngang på operasjonsforsterkeren 54, mens utgangen på strømkilden er koblet til den inverterende inngang på operasjonsforsterkeren 57. Strømkilden 50 arbeider som spen-nings /strøm-omf ormer som omvandler det som spenning motatte signal ±upj til en proporsjonal strøm ±ijj som går i motstanden 56 og som subtraheres i felteffekttransistoren 55 fra den halve referansestrøm Ir/2 som leveres av konstantstrømkilden 15. Denne dif f eransestrøm Ir/2±1jj på utgangen av strømkilden 50 blir subtrahert fra referansestrømmen Ir i strømkilden 51, som i motstanden 59 genererer denne referansestrøm Ir, slik at det på utgangen av strømkilden 51 og dermed også på utgangen av spennings/strøm-omformeren 3 fremkommer den nødvendige strøm ±ijj+lR/2. Utgangen på strømkilden 51 og jord eller gods danner til sammen en topolig utgang på spennings/strøm-omformeren 3 og er forbundet med en topolig inngang på polomkobleren 5.

Den på fig. 8 fremstilte fjerde variant av innretningen er tilnærmet likt utført som den på fig. 2 viste variant, bare med den forskjell at konstantspenningskilden 16 er erstattet av en regulator 61;62;63;64 som spenningskilde. Utgangsspenningen Ur/2-U0 fra regulatoren 61;62;63;64, erstatter dermed referansesignalet Ur/2 fra konstantspenningskilden 16 og er lik den ved nullspenningen UQ på spennings/strøm-omformeren 3 reduserte referansespenning Ur/2. Regulatoren 61;62;63;64# består av en eksklusiv-eller-port 61, en opp/ned-teller 62, et mellomlager 63 og en digital/analog-omformer 64, som er koblet i kaskade i den angitte rekkefølge, idet det mellom opp/ned-telleren 62 og mellomlageret 63 på den ene side og mellom mellomlageret 63 og digital/analog-omformeren 64 på den andre side finnes en respektiv databuss. Utgangen på kretsen 4, hvorpå omkoblingssignalet A respektive B forekommer, er forbundet med en første inngang på eksklusiv-eller-porten 61 og med en taktinngang på mellomlageret 63. De i kretsen 4 forekommende signaler W og P (se fig. 1 ) blir ved denne fjerde variant tilført henholdsvis en taktinngang på opp/ned-telleren 62 og en annen inngang på eksklusiv-eller-porten 61 (se fig. 8). Utgangen på eksklusiv-eller-porten 61 er forbundet med en "Up/Down"-inngang U/D på opp/ned-telleren 62.

I den annen variant annuleres bare middelverdien av virkningen av nullspenningen Un på utgangsfrekvensen av innretningen. I den fjerde variant blir derimot i tillegg en av nullspenningen U0 forårsaket frekvensmodulasjon av utgangssignalene M og Mi på innretningen eliminert. Opp/ned-telleren 62 (se fig. 8) arbeider på samme måte som telleren 25 i utgangsfrekvensdeleren 8 (se fig. 5), med den forskjell at tellerretningen til opp/ned-telleren 62 på grunn av forekomsten av ekslusiv-eller-porten 61 under de like halvperioder er reversert i forhold til den som gjelder under de odde halvperioder av omkoblingssignalene A respektive B. Under en odde halvperiode gir tellingen i opp/ned-telleren 62 en tallverdi (ffi+fn) * T/2 og under en like halvperiode en like halvperiode en telleverdi -(ffj-fn) • T/2, slik at det under en hel periode T av omkoblingssignalet A respektive B fås en tallverdi (fH+fo)'T/2-(fH-f0)-T/2 = 2f0 -T/2 = f0-T. Dermed er fn den del av frekvensen fp som svarer til signalet ujj og fn den del av frekvensen f- p som svarer til nullspenningen Un. Telleverdien fn*T er således proporsjonal med nullspenningen Uq. Den blir ved slutten av hver periode T matet med den positivt løpende flanke av omkoblingssignalene A respektive B i mellomlageret 63, for deretter å omformes til en analogverdi ved hjelp av digital/analog-omformeren 64. I en utjevnet tilstand av kontrollkret sen 17;3;4;61; 62;63;64 er denne analogverdi pa utgangen av digital/analog-omformeren 64 lik UR/2-Un. Analog-utgangen på digital/analog-omformeren 64 er forbundet med den første inngang på addisjonsleddet 17. Utgangsstrømmen fra spennings/strøm-omformeren 3 er dermed som krevet proporsjonal med sumspenningen ±uh+Ur/2-Uo+Uo = ±uh+Ur/2, idet den annen nullspenning Un blir ledet inn i kretsen via spennings/strøm-omformeren 3. I utgangsstrømmen fra spennings/strøm-omformeren 3 forekommer det således ideelt ikke lenger noen del av nullspenningen Un.

Claims (11)

1. Fremgangsmåte til omforming av et elektrisk signal (uH) til en proporsjonal frekvens (fF) med en periodisk polomvending av signalet (uH), en integrasjon av det periodiske polomvendte signal (±uH) i en kondensator (C), en overvåking av det således dannede integrerte signal ved styring av inn- og utkoblingen av en konstant referansestrøm (Ir) ved henholdsvis over- og underskridelse av en terskelverdi under samtidig generering av firkantformede utgangsimpulser, idet referansestrømmen (Ir) hele tiden tapper eller tilfører kondensatoren (C) en konstant ladnings-mengde (Q), karakterisert ved at det før integrasjonen blir addert et konstant referansesignal (Ur/2, Ir/2) til et signal (±Ujj,+iu) proporsjonalt med det periodiske polomvendte signal (±Ufj)/ idet referansesignalets verdi tilsvarer den halve verdi av ref eransestrømmen, at et strømsignal (±ijj+lR/2) proporsjonalt med det således dannede sumsignal (+uH+UR/2, +iH+IR/2) likeledes periodisk polomvendes synkront med den periodiske polomvending av signalet (ujj) , for deretter å integreres, og at det fra frekvensen til det således genererte firkantformede utgangssignal deretter subtraheres en konstant referansefrekvens (fR/2) som svarer til verdien av referansesignalet (Ur/2, Ir/2).

2. Fremgangsmåte i henhold til krav 1, karakterisert ved at referansesignalet (Ur/2) er en likespenning som adderes til det periodisk polomvendte signal, (±ujj) , og at en etterfølgende spennings/strøm-omforming omformer sumsignalet (+Ujj+Ur/2) til et proporsjonalt strømsig-nal (±iH+lR/2).

3. Fremgangsmåte i henhold til krav 2, karakterisert ved at likespenningen er referansespenningen (UR/2) redusert med en nullspenning (U0) i en spennings/strøm-omformer (3).

4. Fremgangsmåte i henhold til krav 1, karakterisert ved at referansesignalet (Ir/2) er en likestrøm som etter en spennings/strøm-omforming av det periodisk polomvendte signal (±uH) adderes til det således genererte proporsjonale strømsignal (±iH) for å danne strømsig-nalet (±iH + IR/2) proporsjonalt med det ene sumsignal (±uH+UR/2).

5. Innretning til gjennomføring av fremgangsmåten i henhold til et av kravene 1-4, omfattende minst en første polomkobler (1), en etterkoblet integrator (3;C) som inneholder kondensatoren (C), en komparator (6) koblet etter integratoren (3;C) for å overvåke det integrerte signal (uc)/ en vippe (7) koblet etter komparatoren (6), en av vippen (7) styrt omkobler (9) innrettet til inn- og utkobling av referansestrømmen (Ir), en konstant-strømkilde (10): som leverer referansestrømmen (Ir), en kontrollkrets (13;14 respektive 11;12) til generering av et periodisk omkoblingssignal (A respektive B) for polomkobleren (1) og en signalkilde (1 6i, 61 ; 62; 63; 64,1 5 ), karakterisert ved at signalkilden (16, 61;62;63;64,15) er anordnet i inngangsdelen av integratoren (3;C) og innrettet til generering av referansesignalet (Ur/2, Ur/2-Uo, Ir/2), at en annen polomkobler (5) som styres av det samme omkoblingssignal (A, B) som den første polomkobler er anordnet mellom en i integratoren (3;C) inneholdt spennings/- strøm-omformer (3) og kondensatoren (C), og at det ved utgangen av innretningen er anordnet en opp/ned-teller til subtraksjon av den konstante referansefrekvens (fR/2).

6. Innretning i henhold til krav 5, karakterisert ved at signalkilden (15, 16) er en spenningskilde, og at et addisjonsledd (17) er anordnet på inngangen av spennings/strøm-omformeren (3).

7. Innretning i henhold til krav 6, karakterisert ved at spenningskilden er en konstantspenningskilde (16) eller regulator (61;62;63;64) som består av en eksklusiv-eller-port (61), en opp/ned-teller (62), et mellomlager (63) og en digital/analogomformer (64).

8. Innretning i henhold til krav 5, karakterisert ved at signalkilden (15) er en konstantstrømkilde anordnet på utgangen av spennings/strøm-omf ormeren (3).

9. Innretning i henhold til et av kravene 5-8, karakterisert ved at den omfatter en utgangsfrekvensdeler (8) med minst én eksklusiv-eller-port (23), en teller (25), to vipper (26, 27) og to og-porter (24, 29) , idet telleren (25) er en opp/ned-teller.

10. Innretning i henhold til krav 9, karakterisert ved at utgangsfrekvensdeleren (8) omfatter en tomgangs-sperrekrets (28;30a;35) som består av en monostabil multivibrator (35), en vippe (28) og en og-port (30).

11. Innretning i henhold til et av kravene 5-8, karakterisert ved at spennings-strøm-omformeren (3) omfatter tre strømkilder (49,50,51), idet hver strømkilde (10,15,49,50,51) i innretningen består av en operasjonsforsterker (42,43,44,54,57), en felteffekttransistor (45,47,52,55,58) og minst én motstand (46,48,53,56,59).