NO159321B - Adaptivt kompassdrivsystem. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår et adaptivt kompassdrivsystem til

bruk i forbindelse med en planposisjonsindikator (PPI)

i et radarsystem for skip eller luftfartøyer, der et gyrokompass frembringer signaler som benyttes til stabilisering av radarfremvisningen, slik at radarskjermbildet ikke dreier seg ved endring av skipets kurs, og til å frembringe kurstilknyttede utgangssignaler som en visuell utlesning av den samme kurs.

Oppfinnelsen angår et radarsystem som kan anvendes i

skip eller luftfartøyer, der et gyrokompass frembringer signaler som benyttes til stabilisering av radarfremvis-

ningen slik at radarfremvisningen, dvs. radarskjermbildet,

ikke dreier seg ved en endring av skipets kurs, og til å frembringe kurstilknyttede utgangssignaler som en visuell utlesning av den samme kurs.

Radarsystemer ombord på skip omfatter vanligvis et gyrokompass som frembringer inkrementelle retningsinforma-sjoner til dreining av en sanntids kursskala som anvendes til nord-stabilisering av radarfremvisningen, samt til sanne bevegelseskorrelasjoner. De mest alminnelige gyrokompass-systemer har enten utgangssignaler av synkrontypen eller trinnfremføringstypen. I de tilfelle der trinntypen benyttes finnes det i alminnelighet tre polsett med en oppløsnings-

evne på enten 10' eller 20' pr. utgangstrinn. Normalt til-føres det en pulsamplitude på 35, 50 og 70 volt. Synkron-utgangene som vanligvis er trefaset, frembringer analoge utgangssignaler som representerer enten 1° eller 2° kursretning ved en akseldreining på 360°. Mindre alminnelige er synkronutgangssignaler som representerer 10° kursretning ved en akseldreining på 360°. Rotoren drives med en forsynings-frekvens på enten 50, 60 eller 400 Hz, og det benyttes i alminnelighet spenninger på 50, 60, 62, 115. 125 og 150 volt. Statorspenningen ligger i et område mellom 20 og 90 volt,

der det i de mest anvendte, kommersielt tilgjengelige en-

heter anvendes spenninger på 20, 24, 57, 68, 82 og 90 volt.

i

Gyrokompass ble tidligere brukt til å frembringe inngangssignalet for kostbare mekaniske organer, så{som trinnmotorer, oppløsere og sinus-cosinuspotensiometere til frembringelse av en stabilisert orientert PPI fremvisning! samt til å dreie

i

en sanntids-kursskala.

Alminnelig elektroniske kretsløp som er innrettet til

i

å drive forbindelsesleddet fra en likestrøms trinnmater

i

eller 360:1 eller 180:1 synkrontype-gyrokompassinngang innenfor et bredt område av rotor- og statorspenninger er i den senere tid blitt tilgjengelige, og dermed kan man unngå be-hovet for en ny utførelse for de forskjellige utformninger.

Et eksempel på denne teknikk er vist i US patent nr. 4.107.007. I kompassystemer med en synkronkopling og av den art der det

j

f.eks. ønskes tilveksttrinn som svarer tiljen høyere presi-sjon enn en sjettedel av en hel synkronomdreining, kreves det normalt en spesiell mekanisk løsning, såsom en fjerne-duplisering av synkronakseldreiningen, hvilken dublett tjener til å drive en velkjent versjon av en optisk-aksel-avkoder. En slik duplisering er en medvirkende årsak til at systemet blir mer komplisert og dyrere. J

i

Det er videre fra US-PS 3 . 165 . 735 kjent jet radarfremvis-

i

ningsapparat omfattende et kompassystem sammen med en PPI

i

fremviser, der det inngår organer for omforming av kompass-signaler til digital form, idet disse frembringes som

i

endringssignaler uten anvendelse av mekaniske midler og

som har utgangssignalorganer med et digitalt kodeformat

som representerer sinus og cosinus for den tilstrebede PPI rotasjonsvinkel, samt organer omfattende ^n digital-til-analogenhet som er innrettet til å kombinere digitale koder med X- og Y- posisjoneringsspenninger fraj radarsystemet

til frembringelse av X- og Y- sveipereferjansespenninger for orientering av PPI fremvisningen. j

i

Utgangssignaler fra skipsgyrokompasser er normalt føl-somme overfor signalforvrengning som følge av f.eks. common mode transcienter med stor amplitude og overfor usikkerheter i signalovergangen på ledninger med høynivå-fase-gyroutgangs-signal, noe som medfører svingninger i PPI fremvisningen og feilaktige utlesninger av kursen, slik at systemet må etter-innstilles med korte mellomrom.

Et formål med oppfinnelsen er å komme frem til et adaptivt kompassdrivsystem som kan anvendes i forbindelse med likestrøms- eller vekselstrømsorganer med en gyrokompass-utgang av enten trinntypen eller synkrontypen,slik at det blir mulig å oppnå et tilveksttrinn som har en større presi-sjon enn seks inndelinger av en helt synkronomdreining, og å styre orienteringen og stabiliseringen av PPI fremvisningen.

Et annet formål med oppfinnelsen er å komme frem til

et adaptivt kompassdrivsystem der det under ugunstige forhold med elektriske forstyrrelser kan frembringes korrekte informasjoner om akselstillingen. fra gyrokompassets utgangs-organer, slik at disse ikke belastes nevneverdig.

Et annet formål med oppfinnelsen er å komme frem til

et forbedret kompassdrivsystem som er i stand til å akseptere de elektriske utgangssignaler fra et vilkårlig tilvekstposisjonerende organ som angir tilstanden eller frembringer amplituden for to eller flere utgangsledninger, hvilke utgangssignaler er en funksjon av vinkelstillingen eller organets lineære posisjon, og der systemet tillater den høyest mulige hastighet av inngangssignalet med en frekvens som svarer til frekvenser i vekselstrømsystemer.

Ennu et formål med oppfinnelsen er å komme frem til et forbedret kompassdrivsystem som benytter digitale retnings-koder til orienteringen og stabiliseringen av den tilhørende PPI fremvisning uten at anvendelse av de ovennevnte kostbare mekaniske organer er nødvendig. Oppfinnelsens formål oppfylles med et radarsystem hvis gyroskoputgangssignaler fra de tilvekstposisjonerende organer av synkron- eller trinntypen på et gitt tidspunkt inneholder informasjoner om akselstillingen, idet de relative amplituder av faseutgangs-signalene er forbehandlet eller normalisert1 ved hjelp av fasekomparatorer. Gyroutgangssignalene resulterer i kompara-torutgangssignaler som inneholder et normalisert signal og dette strobes inn i et utgangsregister der jvekselstrømsig-naler strobes inn i nærheten av amplitudespissen for en hver valgt bærebølge-halvperiode og likestrømsignaler strobes inn når forandringen skjer slik at det frembringes en digitalkode på utgangen av det nevnte register. Utgangsregistret overfører det behandlede inngangssignal til en mikrodatamat som fra de foreliggende og forutgående verdier pånytt danner et kodet endringssignal som representerer en enkel eller multippel trinnendring av gyroaksenstillingen i begge ret-ninger. Dette utgangssignal anvendes for åjtilpasse en lagret vinkelverdi som representerer skipets aktuélle kurs. Et signal inneholdende dreiningsvinkelen overføres til en digital-til-analogomformer korrekt faset med hensyn til radar-frekvens-tidsstyring til frembringelse av janaloge sveipe-referanseendringer som sørger for en stabilisert og orientert PPI fremvisning, uten bruk av de vanlige mekaniske oppløsere

., . i

og drivmotorer. 1i

Det adaptive kompassdrivsystem ifølge oppfinnelsen er innrettet til å reagere på elektriske signaler som representerer inkrementale posisjonsforandringer ved et gyrokompass og omfatter anordninger til forbehandling av de nevnte elektriske signaler, slik at deres bølgefiormer får trinn

som representerer vinkelforandring i posijsjonen av gyrokompassets akser, anordninger for avfølirig av tilstanden ved de nevnte behandlede signaler i forbejhandlingsanord-ningen og for avføling av tilstedeværelse av enkelte eller flere trinninkrementer eller dekrementerji utgangssignalene, en mikroprosessor som er innrettet til åJreagere på utgangssignalene fra forbehandlingsanordningen til å ta ut fra

i

forbehandlingsanordningen et kodet forandringssignal som representerer inkremental forandring i vinkelstillingen for gyrokompassakselen, anordninger som er styrt av mikroprosessoren for å gi som utgang sanntids<1>utgangssignaler i et format av digitale koder som representerer sinus og

j

cosinus for den tilsiktede PPI rotasjonsvinkel og anordninger innbefattende en D-til-A enhet for sammensetning av de nevnte sanntids utgangssignaler ved spenninger for X og Y posisjonene fra et radarsystem til frembringelse

av X og Y sveipereferansespenninger for orientering av bildet på PPI fremviseren, hvilket system er slik at bildet på PPI fremviseren ikke roterer når radarsystemet dreier seg.

Det adaptive kompassdrivsystem ifølge oppfinnelsen aksepterer kompassutgangssignalet fra et bredt utvalg av kompassorganer av trinn- eller synkrontypen. Fasekomparatororganene aksepterer sinusformede bærebølger fra synkronkom-passutgangsorganer, fortrinnsvis i form av tre individuelle fasesignaler, slik at det ved en sammenlikning bestemmes punkter med en bærebølgeamplitude blant to vilkårlige faser. Komparatorene deler 360° synkronakselomdreining i seks inndelinger og frembringer firkantbølger med negative og positive halvperioder for en gitt bærebølgeperiode og vinkelstilling. En trinnendring i posisjonen av gyrokompassutgangs-organet medfører en overgang i tilstanden for komparatorens utgangsbølgeformer. Tilstanden av faseutgangsledningene fra likestrømsorganet er et likestrømsnivå i forhold til "null" nivået. Utgangssignalene fra komparatoren som sammenlikner inngangssignalene med en likestrømsreferanse er likestrøms-nivåer som strobes inn i utgangsregisteret når som helst det opptrer en endring. Synkronbølgeformenes bærebølgefre-kvens fjernes ved strobing av firkantbølgene inn i et utgangsregister, noe som foregår tett ved toppen av den valgte bærebølgehalvperiode, og på denne måte er disse gyrokompass-utgangssignaler betraktet som behandlet. Registeret inneholder nu hovedovergangene opp eller ned av utgangssignalet fra fasekomparatororganene. Informasjonene i utgangsregistret tilpasses en gang pr. bærebølgeperiode av gyrokompassets synkronutgangssignaler. En mikrodatamat danner et kodet endringssignal ut fra de kodede digitalverdier som er lagret i utgangsregistret og de forutgående digitale verdier som er lagret i datamaten, hvilke endringssignaler representerer en tilvekstendring i gyroakselens vinkelstilling og mikrodatamaten modifiserer den lagrede vinkelverdil Vinkeldataene som representerer PPI dreiningsvinkelen, overfares til en digital-til-analogomformer som i forbindelse med analogspen-ninger som representerer aktuelle antenneakselstillingsdata, frembringer sanntids utgangssignaler som er korrekt fast med hensyn til radarsekvenstidsstyringen i form av analoge referansespenninger til frembringelse av den stabiliserte og orienterte PPI fremvisning, vanligvis sammen med hjelpein-formasjoner, såsom operatørstyrte elektronisk^ kurslinjer,

sanne eller relative kursmerker, nord-referanselinjer og liknende. Hver gang gyroakselstillingen passerer et overgangs-punkt korrigerer datamaten den samlede posisjjonstelling som anvendes til å tilpasse digital-til-analogomformernes inngangssignaler,slik at orienteringen av PPI enheten korrigeres.

i

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjen-

gitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der:

Fig. 1 viser et blokkdiagram for et adaptivt kompass

og nord-stabiliseringssystem som er en del av et PPI radarsystem i overensstemmelse med oppfinnelsen,

fig. 2, 3 og 4 viser sammen et blokkdiagram for det adaptive kompassystem som er vist på fig. l,j

fig. 5A viser bølgeformene I-III til fbrklaring av virkemåten for oppfinnelsen og

fig. 5B viser bølgeformer IV-VI for enj avkodnings-

velgers utgangssignal som brukes til å velgé ut en fase blant overgangspunkter, med samme amplitude på bølgeformene som på fig. 5A, !

fig. 6 viser et synkronsystem der en 360° omdreining

av en synkronaksel er oppdelt i tolv tilvekster som representerer vinkelstillingen av synkronakselen, i stedet for oppdeling i seks inndelinger som på fig. 2,

fig. 7a og 7b viser blokkdiagrammer for et elektronisk nord-stabiliseringsorgan som kan brukes samrtien med den digitale-til-analogomformer som er vist på fig. k,

fig. 8 viser et utgangssignalsystem med trefase trinn-gyrokompass, som kan benyttes for begge polariteter,

fig. 9 viser skjematisk et gyrokompass av synkrontypen,

fig. 10 viser skjematisk et gyrokompass av trinntypen og

fig. 11 viser et blokkdiagram for et synkronsystem der man kan få en nonius oppdeling av synkronposisjonen.

Det skal først vises til fig. 9 og 10 der det er gjengitt henholdsvis et synkrontype gyrokompassutgangssignal-organ 400 og et trinntypegyrokompassutgangssignalorgan 420.

I synkrontype-gyrokompasset 400 (som er vist på fig. 9) er det anbrakt tre synkronstatorviklinger 402 rundt en synkron rotorvikling 404, med et innbyrdes intervall på 120 elektriske grader. De kjente gyrokompasser av synkrontypen og trinntypen som er kommersielt tilgjengelig, brukes det jern-kjerner for både statorvikling og rotorvikling. Disse er imidlertid ikke vist på fig. 9 og 10 for oversiktens skyld. Synkronrotorviklingen 404 er forbundet med en vekselstrøms synkronreferansekilde 406. Rotorspenningen er det i det følg-ende betegnet som en bærespenning. Spenninger med samme frekvens som bærespenningen induseres i statorviklingen. Svingning av et skip og dermed av gyroplattformen fører til at synkronrotorviklingen 404 dreier seg inne i synkronstator-viklingen 402 som dermed frembringer bølgeformer (fig. 5),som representerer amplitudene for den viklingsinduserte veksel-spenning som funksjon av en synkronaksels stilling. Synkron-statorviklingene 402 (som er vist på fig. 9) er tilsluttet en signalinngangsbehandlingskrets på fig. 1.

Fig. 10 viser et gyrokompass 420 med et utgangssignal av trinntypen. Rotoren i gyrokompasset på fig. 10 er utført med en kommutator 4 24 hvis aksel dreier seg når skipet endrer kurs. Kommutatoren har tre kontaktringer som hver for seg

dekker halvdelen av omkretsen, men hver av dem er forskjøvet 120° i forhold til hverandre. En fjerde inngangsring med hel omkrets forskyver de andre segmenter med en likespenning. Utgangen fra gyrokompasset består av tre faseutgangsledninger 422, som er forbundet, ved hjelp av børster 423, til hver

segmentring på kommutatoren. Faseldningene ØA,j ØB og ØC er koplet til signalinngangsbehandlingskretsen som er vist på

fig. 1. Utgangsspenningen fra en vilkårlig synkronstatorvik-ling 402 (fig. 9) kan som nevnt i det foregående, variere avhengig av antallet av vindinger og den magnetiske kopling mellom statorviklingen og rotorviklingen. Frekvensen for

j

synkronreferansekilden 406 er ikke den samme i alle kommersielt tilgjengelige enheter og en hel syklus av utgangssignaler kan representere forskjellige kursendringer avhengig av den faktiske konstruksjon som benyttes. J

Det skal nu vises til fig. 1 der det er gjengitt et blokkdiagram for et adaptivt kompass og et nord-stabliserings-system som brukes som en del av et PPI radarsystem som beskrevet. Gyrokompassets utgangssignaler føres| itil en signal-

i

inngangsbehandlingskrets uansett om gyrokompassets utgangssignal er av synkrontypen eller trinntypen. Vjed et synkron-inngangssignal blir det også tilført et referansesignal. Disse signaler som er betegnet med ØA, ØB og ØC fra1 igyrokompasset,

i

sørger for endringer i fartøyets sanne kurs ved hjelp av det adaptive kompass- og nord-stabiliseringssystém.

I det blokkdiagram som er vist på fig i 1 er det vist

et adaptivt kompassdrivorgan 10, som brukes i forbindelse med en PPI radar i henhold til en utførelses form'Ifor oppfinnelsen. Radarantennen 12 sender et signal ved hjelp åv en ikke vist

j

sender og mottar radarretursignaler med en mottager 14 som på velkjent måte omdanner retursignalene til)videosignaler, som ved hjelp av en sveipegenerator 9 og en avbøyningsfor-sterker 11 overføres til strålekanonen på etj billedrør 15

for dermed å aktivisere skjermen. Antennen 1|2 roteres av en motor 13 ved hjelp av en tannhjulsutvekslingj 18. Den øyeblikke-lige antennestilling er koplet mekanisk, i dette tilfellet med omsetningsforholdet 1:1, til en konvensjjonell antenneopp-løser 20. Denne oppløser mottar på ledningen 21 et inngangs-referansesignal i form av en firkantbølge s-dm frembringes av

i

en posisjonssamplekrets 22. Utgangssignaletjfra oppløseren

20 består av to firkantbølger på utgangsledningen 24 og 26, hvilke firkantbølgeamplituder blir modulertjav oppløserens

i

stilling som er bestemt av antennens 12 rotasjon. Amplitudene for de modulerte firkantbølger blir samplet av en konvensjo-nell posisjonssamplekrets 22 som i et kort tidsintervall kopler disse inngangssignaler til lagerkondensatorer (ikke vist), som antar den foreliggende verdi av firkantbølgenes amplituder. Størrelsen på spenningene på disse kondensatorer er et mål for vinkelstillingen av antennen 12 og benyttes som X- og Y-antennestillingens referansespenning. Disse spenninger utgjør inngangssignalet for det adaptive kompass 10 via ledningene 100 og 101.

Når det gjelder det adaptive kompassystem 10 fremgår det at synkronutgangssignalene (fig. 9) består av tre faser ØA, ØB og ØC, og består av referansespenningen eller -bærespenningen. De tre faser ØA, ØB og ØC er vist på fig. 5A som for hver fase representerer den analoge dreiestilling av synkronakselen og omdannes i signalinngangskretsen 30 til en digitalrepresentasjon, slik at den logiske "0" eller "1" tilstand for hver av de tre utgangsledninger 15, 16 og 19, danner en inngangsdatabus 32 som er forbundet med en mikrodatamat 40. Disse ledningers digitale informasjon A, B og C bearbeides i mikrodatamaten 40 for å avføle en endring av tilstanden, dvs. fra "0" til "1" for en vilkårlig ledning.

En endring av gyrokompassets stilling medfører en endring av ledningenes tilstand som dermed medfører en økning eller reduksjon av gyroakselens dreining som representerer en endring av fartøyets kurs. Mikrodatamaten 40 inneholder en tidligere lagret digital verdi som representerer den forutgående akselstilling. Mikrodatamaten tilpasser eller modifiserer de lagrede signaler ved hjelp av endringer som er skilt ut fra inngangssignalene A, B og C, slik at den resulterende lagrede verdi representerer den nu gjeldende kurs skipet har.

Denne utskillelse er utført på følgende måte:

Under antagelse av at tilstanden for data A, B og C

på ledningene 15, 16 og 19 er lagret i mikrodatamaten og hvis en endring opptrer, sammenliknes endringen med den tidligere tilstand, slik at mikrodatamaten bestemmer betydningen av endringen, noe som er vist nedenfor i tabell I.

Hvis man f.eks. begynner med en tilstand ABC (110) og

det innkommende signal f.eks. er ABC (010)jsom representerer en endring i ledningen A fra "1" til "0", {vil endringen bli detektert av mikrodatamaten slik at endringen ifølge tabell I svarer til et trinn i en bestemt retning hvor AA angir et trinn opp. Dette kan betegnes som en endring av akselens dreie-I

stilling eller en tilvekst fra dreiestillingen til høyre. Dette kan sees på fig. 5A hvor bølgeformer! I inneholder positive data A, bølgeform II inneholder positlive data B og bølge-formen III inneholder negative data C, hvilke data ligger mellom punktene 150° og 210°. Endringen AA til "0" ved 210° angir et trinn til høyre som i de fleste gyrokompasser som svarer til et trinn på 1/6°. Andre endringer f.eks. AB ved 150° representerer et trinn i den motsatte Iretning (ned). End-ringene AAAC representerer to trinn opp og ABAC representerer to trinn ned, hvilke endringer som skilles ut av mikrodatamaten subtraheres eller adderes til den lagrede vinkelverdi, hvoretter den endrede verdi lagres til senere bruk. Av dette følger at mikrodatamaten oppbevarer skipets nugjeldende kurs. Den seneste eller oppdaterte verdi av skijpets retning er på ethvert tidspunkt tilgjengelig ved hjelp jav subtraksjon eller addisjon av den utskilte endring av retningsinformasjonene slik at cosinus og sinius for retningen kan dannes pånytt.

Som vist på fig. 1 er mikrodatamaten synkronisert med hensyn til radartidsinnstillingen ved hjelp av en puls-repetisjonsfrekvens PRF som er frembrakt av en PRF generator 28 til både mottageren 14 og senderen (ikke vist). Tidsstyre-pulsen er ved hjelp av en ledning 29 også overført til mikrodatamaten 40, hvilken puls virker som et bryte- eller tids-styresignal. Mikrodatamaten forsyner, via en databuss 44, en digital-til-analogomformer 50 med sinus og cosinusverdier som svarer til den lagrede vinkelverdi, som representerer gyro-kompassakselens vinkelstilling. Disse digitale verdier representerer en vinkel over hvilken rotasjon og stabilisering av PPI-enheten tilveiebringes ved hjelp av X- og Y-avbøynings-kretsene. Data og databus 42 sendes til forskjellige komponenter i omformerenheten 50 ved hjelp av en adressebuss 44 og en åpneledning 45. Omformerenheten 50 omfatter digital-til-analogomformeren til sinus- og cosinusdatakanalene. Disse digital- til-analogomformere blir matet fra mikrodagamaten med digitale verdier av sinus og cosinus til dreievinkelen. Omformerne forsynes også med X- og Y-referanseantennestillinger, der spenningene X og Y forekommer på henholdsvis ledningen 100 og 101. Referansespenningene X og Y overføres til omformere under styring av data- og adressebusser i mikrodatamaterne. Sveipereferansespenningene X og Y representerer den roterte PPI sveipereferanse som frembringes i løpet av PPI enhetenes sveipeomløpstid, hvilke X- og Y-referansespenninger skiftevis brukes av begge omformere. Mikrodatamaten styrer for hver X-eller Y-sveipereferansespenning X- og Y-antennestillingens referansespenning til hver av omformerne ved hjelp av ledningene 100 og 101. Hver D/A omformer mottar således X- eller Y-antennestillingens spenninger ved hjelp av en omformerenhet som styres av mikrodatamaten ved hjelp av de ovennevnte data-og adressebusser på en måte som vil bli forklart nærmere i forbindelse med fig. 4. Hele prosessen med oppdatering av PPI enhetens referansespenninger som beveger PPI enhetens representasjon, foregår en gang pr. radarperiode i løpet av sveipeomløpstiden. Den siste dreievinkel frembringes for hvert sveip slik at den adaptive kompassenhet 10 uten anvendelse av inskutte mekaniske midler frembringer sanntids X- og Y-utgangssignaler som er i fase med hensyn til radartidsfre-kvensen i form av X- og Y-analogreferansespenninger som brukes til å frembringe en stabilisert og orientert PPI-fremvisning, som normalt er nord-stabilisert. Ii

Det skal nu vises til fig. 2 der det er gjengitt et blokkdiagram som anvendes med gyrokompassens utgangssignal består av trefase synkronsignaler ØA, ØB og ØC som vist på fig. 1. Disse signaler representerer amplituden av veksel-strømbærespenningen for synkronen 400 ved en gitt akselstilling. Det er mulig å bruke synkron 400 soml et tilvekstposi-sjonsorgan (fig. 2 og fig. 5A) , fordi det jfinnes et antall av lett detekterbare tilstander, såsom nullamplituden for en faselednings bærespenning. På fig. 5A er d;ette vist ved 0, 60, 120, 180, 240 og 300 graders skjæringspunkter. Synkronakselens 360° dreining er oppdelt i seks tilveksttrjinn. Signalover-gangene for bølgeformene ved disse naturlige oppdelingspunkter er betegnet som"hovedovergangene". Når såljedes en omdreining på 360° og synkronakselen svarer til en gradendring av skipets kurs, noe som ofte er tilfellet, er det tijlsvarende tilveksttrinn på 1/6 °. Ifølge oppfinnelsen velges' ikke de ovenstående vanlige nullskjæringspunkter som hovedoverjganger, men derimot velges det punkter i overensstemmelse med like store bære-spenningsamplituder ved hjelp av en sammenlikning mellom to vilkårlige bølgeformer. Dette sees av fig.: 5 å være ved 30, 90, 150, 2 70 og 330 grader. Denne utvelgelse eliminerer common mode transientforstyrrelser på utgangs f asebølgejf ormene ØA, ØB og ØC, da det ikke finnes noe fast referansenivå som det er behov for å sammenlikne med. Utvelgelsen gjør det mulig for fasekompo-nenten å virke ved meget lave signalnivåer, slik at en meget nøyaktig sammenlikning er mulig.

På fig. 2 er de tre fasesignaler ØA, ØB og ØC overført til en dempekrets 60 på signalinngangen til signalbehandlings-kretsen 30. Spenningen på hver faseledningj er dempet ved hjelp av spenningsdeler 61, 62, spenningsdeler 6'3, 64 og spenningsdeler 65, 66, og utgangen fra midpunktet av" hver av de tre

i

spenningsdeler er forbundet med inngangen tor de tre fasekomparatorer, henholdsvis 71, 72 og 73 som utgjer sammenlikningsen-heten 70. Signalinngangen til hver komparator er fortrinnsvis

I

dempet med en faktor på ca. 20. F.eks. er inngangsmotstandene 61, 6 3 og 65 på ca. 70 kg ohm, og utgangsdelermotstandene 60, 62 og 6 4 er på ca. 3,5 kg ohm. Det skal bemerkes at det derved 'ikke bare oppnås en belastning som man kan se bort fra ved hver synkroninngangsledning, men det oppnås også at det uten modi-fikasjon av inngangssignalet kan benyttes et stort eller bredt område av inngangsspenninger fordi det anvendes en dempekrets 60. Samtidig er hver fasekomparator innrettet til å reagere på en meget liten signalendring på noen få millivolt mellom hver av de to inngangsfasesignaler som skal sammenliknes endog under tilstedeværelse av høy common mode signalinterferens,

som de tre faseledninger mottar fra ombordværende transient-signaler som frembringes av elektriske apparater eller liknende.

Komparatorenes 70, 72 og 73 utgangssignal er en firkant-bølge med bærespenningens frekvens. For en gitt stilling av gyroakselen, f.eks. 160° som er vist på fig. 5, er amplituden for A positiv (punkt 80) i løpet av bærebølgens positive halvperiode. Det fremgår at ØA er større enn ØC (punkt 83), ØB (punkt 82) er større enn ØA og ØC er mindre enn ØB. Dette kan sees i bølgeformene I, II og III på fig. 5A, som viser utgangssignalet fra anplitudesammenlikningen av bærebølgens positive halvperiode. I bærebølgens negative periode er utgangssignalet invertert med hensyn til I, II og III (fig. 5A). De respektive utgangssignaler sees derfor som firkantbølger på utgangen for de tre fasekomparatorer 71, 72 og 73 (fig. 2).

De tre komparatorers utgangssignaler inneholder synkronakselens stillingsverdi som er representert i de relative faser av firkantbølgene 78, 79 og 81. Disse bølgeformer strobes inn i et konvensjonelt lagerregister 90 som er innrettet til å virke som puffer for mikrodatamaten. Denne strobning opptrer fortrinnsvis nær ved midten av enten den positive eller den negative periode av bærespenningens frekvens, som overføres til referanseinngangsklemmene 52 og 53. Posisjonsinformasjonen er lagret som digital kode i lagerregistret 90. Strobningen er utført ved hjelp av en faseskifteisolator 55 og en terskel-verdikomparator 67.

I

Synkronreferanseinngangssignalet ved klémmene 52 og 53 har konstant bærebølgeamplitude (ikke vist) som er i fase med synkronfasene og således i fase med de tre komparatorers ut-

i

gangssignaler. Dette medfører at synkronref era|nsesignalets

i

nullgjennomganger og fasekomparatorens utgangssignal opptrer på samme tidspunkt. Strømreferansesignalet erjved hjelp av faseskifteisolatoren forskjøvet ca. 90°, hvorved signalets nullgjennomganger nu opptrer tett ved midtpunktet av bære-bølgeformene 78, 79, 80. Dette oppnås ved hjelp av RC-elementer i en krets med motparallelle dioder i faseskifteren 55. I kretsen vil en optokopler 58 på velkjent måte!skille ut og likerette den faseforskjøvede strøm. Utgangsspenningen fra optokopleren 58 har bølgeformen 87, som er den likerettede halvbølge av strømmen gjennom motstanden 59, bg denne strøm overføres til inngangen for en vanlig terskeljverdikomparator 67, hvor signalet sammenliknes med en velkjent referansekilde 61 som er innrettet til å frembringe en firkantstrobepuls 86, hvis positive overgang opptrer omtrent midt mellom bærebølgens nullgjennomganger for den positive halvperiode. Den positive overgang av utgangsbølgen 86 fra terskelkompåratoren på ledningen 52 strober den seneste posisjonsinformjasjon på utgangene fra fasekomparatoren 70 inn i registret 90 ved hjelp av ledningene 74, 75 og 76, som er den digitale1 kode som over-

i

føres til mikrodatamaten. Den vinkelkodede informasjon om den relative akselstilling oppbevares i regijstret 90 inntil oppdateringen i løpet av den etterfølgende bjærebølgeperiode, som opptrer ved neste positive overgang av bølgeformen 86.

i

I tilfelle av uteblivelse av vinkelendringer fra synkron-

j

akselen opprettholdes det kodede utgangssignal uendret. Den kodede bølgeforms biter 1-3 er utgangssignalene A, B og C på ledningene 16, 15 og 19, hvilke signaler danner en digital kode som overføres til mikrodatamaten 40 (fig. 1) på databussen 32 (fig. 1).

i

Det skal nu vises til fig. 3 der digitalsignalene fra lagerregistret 90 overføres til inngangen for en tilpasningsenhet 91 i mikrodatamaten ved hjelp av databussen 32. Mikro-

I

datamaten 4 0 er bygget opp med komponenter fra en "Motorola

6800" familie av mikroprosessorer, og følgende komponenter brukes: En tilpasningsenhet 91 som er en "motorola MC6821" samt en mikroprosessor "MC6802" som er en 8-bits mikroprosessor med krystalltaktpulsstyring 93. "MC6802" komponenten omfatter videre et lager (RAM) (ikke vist), som er innrettet til mid-lertidig oppbevaring av data som er nødvendig for å utføre beregning og lagring av vinkeldata. Mikrodatamaten 40 omfatter dessuten et "MC6840" programmerbart tidsur 94 og et leselager 95 (ROM) som er av modell "MCM 2716" og som inneholder pro-gramavviklingen for mikrodatamaten. En dekoder 96 sørger for at mikroprosessoren 9 2 kan adressere de andre komponenter i en velkjent datamatoperasjon.

Kort forklart overføres signalene fra registret 90

(fig. 2) til mikroprosessoren 92 når mikroprosessoren adres-serer tilpasningsenheten 91 slik at enheten instrueres om å bringe det kodede inngangssignal videre ved hjelp av databussen 42. Mikroprosessoren leser de lagrede instruksjoner i lese-lageret (ROM), hvilke instruksjoner bevirker at den aktuelle digitale informasjonskode blir sammenliknet av prosessoren

med den forutgående digitale kode som er lagret i lagret(RAM) for å bestemme tilstedeværelse av enkle eller multiple tilveksttrinn som angir en tilvekst eller en reduskjon av gyroakselens stilling. Antall trinn adderes eller subtraheres fra den forutgående inngangsakselvinkelstilling som videre lagres

i lagret (RAM). De aktuelle verdier av synkronakselens vinkelstilling er således tilgjengelige i mikrodatamatens lager (RAM), og den aktuelle sinus- og cosinusverdi for akselvinkel-stillingen er tilgjengelige etterat verdien er hentet fra

en lagret tabell i leselagret 9 5 (ROM). Mikrodatamaten over-fører i avhengighet av radartidsstyreperioden de passende sinus- og cosinusverdier ved hjelp av databussen 42, og adres-seledningene 44 til inngangen for D/A omformerenheten (fig. 1 og fig. 4), hvilke verdier er tidsstyrt med hensyn til radar-pulsen ved hjelp av det programmerbare tidsur 94 som er innrettet til tidsstyring av utgangsdata fra mikroprosessoren

i forhold til pulsrepetisjonsfrekvensen (PRF), som er den grunnleggende radartidsangivelse. F.eks. opptrer de tilpassede

i

referansespenninger fra den roterende PPI enhet i sann tid i løpet av PPi radarens omløpssveip. I tilknytning til at

i

tidsuret 94 utøver en tidsstyring av utgangsdata i avhengighet av mikroprosessorinstruksjonene er de oppdaterte sinus-

i

og cosinusverdier for PPI enhetens dreiningsvinkel tilgjengelige for D/A omformerenheten (fig. 1) ved begynnelsen av om-løpstiden slik at D/A enheten er i stand til i å kombinere disse vinkeldata med den foreliggende X- og Y-antenneposisjon, slik at det kan opprettholdes en stabilisert og orientert PPI representasjon under tilstandsendringer i skiipets kurs.

Det skal nu vises til fig. 4 der det !er gjengitt et blokkdiagram for D/A omformerkretsen. Et sett på to 12-bits monolittiske og multipliserende D/A omformeren, én (110) til X-referansekanalen og én (120) til Yfreferansekanalen mottar PPI dreievinkelen, som er en 12-bits digitalinformasjon, og den aktuelle vinkelposisjon som er X- og YantennestUlingens referansespenning som tilføres ved hjelp av|ledningene 100 og 101 til D/A omformernes ref eranseinngangsspenninger. Hver av D/A omformernes analoge utgangsverdier er proporsjonale med pro-duktet av deres referansespenning og den digitalverdi som er innført i omformeren. Mikrodatamaten overfører via databussen 42, de digitale PPI dreiedata til pufferregistret 111 og 112 slik at X-kanalen dirigeres til 111 og Y-kanalen 112. Data-dirigeringen utøves av en apparatvelger 130j som er innrettet til å dekode mikrodatamatens adresseinngangsverdier. En velger-ledning 45 (fig. 4) velger ut omformerenhet:en 50 (fig. 1) og

i

de tre nedre adressebiters taktpuls på adressebussen 44 anvendes til å velge de særskilte registre i i enheten 50 ved hjelp av ledningene 113, 123, 133 som er tilsluttet hvert av registrene. De digitale inngangsverdier er!således de som over-føres til inngangene og D/A omformerne og ér dessuten sinus

i

eller cosinus for den ønskede PPI dreievinkel. Registrene 111

l

og 112 er bipolare og frembringer negative! eller positive analoge spenninger. Antenneposisjonens X- log Y-referansespenninger overføres til D/A referanseinngangene ved hjelp av en velkjent omformerenhet 131, som kan være et analogapparat modell "A/D 7502", og som er innrettet til å overføre X-refer-

i

ansespenningen til enten D/A omformeren 110 eller 120, samt Y-referansespenningen til enten D/A omformeren 120 eller 110. Fig. 7A og 7B viser disse forbindelser mer i detalj. Omformer-stillingene styres av utgangssignalet fra et statisk register 132. Registrets status settes av mikrodatamaten 40 ved hjelp av databussen 42 og adresseinngangene som dekodes ved 130. Mikrodatamaten overfører på ethvert tidspunkt antennestillingens referansespenninger slik at man oppnår de korrekte utgangsverdier fra D/A omformerne til å forsyne PPI enhetens sveipereferansespenning. Utgangene fra D/A omformerne er forbundet med inngangen til sample- og holdeenhetene 112 og 122. Under styring av statusregistret 132 blir hver sample og holdeenhet aktivisert til å sample slik at X- og Y-utgangene antar de tilførte innganjsverdier, hvoretter enhetene stilles for å "holde" tilstanden. D/A omformerne som frembringer det analoge inngangssignal under sampleperioden er nu ledige for neste oppgave mens sample- og holdeenheten bevarer omformer-utgangen. Mikrodatamaten tidsstyrer begivenhetene i D/A omformerenheten 50 (fig. 1) nøyaktig, slik at PPI enhetens X,Y-sveipenes referansespenning ved D/A omformernes utganger 112 og 122 oppdateres i løpet av en radaromløpsperiode og overfører X- og Y-referanseverdiene til neste sveip. Fig. 7A og 7B viser datainngangene som anvendes til den elektroniske PPI stabilisering og orientering, noe som vil bli beskrevet i det følgende. Fig. 7A viser den oppdaterte PPI sveipereferansekanal. Mikrodatamaten overfører i rekke-følge sinusverdien av dreievinkelen 0 til D/A omformeren 111, som beskrevet ovenfor, cosinusverdien av dreievinkelen 0 til D/A omformeren 121 og dirigerer Y-antennereferansespenningen

(som er proporsjonal med cosinus til antennestillingen A)

til D/A omformeren 111 som dens referanseinngangsspenning, samt dirigerer X-antennereferansespenningen (proporsjonal med sinus til antennestillingen A) til D/A omformeren 121. Etter en varighet på omkring 5 mikrosekunder stabiliserer D/A omformerens utgangsverdier seg på produktene -cosinus A sinus 0 for D/A -111 og -sinus A cosinus 0 for D/A -121. Mikrodata maten dirigerer nu sample og holdeenheten 112 til

i

på velkjent måte å sample summen av D/A omformerens utgangsverdier som er tilgjengelig for et summeringsknutepunkt 124. Utgangsverdien er inversverdien av uttrykket fra D/A omformerens utgangsverdi, dvs. sinus (A + 0) og enheten 112 styres nu for å holde denne verdi. Mikrodatamaten fortsetter nu med å overføre inversverdien av sinus 0 til D/A omformeren 111 som nu er fri til neste oppgave, og styrer venderen for å skifte ut referansespenningene for antenneposisjonen i enhetene 111 og 121. D/A omformernes utgangssignal antar nu de verdier som er angitt på fig. 7B. Mikrodatamaten dirigerer nu sample- og holdeenheten 122 til på velkjent måte å sample summen av D/A utgangsverdiene ved summeringsknutepunktet 125. Etter omkring 5 mikrosekunder har utgangsverdien fra enheten 122 antatt den inverse verdi, dvs. cosinus (A1 + 0) og "holde"-i

tilstanden på enheten 122 slettes av mikrodat|amaten. Utgangs-

i

verdiene er ref eransespenningene for X og Y ij PPI sveipet for den roterende PPI representasjon. Oppdateringsprosessen av sveipr.eeferansespenningene gjennomføres innenfor en 80 mikro-

i

sekunders tilbakeløpsperiode. Det skal bemerkes at det elek-

i

troniske PPI orienteringssystem tillater en hesten øyeblikke-lig orientering av PPI fremvisningen til denjønskede stabiliserte retning i motsetning til et relativt langsomt mekanisk system.

Beskrivelsen av den foretrukne utførelsesform begynte

i

med et inngangssignal for gyrokompass av synkrontypen som i denne utførelsesform er en deling med en faktor på 6 .når det gjelder 360° dreining av synkronakselen. Standardtrinnene på 1/6 grad er oppnådd med en koplingsutveksling for kompass-synkronakselen på 360:1. Andre koplingsutvekslinger som 180:1 eller 36:1 er ofte benyttet. Ifølge en i det følgende beskrevet ytterligere utførelsesform for oppfinnelsen oppnås disse koplingsutvekslinger ved å føye til en spesiell de-kodings- og utvelgelseskrets på inngangen til behandlings-kretsen på fig. 2, slik at en utvelgelse på'velkjent måte av en annen følge av instruksjoner i mikrodatamaten medfører behandling av den digitale inngangskode. Dejresterende komponenter i systemet, dvs. mikrodatamaten og D/^A omformerenhetene t

er de samme som de som er vist på fig. 2.

I tillegg til de ovennevnte trekk verifiserer mikrodatamaten 40 gyldigheten av det nye inngangssignal etter en detektering av en signalovergang i den digitale inngangskode fra registret 90. F.eks. danner inngangsbitene der alle er "0" eller alle er "1", en feiltilstand, og ignoreres av mikrodatamaten samt betraktes som et ukorrekt inngangssignal. Før mikrodatamaten aksepterer en ny posisjon som den aktuelle posisjon som svarer til en endring av skipets kurs og dermed en endring i den digitale kode, er den posisjon i registret 90 bekreftet i et antall på forhånd innstilte perioder før aksepteringen finner sted. Dette gjør det mulig å fjerne svingninger i inngangssignalet ved å tilføye et effektivt hysterese- eller forsinkelsesledd i inngangsdata fra gyrokompasset .

Multifasesystemer, såsom en inkrementell optisk en-koder, holder i motsetning til tofasesystemet mer informasjon enn bare et enkelt trinn opp eller ned. Det ovenfor beskrevne synkronposisjons inngangssignal medfører en tre-element digitalkode A, B, C, på utgangen av registret 90, og fortolkes som ett eller to trinn opp eller ned som tidligere beskrevet i forbindelse med tabell I.

Denne totrinnfortolkning tillater høyere inngangsdata-hastigheter slik at det blir mulig for systemet å akseptere hurtigere endringer i kursen fra gyrokompasset enn når en enkelt trinnendring opptrer. Den maksimale inngangsdreie-hastighet som nu vil kunne aksepteres svarer til en 120° synkronakselposisjonsendring, pr. bærebølgeperiode. Denne hastighet kan for en synkro med en frekvens på 60 perioder være på 20 omdr./sek. eller 1200 omdr./min. Ved bruk av en kompasssynkronutveksling på 360:1 svarer denne hastighet til en kursendring på 20° pr. sek. Til luftbåren anvendelse der en hurtigere kursendring opptrer, brukes en bærespenning på 400 perioder. Hastighetene stiger proporsjonalt opp til en kursendring på ca. 130° pr. sek.

Det skal vises til fig. 6 som gjengir et blokkdiagram for inngangssignalbehandleren, der en synkronakselomdreining på 360° er delt med 12, noe som medfører en gyrokompass-synkronakselutveksling på 180:1. Blokkdiagrammet omfatter en dekodningsvelger 68 som er innrettet til å samvirke med utgangssignalene 78, 79, 81 fra en fasekomparator 70 slik at det utføres en "eksklusiv-eller" funksjon på vilkårlige utgangssignaler med bølgeformene I, II eller Illj på fig. 5A. Resultatet av denne funksjon er vist på fig. 5jB ved bølgeform-ene IV, V og VI, der begge bølgeformer I og III er "høye", f.eks. ved 60°, noe som medfører et nullutgangssignal på bølgeformen VI, slik at ØC velges.

Utgangsledningene 34, 35 og 36 fra dekodningsvelgeren

68 bærer bølgeformen henholdsvis IV, V og VI.jBare en av disse bølgeformer er negativ på grunn av eksklusiv-;eller dekod-ingen (fig. 5B) som utføres av enheten 68. Den negative del av bølgeformen brukes til å velge det særskilt dempede signal ØA, ØB eller ØC, som overføres til en venderenhets 6 9 inn-gang slik at valgte dempede signal finnes på ledningen 84b.

En slik venderenhet kan være en velkjent fas^stoffvender, såsom et "AD7511" analogapparat. Hver ledning IV, V eller VI velger derfor når de er negative, inngangsfa.sesignalet ØA,

i

ØB, ØC med avtagende amplitude mellom hovedovergangspunktene. Den valgte dempede fase ØA, ØB eller ØC på ledningen 84b sammenliknes med et spenningsnivå for derved å oppnå en

i

underinndeling av synkronakselomdreiningen mellom hovedovergangspunktene 83B, 83D, 83D, 83F, 83G og 83H (fig. 5A).

i

Disse punkter har lik amplitude og er tidligere beskrevet med hensyn til virkemåten for fasekomparatoren på fig. 2. Underinndelingsovergangene er i det følgende betegnet som underoverganger. Utvelgelsen av fasen med fallende amplitude mellom vilkårlige punkter med like store faseamplituder, er representative for inngangssignalet og erstatter effektivt settet av tre individuelle faser med sinusfiormed<e> kurver,

med et enkelt signal med en trekantet kurvelfor<m> som er dannet av 83A, 83B og 83C (fig. 5a). Den valgte fase er følsom overfor common mode transiente forstyrrelser på iinngangssignalet. Oppfinnelsen eliminerer disse forstyrrelser idet summen av synkronfåsenes øyeblikksamplituder er null; slik at det eta-

I

i

bleres et for synkronutgangssignalet virtuelt null ved felles-punktet i spenningsdelene i dempekretsen 60. Nivåinnstilling av en nivåinnstillingsenhet 141 er utført ved hjelp av en ledning 140, og spenningsforskjellen mellom det virtuelle null og lokal jord på ledningen 140 er proporsjonal med de transiente forstyrrelser slik at dette kan brukes til å eli-minere en vilkårlig forstyrrelseskomponent fra den utvalgte fase ØA, ØB eller ØC i enheten 141. Nivåinnstillingsenheten 142 (fig. 6) er innrettet til å stille inn nivået for det utvalgte fasesignal på ledningen 84b i overensstemmelse med verdien på ledningen 140 som representerer common modespen-ningen. Middelverdispenningen av utgangssignalet på ledningen 145 er nu på det lokale jordnivå slik at common modeforstyr-relsene er fjernet. Dette jordnivå gjør det mulig for en komparator 146 å sammenlikne med den lokale jord slik at midtpunktet mellom hovedovergangene fastlegges. Komparatorens 146 utgangssignal er en firkantbølge og "1" eller "0" ut-gangsstørrelsen avhenger av om amplituden for bærebølgen er negativ eller positiv. F.eks. er utvelgelsen av ØC (fig. 5B, bølgeform VI) mellom punktene 83B og 83D utført i løpet av dens negative tilstand. Utgangssignalet fra komparatoren 146 er "1" mellom 83C og 83B og "0" mellom 83C og 83D i løpet av den positive fase av bærebølgen og er det motsatte i løpet av den negative fase. Komparatorens utgangssignal overføres til dataregistret 90 ved hjelp av en taktpuls på samme måte som beskrevet for 360:1 synkronen, således at bærebølgen fjernes. Den digitale kode ved utgangen av registret 90 består nu av fire bit, nemlig A, B, C og D som blir undersøkt av mikroprosessoren og behandlet sammen med overgangene i inn-gangskodene A, B, C og D for oppdatering av den lagrede posisjon av gyrokompasset og dermed oppdatering av skipets kurs.

Denne tabell II viser beslutningsformatet for mikroprosessoren som beslutter om inngangsoverganene angir ett, to, tre eller fire trinn opp eller ned. En synkronkompassutveksling på 180:1 frembringer trinn på 1/6° slik at det med en bærefrekvens på 60 Hz tillates en variasjon i kompasskursen på opptil 40°/sek.

Fig. 11 viser et blokkdiagram over inngangssignal-behandlingskretsen i det tilfellet da det mellom hovedovergangspunktene benyttes en underinndeling som er større enn 2, slik at det, for en synkronkompassaks.elutveksling på 36:1 og med ni underovergangspunkter mellom hosliggende hoved-organgspunkter gis en underinndeling på ti undertrinn mellom hovedovergangene. Langsommere akselhastigheter kan nu brukes til å gi den samme trinnendring på 1/6° i kursen. Dette er i det vesentlige det samme som det som er beskrevet ovenfor, der komparatoren 146 adderer et underovergangs-punkt. Sammenlikningen med lokal jord 151 på fig. 6 er nu erstattet av en sammenlikning med en analog spenning, som frembringes av en fire-bit D/A omformer 147, via en ledning 149. Mikrodatamaten overfører det digitale inngangssignal til D/A omformeren gjennom et pufferregister 148.

Komparatoren 146 bestemmer om bærebølgens amplitude ved den utvalgte fase for ledningen 152 er innenfor det trinn som er anvist av mikrodatamaten 40 ved hjelp av lagring av en spesiell trinnverdi i pufferregistret 148, som forsyner den analoge spenningsinngang på komparatoren. Når bærebølgeamplituden på ledningen 152 er større enn et på forhånd bestemt spenningsområde for den analoge sammen-likningsspenning 149, opptrer det et digitalt utgangssignal "1" på tilvekstledningen 155, og når amplituden er mindre enn det omtalte område, opptrer det et "1" på reduksjons-ledningen 15 7. I det tilfellet der bærebølgeamplituden på ledningen 152 er innenfor det analoge spenningsområde er begge ledninger 155 og 157 på "0". Signalene på ledningene 155 og 157 strobes på tidligere beskreven måte inn i registret 90 samtidig med utgangssignalene A, B og C. Den digitale kode på utgangen av registret 90 består nu av

]

5 biter, nemlig A, B, C, D og E, der D og E ler ordre til mikroprosessoren om å øke eller senke den digitale verdi som er strobet inn i registret 148 (fig. 11)'. Registrets 90

i

utgangssignaler A, B, C, D og E overføres via databussen 32 til mikrodatamaten som senker eller hever utgangssignalet til D/A omformeren 14 7 via pufferregistret 148, inntil komparatorens 146 to inngangssignaler er like store. Dette bestemmer de særskilte undertrinn som svarer til synkronakselens stilling. Når det detekteres en signalovergang fra ett trinn til et inntilliggende trinn, adderer eller subtra-herer mikrodatamaten trinnverdien til den foreliggende verdi som representerer skipets lagrede vinkelkurs. 4-bits D/A omformeren muliggjør en underinndeling opp til 16. Lineari-teten av bærekurven på ledningen 152 mellomj to hovedovergangspunkter er slik at en underinndeling opp til 20 like tilvekster er mulig. I tilfelle av mistilpajsning sørger mikrodatamaten automatisk for en posis jonse'ndring av hovedovergangspunktene.

Det vises nu til fig. 8 der det er gjengitt et blokkdiagram for inngangssignalbehandleren 30 som brukes når gyrokompasset har en trinnutgang i stedet for én synkronutgang. For en likestrøms trinnmater har gyrokompassets utgangssignaler ØA, ØB og ØC bølgeformer som opptrerjpå ledningene henholdsvis 422A, 422B og 422C (fig. 10). Fig: 10A viser, når hver av disse bølgeformer er positive (skraverte) eller negative (blanke). Inngangssignalbehandleren 3<i>0 aksepterer likestrømssignaler på ledningene 61, 63 og<j>65 med begge polariteter over et bredt område av spenningsnivåer. Dempe-og isolatorkretsen 60B omfatter en diodebrb 170 som er forbundet med ledningen 61 og 171 samt står ij serie med en opto-i

kopler 172 hvis virkemåte svarer til virkemåten for optokopleren 58 på fig. 2. ØB og ØC er forbundet på samme måte som ØA. Ved bruk av diodebroen 170 er det jpå velkjent måte mulig å akseptere signaler av begge polariteter slik at strømmen gjennom optokopleren er uavhengigj av polariteten. Derfor kan kilden 175 (fig. 10) være av dén ene eller den annen polaritet. Komparatorene 70B er innrettet til å sammen-I

likne hver inngangsfase med en forutbestemt verdi, som er bestemt av et potensiometer 177. Når en overgangsdekoder 181 detekterer at det opptrer en signalovergang, vil utgangssignalene A, B, C på ledningene 74, 75, 76 bli overført til registeret 90 ved hjelp av en taktpuls. Når det benyttes en vekselstrømstrinnmater, er likestrømkilden 175 (fig. 10) erstattet med en vekselstrømkilde, og signalets bærebølgeamplitude er vist med kurvene på fig. 10A. Data blir overført til registeret 90 på den ovenfor beskrevne måte i stedet for at man benytter overgangsdekoderen 181.

Det skal påpekes at en fagmann vil kunne innføre endringer eller midifikasjoner av den beskrevne utførelsesform uten at man derved går utenom oppfinnelsens ramme.

Claims (16)

1. Adaptivt kompassdrivsystem til bruk i|forbindelse med en planposisjons-indikator (PPI) i et radarsystem, i karakterisert ved at det er innrettet til å reagere på elektriske signaler som representerer inkrementale posisjonsforandringer ved et gyrokompass og omfatter i anordninger til forbehandling av de nevnte elektriske signaler, slik at deres bølgeformer får trinn som representerer vinkelforandring i posisjonen av gyrokompassets i akser, anordninger for avføling av tilstanden ved de nevnte behandlede signaler i forbehandlings-anordningen og for avføling av tilstedeværelse av enkelte eller flere trinninkrementer eller dekrementer i utgangssignalene, en mikroprosessor som er innrettet til å reagere påjutgangssignalene fra forbehandlings-anordningen og til å ta ut fra forbehandlings-anordningen et kodet forandringssignal som representerer inkremental forandring i vinkelstillingen for gyrokompassakselen, anordninger som er styrt avjmikroprosessoren for å gi som utgang sann-tids utgangssignaler i et format av digitale koder som representerer sinus og cosinus for den tilsiktede PPI rotasjonsvinkel og anordninger, innbefattende en D-til-A enhet for sammensetning avi de nevnte sann-tids utgangssignaler med spenninger for X og Y posisjonene i fra et radarsystem, til frembringelse av X Jog Y sveipe- ref eransespenninger for orientering av bildet på PPI fremviseren, hvilket system er slik at bildet på PPI fremviseren i ikke roterer når radarsystemet roterer. I

2. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 1, karakterisert ved at de nevnte elektriske signaler er utgangsfasebæresignaler, der den relative amplitude for hvert utgangsfasesignal er en funksjon' av vinkelstillingen for gyrokompassets aksel og at forbehandlingsanordningen innbefatter en komparatoranordning til frembringelse av kodede signaler hvis overganger representerer punkter med stort sett like bæreamplituder for hvilke (som helst to i faser av utgangsfasebæresignalene, og et utgangsregister for lagring av kodede signaler som kodede data, hvilken mikroprosessor er koblet til anordninger inneholdende lagrede tidligere verdier for de kodede data og er innrettet til å motta de nevnte kodede data fra utgangsregisteret og til å motta fra anordningen inneholdende de lagrede verdier, et kodet forandringssignal som representerer en inkremental forandring i gyroakselens vinkelstilling.

3. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 2 og innrettet til å arbeide over en rekke tilførselsspenninger og frekvenser fra en synkronutgang for å orientere bildet på PPI fremviseren for ved forandringer i et fartøys kurs å frembringe en nordstabilisering av PPI fremviseren, karakterisert ved at de nevnte elektriske signaler er tre fasebæresignaler og referansesignaler fra et gyrokompass med en synkro-oppbygning, der komparator-anordningen er innrettet til å reagere på de nevnte tre fasebæresignaler og til å frembringe signaler hvis overganger representerer trinnforandringer i fartøyets kurs og at utgangsregisteret er innrettet til å reagere på referansesignalene for å lagre verdier av overgangssignalene i form av kompassposisjonsdata ved utgangen av registeret.

4. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved at anordningen for sammensetning av signaler og spenninger innbefatter en antenneoppløser som frembringer referansespenninger for X og Y posisjonen og D-til A omformer som mates med en referansespenning for X og Y posisjonen fra antenneoppløseren sammen med lagrede vinkeldata som tilføres av mikroprosessoren for å frembringe analoge utganger som representerer referansespenninger for X og Y sveipingen, frembragt under PPI fremviserens tilbakeløpstid for å dreie PPI gjengivelsen en gang pr. sveipeperiode for å bibeholde en elektronisk stabilisert og orientert PPI I i fremviser. ' I i

5. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt)i krav 1, karakterisert ved at forbehandlingsanordningen omfatter en fasekomparator innbefattende en eksklusiv ELLER krets. i I I i

6. Adaptivt kompassdrivsystem som angittl i krav 2, karakterisert ved at forbehandlingsanordningen innbefatter en dempekrets som er innrettet til å redusere inngangssignalenes nivå slik at systemet kan arbeide over et bredt område av inngangsspenninger, samtidig med at belastningen på kompassets utgangssignalledninger i reduseres. j i I i

7. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 2, karakterisert ved at lagringsanordningen er innrettet til å reagere på et strobesignal,jfrembragt på grunnlag av et synkroreferansesignal og er innrettet til i å opptre nær midten av enten den positive eller negative periode av utgangsfasesignalene. j I i

8. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 1, karakterisert ved at f orbehjandlingsanord-ningen omfatter optiske isolatoranordninger for isolasjon av referansesignalene for gyrokompasset fra signaler innenfor systemet. i

9. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 8, i karakterisert ved at forbehandlingsanordningen innbefatter en terskelkomparator som er innrettet til å likerette utgangen fra den optiske isolator til frembringelse av en firkantbølget strobepuls for tidsstyring av forbe-handlede signaler inn i et dataregister. I i<.> i i

10. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 2, karakterisert ved at en janalog-til-digi- I tal omformer innbefatter en sample-og holdekrets som er innrettet til under perioden med sveipingens tilbakeløp å oppdatere X og Y sveipereferansespenningene for neste svei-ping av PPI fremviseren.

11. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 2, karakterisert ved at utgangen fra komparatoren blir matet for å velge dekoderanordning som er innrettet til ved eksklusiv ELLER virkning, å frembringe et bestemt valgt signal for påtrykking til en koblingsenhet, hvilken enhet reagerer på det valgte signal for fra gyrokompassets utgangssignaler å velge ut et fasesignal med avtagende amplituder mellom hovedovergangspunkter i dette, og omfattende en anordning med nivåjusteringsorganer, beregnet på å justere nivået for signaler med avtagende amplitude, med en verdi som bestemmes av det virtuelle jordsignal som avledes fra utgangsfasesignalet, for dermed å danne et utgangssignal som er balansert i forhold til det lokale jordnivå, og en komparator som mates med det balanserte signal, for å frembringe et kodet signal til et dataregister som identifiserer den positive og negative amplitude av det balanserte signal, hvorved det fremkommer en firebit kode ved dataregisterets utgang.

12. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 3, karakterisert ved at utgangen fra komparatoren mates til en overgangskoder som er innrettet til å frembringe et synkroniseringssignal for klokkeutgangen fra terskelkomparatoren til lagringsanordningen når som helst en overgang blir påvist.

13. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 12, karakterisert ved at kompassets utgang med signaler av trinntypen, er tilkoblet en likeretter og på-trykkes terskelkomparatoren som er innrettet til sammen-ligning av det likerettede signal med en på forhånd bestemt verdi. I

14. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 1, karakterisert ved at omformeranordningen er innrettet til å omforme trinnbølgeformede til digitale l kodede signaler som representerer en flerhet av trinn i begge vinkelretninger for de inkrementale vinkelutgangs-data.

15. Adaptivt kompassdrivsystem som ahgitt i krav 1, karakterisert ved at forbehandlingsanordnin- I gen behandler tre fasebæreutgangssignaler fra de inkrementale posisjonsfølende anordninger, hvilkein forbehandlingsanordning innbefatter anordninger for omformning av bære-utgangssignalene til trinnbølgeformer soml representerer inkrement eller dekrement i rotasjonsretningen for de inkrementale posisjonsfølende anordninger, janordninger for omdannelse av trinnbølgeformene til digitale signaler, hvilken forbehandlingsanordning innbefatter en fasekomparator som mater en valgt dekodeanordning, innrettet til å avgi et bestemt velgersignal for påtrykning på en koblingsenhet som reagerer på velgersignalet ved å velge fra trinnbølge-formene et designert signal av amplitudeendring mellom hovedovergangspunkter, hvilken komparator videre mates med det designerte signal for å frembringe et kodet signal til et dataregister med utgangslinjer som identifiserer ampli- I tuden på signalet i forhold til et referansesignal, og en digital-til-analogomformer, koblet til mikroprosessoren for å mate kodede utgangssignaler slik at det nevnte referansesignal fremkommer og bestemmer når amplituden for det designerte signal er en på forhånd bestemt verdi større enn amplituden på referansesignalet, forjå frembringe en inkremental utgang ved en av utgangslinjene fra dataregis-teret, og for, når komparatoramplituden er lavere, å frembringe en dekremental utgang på en annenj av utgangslinjene fra dataregisteret. i i

16. Adaptivt kompassdrivsystem som angitt i krav 2, karakterisert ved at komparatoren er innrettet til å velge punkter med hovedsaklig lik bæreamp-litude mellom hvilke som helst to faser som posisjons-overgangspunkter, hvorved virkningen av elektriske forstyrrelser med felles modus automatisk fjernes og hvorved dempning av gyroutgangssignalene tillates.