NO156270B

NO156270B - PROCEDURE FOR IDENTIFYING A TRANSFERED INFORMATION CHANNEL, RECEIVED SIGNAL.

Info

Publication number: NO156270B
Application number: NO822784A
Authority: NO
Inventors: Wilfried Steudle
Original assignee: Ant Nachrichtentech
Priority date: 1981-08-17
Filing date: 1982-08-16
Publication date: 1987-05-11
Also published as: EP0072393A3; DE3132377A1; EP0072393A2; NO822784L; DE3274609D1; ATE24080T1; DK347382A; NO156270C; EP0072393B1

Abstract

1. Method for the recognition of a signal, transmitted by way of a communications channel, of a predetermined period t1 with the tolerance width +-b, wherein the signal is converted by means of overloading amplification (V) into a rectangle-like signal, with a shift register (SR), which consists of the series connection of r bistable relaxation oscillators and the content of which is shifted under the effect of a control pulse of the period t0, characterised thereby, that the content of the shift register (SR) is cleared, i. e. assumes a binary data signal of the valency 0, on a first zero transition of the signal, that the binary data signal of the valency 1 is then put into the shift register (SR) by means of a determinable number a (window width) of control pulse periods t0 and, subsequently until a second zero transition of the signal, the binary data signal of the valency 0 is again put into the shift register (SR) and that the received signal displays the predetermined period t1 or half period, which is equal to the transit time of the binary data signal of the valency 1 through the shift register (SR), when the binary data signal of the valency 1 is present at the output of the shift register (SR) during the second zero transition and when the second zero transition is the one following the first zero transition with a polarity change of like or opposite direction and that the received signal counts as recognised when it displays a certain number of these periods or half periods.

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte for frekvensidentifisering henholdsvis for identifisering av et over en informasjonskanal overført, mottatt signal med en forutbe-bestemt periode i overensstemmelse med innledningen til patentkrav 1 eller 2. The invention relates to a method for frequency identification or for identification of a received signal transmitted over an information channel with a predetermined period in accordance with the introduction to patent claim 1 or 2.

Det er tidligere kjent sådanne fremgangsmåter, eksempelvis fra DE-patentskrift nr. 2 030 220, som benytter en koplingsanordning for mottagelse av datasignaler som består av pulsrekker og som overføres ved hjelp av en binær bærebølge ved hvilken det til de forskjellige tilstander av datapulsene er tilordnet forskjellige frekvenser av den binære bærebølge, idet bærebølgens frekvenser og datapulsenes frekvenser står i heltallige forhold til en taktfrekvens, og ved hvilken det for frekvensvurderinger er anordnet som digitale filtre virksomme skiftregistre som består av en seriekopling av bistabile vippekoplinger og som under innvirkning av en styrefrekvens gjennomløpes ved hjelp av hver tilordnet puls under dennes periode, idet det for hver av de Hinære bærefrekvenser er anordnet et skiftregister som påvirkes av et av taktfrekvensen ,-hél.tallig avledet styre-signal som svarer til vedkommende bærefrekvens multiplisert med vippetrinnantallet, idet skiftregisterets inngangsklemmer er forbundet med mottagningsanordningens inngang og dets inn-gangs- og utgangssignaler ved sin ved hjelp av OG-koplinger fastslåtte koeffisient tilføres til et lavpassfilter som integrerer det overførte datategn,og hvis utgang i overensstemmelse med den av skiftregisteret utnyttede eller vurderte tilstand av datapulsene er forbundet direkte eller invertert med mottagningsanordningens utgang. Denne demodulatorkopling arbeider etter prinsippet med et n-plassers skiftregister som forskyves med en taktfrekvens som er det n-dobbelte av den bærefrekvens som skal dekodes, og hvis gjennomløpstid dermed svarer til en periode av det signal som skal dekodes. Med denne koplingsanordning er det imidlertid ikke mulig å gjenkjenne eller identifisere et på grunn av overførings-kanalen forvrengt nyttesignal når forvrengningene overskrider bestemte verdier. Dessuten kan det med denne kopling ikke skjelnes mellom grunnbølger og overharmoniske bølger. Such methods are previously known, for example from DE patent no. 2 030 220, which use a switching device for receiving data signals consisting of pulse trains and which are transmitted by means of a binary carrier wave in which the different states of the data pulses are assigned different frequencies of the binary carrier wave, since the frequencies of the carrier wave and the frequencies of the data pulses are in integer ratios to a clock frequency, and in which, for frequency evaluations, active shift registers are arranged as digital filters which consist of a series connection of bistable flip-flops and which are run through under the influence of a control frequency by means of each assigned pulse during its period, as a shift register is arranged for each of the Hinary carrier frequencies which is affected by a control signal derived as an integer from the clock frequency which corresponds to the carrier frequency in question multiplied by the number of flip-flops, as the input terminals of the shift register are federation a with the input of the receiving device and its input and output signals with its coefficient determined by means of AND connections is supplied to a low-pass filter which integrates the transmitted data symbol, and whose output in accordance with the state of the data pulses utilized or evaluated by the shift register is connected directly or inverted with the output of the receiving device. This demodulator coupling works according to the principle of an n-place shift register which is shifted with a clock frequency which is n-fold of the carrier frequency to be decoded, and whose cycle time thus corresponds to one period of the signal to be decoded. With this coupling device, however, it is not possible to recognize or identify a useful signal distorted due to the transmission channel when the distortions exceed certain values. Moreover, with this coupling, fundamental waves and overharmonic waves cannot be distinguished.

Formålet med oppfinnelsen er derfor å tilveie-bringe en fremgangsmåte av den angitte type ved hvilken en frekvensidentifisering også er mulig når støy eller andre innvirkninger av overføringskanalen tidsforskyver signalenes nullgjennomganger og således villeder en frekvensendring. Fremgangsmåten skal samtidig kunne utføres uten store omkost-ninger . The purpose of the invention is therefore to provide a method of the specified type by which a frequency identification is also possible when noise or other effects of the transmission channel time-shift the signals' zero crossings and thus mislead a frequency change. At the same time, the procedure must be able to be carried out without major costs.

Ovennevnte formål oppnås ved en fremg aigsmåte som The above purpose is achieved by a method which

er kjennetegnet ved de i kravene angitte, karakteriserende trekk. is characterized by the characterizing features specified in the requirements.

Ved hjelp av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen muliggjøres en frekvensidentifisering med små byggeelement-omkostninger, hvorved frekvensen og dennes toleransebredde er innstillbar. With the help of the method according to the invention, a frequency identification is made possible with small building element costs, whereby the frequency and its tolerance width are adjustable.

Ved den digitale frekvensbestemmelse finnes det to muligheter til å utnytte nullgjennomgangene. Den første mulighet er å telle antall nullgjennomganger innenfor et tidsintervall og er godt egnet for høye frekvenser. For frekvenser av størrelsesorden 1-3 kHz måtte dette tidsintervall gjøres stort for å oppnå en viss sikkerhet. Dette betyr imidlertid en lang reaksjonstid. With the digital frequency determination, there are two possibilities to utilize the zero crossings. The first possibility is to count the number of zero crossings within a time interval and is well suited for high frequencies. For frequencies of the order of 1-3 kHz, this time interval had to be made large in order to achieve a certain degree of security. However, this means a long reaction time.

Den andre mulighet sørger for> måling av- tiden mellom nullgjennomgangene. Ved ideelle sinus- eller firkant-forløp er en halv periode tilstrekkelig for å bestemme frekvensen. Senderen er imidlertid ikke uten overharmoniske bølger (oversvingninger) som på overføringsveien dempes for-skjellig fra grunnbølgen og også har en annen løpetid enn grunnbølgen. Opptredende støysignaloverlagring og det forhold The second possibility provides for> measurement of the time between the zero crossings. With ideal sine or square waveforms, half a period is sufficient to determine the frequency. However, the transmitter is not without overharmonic waves (over-oscillations) which on the transmission path are attenuated differently from the fundamental wave and also have a different duration than the fundamental wave. Appearing noise signal superimposition and that relationship

at omformingen av mottagningssignalét :til firkantpulsrekke-følger på mottagningssiden skjer ved hjelp av overstyring, hvorved sammenlikneren sjelden er uten midtforskyvning (tysk: Mittenablage), føres likeledes til at nøklings- eller puls/pause-forholdet går bort fra den ideelle verdi 1 : 1 og eksempelvis antar verdier mellom 4 : 6 og 6 : 4. that the transformation of the reception signal: into a square pulse sequence on the receiving side takes place by means of override, whereby the comparator is rarely without a center offset (German: Mittenablage), likewise leads to the keying or pulse/pause ratio departing from the ideal value of 1:1 and, for example, assumes values between 4 : 6 and 6 : 4.

Generelt er avstandene mellom nullgjennomgangene In general, the distances between the zero passes are

med lik polaritetsvekslingsretning mer tidsnøyaktige, og toleransebredden må derfor settes høyere ved måling av halv- with the same polarity reversal direction are more time-accurate, and the tolerance width must therefore be set higher when measuring half-

perioder enn ved måling av hele periodene. periods than when measuring the entire periods.

En nøyaktig metode er å måle hele multipla x av perioden ti eller halvperioder, idet gjennomløpstiden for det binære datasignal med verdien 1 gjennom skiftregisteret gjøres lik dette multiplum x, hvorved det mottatte signal oppviser den forutbestemte periode ti eller halvperiode når det binære datasignal med verdien 1 er til stede på skiftregisterets utgang ved den x"te etter den første følg-ende nullgjennomgang som oppviser en polaritetsveksling med lik hhv. lik eller motsatt retning. An accurate method is to measure whole multiples x of the period ten or half periods, the transit time for the binary data signal with the value 1 through the shift register being made equal to this multiple x, whereby the received signal exhibits the predetermined period ten or half periods when the binary data signal with the value 1 is present at the output of the shift register at the x"th after the first following zero crossing which exhibits a polarity change with equal or equal or opposite direction.

Støysignaler frembringer likeledes nullgjennomganger med ikke forutsigbare tidsavstander. For å sikre seg mot feiltolkninger ved en måling som villeder nyttefrekvensen, men imidlertid skriver seg fra et støysignal, må flere nullgjennomganger enten måles i uavbrutt rekkefølge eller måles med flertallsavgjørelse. Noise signals likewise produce zero crossings with unpredictable time intervals. In order to protect against misinterpretations in the case of a measurement that misleads the useful frequency, but is nevertheless written from a noise signal, several zero crossings must either be measured in uninterrupted order or measured with a majority decision.

Oppfinnelsen skal i det følgende beskrives i for-bindelse med et utførelseseksempel under henvisning til teg-ningene, der fig. 1 viser et blokkskjema av en digital fre-kvensdiskriminator som arbeider i overensstemmelse med fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, og fig. 2 viser en sådan fre-kvensdiskriminator i en detaljert koplingsanordning. In the following, the invention will be described in connection with an embodiment with reference to the drawings, where fig. 1 shows a block diagram of a digital frequency discriminator which works in accordance with the method according to the invention, and fig. 2 shows such a frequency discriminator in a detailed switching device.

På fig. 1 tilføres et mottagningssignal til en for-sterker V som skal overstyres, og til en nivåovervåkning PU. Koplingen arbeider bare fra et bestemt mottagningsnivå. Ved hjelp av forsterkeren V omformes mottagningssignalet til et firkantsignal hvis nullgjennomganger dekodes ved hjelp av en nullgjennomgangsdekoder N dec og eksempelvis ved hjelp av differensiering benyttes til frembringelse av korte pulser. Ved hjelp av hver nullgjennomgang frembringes to tidsfor-skjøvne pulser, idet den første, overtagelsespulsen, avslut-ter den forutgående måling og bevirker at resultatet overtas for utnyttelse eller vurdering. Den andre, i tid noe for-sinkede puls (nullstillingspuls), nullstiller eller tilbake-stiller måleanordningen og starter denne på nytt. Ved hjelp av nullstillingspulsen blir et skiftregister SR nullstilt. Deretter blir det på skiftregisterets SR inngang fra en vindusb ireddeanoirclning FB innskrevet et anta.ll a av binaeire enere som svarer til vindusbredden. Deretter påfylles binære nuller. Skiftregisteret blir ved hjelp av en taktgene-rator TG forsynt med taktsignalet med periode tO. Dersom ti er perioden for den frekvens som skal bestemmes, er antall takter pr. halvbølge lik n<1> = tl/2 tO, eller det er lik det totale antall n = tl/tO av styretaktperioder tO i signalets periode ti. Vindusbredden a, dvs. altså det bestembare antall a av styretaktperioder tO, kan bestemmes ved hjelp av følgende likning a = 2b + 1. Her må størrelsene a og n avrundes til hele tall. Dersom det altså tillates et nøklings-forhold på 6 : 4 hhv. 4:6, altså en toleransebredde b' In fig. 1, a reception signal is supplied to an amplifier V which is to be overridden, and to a level monitor PU. The connection only works from a certain reception level. With the help of the amplifier V, the reception signal is transformed into a square signal, the zero crossings of which are decoded with the help of a zero crossing decoder N dec and, for example, with the help of differentiation, is used to generate short pulses. With the help of each zero crossing, two time-shifted pulses are produced, the first, the takeover pulse, ending the previous measurement and causing the result to be taken over for utilization or assessment. The second, slightly delayed pulse (resetting pulse), resets or resets the measuring device and restarts it. With the help of the reset pulse, a shift register SR is reset. Then, a number of binary ones corresponding to the window width is written to the SR input of the shift register from a window width denoircling FB. Binary zeros are then padded. The shift register is provided with the clock signal with period t0 by means of a clock generator TG. If ten is the period for the frequency to be determined, the number of beats per half-wave equal to n<1> = tl/2 tO, or it is equal to the total number n = tl/tO of control clock periods tO in the signal's period ti. The window width a, i.e. the determinable number a of control cycle periods tO, can be determined using the following equation a = 2b + 1. Here, the quantities a and n must be rounded to whole numbers. If a keying ratio of 6:4 or 4:6, i.e. a tolerance width b'

+ 20 %, fremkommer antallet av tillatte takter tO pr. halv-bølge n' = 26 +_ 5 og en vindusbredde a' = 10 ved en signal-frekvens på 1300 Hz og en taktfrekvens på 67,652 kHz. Lagringsregisterets minimumslengde blir da lik r' = n<1> - a'/2 = 26 - 5 = 21. Dersom det innenfor tidsvinduet, dvs. under den tid da de binære enere forskyves til skiftregisterets utgang, registreres en nullgjennomgang og en tilsvarende overtagelsespuls frembringes, vil en etterfølgende OG-port UND melde en positiv hendelse til en hendelsesteller EZ. + 20%, the number of permitted beats tO per half-wave n' = 26 +_ 5 and a window width a' = 10 at a signal frequency of 1300 Hz and a clock frequency of 67.652 kHz. The minimum length of the storage register is then equal to r' = n<1> - a'/2 = 26 - 5 = 21. If within the time window, i.e. during the time when the binary ones are shifted to the output of the shift register, a zero crossing and a corresponding acquisition pulse are registered is generated, a subsequent AND gate UND will report a positive event to an event counter EZ.

I en utførelse av oppfinnelsen kan skiftregisteret innstilles på en lengde på 1 - 64 biter og kan dermed benyttes for gjenkjennelse eller identifisering av forskjellige fre-kvensverdier. Vindusbredden kan innstilles med en teller, men imidlertid kan også selve skiftregisteret benyttes for dette formål idet, slik det er antydet med en strektegnet linje på fig. 1, én av de eksempelvis 64 parallellutganger fra skiftregisteret benyttes til å avslutte gruppen av binære enere når disses frontbit ankommer til registerets utgang. In one embodiment of the invention, the shift register can be set to a length of 1-64 bits and can thus be used for recognition or identification of different frequency values. The window width can be set with a counter, but, however, the shift register itself can also be used for this purpose since, as indicated by a dashed line in fig. 1, one of the for example 64 parallel outputs from the shift register is used to terminate the group of binary ones when their front bit arrives at the register's output.

I en annen utførelse av oppfinnelsen koples frekvensidentifiseringen til aktiv tilstand bare når tilstrekkelig mottagningsnivå er for hånden. Reaksjonstiden øker da rik-tignok med ca. 0,5 sekunder, men denne tid er imidlertid forholdsvis liten i forhold til tiden for frekvensidentifiseringen. Forstyrrelsessikkerheten er imidlertid vesentlig større da sannsynligheten for at et nyttesignal villedes på grunn av støy, her er vesentlig mindre. In another embodiment of the invention, the frequency identification is switched to active mode only when sufficient reception level is at hand. The reaction time then increases considerably by approx. 0.5 seconds, but this time is relatively small compared to the time for frequency identification. However, the security against interference is significantly greater as the probability of a useful signal being misled due to noise is significantly lower here.

Fig. 2 viser en realiseringsmulighet av koplingen ifølge fig. 1. Skiftregisteret er her den integrerte kop-lingskrets IC4 (4557/B). Med dennes styreinnganger Al, A2, A4, A8, A16 og A32 kan lengden innstilles, idet skiftregisterets lengde er én vippekopling større enn den verdi som fremkommer ut fra styreinngangenes verdier eller valører. Fig. 2 shows a realization possibility of the connection according to fig. 1. The shift register is here the integrated circuit IC4 (4557/B). With its control inputs Al, A2, A4, A8, A16 and A32, the length can be set, as the length of the shift register is one flip-flop greater than the value that emerges from the values or denominations of the control inputs.

Med kodersokkelen (tysk: Codiersockel) kan den frekvens som skal bestemmes, innstilles ved valg av taktfrekvensen og skiftregisterlengden, og også toleransebredden ved hjelp av vindusbredden. With the encoder socket (German: Codiersockel), the frequency to be determined can be set by selecting the clock frequency and the shift register length, and also the tolerance width using the window width.

I det følgende skal virkemåten for denne kopling beskrives i korthet. Dersom signalet veksler sin polaritet fra 0 til 1 eller omvendt, fremkommer denne veksling synkro-nisert med taktfrekvensen på 1,08 MHz på koplingskretsens ICI utgang Q0. Q0 og Ql har nå forskjellige verdier frem til den neste takt. Dermed blir det på IC2/3 frembrakt en like lang overtagelsespuls. En takt senere har Ql og Q2 forskjellige verdier, slik at det på IC2/4 frembringes en kortere nullstillingspuls. Dersom nivået er på 0, er IC3 og IC4 stadig tilbakestilt over IC7/2 og IC6/3, og dersom nivået er på 1, blir de tilbakestilt bare med nullstillingspulsen. In the following, the operation of this connection will be briefly described. If the signal changes its polarity from 0 to 1 or vice versa, this change occurs synchronized with the clock frequency of 1.08 MHz on the ICI output Q0 of the switching circuit. Q0 and Ql now have different values until the next beat. Thus, an equally long acquisition pulse is produced on IC2/3. One beat later, Ql and Q2 have different values, so that a shorter reset pulse is produced on IC2/4. If the level is at 0, IC3 and IC4 are constantly reset over IC7/2 and IC6/3, and if the level is at 1, they are reset only with the reset pulse.

Ved nivå 1 og etter nullstillingspulsen er IC5/6 på null. Dermed blir telleren over IC6/4 og IC3/1 tellet oppover med den innstilte taktfrekvens (67,6 hhv. 135 kHz). Samtidig blir en ener innskjøvet i skiftregisteret med den samme takt. Alt etter koding vipper eller omkoples IC5/6 til 1 etter ni, elleve eller tretten takter. Over IC6/4 kommer dermed ingen flere takter til IC3/1, dvs. telleren forblir i sin stilling frem til den neste nullstillingspuls. Med vippingen av IC5/6 blir bare nullene innskjøvet i skiftregisteret. Etter en nullstilling fremkommer først bare nullene på skiftregisterets utgang Q. I overensstemmelse med de på inngangene Sl, S2, S4 og S8 liggende potensialer fremkommer den første inn-skjøvne ener etter 17 - 32 takter, og etter ytterligere 9, 11 eller 13 takter fremkommer på nytt bare nullen. Ved den neste flankeveksling av signalet blir med overtagelsespulsen skiftregisterets utgangssignal via IC5/9 tilført til IC3/9, når M5 fremdeles er 0. Dersom utgangen Q er på 1, oppstår en taktflanke og telleren økes med 1. Dersom utgangen er på null, oppstår ingen feilpuls, men samtidig blir imidlertid i dette tilfelle telleren tilbakestilt via IC5/10 og IC6/10. At level 1 and after the reset pulse, IC5/6 is at zero. Thus, the counter above IC6/4 and IC3/1 is counted upwards with the set clock frequency (67.6 or 135 kHz). At the same time, a one is pushed into the shift register with the same beat. Depending on the coding, IC5/6 flips or switches to 1 after nine, eleven or thirteen clocks. Above IC6/4, no more pulses are thus sent to IC3/1, i.e. the counter remains in its position until the next reset pulse. With the flip of IC5/6, only the zeros are pushed into the shift register. After a reset, only the zeros appear at the output Q of the shift register. In accordance with the potentials on the inputs Sl, S2, S4 and S8, the first pushed-in one appears after 17 - 32 cycles, and after a further 9, 11 or 13 cycles again just zero. At the next edge change of the signal, the output signal of the shift register via IC5/9 is supplied to IC3/9 with the takeover pulse, when M5 is still 0. If the output Q is at 1, a clock edge occurs and the counter is increased by 1. If the output is at zero, occurs no error pulse, but at the same time, however, in this case the counter is reset via IC5/10 and IC6/10.

Dersom denne teller oppnår tellerstillingen 8, dvs. dersom åtte overtagelsespulser er innkommet i det riktige tidsintervall, blir M5 innstilt. Samtidig kan det da over IC5/10 ikke lenger skje noen nullstilling, og over IC5/9 kan det ikke lenger frembringes noen ytterligere tellepuls. Telleren blir altså stående inntil den tilbakestilles på grunn av en nivåsenkning over IC7/2 og IC6/10. I de viste bryter-stillinger er frekvensidentifiseringen innstilt på 1300 Hz. Ved hjelp av broene i kodersokkelen kan det imidlertid selv-sagt innstilles mange frekvenser i et vidt område. If this counter reaches counter position 8, i.e. if eight takeover pulses have arrived in the correct time interval, M5 is set. At the same time, no reset can then take place over IC5/10, and no further counting pulse can be generated over IC5/9. The counter thus remains until it is reset due to a level reduction across IC7/2 and IC6/10. In the switch positions shown, the frequency identification is set to 1300 Hz. With the help of the bridges in the encoder base, however, it is of course possible to set many frequencies in a wide range.

En ytterligere fordel med oppfinnelsen består i at mange frekvensbånd med forskjellige båndbredder kan diskrimi-neres med en eneste taktfrekvens ved hjelp av de innstillbare skiftregistre og den innstillbare vindusbredde, og ved bort-fallet av den begrensende fordring at taktfrekvensen må være et heltallig multiplum av signalfrekvensen. A further advantage of the invention consists in the fact that many frequency bands with different bandwidths can be discriminated with a single clock frequency by means of the adjustable shift registers and the adjustable window width, and in the absence of the limiting requirement that the clock frequency must be an integer multiple of the signal frequency .

Claims

Method for the identification of a received signal transmitted over an information channel with a predetermined period ti with a tolerance width +b, the signal is transformed by means of overriding amplification into a square-like signal, with a shift register consisting of a series connection of r. bistable flip-flops whose contents are shifted under the influence of a control clock with the period t0, characterized in that the contents of the shift register (SR) are reset to zero by a first zero crossing of the signal, i.e. a binary data signal with one value 0 assumes that the binary data signal with the other value 1 then the shift register (SR) is inserted using a determinable number a (yihdus width) of control clock periods tO, and then the binary data signal again with one value 0 is inserted into the shift register (SR) until the second zero crossing of the signal, and that the received signal shows the predetermined period of ten or half period, which is equal to the transit time of the binary data signal with the second value 1 through the shift register, when the binary data signal with the second value 1 is present at the output of the shift register (SR) at the second zero crossing and when the second zero crossing is the one after the first the following zero crossing with a polarity change with equal or opposite direction, and that the received signal applies as identified when it exhibits a certain number of these periods or half periods.

2. Method for identifying a received signal transmitted over an information channel with a predetermined period ti with a tolerance width +b, the signal being transformed by means of overriding amplification into a square-like signal, with one of a serial connection of r bistable flip-flops consisting of a shift register whose content is shifted under the influence of a control clock with the period t0, characterized in that the content of the shift register (SR) assumes a binary data signal with one value 0 upon a first zero crossing of the received signal, that the binary data signal with the other

value 1 is then written into the shift register (SR) during a predetermined number a (window width) of control clock periods tO, and then the binary data signal again with the one value 0 is written into the shift register (SR), and that the received 5^ signal exhibits the predetermined period ten respectively half period, whose multiple x is equal to the transit time of the binary data signal with the second value 1 through the shift register, when the binary data signal with the second value 1 is v present at the output of the shift register (SR) at the x'th after the first following zero crossing which exhibits a polarity change with equal or opposite direction, and that the received signal applies as identified when it exhibits with a certain frequency the predetermined period or half term.

3. Method according to claim 1 or 2, characterized in that the mentioned number a (window width) of control cycle periods tO is determined using the following equation

a = 2bn + 1,

where b is the tolerance width and n = tl/tO is the total number n of control clock periods tO in the signal's period ti, and n and a are rounded to whole numbers.

4. Method according to claim 3, characterized in that the shift register (SR) can be set to a specific length r = n - a/2, r being rounded to a whole number.

5. Method according to one of the preceding claims, characterized in that the received signal is suppressed when it does not at least exceed a certain,

pre-given level.