NO169100B - Frekvensdiskriminator for mikroboelge-frekvenser - Google Patents
Frekvensdiskriminator for mikroboelge-frekvenser Download PDFInfo
- Publication number
- NO169100B NO169100B NO860257A NO860257A NO169100B NO 169100 B NO169100 B NO 169100B NO 860257 A NO860257 A NO 860257A NO 860257 A NO860257 A NO 860257A NO 169100 B NO169100 B NO 169100B
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- frequency
- microwave
- discriminator
- output
- resonator
- Prior art date
Links
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 claims description 12
- 239000002184 metal Substances 0.000 claims description 12
- 239000000463 material Substances 0.000 claims description 7
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 4
- 230000000930 thermomechanical effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- RTAQQCXQSZGOHL-UHFFFAOYSA-N Titanium Chemical compound [Ti] RTAQQCXQSZGOHL-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- QCWXUUIWCKQGHC-UHFFFAOYSA-N Zirconium Chemical compound [Zr] QCWXUUIWCKQGHC-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- TWNQGVIAIRXVLR-UHFFFAOYSA-N oxo(oxoalumanyloxy)alumane Chemical compound O=[Al]O[Al]=O TWNQGVIAIRXVLR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 229910052726 zirconium Inorganic materials 0.000 description 2
- 229910001374 Invar Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000001311 chemical methods and process Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 1
- 238000009776 industrial production Methods 0.000 description 1
- 239000011810 insulating material Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/02—Demodulation using distributed inductance and capacitance, e.g. in feeder lines
- H03D9/04—Demodulation using distributed inductance and capacitance, e.g. in feeder lines for angle-modulated oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/10—Dielectric resonators
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
Foreliggende oppfinnelse angår en frekvensdiskriminator, dvs en elektronisk anordning for omforming av et frekvensmodulert signal til et lavfrekvent, demodulert signal, idet nevnte diskriminator er utført for anvendelse ved mikrobølgefre-kvenser. Oppfinnelsen gjelder også utstyr som benytter en sådan diskriminator.
Generelt sett er en frekvensdiskriminator en anordning for omforming av et frekvensmodulert signal til en lavfrekvent, demodulert signal, og kan utnyttes i mange anvendelser, hvorav de mest vanlige omfatter mellomfrekvens-demodulasjon og automatisk frekvensregulering av en oscillator, hvor diskriminatoren også bringes til å arbeide ved mellomfre-kvensen. Ved sådanne "mellomfrekvenser" som vanligvis er på flere titalls MHz, f. eks i en mikrobølgesender eller
-mottager, er det vanlig å anvende en "Travis-diskriminator" som omfatter to svingekretser avstemt til to forskjellige frekvenser F]_ og F 2 på hver sin side av vedkommende mellomfrekvens F^, sammen med to diode-detektorkretser etterfulgt av hver sin filterkrets som omfatter en kondensator paral-lellkoblet med en belastningsmotstand. Ved å koble de to belastningsmotstander i serie-mottakt (push-pull) og ved å ta ut den ønskede utgangsspenning fra klemmene over den således opprettede totale belastning, oppnås en spenning med vanlige amplitude/frekvens-egenskaper A(f), som vist i vedføyde fig. 1. Et signal Sf som bæres av en bærebølge Fj_ og er f rekvens-modulert på denne, omformes derved til et amplitudemodulert signal Sa ved hjelp av en diskriminator med en arbeidskurve A(f), som skjematisk vist i fig. 1.
Diskriminatorer for mikrobølgefrekvenser har vært fremstilt i lang tid, slik det vil fremgå fra sidene 63 - 66 i boken "Technique of Microwave Measurements" av C.G. Montgomery, utgitt av McGraw-Hill Book Co., Inc. i 1947. På denne tid omfattet mikrobølgekretsene magiske T-koblinger, en hulroms-ressonator av metall samt bølgeledere som kunne frembringe en amplitude/frekvens-kurve som ved mikrobølgef rekvenser tilsvarer utgangssignalet fra en Travis-diskriminator.
Sådanne diskriminatorer ble imidlertid aldri gjenstand for industriell fremstilling, da de er vanskelige å tilvirke, omfangsrike og kostnadskrevende, samt i høy grad følsomme for temperaturforskjeller. Disse ulemper hadde den virkning at fagfolk på området avsto fra å anvende sådanne kretser f. eks som demodulatorer eller automatiske frekvensregulatorer, samt som mikrobølge-diskriminatorer i sin alminnelighet. I løpet av de siste ca 3 0 år har så disse ulemper skapt en markert fordomsfylt motvilje mot sådanne kretser, således at frekvens-diskriminatorer bare har vært innført ved mellomfrekvens i vedkommende signalbaner.
Dielektriske resonatorer for anvendelse ved mikrobølge-frekvenser har imidlertid vært kjent siden før 1940 (se "Journal of Applied Physics", bind 10, juni 1939, sidene 391 - 398). Sådanne dielektriske resonatorer har vært brukt siden begynnelsen av 60-tallet i mikrobølge-anvendelser, se særlig:
Proceedings IRE, bind 50, oktober 1962, sidene
2081 - 2092,
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,
bind MTT-12, september 1964, sidene 549 og 550, og
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,
bind MTT-13, mars 1965, side 256.
Enda senere er det fremkommet mikrobølgeoscillatorer hvor oscillatorkretsen utgjøres av en dielektrisk resonator.
Hittil har imidlertid disse faktiske forhold ikke vært i stand til å overvinne den meget sterke motvilje fagfolk på området har mot å bruke en frekvensdiskriminator direkte ved mikrobølgef rekvenser, og det har således ikke gått opp for disse fagfolk at den meget beskjedne størrelse av en dielektrisk resonator faktisk kan anvendes for å danne en mikro-bølgediskriminator som unngår de angitte ulemper ved tidligere kjente diskriminatorer ved mikrobølgefrekvenser. Det må likevel tilføyes at sådanne dielektriske resonatorer også oppviser betraktelige temperaturavhengige avvik,.slik det vil fremgå av ovenfor nevnte litteratur, og at fagfolk faktisk er blitt vant til at frekvensdiskriminatorer krever en ampli-tude/f rekvens-arbeidskurve som er særlig stabil som funksjon av temperaturen.
Foreliggende oppfinnelse har derfor som formål å frembringe en diskriminator for mikrobølgef rekvenser og som ikke har de ovenfor nevnte ulemper som foreligger ved tidligere kjent utstyr av denne art.
Oppfinnelsen gjelder således en frekvensdiskriminator for mikrobølgefrekvenser og som på ett og samme substrat omfatter: en inngangslinje med en første mikrostripe for en
mikrobølgefrekvens som skal utskilles,
to andre mikrostripelinjer anordnet parallelt med den
første linje på hver sin side av denne,
en første resonator,
et par detektorkretser som utgjøres av hver sin
mikrobølgediode koblet i seriemotkobling.
På denne bakgrunn av prinsipielt kjent teknikk fra DE utleg-ningsskrift nr 1.018.480 og US patentskrift nr 3.792.390 har så foreliggende frekvensdiskriminator i henhold til oppfinnelsen som særtrekk at alle nevnte linjer er innbyrdes like samt har en lengde på omtrent halvparten av inngangssignalets bølgelengde X0, idet hver linje er avsluttet ved en av sine ender med en avslutningsmotstand; mens frekvens-diskriminator en videre omfatter: en annen resonator som sammen med den første resonator
danner et par dielektriske mikrobølgeresonatorer med hver sin resonansfrekvens på innbyrdes motsatte sider av
den mikrobølgefrekvens som skal utskilles,
idet nevnte mikrobølgeresonatorer er anordnet mellom og
tett inntil nevnte inngangslinje og hver sin av de
andre linjer samt koblet til de inntilliggende linjer, og nevnte mikrobølgedioder med hver sin parallellkoblede lastmotstand er koblet mellom den fri ende av hver sin annen linje og jord, og diskriminatorens utgangsklemmer utgjøres av nevnte fri linjeender.
Oppfinnelsen gjelder også en anordning for automatisk frekvensregulering av en mikrobølge-oscillator og som utnytter en frekvensdiskriminator av ovenfor angitt art, idet en sådan anordning i henhold til oppfinnelsen videre omfatter: en koblingsanordning for mikrobølgefrekvenser og
anbragt i utgangen for nevnte oscillator, og
nevnte frekvensdiskriminator med dielektriske resonatorer hvis midtfrekvens er lik oscillatorens frekvens, og hvis inngang er tilkoblet utgangen for nevnte koblingsinnretning, mens diskriminatorens utgang er tilkoblet en frekvensregulerende inngang for nevnte oscillator.
I en særlig fordelaktig utførelse er en sådan anordning for automatisk frekvensregulering utstyrt med en diskriminator for mikrobølgefrekvenser, hvor nevnte resonatorpar er av en sådan art at deres resonansfrekvenser varierer i motsatt retning med temperaturforandringer. Med dette oppheves behovet for ekstra temperaturreguleringsutstyr.
Oppfinnelsen gjelder videre en demodulator for frekvensmodulerte mikrobølger, og som i rekkefølge omfatter: en amplitudebegrenser for mikrobølgefrekvenser, og en mikrobølgediskriminator som angitt ovenfor,
idet demodulatoren i henhold til oppfinnelsen har som særtrekk at nevnte amplitudebegrenser omfatter et eller flere seriekoblede begrenser-elementer som hver omfatter:
en mikrobølgesirkulator med minst tre porter,
en inngang for å motta mikrobølger som skal demoduleres og som er tilkoblet inngangen for nevnte sirkulator,
en første utgang for sirkulatoren, regnet i sirkulasjonsretningen, samt tilkoblet en synkronisert mikro-bølge-oscillator, idet nevnte utgang også utgjør inngang
for en returbølge fra den synkroniserte oscillator, og en annen utgang for nevnte sirkulator og som er anbragt etter nevnte første utgang regnet i sirkulasjonsretningen, samt utgjør utgangskanalen for amplitude-begrensende mikrobølgefrekvenser.
Oppfinnelsen gjelder endelig en flerkanalsmottager for frekvensmodulerte mikrobølger, og som i rekkefølge omfatter: en filterinnretning for valg den bærefrekvenser som
skal mottas, og
en mikrobølgedemodulator som angitt ovenfor,
idet mottageren i henhold til oppfinnelsen har som særtrekk at mottageren videre omfatter: en anordning for å frembringe en likespenning av samme størrelse som en likespenning som er overlagret på den demodulerte vekselspenning på demodulatorens utgangsside
og som er overført av vedkommende bærefrekvens,
en subtraksjonsinnretning for å trekke nevnte frembragte likespenning fra den foreliggende kombinerte like- og vekselspenning på demodulatorens utgangsside.
En sådan fortrinnsvis flerkanalsmottager er fortrinnsvis utstyrt med midler for automatisk valg av den ønskede frekvens F]_ ut ifra nevnte frembragte likespenning Vj_.
I en spesiell utførelse er en sådan flerkanalsmottager forsynt med utstyr for automatisk regulering av nevnte filterinnretning som funksjon av den frembragte likespenning.
Oppfinnelsen vil nå bli nærmere beskrevet ved hjelp av utførelseseksempler og under henvisning til de vedføyde tegninger, hvorpå: Fig. 1 er en spenning/frekvens-arbeidskurve for en Travis-frekvensdiskriminator, Fig. 2 er et koblingsskjema for en mikrobølgediskriminator
i henhold til oppfinnelsen,
Fig. 3 viser i perspektiv og med en bortskåret del, en praktisk sammenstilling av den viste diskriminator i fig. 2, Fig. 4 viser deformasjon av arbeidskurven for diskrimina
toren i fig. 3 som en funksjon av temperaturen, Fig. 5 er et blokkskjema over en automatisk frekvensregulator for en mikrobølgeoscillator, utført i henhold til oppfinnelsen, Fig. 6 viser skjematisk en spesiell utførelse av den
anordning som er vist i fig. 5,
Fig. 7 er et skjema for en demodulator i henhold til
oppfinnelsen for en frekvensmodulert mikrobølge,
Fig. 8 er et blokkskjema for en mottager for en frekvens
modulert mikrobølge, Fig. 9 er et skjema som angir muligheten for flerkanals-mottagelse ved anvendelse av en diskriminator i henhold til oppfinnelsen, og Fig. 10 er et blokkskjema over en flerkanalsmottager i henhold til oppfinnelsen, innrettet for mottagelse av frekvensmodulerte mikrobølger. Fig. 1, som allerede er blitt beskrevet ovenfor, viser en karakteristisk spenning(A)/frekvens(f)-arbeidskurve for en Travis-diskriminator. Den anvendbare del av en sådan karakteristikk er det lineære område L^ som ligger mellom frekven-sene Fi og F2, som de to resonanskretser er avstemt til. Et sådant lineært avsnitt karakteriseres hensiktsmessig ved sine egenskaper med hensyn til linearitet og skråstilling, som er egenskaper i innbyrdes konflikt, slik det vil være velkjent for fagfolk på området. Fig. 2 er et elektrisk koblingsskjema for en mikrobølge-diskriminator i henhold til foreliggende oppfinnelse. En vanlig Travis-diskriminator av den art som ofte anvendes ved meget lavere frekvenser, er her omformet for mikrobølgean-
vendelse, ved å benytte dielektriske resonatorer og en mikrostripelinj e.
I fig. 2 angir henvisningstallet 1 inngangen til diskriminatoren for en frekvensmodulert mikrobølge ved en frekvens Fq. Denne bølge kan f. eks ha en bærefrekvens på 7 GHz og som er frekvensmodulert ved anvendelse av en modulasjonskanal med en total båndbredde på 50 MHz. Som det vil fremgå av tegningen, mottas dette signal i diskriminatoren i henhold til oppfinnelsen over en innløpslinje 2 i form av en mikrostripe og hvis lengde er omtrent halvparten av bølgelengden X0 for inngangssignalet ved frekvensen FQ. Innløpsstripen har da f. eks en karakteristisk impedans ZQ på 50 Q. Den annen ende av mikrostripen 2 ender i en motstand 3 hvis verdi RQ er lik 5 0 Q og hvis annen ende er koblet til jord. I en utførelses-variant kunne inngangen 1 være koblet til to mikrostripelinj er som hver er avsluttet med en motstand, mens en effekt-deler fordeler inngangseffekten mellom de to innløpslinjer.
I henhold til oppfinnelsen er linjen 2 på hver side koblet til en av resonatorene i et dielektrisk resonatorpar R]_ og R2, f. eks utført i zirkoniumtitanat, idet hver av resonatorene har samme koblingskoeffisient n, som er avhengig av det lille gap e (noen få tidels mm) som foreligger mellom linjen 2 og hver av resonatorene R]_ og R2-
Resonatorene Ri og R2 er avstemt til hver sin tilsvarende frekvens, nemlig F^ (som er lavere enn frekvensen F0) og F2 (som er høyere enn frekvensen FQ). Med en bærefrekvens FQ på 7 GHz som nevnt ovenfor, kan f. eks frekvensen F^_ være lik 6 GHz, mens frekvensen F2 er lik 8 GHz, således at det oppnås et diskrimineringsbånd (F2 - F^) på omtrent 2 GHz.
Som det vil fremgå av tegningene er hver dielektrisk resonator R]_, R2 også koblet til hver sin ytterligere mikrostripelinj e 4 eller 5, idet disse linjer er av samme utførelse som innløpslinjen 2 og hver er avsluttet, som vist, ved den ene av sine to ytterender med en tilsvarende motstand 6 eller 7,
hvis verdi RQ er lik linjens karakteristiske impedans ZQ,
f. eks 50 £l, som i det foreliggende-utførelseseksempel.
I det viste eksempel er gapet e mellom hver resonator , R2 og dens tilordnede ytterligere linje 4, 5 lik det tilsvarende gap mellom hver av resonatorene og innløpslinjen 2. Disse gap kan naturligvis også være innbyrdes forskjellige, hvis dette er påkrevet.
De andre ender av linjene 4 og 5 er avsluttet i hver sin mikrobølge-detektorkrets 8 og 9, som hver omfatter en detektordiode D^, D2 koblet mellom vedkommende ytterende og jord samt med en tilsvarende spredningskapasitans Cd^ og Cd2« I tillegg er belastningsmotstander r^, r2 med en verdi på f. eks noen få Q også koblet mellom nevnte ytterender av de respektive linjer 4 og 5, og jord. Detekterte spenninger E^ og E2 opptrer således over klemmene for belastningsmotstan-dene r^_ og r2» og når utgangs spenningen S fra diskriminatoren, som vist, tas ut over nevnte andre ytterender av linjene 4 og 5, vil disse detekterte spenninger foreligge i serie-mottakt.
Arbeidsfunksjonen for den viste diskriminator i fig. 2 er bortsett fra overføringen til mikrobølgefrekvenser, identisk med virkemåten for en Travis-diskriminator, idet resonatorene Rj_ og R2 erstatter de vanlige resonatorer med induktans og kapasitans, og diskriminatoren i fig. 2 får da samme arbeidskurve som angitt i fig. 1, hvor den nedre frekvens F]_ er lik 6 GHz og den øvre frekvens F2 er lik 8 GHz og midtfrekvensen Fj_ således er lik frekvensen FQ, hvilket vil si 7 GHz i foreliggende utførelseseksempel.
Fig. 3 er en perspektivskisse av en praktisk oppbygning av diskriminatoren i fig. 2.
I fig. 3 angir henvisningstallet 10 en rektangulær metallboks som inneholder diskriminatoren i henhold til oppfinnelsen og som lukkes ved hjelp av et metalldeksel 11, slik som angitt i figuren ved pilen f. Den således oppbygde boks 10 utgjør jordkontakt for anordningen og er ganske liten ved den betraktede frekvens på 7 GHz, idet den f. eks kan være 25 x 25 x 20 mm. Signalinngangen 1 i fig. 2 utgjøres av en koaksialsokkel 12 (fig. 3) som er festet til boksen 10 ved hjelp av skruer 13. De dielektriske resonatorer R^_ og R2 samt mikrostripelinjene 5, 2 og 4 er limt fast til et felles substrat 14 av isolerende material, f. eks aluminiumoksyd.
De dielektriske resonatorer R^ og R2 fortrinnsvis fremstilt i forskjellige materialer, som skjønt de begge f. eks er zirkoniumtitanat, har varmeutvidelseskoeffisienter som er like store, men innbyrdes motsatt rettet. Denne virkning kan oppnås ved hjelp av en kjemisk prosess som for nærværende er velkjent. Resonatoren R^ kan således f. eks utvide seg ved økende temperatur, således at dens resonansfrekvens F^ avtar, mens resonatoren R2 trekker seg sammen i samme grad ved tiltagende temperatur, således at dens resonansfrekvens F2 øker i samme grad.
På vanlig måte for dielektriske resonatorer, er metallstempler 15 og 16 montert i bokslokket 11 rett overfor hver sin av resonatorene R]_ og på sådan måte at de kan forskyves ned mot og bort fra resonatorene ved hjelp av tilordnede riflede innstillingsknapper 17 og 18. Dette tjener til en fininnstilling av resonansfrekvensene F]_ og F2 for hver av resonatorene R^ og R2.
Hvert av stemplene 15 og 16 kan fortrinnsvis være av såkalt "mekanotermisk" eller temperaturkompensert type, f. eks slik som beskrevet i US patentskrift nr 3.528.042. For å oppnå dette, kan hver av stengene (hhv. 19 eller 20) for vedkommende metallstempler 15 og 16 være i et material med lav utvidelseskoeffisient, slik som Invar, eller eventuelt være metallbelagt med inert kvarts som ikke er avhengig av temperaturen, således at de har en meget liten eller helt ubetydelig temperaturutvidelseskoeffisient. Under sådanne forhold vil det forstås at det rørformede metallhylster 21 for hvert stempel øker i lengde ved tiltagende temperatur, mens dets tilordnede stempelstang 19,20 ikke tiltar i lengde. Hvert stempel 15,16 vil derfor bevege seg bort fra sin tilordnede dielektriske resonator R]_,R2, således at resonansfrekvensen vil ha en tendens til å øke med en verdi som er valgt slik at den oppveier den reduksjon i resonansfrekvens som ellers kunne forventes ut ifra temperaturøkningen.
Dette gjelder så lenge de to resonatorer R]_, R2 har samme temperaturegenskaper. I det spesielle tilfelle som er omtalt ovenfor, hvor en av resonatorene, f. eks R^, er utført i sådant material at dens resonansfrekvens avtar med økende temperatur, mens den annen resonator, f. eks R2, er utført i et material som er slik at resonansfrekvensen øker med økende temperatur, er det nødvendig at det annet metallstempel, nemlig 16 i foreliggende eksempel, og som er tilordnet den annen resonator R2, utføres slik at det forskyves nærmere resonatoren med økende temperatur. Dette vil i foreliggende utførelseseksempel si at stempelet bør føres av en stempelstang 20 av vanlig metall og omsluttet av et rørformet hylster 21 utført i termisk inert material.
Fig. 3 viser også detektordioder D^_ og D2 som er koblet som angitt i fig. 2, sammen med sluttmotstander 3, 6 og 7. Som det vil fremgå av tegningen, er diodene D^ og D2 forbundet med sine respektive belastningsmotstander r^ og r2 over drosselspoler 22 og 23 samt hver sin gjennomføring 24 og 25 som er isolert fra metallboksen 10. Som det også vil fremgå av tegningen, er den annen ende av hver av belastningsmot-standene r^ og r2 loddet til en tilordnet jordingsknast, slik som 26.
Ved en fordelaktig utførelse av diskriminatoren i fig. 3, er de dielektriske resonatorer R^ og R2 utført i sådanne materialer at deres resonansfrekvenser varierer i motsatt retning som en funksjon av temperaturen. Fig. 4 er ment å forklare den fordelaktige virkning som oppnås ved dette spesielle trekk.
I fig. 4 er en arbeidskarakteristikk L som oppnås ved omgivelsestemperatur (f. eks 20°C) tegnet opp i heltrukne linjer, mens den karakteristikk L' som oppnås ved.høyere temperaturer enn omgivelsene (f. eks 70°C) er angitt ved stiplede linjer. I arbeidskarakteristikken L' er resonansfrekvensen F 2 for resonatoren R2 blitt øket til F' 2> mens resonansfrekvensen F]_ for resonatoren er blitt nedsatt i samme grad til F']_. Det lineære avsnitt som befinner seg mellom de to "pukler" i hver av arbeidskarakteristikkene L og L' er angitt med hver sin rette linje 1 og 1'.
Det vil fremgå av fig. 4 at så lenge "puklene" forskyves symmetrisk ved økende temperatur, forblir midtfrekvensen F0 uforandret. Bare helningen av de lineære avsnitt 1 og 1<1> vil være forskjellig, og'i visse anvendelser, slik som automatisk frekvensregulering (AFC) er dette , slik som forklart nedenfor, ikke av stor betydning.
Det vil kunne erkjennes at oppbygning av en diskriminator i henhold til oppfinnelsen på den måte som er angitt i fig. 3, frembringer en anordning som er meget liten. Under sådanne forhold er det meget lett å oppnå temperaturstabilisering ved å anbringe anordningen i et termostatregulert kammer, som holdes på konstant temperatur, f. eks 75°C. Det resulterende kammer eller oppvarmingshylster kan være meget lite og dermed lett å installere, og forbruker også meget lite energi. Muligheten for stabilisering ved hjelp av et termostatregulert kammer er i praksis utenkbar ved omfangsrike anordninger som benytter metalliske hulromsresonatorer, magiske T-komponenter og bølgeledere, slik det er tilfelle i tidligere kjent teknikk. En sådan utførelse er imidlertid meget praktisk ved en anordning av lite omfang i henhold til oppfinnelsen.
En mikrobølge-diskriminator i henhold til oppfinnelsen er egnet for anvendelse i mange nye apparatoppbygninger som er særlig fordelaktige. I kraft av den iboende meget høye Q-faktor i dielektriske resonatorer, vil diskriminatorkurvens helning være betraktelig større enn ved diskriminatorer som vanligvis anvendes ved lavere frekvenser. Den utførelse som er angitt i fig. 3 gir f. eks en helning av arbeidskarakteristikken på 0,25 volt/MHz for frekvenser F]_ og F2 som ligger 20 MHz fra hverandre.
Disse høye helningsverdier gjør det da mulig å oppnå automatisk frekvensregulering for en mikrobølge-oscillator på særlig enkel måte, da det ikke foreligger noe behov for frekvensforandring. En sådan oscillator kan f. eks være en oscillator med høy frekvensrenhet, slik som en dielektrisk resonator eller DRO.
Mulighetene for å oppnå en meget stor forskjell mellom de ytterste diskriminator-frekvenser F2 og F± i en diskriminator i henhold til oppfinnelsen, f. eks av størrelsesorden 2 GHz, gjør det videre mulig å oppnå en automatisk styrt frekvens-innretning som alltid konvergerer uavhengig av temperatur-variasjonene. Det vil således være mulig å eliminere de søkerorganer som tidligere har vært nødvendige i AFC-inn-retninger, idet disse søkerinnretninger er av særlig kompli-sert utførelse og kostnadskrevende. Fig. 5 er et blokkskjema over en automatisk frekvensregulator for en mikrobølge-oscillator i henhold til foreliggende oppfinnelse.
I denne figur angir henvisningstallet 27 en oscillator, f.eks en DRO, utført for å svinge ved en frekvens FQ på f. eks 7 GHz. På vanlig måte omfatter denne oscillator en svinge-krets 28 hvis frekvens kan reguleres ved hjelp av en utenfra påtrykt likespenning, som ved 29 avgis en styrekrets 30,
f. eks en krets som omfatter varaktordioder.
Utgangen fra oscillatoren 30 er forbundet med en mikrobølge-kobler 31 på noen få dBm for å ta ut en liten effektandel ved 32, f. eks omkring 1 mW. Denne effekt tilføres inngangen for en diskriminator 33 med dielektriske resonatorer og en midtfrekvens FG, slik som den viste diskriminator i fig. 3 og som er utstyrt med resonatorer som har like store og motsatt rettede temperaturvariasjoner. Hvis frekvensen av den bølge som påtrykkes diskriminatoren 33 ved 32 forskyves bort fra midtfrekvensen FQ, frembringer diskriminatoren 33 en awiks-spenning ved 34 og som er positiv eller negativ alt etter avvikets fortegn. Denne spenning overføres gjennom en analog nivåforandringsforsterker 35 til styreinngangen 29 for varaktorinnretningen 30, således at frekvensen for oscillatoren 27 føres tilbake til sin nominelle verdi F0. Et signal med konstant frekvens FQ oppnås så på utgangen 36 for kretsen som helhet.
Fig. 6 viser et eksempel på en praktisk oppbygning av den krets som er angitt i fig. 5.
Som det vil fremgå av tegningen, er både oscillatoren 27 (omgitt av en ellipse på tegningen) og diskriminatoren 3 (også omgitt av en ellipse) anbragt på et felles substrat 40 som f. eks er fremstilt i isolerende aluminiumoksyd. For klarhetens skyld er henvisningstallet som tilsvarer komponenter i fig. 2 og 5 også gjentatt uforandret i fig. 6, og disse tilsvarende komponenter vil derfor ikke bli beskrevet på nytt. Den diskriminator 33 som anvendes i dette tilfelle er således identisk med den viste diskriminator i fig. 2, bortsett fra de lavfrekvente drosselspoler f^ og f 2 som i fig. 2 ble tilføyd mellom diodene D^_ og D2 samt de tilordnede motstander r^ og r2-
Kobleren 31 utgjøres av en mikrostripelinje som er avsluttet med en tilpasset motstand 41, som er anbragt, slik som vist, like inntil mikrostripelinjen 42 på utgangssiden av mikro-bølge-oscillatoren 27, med en koblingsgrad som avhenger av det avgitte effektnivå fra oscillatoren 27.
Utgangsspenningen 34 fra diskriminatoren 33 tas i dette tilfelle ut over endeklemmene for en motstand 43 som er stjernekoblet med motstandene r^ og r2- Dette er et litt forskjellig arrangement fra det som ble beskrevet under henvisning til fig. 2, men resultatet er elektrisk sett det samme.
Utgangen fra lavfrekvensforsterkeren 35 (f. eks en opera-sjonsforsterker) er ved 29 koblet til styrekretsen 30 for å regulere svingefrekvensen for oscillatoren 27 som en funksjon av spenningen. På vanlig måte omfatter denne krets to varaktordioder D3 og D4, som er sammenkoblet over en mikrostripe-linje 44 som selv er tilkoblet "koblings"-linjen 45 for oscillatoren 27. På denne måte, som er helt vanlig i mikro-bølgekretser, er innløpet 29 koblet til mikrostripelinjen 44 ved hjelp av en avkoblingskrets både for mikrobølge og lavfrekvens, og som omfatter en lavfrekvensdrossel 46, en kvartbølgefelle 47 for mikrobølger, samt en høyimpedanslinje 48 på en kvart bølgelengde. De to varaktordioder D3 og D4 anvendes på vanlig måte for å øke lineariteten av den hellende arbeidskurve for oscillatoren 27.
Som vist på tegningen er linjen 45 avsluttet i sin ene ende med en tilpasset motstand 49 over en avkoblingskondensator 50 med en verdi på f. eks noen få pF. Forspenningen på basis 55 for transistoren 56 i oscillatoren 27 påtrykkes også samme ende av linjen 45 fra et matepunkt 51 og over en ytterligere avkoblingskrets, som likeledes omfatter en lavfrekvensdrossel 52, en kvartbølgefelle 53 og en kvartbølgelinje 54.
Mikrostripelinjen 55 er på vanlig måte koblet til en dielektrisk resonator RQ hvis resonansfrekvens er lik frekvensen FQ for oscillatoren 27, hvilket i foreliggende tilfelle er 7 GHz.
Transistoren 5 6 (eller en hvilken som helst annen passende aktiv elektronisk innretning, slik som f. eks en felt-effekttransistor - FET) har sin kollektor koblet til jord over festeskruer 57 og en klemme 58, mens dens emitter 59 for det første er tilkoblet en konstant forspenning påtrykket ved 60 over en kvartbølgelinje 61, en bølgefelle 62 og en drossel 63, samt også over en ytterligere avkoblingskondensator 64 mot utgangsmikrostripelinjen 42,,som i sin tur, ved sin annen ytterende, er tilkoblet oscillatorens utgangssokkel 36.
I henhold til et annet trekk ved foreliggende oppfinnelses-gjenstand, kan en diskriminator i henhold til oppfinnelsen anvendes sammen med en nivåbegrenser for mikrobølgef rekvenser med det formål å direkte frembringe en mikrobølgedemodulator for frekvensmodulerte mikrobølger. Begrenseren kan enten være en vanlig nivåbegrenser for mikrobølger eller også en full-stendig ny nivåbegrenser for mikrobølgefrekvenser, slik som beskrevet nedenfor. Demodulasjon oppnås på meget enklere måte når den utføres direkte enn når den går omveien om en mellomfrekvens, slik det ellers er vanlig, og ved en sådan direkte demodulasjon er det med fordel mulig å unngå mange av de velkjente problemer med hensyn til ulinearitet og som kommer inn med mellomf rekvensen pga de "begrensnings "-dioder som da vanligvis anvendes. Vedkommende mikrobølge-begrenser, og særlig den nye begrensertype som vil bli beskrevet nedenfor, kan videre også anvendes for å oppnå automatisk forsterkningsregulering (AGC), hvorved det oppnås ytterligere forenkling.
Det skal nå henvises til fig. 7 som er et koblingsskjema for en mikrobølgedemodulator i henhold til foreliggende oppfinnelse og innrettet for demodulasjon av en frekvensmodulert mikrobølge.
Mikrobølgesignalet med en bærefrekvens FQ på f. eks 7 GHz, og som f. eks er frekvensmodulert over en båndbredde på 5 0 MHz, påtrykkes demodulatoren i henhold til oppfinnelsen ved 70. Denne bølge overføres til inngangen 71 for et første trinn 72 av en ny type mikrobølgebegrenser som også gjør tjeneste som en AGC-innretning.
Begrenseren 72 omfatter en trekanals mikrobølgesirkulator 73, f. eks en ferrittsirkulator. Signalet påtrykkes en første innløpskanal ved 71. Det forlater det påfølgende utløp 173 i sirkulasjonsretningen og overføres over en linje 74 til den frekvensstyrende inngang for en vanlig synkronisert oscillator 75, som derved igjen avgir en bølge med frekvens FQ = 7 GHz over linjen 74 mot sirkulatoren 73.
Denne nyutsendte bølge har absolutt konstant effekt Ps som bare er avhengig av oscillatoren 75. Denne bølge, med fastlagt frekvens FQ og effekt Ps, passerer gjennom sirkulatoren 73 i den angitte pilretning og forlater denne gjennom det annet utløp 7 6 for å følge en linje 77 enten direkte til diskriminatoren 7 8 eller fortrinnsvis til en annen begrenser 79 som er av samme art som begrenseren 72, men har en høyere utgangseffekt med det formål å øke det dynamiske område som kan være gjenstand for effektbegrensning og AGC. Flere enn to begrensertrinn, slik som 72 og 79, er angitt i figuren, og det siste trinn, som fastlegger inngangseffekten til diskriminatoren 78, er vist i stiplede linjer.
En krets 72 som omfatter en synkronisert oscillator 75 og en sirkulator 73, tjener således i henhold til oppfinnelsen til å frembringe en nivåbegrenser ved mikrobølgefrekvenser og som har den ytterligere fordel at den også gjør tjeneste som automatisk forsterkningsregulatorkrets. Det bør erkjennes at en sådan krets 72 med en sirkulator 73 og en oscillator 75 er kjent i og for seg, f. eks som en krets for synkronisering av en mikrobølge-oscillator. Det nye ligger således i at denne kjente krets anvendes som nivåbegrenser og følgelig også som automatisk forsterkningsregulator ved mikrobølgefrekvenser.
Det sammentrengte signal på utgangssiden av det siste begrenser- tr inn 80 påtrykkes således ved 81 inngangen for diskriminatoren 7 8 med dielektriske resonatorer og som er av samme art som beskrevet ovenfor, f. eks under henvisning til fig. 2 og 3. Utgangen S for den demodulerte bølge er, som vist, forbundet med en utgangsforsterker, således at nevnte lav-frekvenssignal, som er blitt direkte demodulert uten passasje gjennom en mellomfrekvens, gjøres tilgjengelig ved 83.
Fig. 8 er et skjema som viser en enkeltkanals mikrobølge-mottager i henhold til foreliggende oppfinnelse og som f. eks arbeider ved 7 GHz ± 25 MHz.
Det vil fremgå av tegningen at denne mottager i rekkefølge omfatter: en mikrobølgeinngang 85 for å motta mikrobølger f. eks
fra en antenne,
et kanalfilter 86 avstemt til den kanal som skal mottas, en mikrobølgedemodulator 87 identisk med demodulatoren i fig. 7 og som derfor ikke vil bli nærmere beskrevet,
samt
en lavfrekvent utgangsforsterker 82.
Det skal nå henvises til fig. 9 som skal anvendes for å forklare et siste særtrekk ved foreliggende oppfinnelse, og som muliggjør en demodulator som danner grunnlaget for en enkel oppbygning av en flerkanals mikrobølgemottager.
Fig. 9 viser spenning(V)/frekvens(f)-arbeidskurven 90 for en mikrobølge-diskriminator i henhold til oppfinnelsen, og sentrert f. eks på en frekvens FQ = 7 GHz med en anvendbar båndbredde L på f. eks 2 GHz.
Hvis en sådan diskriminator anvendes i en demodulator i en flerkanalsmottager, vil det innsees at det her er mulig å demodulere et meget stort antall kanaler. Hvis det i foreliggende utførelseseksempel antas at hver kanal har en frekvensbåndbredde på 50 MHz, vil diskriminatoren med sin anvendbare frekvensbåndbredde L på 2 GHz være i stand til å demodulere 40 innbyrdes inntilliggende og påfølgende kanaler. I fig. 9 er de påfølgende kanaler: kanal 1, kanal 2, kanal 3, ... kanal N-l, kanal N, og disse kanaler tilsvarer påfølgende bærer f rekvenser Flf F2, F3, ... FN_]_, FN.
Bortsett fra for frekvensen FQ, vil det ved demodulatorut-gangen, slik det vil fremgå av fig. 9, for hver kanal frembringes en likespenning V]_, V2, V3, ... VN_i, VN hvor<p>å det er overlagret en vekselspenning v^, V2# V3, ... vN_i, vN som er demodulert fra de forskjellige tilsvarende kanaler 1, 2, 3, ... N-l, N.
I henhold til oppfinnelsen frembringes da en tilsvarende likespenning V^, V2, ... VN utenfor diskriminatoren som en funksjon av vedkommende frekvens F^, F2, ... Fjj for den tilsvarende kanal 1, 2, ... N under betraktning. Denne likespenning, f. eks V]_ subtraheres så fra den tilsvarende demodulerte spenning V]_ + v^, for derved å oppnå den ønskede lavf rekvens spenning V]_. Ved en fordelaktig utførelse av oppfinnelsen anvendes vedkommende likespenning, slik som f. eks Vlf også for å frembringe automatisk valg av frekvens, f. eks F]_, for den kanal som skal mottas.
Fig. 10 er et skjema som angir en flerkanalsmottager som arbeider slik som beskrevet ovenfor.
I denne figur gjenkjennes inngangslinjen 85 for kanalsignalet fra mottagerantennen. Dette signal passerer gjennom et mekanisk avstembart kanalfilter 91 og påtrykkes så en mikrobølge-demodulator 87 som er identisk med den som er beskrevet ovenfor under henvisning til fig. 7. Denne demodulator frembringer ved 92 en demodulert spenning som, slik det er forklart under henvisning til fig. 9, er lik summen av en likespenning V^ og en vekselspenning v^ tilsvarende den mottatte kanal, som i foreliggende eksempel er kanalen med frekvens F]_.
Videre påtrykkes et digitalt signal som utgjøres av en bitgruppe som representerer den frekvens F]_ som skal mottas i parallell på de åtte inngangslinjer 93 for en digital/analog-omformer 94 som omvandler de foreliggende åtte bit i bitgruppen til en likespenning lik Vi på sin utgang 95.
Spenningen V^ ved 95 påtrykkes først over en linje 96 den negative klemme for en analog summeringskrets 97, hvis positive klemme mottar den demodulerte spenning V]_ + v^ over linjen 92 fra demodulatoren 87. Utgangen 98 fra den subtrak-tor som utgjøres av summeringskretsen 97, vil da avgi et signal som utelukkende består av den lavfrekvente.veksel-strømskomponent V]_ i det demodulerte signal. Likestrømsspen-ningen V]_ som er tilgjengelig ved 95, overføres også ved 103 gjennom en nivåforskyvningsforsterker 99 til en likestrøms-trinnmotor 100, hvis aksel over en stang 101 er mekanisk tilkoblet det mekaniske innløpslegeme for å regulere innstillingen av filteret 91. Komponentene 100 til 103 er mekanisk og elektrisk regulert slik at når likespenningen V]_ påtrykkes ved 103, vil motoren 100 bli dreiet en passende vinkel for en slik innstilling av stangen 101 at filteret 91 nettopp velger frekvensen F]_.
Claims (11)
1. Frekvensdiskriminator for mikrobølgefrekvenser og som på ett og samme substrat omfatter: en inngangslinje (2) med en første mikrostripe for en
mikrobølgefrekvens som skal utskilles, to andre mikrostripelinjer (4,5) anordnet parallelt med
den første linje (2) på hver sin side av denne, en første resonator (R]_) , et par detektorkretser (Di,D2) som utgjøres av hver sin
mikrobølgediode koblet i seriemotkobling, karakterisert ved at alle nevnte linjer (2,4,5) er innbyrdes like samt har en lengde på omtrent halvparten av inngangssignalets bølgelengde X0, idet hver linje er avsluttet ved en av sine ender med en avslutningsmotstand (3,6,7); mens frekvensdiskriminatoren videre omfatter: en annen resonator (R2) som sammen med den første
resonator (R]_) danner et par dielektriske mikrobølge-resonatorer (R^,R2) med hver sin resonansfrekvens (F^ og F2) på innbyrdes motsatte sider av den mikrobølge-frekvens (FQ) som skal utskilles, idet nevnte mikrobølgeresonatorer (R]_,R2) er anordnet
mellom og tett inntil nevnte inngangslinje (2) og hver sin av de andre linjer (4,5) samt koblet til de inntilliggende linjer, og nevnte mikrobølgedioder (Di,D2) med hver sin
parallellkoblede lastmotstand (r^,^) er koblet mellom den fri ende av hver sin annen linje (4,5) og jord, og diskriminatorens utgangsklemmer utgjøres av nevnte fri linjeender.
2. Diskriminator som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte dielektriske resonatorer (R^,!^) er tilordnet hver sin innretning for regulering av vedkommende resonators resonansfrekvens ved posisjonsinnstilling av metallstempler (15,16) anbragt rett overfor hver sin resonator.
3. Diskriminator som angitt i krav 2, karakterisert ved at nevnte metallstempler (15,16) er montert på hver sin termomekaniske kompensasjons-anordning (20,21) innrettet for å stabilisere vedkommende resonators frekvens ved varierende temperatur.
4. Diskriminator som angitt i krav 1-3, karakterisert ved at de to dielektriske resonatorer (RlfR2) i resonatorparet er utført i hvert sitt forskjellige material av sådan art at resonatorens resonansfrekvenser (F]_,F2) forandres i innbyrdes motsatt retning når temperaturen varierer.
5. Diskriminator som angitt i krav 1, karakterisert ved at den er anordnet inne i et termostatisk regulert kammer.
6. Anordning for automatisk frekvensregulering av en mikrobølge-oscillator (27) og som utnytter en frekvensdiskriminator i henhold til krav 1,
karakterisert ved at anordningen omfatter: en koblingsanordning (31) for mikrobølgefrekvenser og
anbragt i utgangen for nevnte oscillator (27), og nevnte frekvensdiskriminator (33) med dielektriske
resonatorer hvis midtfrekvens (FQ) er lik oscillatorens frekvens, og hvis inngang er tilkoblet utgangen (32) for nevnte koblingsinnretning, mens diskriminatorens utgang (34) er tilkoblet en frekvensregulerende inngang (29) for nevnte oscillator.
7. Anordning som angitt i krav 6, karakterisert ved at nevnte diskriminator for mikrobølgefrekvenser omfatter et par dielektriske resonatorer (R]_,R2) hvis resonansf rekvenser (F]_,F2) forandres i innbyrdes motsatt retning når temperaturen varierer.
8. Demodulator for frekvensmodulerte mikrobølger, og som i rekkefølge omfatter: en amplitudebegrenser for mikrobølgefrekvenser, og en mikrobølgediskriminator som angitt i krav 1,karakterisert ved at nevnte amplitudebegrenser omfatter et eller flere seriekoblede begrenser-elementer (72,79, ... 80) som hver omfatter: en mikrobølgesirkulator (7 3) med minst tre porter, en inngang (71) for å motta mikrobølger som skal
demoduleres og som er tilkoblet inngangen for nevnte sirkulator, en første utgang (73) for sirkulatoren, regnet i
sirkulasj<p>nsretningen, samt tilkoblet en synkronisert mikrobølge-oscillator (75), idet nevnte utgang også utgjør inngang for en returbølge fra den synkroniserte oscillator, og en annen utgang (76) for nevnte sirkulator og som er
anbragt etter nevnte første utgang regnet i sirkulasjonsretningen, samt utgjør utgangskanalen for ampli-tudebegrensende mikrobølgefrekvenser.
9. Flerkanalsmottager for frekvensmodulerte mikrobølger, og som i rekkefølge omfatter: en filterinnretning (91) for valg den bærefrekvenser (F]_) som skal mottas, og en mikrobølgedemodulator (87) som angitt i krav 8,karakterisert ved at mottageren videre omfatter: en anordning (93,94) for å frembringe en likespenning (V^) av samme størrelse som en likespenning som er overlagret på den demodulerte vekselspenning (V]_) på demodulatorens utgangsside og som er overført av vedkommende bærefrekvens (F^), en subtraksjonsinnretning (97) for å trekke nevnte frem
bragte likespenning fra den foreliggende kombinerte like- og vekselspenning (Vi+v^) på demodulatorens utgangsside.
10. Mottager som angitt i krav 9, karakterisert ved at den er utstyrt med organer (99 - 103) for automatisk valg av den bærefrekvens (F^) som skal mottas, på grunnlag av nevnte likespenning (VX) .
11. Mottager som angitt i krav 10, karakterisert ved at nevnte organer (99 - 103) for valg av bærefrekvens (F]_) er innrettet for automatisk styring av nevnte filterinnretning (91) ved hjelp av nevnte likespenning (V^).
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8501207A FR2576724B1 (fr) | 1985-01-29 | 1985-01-29 | Discriminateur hyperfrequences et dispositifs d'utilisation |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NO860257L NO860257L (no) | 1986-07-30 |
| NO169100B true NO169100B (no) | 1992-01-27 |
| NO169100C NO169100C (no) | 1992-05-06 |
Family
ID=9315712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NO860257A NO169100C (no) | 1985-01-29 | 1986-01-24 | Frekvensdiskriminator for mikroboelge-frekvenser |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US4694260A (no) |
| EP (1) | EP0190613B1 (no) |
| JP (1) | JPS61174804A (no) |
| DE (1) | DE3677792D1 (no) |
| FR (1) | FR2576724B1 (no) |
| NO (1) | NO169100C (no) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2576724B1 (fr) * | 1985-01-29 | 1991-06-07 | Alcatel Thomson Faisceaux | Discriminateur hyperfrequences et dispositifs d'utilisation |
| NL8603034A (nl) * | 1986-11-28 | 1988-06-16 | Philips Nv | Frequentiediscriminator voor coherent optisch systeem. |
| FR2616594B1 (fr) * | 1987-06-09 | 1989-07-07 | Thomson Csf | Dispositif filtrant hyperfrequence accordable a resonateur dielectrique, et applications |
| US4780691A (en) * | 1987-08-03 | 1988-10-25 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Dielectric resonator frequency discriminator for stabilizing oscillator frequency |
| ATE75034T1 (de) * | 1987-11-27 | 1992-05-15 | Schmall Karl Heinz | Verwendung eines dielektrischen mikrowellenresonators und sensorschaltung. |
| US5233609A (en) * | 1990-08-27 | 1993-08-03 | Gte Government Systems | Multichannel multiplexer with frequency discrimination characteristics |
| EP0475408B1 (en) * | 1990-09-14 | 1996-01-24 | Nippon Hoso Kyokai | Magnetostatic wave s/n enhancer and receiving apparatus of fm or pm signal using the same |
| US5081424A (en) * | 1991-01-18 | 1992-01-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Unequal stub length diplexing microwave frequency discriminator circuit |
| US6133795A (en) * | 1994-06-24 | 2000-10-17 | Williams; Roscoe Charles | Oscillator circuit |
| GB2291551B (en) * | 1994-06-24 | 1998-03-18 | Roscoe C Williams Limited | Electronic viewing aid |
| US5847620A (en) * | 1994-06-28 | 1998-12-08 | Illinois Institute Of Technology | Dielectric resonator phase shifting frequency discriminator |
| US5768693A (en) * | 1995-02-28 | 1998-06-16 | Telecommunications Equipment Corporation | Method and apparatus for controlling frequency of a multi-channel transmitter |
| US6147577A (en) * | 1998-01-15 | 2000-11-14 | K&L Microwave, Inc. | Tunable ceramic filters |
| EP0977301B2 (en) † | 1998-07-28 | 2019-01-02 | IPCom GmbH & Co. KG | Mobile phone |
| JP2002246842A (ja) * | 2001-02-22 | 2002-08-30 | Alps Electric Co Ltd | マイクロ波発振器 |
| FR2823019B1 (fr) * | 2001-03-29 | 2005-05-20 | Cit Alcatel | Antenne de telecommunications et dispositif de filtrage |
| JP4062135B2 (ja) * | 2003-03-14 | 2008-03-19 | 株式会社村田製作所 | 高周波発振装置、無線装置およびレーダ |
| US7937054B2 (en) * | 2005-12-16 | 2011-05-03 | Honeywell International Inc. | MEMS based multiband receiver architecture |
| US7616940B2 (en) * | 2006-05-10 | 2009-11-10 | Nortel Network Limited | Stand-alone low noise amplifier |
| US8508313B1 (en) * | 2009-02-12 | 2013-08-13 | Comtech Xicom Technology Inc. | Multiconductor transmission line power combiner/divider |
| US9673503B1 (en) | 2015-03-30 | 2017-06-06 | David B. Aster | Systems and methods for combining or dividing microwave power |
| US9947986B1 (en) | 2015-03-30 | 2018-04-17 | David B. Aster | Reactive power combiners and dividers including nested coaxial conductors |
| US10312565B1 (en) | 2015-03-30 | 2019-06-04 | David B. Aster | Microwave power divider/combiner devices, microwave power divider/combiner bandpass filters, and methods of thermally cooling a cable run |
| US9793593B1 (en) | 2015-03-30 | 2017-10-17 | David B. Aster | Power combiners and dividers including cylindrical conductors and capable of receiving and retaining a gas |
| US9960469B1 (en) | 2015-03-30 | 2018-05-01 | David B. Aster | Broadband reactive power combiners and dividers including nested coaxial conductors |
| US9812756B1 (en) | 2015-03-30 | 2017-11-07 | David B. Aster | Systems and methods for combining or dividing microwave power using satellite conductors and capable of receiving and retaining a gas |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2499742A (en) * | 1948-06-11 | 1950-03-07 | Bell Telephone Labor Inc | Frequency modulation detector |
| DE1018480B (de) * | 1956-03-26 | 1957-10-31 | Telefunken Gmbh | Diskriminatoranordnung fuer sehr hohe Frequenzen |
| US3304518A (en) * | 1963-07-01 | 1967-02-14 | Trw Inc | Injection locked oscillator having phase modulation means |
| US3555440A (en) * | 1969-07-01 | 1971-01-12 | Us Navy | Delay-line frequency discriminator |
| JPS5038500B1 (no) * | 1970-11-26 | 1975-12-10 | ||
| US3742390A (en) * | 1971-11-23 | 1973-06-26 | Us Air Force | Multi frequency microstrip filter detector |
| JPS5127757A (no) * | 1974-09-02 | 1976-03-08 | Hitachi Ltd | |
| US4085377A (en) * | 1976-09-13 | 1978-04-18 | Rca Corporation | Microwave frequency discriminator comprising a one port active device |
| US4053842A (en) * | 1976-09-13 | 1977-10-11 | Rca Corporation | Microwave frequency discriminator comprising an FET amplifier |
| GB1576761A (en) * | 1978-03-08 | 1980-10-15 | Aei Semiconductors Ltd | Microwave frequency discriminators |
| US4255714A (en) * | 1979-02-21 | 1981-03-10 | Rca Corporation | GaAs Dual-gate FET frequency discriminator |
| JPS55162634A (en) * | 1979-06-06 | 1980-12-18 | Sony Corp | Microwave oscillator |
| EP0091201A1 (en) * | 1982-04-01 | 1983-10-12 | British Telecommunications | Microwave discriminator |
| FR2576724B1 (fr) * | 1985-01-29 | 1991-06-07 | Alcatel Thomson Faisceaux | Discriminateur hyperfrequences et dispositifs d'utilisation |
-
1985
- 1985-01-29 FR FR8501207A patent/FR2576724B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-01-23 DE DE8686100846T patent/DE3677792D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-01-23 EP EP86100846A patent/EP0190613B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1986-01-24 NO NO860257A patent/NO169100C/no unknown
- 1986-01-27 JP JP61015553A patent/JPS61174804A/ja active Pending
- 1986-01-29 US US06/823,862 patent/US4694260A/en not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-08-07 US US07/082,617 patent/US4855691A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-08-07 US US07/082,616 patent/US4814718A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2576724B1 (fr) | 1991-06-07 |
| US4694260A (en) | 1987-09-15 |
| NO169100C (no) | 1992-05-06 |
| JPS61174804A (ja) | 1986-08-06 |
| US4814718A (en) | 1989-03-21 |
| EP0190613B1 (fr) | 1991-03-06 |
| DE3677792D1 (de) | 1991-04-11 |
| US4855691A (en) | 1989-08-08 |
| NO860257L (no) | 1986-07-30 |
| EP0190613A1 (fr) | 1986-08-13 |
| FR2576724A1 (fr) | 1986-08-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| NO169100B (no) | Frekvensdiskriminator for mikroboelge-frekvenser | |
| US5231359A (en) | Ceramic resonance type electrostatic sensor apparatus | |
| Archer | Millimeter wavelength frequency multipliers | |
| US4375621A (en) | Circuit for linearizing frequency modulated oscillators on microstrip | |
| US4003004A (en) | Frequency modulated oscillator | |
| US2706802A (en) | Cavity resonator circuit | |
| US4450417A (en) | Feed forward circuit | |
| US1616622A (en) | Oscillation generator with automatic frequency control | |
| US5768693A (en) | Method and apparatus for controlling frequency of a multi-channel transmitter | |
| US5949567A (en) | Self adjusting tuned resonant photodiode input circuit | |
| US7292118B2 (en) | Modulator | |
| US4243949A (en) | Frequency stabilization technique for microstrip oscillators | |
| US2991354A (en) | Automatic frequency control for phase shift keying communication system | |
| US5014021A (en) | Frequency linearization circuit for a microwave VCO in ridged waveguide | |
| US5463360A (en) | Microwave oscillator with improved phase noise characteristic | |
| US3358215A (en) | Varactor harmonic generator including a pin diode shunt | |
| Khanna | Review of dielectric resonator oscillator technology | |
| US2568435A (en) | Thermal compensation system | |
| US3377568A (en) | Voltage tuned oscillator | |
| US6600381B2 (en) | Microwave voltage-controlled-oscillator | |
| US4595892A (en) | Coaxial cavity resonator having a dielectric insert which impedance matches active device useable with resonator | |
| US3048796A (en) | Broadband diode fm modulator | |
| JPH052001B2 (no) | ||
| US2721936A (en) | Frequency converter | |
| US4059791A (en) | Voltage supply circuit for voltage-dependent capacitor diode tuning |