NO167540B - Flermodus stoeygenerator som anvender digital fm. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår støygenererende kretser og er særlig rettet mot en pseudotilfeldig støygenerator som frembringer pseudotilfeldig støy ved digital frekvensmodulasjon og som kan kobles om for drift på forskjellige måter.

Pseudotilfeldige støygeneratorer benyttes på forskjellige områder, for eksempel systemundersøkelser, slkkerhetskommu-nikasjoner og elektronisk signaljamming. Avhengig av anvendelsen, vil disse egenskaper ved det utgående støysignal være ønskelige. For eksempel kan en forholdsvis smalbåndet utgang med et flatt båndspektrum og en høy grad av spektralinnhold være fordelaktig for jamming av en enkelt mottaker med en midtfrekvens og en båndbredde som er tilnærmet kjent. Som et annet eksempel kan en forholdsvis bredbåndet utgang med et flatt båndspektrum og en høy grad av spektralinnhold være fordelaktig for jamming av en rekke mottakere som man vet arbeider innenfor en forholdsvis stor båndbredde. I begge eksempler vil den høye grad av spektral innhold unngå jamming av signaler i andre frekvensområder der jamming ikke er ønsket.

Ulemper ved de kjente pseudotilfeldige støygeneratorer innbefatter begrensningen til drift ved bare en modus eller arbeidsmåte. For eksempel vil en støygenerator som gir en flat utgang for en lav FM modulasjonsindeks i almindelighet være ute av stand til å gi en flat utgang med en høy FM modulasjonsindeks. En annen ulempe med kjente pseudotilfeldige støygeneratorer er bruk av kompliserte analoge kretser som blir utsatt for frekvensdrift med alderen, såvel som forandringer i forholdene i omgivelsene.

Det ville derfor være fordelaktig å komme frem til en pseudotilfeldig støygenerator som er lett og enkel å styre for at den skal kunne arbeide på forskjellige måter.

Det vil også være fordelaktig å komme frem til en pseudotilfeldig støygenerator som arbeider på forskjellige måter og som på en effektiv måte sørger for en støyutgang med forholdsvis flat i-bånd amplitude og en høy grad av spektralinnhold for hver arbeidsmåte.

En annen fordel ville være å komme frem til en pseudotilfeldig støygenerator som opprettholder en høy grad av spektralinnhold under drift med enten en lav modulasjonsindeks eller en høy modulasjonsindeks.

Ennu en fordel ville være å komme frem til en pseudotilfeldig støygenerator som utnytter digital frekvensmodulasjon og i vesentlig grad reduserer frekvensdrift.

De foregående og andre fordeler og trekk er oppnådd ved en pseudotilfeldig støygenerator som innbefatter kretser til frembringelse av et digitalt signal med en pseudotilfeldig rekkefølge med en valgt klokkehastighet, en modulasjonsstyrekrets for selektiv frembringelse av et modulasjonsstyresignal som tilsvarer enten en ufiltrert eller en filtrert versjon av digitalsignalet og for styring av arbeidsmåten for støygeneratoren, en modulasjonskrets som reagerer på modulasjonsstyresignalet til frembringelse av et modulasjonssignal, og en spenningsstyrt oscillator VCO som reagerer på modulasjonssignalet til frembringelse av en VCO utgang med et forholdsvis konstant utgangsspektrum og høyt spektralinnhold for hver arbeldsmodus etter styring fra modulasjonsstyrekretsen og modulasjonskretsen.

Mer bestemt vil i den beskrevne utførelsesform, modulasjonsstyrekretsen sørge for to arbeidsmåter innbefattende (a) en første arbeidsmåte der en lav modulasjonsindeks benyttes og der det digitale signal direkte føres til modulasjonskretsen og (b) en andre arbeidsmåte der en høy modulasjonsindeks benyttes og der den filtrerte versjon av digitalsignalet overføres til modulasjonskretsen. Den filtrerte versjon av digitalsignalet avgis av et lavpassfilter som har en tidskonstant justert til en valgt klokkehastighet for å få til en forholdsvis konstant funksjon for sannsynlighetstettheten i utgangen fra lavpassfilteret.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Figur 1 viser et koblingsskjema for den beskrevne pseudotilfeldige støygenerator,

figur 2 er en kurve som viser spektret i utgangen fra den pseudotilfeldige støygenerator på figur 1 for drift i den ene av to mulige arbeidsmåter og

figur 3 er en kurve som viser spektret for utgangen fra den pseudotilfeldige støygenerator på figur 1 for drift i den annen av de to mulige arbeidsmåter.

I den følgende beskrivelse og på tegningens figurer er like deler betegnet med like henvisnlngstall.

På figur 1 er det vist en pseudotilfeldig støygenerator 10 som innbefatter en klokkeslgnalgenerator 11 til frembringelse av et klokkeslgnal CLK med en valgbar frekvens. Klokkesignalet CLK overføres til en maksimal lengderekkegenerator 13 (MLS) som ved sin utgang avgir et digitalt signal innehol-dende en pseudotilfeldig rekke av biter. Maksimum lengderekkegeneratorer er velkjent og innbefatter vanligvis kaskadekoblede skyveregistertrinn med passende tilbakekob-lingskretser. Maksimum lengderekkegeneratorer avgir digitale utgangsrekker med mønstere som gjentas bare etter et meget stort antall utgangsbiter. For eksempel vil en MLS generator med 23 skyveregistertrinn kunne bygges opp til å avgi en utgangsrekke som bare gjentas etter 8,388.607 utgangsbiter og den sies derfor å ha en kodelengde på 8,388,607.

Som eksempel vil utgangen fra maksimum lengderekkegeneratoren være en serie pulser med et spenningsnivå på VI eller V2, der VI er større enn V2.

Utgangen fra maksimum lengderekkegeneratoren 13 er koblet til omkoblingsklemmen A for en vender 15, som i tillegg innbefatter klemmer B og C. Omkobl i ngsk lemmen A kan etter valg forbindes enten med klemmen B eller klemmen C ved påvirkning fra en venderstyrekrets 17. Klemmen C for venderen 15 er koblet til et lavpassfilter 20, som innbefatter en motstand 19 og en kapasitans 21. En klemme for motstanden 19 er koblet til klemmen C for venderen 15, mens den annen klemme er forbundet med en klemme for kapasitansen 21. Den annen klemme for kapasitansen 21 er koblet til et jordreferanse-n i vå.

Det felles koblingspunkt mellom motstanden 19 og kapasitansen 21 er videre koblet til en klemme C for en vender 23, som dessuten innbefatter en annen klemme B og en omkobl ingsklemme A. Venderen 23 styres i parallell med venderen 15 fra vendestyrekretsen 17. På et hvilket som helst gitt tidspunkt vil således de reskeptive omkoblingsklemmer A være koblet enten til klemmene B eller klemmene C.

En forbikobler 25 er koblet mellom de respektive B terminaler i venderene 15, 23. Når venderene 15, 23 således styres for å koble deres respektive A klemmer til respektive B klemmer, er lavpassfilteret 20 forbikoblet.

A klemmen for venderen 23 er koblet til en klemme i et potensibmeter 27, som har sin annen klemme koblet til jord. Den bevegelige kontakt i potensiometeret 27 er forbundet med omvenderinngangen for en arbeidsforsterker 29 som for-trinnsvis er en høyhastighetsanordning. En tilbakekoblings-motstand 31 er innskutt mellom utgangen for arbeidsforsterkeren 29 og dens omvenderinngang.

Den ikke-omvendende inngang til arbeidsforsterkeren 29 er forbundet med den bevegelige kontakt i et potensiometer 33. De faste klemmer på potensiometeret 33 er henholdsvis koblet til de positive og negative referansespenninger V<+> og V".

Utgangen fra arbeidsforsterkeren 29 avgis så styresignalet til en spenningsstyrt oscillator (VCO) 35.

En spenningsstyrt oscillator er en velkjent oscillatorkrets som avgir et utgangssignal med frekvensen styrt av spenningen på inngangsstyresignalet. Utgangen fra arbeidsforsterkeren 29 modulerer dermed den spenningsstyrte oscillator 35 (VCO). Utgangssignalet VCOUT som avgis fra VCO 35, er utgangen fra den pseudotilfeldige støygenerator 10.

Når det gjelder inngangene til arbeidsforsterkeren 29, styrer potensiometeret 27 forsterkningen i arbeidsforsterkeren 29. Som en følge av dette vil potensiometeret 27 styre spen-ningssvingningen i utgangen fra arbeidsforsterkeren. Som forklart mer i detalj, vil potensiometeret 27 og spennings-svingningen for arbeidsforsterkeren 29 i en viss grad styre båndbredden og utgangssignalet VCOUT som gis av VCO 35. Slik det benyttes her, og hvis intet annet sies, skal uttrykket "båndbredde" generelt vise til det frekvensområde som ligger innenfor 3 dB av maksimum og kan også kalles "2 dB båndbredde".

Potensiometeret 33 gir en valgbar spenningsforskyvning for arbeidsforsterkeren 29. Den forskjøvne spenning som velges, styrer midtfrekvensen for utgangen VCOUT fra VCO enheten.

I denne utførelsesform arbeider den pseudotilfeldig støyge-nerator 10 på den ene av to måter, bestemt av stillingen av venderene 15, 23, slik disse styres av vendestyrekretsen 17. Arbeidsmåten når omkoblingsklemmen A er koblet til klemmen B, skal betegnes som den direkte digitale arbeidsmåte eller forbikoblingsmåten. Arbeidsmåten når omkoblingsklemmen A er koblet til klemmen B (skal vel være C), vil bli kalt lavpassmåten.

Ved forbikoblingsmåten eller den direkte digitale måte, har utgangssignalet VCOUT fra VCO 35 en lav modulasjonsindeks (mindre enn 1,0) og har en båndbredde som er nummerisk sammenlignbar med hastigheten for klokkesisgnalet CLK. Modulasjonsindeksen d styres ved å variere innstillingen av potensiometeret 37, slik at man får et utgangssignal VCOUT, med et spektrum som er "maksimalt flatt" innenfor båndbredden av utgangssignalet. En økning av dempningen av det digitale signal som overføres til arbeidsforsterkeren, reduserer modulasjonsindeksen, men øker også midtfrekvensen i utgangssignalet VCOUT. Straks man har fått et maksimalt flatt utgangssignal VCOUT, kan derfor potensiometeret 33 justeres for å gi den ønskede midtfrekvens.

Det skal påpekes at for en modulasjonsindeks som er mindre enn for et maksimalt flatt utgangssignal VCOUT, vil spekteret for det resulterende signal VCOUT være mer avrundet. For en modulasjonsindeks som er større enn for et maksimalt flatt utgangssignal VCOUT, vil spekteret for det resulterende signal VCOUT ha toppverdier nær kantene av båndbredden. Virkningene av modulasjonsindeksen på et frekvensmodulert signal som er resultat av modulasjonen med en tilfeldig binær bølgeform, er omhandlet i "The Autocorrelation Function and Power Spectrum of PCM/FM with Random Binary Modulating Waveforms", Pelchat, IEEE Transactions on Space Electronics and Telemetry, bind SET-10, nr. 1, 1964, sidene 39-44.

Den foregående henvisning til modulasjonsindeks er velkjent på området for FM modulasjon med digitale data. Særlig er modulasjonsindeksen D definert slik:

D~<f1> R f? (ligning 1)

I ligning 1 er f} den frekvens som ville bli frembragt av VCO 35 som resultat av en stabil spenning som tilsvarer den laveste spenning påtrykket omvenderInngangen til arbeidsforsterkeren 29 og f2 er den frekvens som ville bli frembragt av VCO som reaksjon på en stabil spenning svarende til den høyeste spenning som påtrykkes .omvenderinngangen for arbeidsforsterkeren 29. Symbolet R betegner en bithastighet for det modulerende digitale signal og er i dette tilfelle bithastigheten for utgangen fra den maksimale lengderekkegenerator 13.

Med modulasjonsindeksen stilt for å gi et utgangssignal VCOUT med et maksimalt flatt spektrum, er utgangssignalet VCOUT et støylignende signal med en forholdsvis konstant amplitude over den båndbredde som er av interesse. Det betyr at signalet VCOUT har en konstant bæresignalomhyldning for forskjellige frekvenser innenfor båndbredden.

Som eksempel viser figur 2 skjematisk den generelle form for en spektralkurve for VCOUT signalet man får ved forbikoblingsmåten med en modulasjonsindeks på 0,672, som man har funnet gir et utgangssignal VCOUT med maksimalt flatt spektrum. Klokkehastigheten som ble benyttet var 5 MHz, og den resulterende 3 dB båndbredde var 5 MHz.

Man skal merke seg at den teeoretiske modulasjonsindeks for forbikoblingsmåten har vist- seg å være 0,634 for et utgangssignal VCOUT med maksimalt flatt spaktrum. Det virke-lige bruk i forhold til spektralkurven på figur 2 for den noe høyere modulasjonsindeks, antas å være resultatet av de ikke ideelle stignings-og falltider for det digitale signal som er frembragt ved en virkeliggjørelse av den maksimum lengderekkegenerator 13.

Med et maksimalt flatt utgangs spektrum vil den 3 dB båndbredde for utgangssignalet VCOUT nummerisk være meget nær opptil hastigheten for klokkesignalet CLK.

Når det gjelder spektralinnholdet ligger mer enn 90 prosent av energien innenfor den 3 dB båndbredde, og omtrent 99 prosent av energien ligger innenfor hovedsløyfen.

Forbikoblingsmåten (den direkte digitale måte) for den pseudotilfeldige støygeneratoren 10, kan med fordel benyttes i en jammeanordning. Utgangssignalet VCOUT som avgis av VCO 35 kan da føres til et utgangsforsterkertrinn for jammean-ordningen. For maksimal virkningsgrad når det gjelder effekten, bør utgangsforsterkertrinnet holdes mettet. Metning av utgangsforsterkertrinnet i en jammeanordning er lettere å oppnå med et VCO utgangssignal som har en konstant bæreromhyldning.

Videre er drift av den pseudotilfeldige støygenerator 10 i forbikoblingsmåten særlig fordelaktig for jamming av et offer i form av en mottager med en hard begrenser, siden jamme-til-signalforholdet øker med omtrent 6 dB som et resultat av den konstante bæreromhyldning for signalet.

Ved arbeid etter lavpassmåten har utgangssignalet VCOUT som fåes fra VCO 35 en høy modulasjonsindeks og en båndbredde som er nummerisk meget større enn hastigheten for klokkesignalet CLK. Tidskonstanten for lavpassfilteret 20 blir avstemt på klokkehastigheten, slik at sannsynlighetstetthets-funksjonen for utgangen fra lavpassfilteret 20 blir konstant. Dette betyr at ethvert spenningsnivå mellom og innbefattende VI og V2 (nivåene for det digitale signal som kommer fra MLS 13) har samme sannsynlighet for å opptre. Særlig er RC tidskonstanten for lavpassfilteret 20 omvendt proporsjonal med klokkehastigheten for klokkesignalet CLK og proporsjonali-tetskonstanten kan bestemmes empirisk.

Som eksempel har man funnet at en passende RC tidskonstant kan være rundt 1,44 ganger tidsintervallet for en bit. Dermed kan tidskonstanten uttrykkes i sekunder som 1,44/R, der R er hastigheten for klokkesignalet CLK.

Man skal merke seg at for tidskonstanter som er kortere enn en riktig tidskonstant, vil sannsynlighetstetthetsfunksjonen for utgangen fra lavpassfilteret 20, ha toppverdier på begge sider av spenningen som er sentrert mellom referansespenningene VI og V2. For en tidskonstant som er lenger enn den rette tidskonstant, vil sannsynlIghetstettshets-funksjonen for utgangen fra lavpassfilteret 20 være klokkeformet med en toppverdi i nærheten av spenningen som er sentrert mellom referansespenningene VI og V2.

Som et resultat av en slik konstant sannsynlighetstetthets-funksjon, blir VCO utgangen forholdsvis flat over båndbredden som er av interesse og har en konstant bæreomhyldning.

Under drift i lavpassmodus velges klokkehastigheten som en funksjon av mellomfrekvens (IF) båndbredden for de mottagere man har til hensikt å forstyrre. For eksempel kan det være ønskelig at den tid ("visitasjonstid") som VCO utgangen tilsvarer frekvensene i offermottagerens båndbredde, er det inverse av en slik IF båndbredde. Imidlertid det tidsinter-vall i løpet av hvilket VCO utgangen tilsvarer et fast frekvensintervall, avhenger av plasseringen av det faste frekvensintervall i VCO utgangens båndbredde. Som eksempel kan VCO utgangen ha en 3 dB båndbredde på 250 MHz og, båndbredden på of f ermottagerene kan være 5 MHz. For et 5 MHz frekvensintervall nær midten av båndbredden vil den tid VCO utgangen svarer til dette frekvensintervall være mindre enn varigheten av den tid da VCO utgangen tilsvarer et frekvensintervall nær endene av båndbredden. Som eksempel er det blitt fastslått at for frekvenser av interesse nær kantene av båndbredden kan den ovenfor nevnte "visitasjonstid" tilnærmet bli oppnådd ved å velge en klokkehastighet som er det inverse av denne "visitasjonstid", noe som gir en klokkehastighet som er nummerisk lik offermottagerens båndbredde.

I lavpassmodus blir den valgte 3 dB båndbredde styrt av potensiometeret 27. Særlig i motsetning til den direkte digitale eller forbikoblingsmodus, svarer de 3 dB frekvenser til de laveste og høyeste spenninger som fåes ved inverteringsinngangen til arbeidsforsterkerne 29. På denne måte vil nedre 3 dB frekvens, betegnet med f^ for referanse, være den frekvens som ville ha blitt frembragt av VCO 35, som resultat av en stabil spenning svarende til den laveste spenning som blir påtrykket inverteringsinngangen til arbeidsforsterkeren 29 og den høyere 3 dB frekvens, betegnet som f 2 for referanse, er den frekvens som ville ha blitt frembragt av den spenningsstyrte oscillator som resultat av en stabil spenning svarende til den høyeste spenning som ble påtrykket inverteringsinngangen til arbeidsforsterkerne 29. Den 3 dB båndbredde ville derfor bli (f2 - f1)•

Etter å ha valgt den rette klokkehastighet og båndbredde, blir den rette sentrumsfrekvens styrt ved justering av potensiometeret 33.

Det skal nu vises til figur 3 som skjematisk gjengir den almlndelige form for en spektralkurve for VCOUT signalet, slik det frembringes i lavpassmodus. Som eksempel viser spektralkurven på figur 3 skjematisk spektrum for VCOUT signalet for en klokkefrekvens på 11,38 MHz, en tidskonstant på 270 nanosekunder, og en 3 dB båndbredde på 250 MHz.

Lavpassmodus for driften fører til et meget høyt spektralinnhold. For det tidligere eksempel med en klokkefrekvens på 11,38 MHz, en tidskonstant på 270 nanosekunder og en 3 dB båndbredde på 250 MHz, vil utgangssignalet VCOUT bli omtrent 40 dB under maksimum innenfor 1 MHz på utsiden av 3 dB båndbredden.

Lavpassmodus for driften blir med fordel anvendt når det gjelder å frembringe en pseudotilfeldig støyutgang med en meget bred båndbredde som er resultatet av høy modulasjonsindeks og med en forholdsvis konstant amplitude over båndbredden. Som et spesielt eksempel kan lavpassmodus for driften med fordel benyttes til jamming av et stort antall forholdsvis smalbåndede radaroffere som i almindelighet opptar et samlet frekvensområde som kan være av en størrel-sesorden på 250 MHz.

Det vil lett forstås at den her beskrevne pseudotilfeldige støygenerator på en fordelaktig måte kan arbeide i den ene eller andre av to hovedmoduser eller arbeidsmåter. Veksling fra den ene modus til den annen foregår lett ved omkastning av venderkretser, forandring av klokkefrekvensen om nødvendig og ved å gjøre de riktige endringer for den ønskede båndbredde på sentrumsfrekvens. Videre benytter den beskrevne pseudotilfeldige støygenerator hovedsaklig digitale kretser og problemer med frekvensdrift blir i høy grad redusert.

Som antydet tidligere kan den beskrevne pseudotilfeldige støygenerator benyttes i sikkerhets-kommunikasjonssystemer, jammesystemer og ved testing av systemer.

Selv om det foregående har vært en beskrivelse og en illu-strasjon av spesielle utførelsesformer for oppfinnelsen, skal det påpekes at forskjellige modifikasjoner og endringer kan gjøres ved denne av fagfolk på området, uten å avvike fra oppfinnelsens ånd og ramme, slik som fastlagt i de følgende krav.

Claims (8)

1. Støygenerator (10) omfattende en spenningsstyrt oscillator (35) til frembringelse av et støysignal, karakterisert ved at: en anordning (11, 13) avgir et digitalsignal med en pseudotilfeldig rekke ved en valgt klokkehastighet, en modulasjonsstyrekrets styrer støygenerator for drift i første og andre moduser ved selektivt å tilveiebringe et første modulasjonsstyresignal som tilsvarer en ikke filtrert versjon av det nevnte digitale signal og et andre modulasjonsstyresignal som tilsvarer en filtrert versjon av det digitale signal, en modulasjonsanordning (29) som påvirkes av de første og andre modulasjonsstyresignaler til frembringelse av et modulasjonssignal og den spenningsstyrte oscillator (35) reagerer på modula-sjonssigna 1 et. til frembringelse av støysignalet med et forholdsvis konstant utgangsspektrum og høyt spektralinnhold for hver arbeldsmodus etter styring fra modulasjonsstyreanordningen og modulasjonsanordningen.

2. Støygenerator (10) som angitt i krav 1, karakterisert ved at modulasjonsstyreanordningen innbefatter et lavpassfilter (20) med en tidskonstant justert etter klokkehastigheten for det digitale signal til frembringelse av det nevnte andre modulasjonsstyresignal til modulasjonsanordningen (29).

3. Støygenerator (10) som angitt i krav 2, karakter!-sert ved at tidskonstanten for lavpassfilteret (20) er valgt slik at det fremkommer en forholdsvis konstant sann-synl ighet s-tetthet sfunks jon for den nevnte filtrerte versjon av det digitale signal over dets spenningsområde.

4. Støygenerator (10) som angitt i et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved at modulasjonsstyreanordningen innbefatter venderkretser (15, 23) for forbikobling av lavpassfilteret (20), slik at det digitale signal kan føres direkte til modulasjonsanordningen (29) i den første modus.

5. Støygenerator (10) som angitt i et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved at modulasjonsanordningen omfatter: nivåreguleringsanordning (27) til regulering av nivået for modulasjonsstyresignalet, en arbeidsforsterker (29) som påvirkes av modulasjonsstyresignalet til frembringelse av et modulasjonssignal som har et sving bestemt av nivået for modulasjonsstyresignalet og forskyvnings-styreanordninger (33) til styring av for-skyvningen av arbeidsforsterkeren (29), som bestemmer sen-trumsfrekvensen for utgangen fra den nevnte spenningsstyrte oscillator.

6. Støygenerator (10) som angitt i krav 5, karakterisert ved at nivåstyreanordningen styrer modulasjonsindeks for den første arbeldsmodus og styrer båndbredden for den spenningsstyrte oscillatorutgang i den annen arbeldsmodus .

7. Støygenerator (10) som angitt i krav 6, karakterisert ved at nlvåstyreanordnlngen (27) er justert i den første arbeldsmodus til å styre den spenningsstyrte oscillatorutgang, slik at denne får et maksimalt flatt spektrum.

8. Støygenerator som angitt i krav 5, karakterisert ved at nlvåstyreanordnlngen (27) og forskyvnings-styreanordningen (33) omfatter hvert sitt potensiometer.