NO155252B - Mudderverk. - Google Patents

Description

Regulerbar transistorblandekopling.

Oppfinnelsen angår en regulerbar transistorblandekopling for omdanning av et modulert inngangssignal som sammen med en oseillator-svingning tilføres emitter-basis-overgangen i en transistor, til et mellomfrekvensignal og hvor blandeforsterkeren reguleres ved regulering av transistorens likestrøminnstilling.

Slike transistorblandekoplinger anvendes f. eks. i apparater for mottagning av radiosig-naler etter det såkalte overlagringsprinsipp.

I slike mottagere blir ofte et eller flere

trinn utformet med automatisk forsterkningsregulering, for å oppnå at styrken av det signal som leveres av mottageren ved ofte betraktelig forskjell i styrke mellom de signaler som mottageren mottar fra antennen, kan holdes tilnærmet konstant. Her inntar det første trinn hvis inngangskrets er tilsluttet antennen, en særskilt stilling. Dette trinn som vanligvis er utformet som blandetrinn, må kunne bibringes

en så stor innstillbar minskning av signalets forsterkning, at en overstyring av det neste trinn til enhver tid forhindres, og dessuten må dette første trinn selv. være i en slik tilstand at ofte meget store antennesignaler må bearbeides uten utillatelig forvrengning.

For mottagere som er bestykket med rør, er det lykkes å tilveiebringe regulerbare blanderør som kan oppfylle de nevnte betingelser. De kjente regulerbare transistorblandekoplinger er imidlertid ikke i stand til å bearbeide de opptredende store antennesignaler forvrengningsfritt, slik at man er tvunget til å gripe til ekstra hjelpe-midler som er egnet til dette formål, f. eks. et høyfrekvensforsterkertrinn med dertil hørende avstemningsorganer.

De kjente reguleringsbare transistorblandekoplinger har en ytterligere ulempe, nemlig at transistoren ved regulering utøver en sterk foranderlig dempning av den resonanskrets som er forbundet med transistoren, slik at mottagerens selektivitet påvirkes ved reguleringen.

Hensikten med oppfinnelsen er å tilveiebringe en regulerbar transistorblandekopling hvor de ovenfor nevnte ulemper unngås og som har lig-nende egenskaper som de kjente rørblandekop-linger.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved at minskning av blandeforsterkningen skjer ved regulering oppover av transistoren og at transistorens emitterkrets inneholder en ikke avkoplet emittermotstand som er slik dimensjonert at den bevirker en motkopling for mellomfrekvensut-gangssignalet og som sammen med differensialmotstanden i transistorens basis-emitter-overgang danner en spenningsdeler for signalspenningen og for oscillatorspenningen.

Det skal bemerkes at med uttrykket regulering oppover av transistoren menes en økning av emitterlikestrømmen, enten direkte ved styring av emitterelektroden eller ved styring av basiselektroden.

Det er allerede kjent å minske et transistor-forsterkertrinns forsterkning ved regulering oppover av transistoren. Det blir da anvendt særlige for dette formål utviklede transistorer hvis strømforstrekningsfaktor i vedkommende fre-kvensområde er sterkt avhengig av emitter-kol-lektor-likestrømmen. Forsterkningsminskningen ved blandekoplingen ifølge oppfinnelsen er ba-sert på ganske andre, nemlig koplingstekniske forholdsregler. Ved koplingen ifølge oppfinnelsen kan det derfor anvendes transistorer hvor den ovenfor nevnte avhengighet ikke er til stede.

Noen utførelseseksempler på oppfinnelsen skal forklares nærmere under henvisning til tegningene. Fig. 1 og 2 viser koplingsskjemaer for tran-sistormottagere med en regulerbar transistorblandekopling ifølge oppfinnelsen og en adskilt oscillator. Fig. 2 viser et koplingsskjerna for en mottager med en selvsvingende regulerbar transistorblandekopling ifølge oppfinnelsen.

Mottageren på fig. 1 har en transistor 1 som arbeider som blandetransistor. Det med lavfre-kvens modulerte høyfrekvenssignal indueres i spolen 3 ved hjelp av en antennestav 2 og til-føres transistoren 1. En ende av spolen er forbundet med blandetransistorens basiselektrode og den andre ende av spolen er over en kondensator 4 jordet for vekselstrøm. Mottageren avstemmes på det ønskede høyfrekvenssignal ved hjelp av en variabel kondensator 6 i resonanskretsen 5.

De for blanding i transistoren 1 nødvendige oscillatorsvingninger tilføres fra en skjematisk vist oscillator 7 gjennom en transformator 8 til transistorens 1 emitterkrets. Denne emitterkrets inneholder videre en ikke avkoblet emittermotstand 9 som er en vesentlig detalj ved fore-liggnde oppfinnelse og hvis funksjon skal forklares nærmere nedenfor. Emitterkretsen inneholder videre en med en kondensator 10 avkoplet motstand 11 som tjener til temperatursta-bilisering av blandetransistoren. Blandetransistorens likestrømsmatning skjer ved at motstanden 11 er forbundet med den positive klemme av en matespenningskilde 12.

I transistorens 1 kollektorkrets ligger en transformator 13 som ved hjelp av en kondensator 14 er avstemt på mottagerens mellomfre-kvens, dvs. det signal som oppstår ved blandingen i transistoren 1 og hvis frekvens f. eks. er lik differansen mellom oscillatorfrekvensen og høy-frekvensslgnalets frekvens. Mellomfrekvenssignalet forsterkes i en skjematisk vist mellomfre-kvensforsterker 15 som over en motstand 16 og en avkoplingskondensator 17 mates fra mate-spenningskilden 12. Det forsterkede mellomfrekvenssignal blir over en på mellomfrekvensen avstemt transformator 18 tilført en detektor-diode 19.

Som følge av denne diodes demodulerende virkning oppstår det over det med diodens katode forbundne detektorfilter som består av en motstand 20 og en liten parallellkondensator 21, et demodulert lavefrekvenssignal som videreføres over en koplingskondensator 22, f. eks. til en ikke vist lavfrekvensforsterker. Videre dannes på detektordiodens katode en positiv likespenning som tilsvarer den midlere amplitude av det mellomfrekvenssignal som tilføres dioden 19 og som i den viste mottager benyttes som reguleringsspenning for automatisk forsterkningsregulering.

I den hensikt blir denne likespenning over en motstand 23 og en utjevningskondensator 24 tilført basiselektroden i en som likestrømsfor-sterker virksom transistor 25 av n-p-n-typen. Denne transistors emitterelektrode er jordet og kollektorelektroden er over en kollektormotstand 26 forbundet med den positive klemme av mate-spenningskilden 12. Den over motstanden 26 oppnådde forsterkede reguleringsspenning blir over en motstand 27 og antenneviklingen 23 til-ført blandetransistorens basiselektrode. Mellom kollektorelektroden i transistoren 25 og jord er lagt inn en motstand 28 for å oppnå at blandetransistoren 1 ved et lite inngangssignal, når transistoren 25 proktisk talt ikke fører strøm, har riktig likestrømsinnstilling.

Forsterkningsreguleringen skjer ved den på fig. 1 viste kopling på følgende måte. Når det av antennen mottatte signal øker, øker også den positive likespenning som fra detektordioden frembringes over motstanden 20. Denne likespenning gjør seg gjeldende mellom transisto-ens 25 basis- og emitterelektrode, slik at ved økende spenning over motstanden 20 fører tran.-sistoren 25 en større strøm og derfor minsker spenningen på transistorens kollektorelektrode. Ved hjelp av denne ved økende styrke av signa-let avtagende spenning, blir blandetransistoren 1 regulert oppover.

Ved denne regulering oppover av transistoren 1 og i forbindelsen med den ikke avkoplede motstand 9, oppnås en særlig effektiv regulering av blandeforsterkeren, slik det skal forklares nærmere nedenfor, og samtidig oppnås flere andre gunstige egenskaper.

Transistorens emitter-basis-overgang har en ulineær strøm-spenningskarakteristikk, hvilket betyr at differensialmotstanden r0 i denne overgang for vekselstrøm (r0 =r^-» hvor ehe er vek-selspenningen mellom basiselektroden og emit-tereletroden og ie er emittervekselstrømmen) er avhengig av emitterlikestrømmen Ie. I virkeligheten er r0 tilnærmet omvendt proporsjonal med Ie.

Den over viklingen 3 opptredende signalspenning e:i vil fordi kondensatorene 4 og 10, såvel som transformatoren 8 danner kortslutning for disse signaler, tilføres seriekoplingen av motstanden 9 og basis-emitter-overgangen. Det opptrer derfor en spenningsdeling hvor den over differensialmotstanden r0 i emitter-basis-overgangen for blandingen virksomme spenning ehe bare er en del av den tilførte samlede spenning e,t. Av: ebe = iero> e9 = ieR» °S e3 = eb6 + e9 (e9 re-presenterer signalspenningen over motstanden Rn) følger at

Fortrinnsvis har R9 en verdi mellom halv-parten og ti ganger den maksimale verdi av r0. I praksis kan f. eks. RD være lik 100 ohm og r0 kan ved regulering oppover endre seg fra 50 ohm til 1,5 ohm.

Derav følger at når ved økende signalspenning e;1 transistoren reguleres oppover og der-med emitterbasis-differensialmotstanden r0 avtar, vil en stadig mindre del av signalspenningen e3 delta i blandingen.

En slik ved en kombinasjon av en ikke avkoplet emittermotstand og en oppover regulert blandetransistor oppnåd regulerbar spenningsdeling, opptrer imidlertid ikke bare for signalspenningen, men også for den over transforma-totren 8 leverte oscillatorspenning. Da kondensatorene 4 og 10 såvel som antenneviklingen 3 danner en kortslutning for oscillatorspenningen, vil denne spenning tilføres seriekoplingen av emittermotstanden Rn og differensialmotstanden r0 i emitter-basisovergangen. Likesom for signalspenningen gjelder også her for oscillatorspenningen at bare den ved oppoverregulering alltid mindre del r av den samlede oscil-r„ +R9 latorspenning er virksom over transistorens emitter-basis-overgang. Som følge av denne virkning opptrer en ekstra minskning av blandeforsterkningen fordi det fra blandetransistoren leverte blandingsprodukt ikke bare er proporsjo-nalt med størrelsen av den virksomme signalspenning i emitter-basis-overgangen, men også av størrelsen av den oscillatorspenning som er virksom i denne overgang.

En tredje årsak til den ved oppover regulering av transistoren avtagende blandeforsterk-ning er mellomfrekvensmotkopling som tilveie-bringes ved hjelp av emittermotstanden 9. Den ved blandingen oppnådde mellomfrekvensstrøm flyter nemlig gjennom kollektorkretsen og også gjennom emitterkretsen og bevirker over motstanden 9 en mellomfrekvenspenning. Da imidlertid transformatoren 8, kondensatorene 4 og 10 såvel som antenneviklingen 3 danner en kortslutning for mellomfrekvenssignalet, vil den over motstanden 9 opptredende mellomfrekvens-spenning også opptre mellom basis- og emitter - elektroden i blandetransistotren og forårsake der en motkopling ■ for mellomfrekvenssignalet, hvilken motkopling er desto større jo mindre differensialmotstanden r0 i emitter-basis-overgangen er. I virkeligheten kan denne motkopling betraktes som en med økende regulering oppover økende linearisering av emitterbasis-diode-karakteristikken, ved hjelp av hvilken blandingen skjer. Det viser seg. at denne mellomfrekvensmotkopling tilveiebringer en ekstra for-r sterkningsminskning etter uttrykket r^5~-ro + K9

De ovenfor nevnte tre virkninger, dvs. spen-ningsdelingen for signalspenningen, spennings-delingen for oscillatorspenningen og mellomfre-kvensmotkoplingen, gir til sammen ved regulering oppover en stor forsterkningsreduksjon som i praksis er full ut tilstrekkelig til å hindre en overstyring av mellomfrekvensforsterkeren 15.

En ytterligere fordel ved den regulerbare transistorblandekopling ifølge oppfinnelsen består i at det kan tilføres større signalspenninger uten at en utillatelig stor modulasjonsforvrengning opptrer. Dette kan føres tilbake til den allerede ovenfor angitte spenningsdeling, som for signalspenningen opptrer mellom emittermotstanden 9 og emitter-basis-differensialmot-stnaden r0. Hvis det fra. antennen leverte inngangssignal øker og det derfor oppstår fare for modulasjonsforvrengning, vil som følge av den tiltagende regulering oppover av transistoren en stadig mindre del av den samlede signalspenning tilføres basis-emitter-overgangen. I den hensikt kan koplingen ifølge oppfinnelsen bearbeide en mange ganger større signalspenning enn f. eks. en nedover regulert blandekopling, hvor hele signalspenningen tilføres emitter-basis-overgangen.

Også med hensyn til kryssmodulasjon har koplingen ifølge oppfinnelsen gunstige egenskaper. Dette kan på den ene side føres tilbake til den økende spenningsdeling av inngangssigna-let ved økende regulering oppover av transistoren og på den annen side den omstendighet at de i transistoren frembrakte uønskede kryssmodu-lasjorisprodukter motkoples ved hjelp av emittermotstanden 9, slik at.det skjer en ekstra un-dertrykning avkryssmodulasjonen.

En ytterligere gunstig egenskap ved tran-sistorblandekoplingen ifølge oppfinnelsen er at som følge av den ikke;;avkoplede emittermotstand utøves tilnærmet . ingen ekstra og med reguleringen foranderlig dempning av den resonanskrets som er forbundet med transistoren, slik at reguleringen ikke ufordelaktig på-virker mottagerens selektivitet. Dette skal forklares nærmere under henvisning til følgende eksempel.

I antennekretsen gjør transistorens inngangsmotstand seg gjeldende for høyfrekvens-signalet. Denne inngangsmotstand Ring. er lik a'

(r0 + R9), hvor a' er strømforsterkningsfaktoren for transistoren (a æ 100). Når R9 = 100 ohm og r0 som- følge av reguleringen endrer seg fra 50 ohm til 1,5 ohm, følger; at Rinr endrer seg mel-

lom 15 kohm og 10,15 kohm. Denne inngangsmotstand forblir derfor sammenlignet med den for transistoren gjeldende kildeimpedans i antennekretsen, som f. eks. kan være 1 kohm, frem-deles så høy at den utøver en forsvinnende liten dempning på antennekretsen. Uten en ikke avkoplet emittermotstand er blandetransistorens inngangsmotstand Ring. for antennesignalet lik a' r0, slik at ved en endring av r0 fra 50 ohm til 1,5 ohm, ville Rin,r. endre seg fra 5 kohm til 150 ohm. Over i det minste en del av reguleringsområdet ville det derfor utøves en sterk dempning på antennekretsen.

På samme måte vil det ved hjelp av emittermotstanden 9 hindres at oscillatorkilden 7 dem-pes for meget, slik at en god oscillatorvirkning sikres. Ved mellomfrekvensmotkopling over motstanden 9 vil også utgangsimpedansen for blandetrinnet økes betraktelig, slik at det på selek-tiviteten for den med kollektorelektroden forbundne avstemte mellomfrekvenstransformator 13 ikke utøves noen ufordelaktig påvirkning.

I stedet for innføring av antennesignalet i basiskretsen og oscillatorsvingningen i emitter - kretsen kan også oscillatorsvingningen innføres i basiskretsen og antennesignalet i emitterkretsen eller begge i basiskretsen eller i emitterkretsen. Innføringen kan også i stedet for over transformatoren som vist på fig. 1, skje på annen måte f. eks. over kondensatorer. Oppfinnelsen er naturligvis heller ikke på noen måte begrenset til å oppnå den nødvendige reguleringsspenning som i utførelseseksemplet.

Et eksempel på en fordelaktig innføring av oscillatoren er vist på fig. 2. Her er bare vist blandetrinnet forbundet med oscillatoren.

Denne oscillator består av en oscillatortran-sistor 36 hvis kollektorelektrode over en resonanskrets 37 og en koplingskondensator 38 er tilbakekoplet til emitterelektroden. Resonanskretsen 37 kan avstemmes på den ønskede oscil-latorfrekvens ved hjelp av en variabel kondensator 39 som fortrinnsvis er mekanisk forbundet med kondensatoren 6. Transistorens 36 basiselektrode er for oscillator frekvensen jordet ved hjelp a<y> en kondensator 40. Motstandene 41 og 42 tjener for likestrømsinnstilling av oscillator-transistorens emitter- resp. basiselektrode.

De frembrakte oscillatorsvingninger blir tatt fra et uttak 43 på resonanskretsens 37 induktivi-tet og over en likespenning-skillekondensator 44 og en ikke avkoplet motstand 45 tilført blandetransistorens emitterelektrode. Blandetransistorens emitterkrets inneholder videre en andre, ikke avkoplet motstand 46 og en ved hjelp av en kondensator 10 avkoplet motstand 11 som likesom som på fig. 1 tjener til temperaturstabilise-ring av transistoren.

I motsetning til den kopling som er vist på fig. 1 hvor blandetransistorens emitterkrets bare innneholder en ikke avkoplet emittermotstand, har koplingen ifølge fig. 2 i emitterkretsen to ikke avkoplede emittermotstander 45 og 46, idet oscillatorsvingningen tilføres over en av de to motstander til blandetransistorens emitterelektrode.

For den gjennom blandetransistorens emitterelektrode flytende vekselstrøm er de to mot-

stander i virkeligheten koplet parallelt, fordi en del av denne strømmen flyter over motstanden 46 og kondensatoren 10 til jord og den andre del

flyter gjennom motstanden 45, kondensatoren 44 og resonanskretsen 37 til jord. Motstandene 45 og 46 dimensjoneres slik at den samlede motstand

tilsvarer den på fig. 1 viste ikke avkoplede emittermotstand som er nødvendig for en riktig re-guleringsvirkning. Hvis f. eks. den nødvendige

samlede motstand er 100 ohm, kan motstandene 45 og 46 f. eks. ha verdiene 330 ohm resp. 150 ohm.

De ved denne forholdsregel oppnådde for-deler skal forklares nærmere nedenfor.

Gjennom blandetransistorens emitterkrets flyter en høyfrekvenssignalstrøm som f. eks. er amplitudemodulert. Ved anvendelse av en en-enkelt ikke avkoplet emittermotstand flyter denne høyfrekvenssignalstrøm i sin helhet gjennom motstanden og oscillatorkilden. Dette kan gjøres uten betenkelighet fordi denne kilde er tilstrekkelig lavohmig for signalfrekvensen. Hvis imidlertid signalfrekvensen og oscillatorfrekvensen er lite forskjellig fra hverandre, som f. eks. ved en kortbølgemottager, kan oscillatorens resonanskrets ikke lenger betraktes som tilstrekkelig lavohmig for signalfrekvensen og den gjennom kretsen flytende signalstrøm forårsaker da en betraktelig signalspenning over oscillatorkretsen. Den i signalspenningen tilstdeværende mo-dulasjon vil da i oscillatortransistoren moduleres på oscillatorsvingningen, slik at blandetransistoren ikke bare tilføres en modulert signalspenning, men også en modulert oscillatorsvingning. Dette fører til en sterk modulasjonsforvrengning i blandeproduktet.

Ved deling av den nødvendige emittermotstand i to motstander 45 og 46 oppnår man for det første at størstedelen av den. gjennom emitterkretsen flytende signalstrøm flyter gjennom motstanden 46, slik at signalspenningen over oscillatoren blir liten, og for det annet at en større motstand 45 kan anbringes mellom oscillatorkretsen 37 og transistorens 1 emitterelektrode. Dette betyr at oscillatorsvingninger med større amplitude kan frembringes'! oscillatoren, hvilket igjen betyr at de over oscillatoren opptredende høyfrekvenssignalsvingninger får enda mindre innvirkning på oscillatoren.

En ytterigere viktig fordel ved oppdelingen av emittermotstanden, som vist på fig. 2, er av stor viktighet når oscillatorfrekvensen og signalfrekvensen er meget forskjellige, og denne fordel består i at som følge av den større motstand 45 mellom oscillatorkretsen og blandetransistoren har den med reguleringen foran-derlige inngangsmotstand r0 i blandetransistoren en mindre innvirkning på oscillatorfrekvensen, fordi med oscillatorfrekvensen er som belastning forbundet seriekoplingen av motstanden 45 og blandetransistorens emitter-basisinngangsmot-starid r0. Derved opptrer med endring av r0. Derved opptrer med endring av r0 en forskyvning av frekvensen med hvilken oscillatoren svinger. Den ved hjelp av r0 frembrakte frekvensforskyv-ning er desto mindre jo større motstanden 45 er.

På fig. 3 er vist et koplingsskjema for en mottager hvor det anvendes en selvsvingende regulerbar transistorblandekopling:'Her har til-svarende deler samme henvisningstall som på fig. 1.

Antennekretsen, mellomfrekvensforsterkeren,- detektorkretsen og reguleringsforsterkeren er her koplet på samme måte som på fig. 1 og behøver ingen nærmere forklaring.

Koplingen på fig. 3 har en oscillatorkrets 29 som er avstembar til ønsket frekvens ved hjelp av en variabel kondensator 30. Denne kondensator er fortrinnsvis mekanisk koplet med kondensatoren 6. En i blandetransistorens 1 kollektorkrets liggende vikling 31 og en i emitter-kreteen liggende vikling 32 er begge magnetisk koplet med resonanskretsen 29. Som følge herav dannes det en tilbakekopling fra kollektorkretsen til emitterkretsen gjennom resonanskretsen 29 og blandekoplingen svinger med kretsens 29 resonansfrekvens. Ved kjente selvsvingende blan-dekoplinger blir oscillatorsvingningens amplitude begrenset av blandetransistorens ulineære karakteristikk. Da imidlertid, som allerede nevnt ovenfor, ved den regulerbare blandekopling ifølge oppfinnelsen reguleringen oppover av transistoren har en lineariserende virkning på transistor-karakteristikken, ville uten særskilte forholdsregler oscillatoramplituden ved økende regulering oppover av transistoren stadig øke og derved motvirke forsterkningsreguleringen. For å unngå denne ulempe er i utførelseseksemplet på fig. 3 oscillatorkretsen 29 tilsluttet en begrenser-diode 35 som ved hjelp av to motstander 33 og 34 får en konstant sperrespenning. Herved vil oscillatoramplituden begrenses til en fastverdi som bestemmes av sperrespenningen for dioden 35, slik at denne amplitude er uavhengig av blandetransistorens regulering.

Det på fig. 3 viste blandetrinn kan anvendes i mottagere hvor forsterkningsreguleringen skjer i flere trinn, f. eks. i blandetrinnet og et ikke vist høyfrekvenstrinn. Som bekjent er det ved slik regulering i flere trinn ofte ønskelig for å oppnå godt signal-støyforhold eller liten forvrengning, å anvende forsinket forsterkningsregulering hvor først ett trinn reguleres og når ytterligere regulering av dette trinn ikke lenger er mulig, reguleres et annet trinn. Dette kan oppnås ved koplingen på fig. 3 ved at man ved hjelp av motstandene 33 og 34 tilfører dioden 35 en sådan forspenning at under den første del av reguleringen skjer begrensningen av oscillator-svingningene i den selvsvingende blandetransistor. Som forklart ovenfor vil amplituden av svingningene fra oscillatoren derved øke ved fortsettende regulering og blandeforsterkningen blir tilnærmet konstant. Ved ytterligere regulering vil oscillatoramplituden holdes konstant ved diodens 35 begrenservirkning, slik at blandeforsterkningen avtar. På denne måte oppnås uten ekstra koplingselementer en forsinket forsterkningsregulering i transistorblandetrinnet.

I det øyeblikk begrensningen overtar, opptrer et knekkpunkt i reguleringskurven og dette er avhengig av det ulineære elements (diodens) karakteristikk, på den måte oscillatorsvingningen tilføres dette element, og størrelsen av den tilførte spenning til dette element. Det'skal bemerkes at i mange tilfelle f. eks. ved anvendelse av en zenerdiode, men også ved anvendelse av normale dioder er det mulig å tilføre en forspenning som gjør at de på figuren viste motstander 33 og 34 kan utelates.

En ytterligere særegenhet ved koplingen med forsinket forsterkningsregulering består i at blandetransistoren kan anvendes som regule-ringsforsterker for hele reguleringsområdet, fordi emitter-kollektorlikestrømmen i blandetransistoren endrer seg med reguleringen over hele reguleringsområdet også over den del blandeforsterkningen forblir konstant. Den for reguleringen av ytterligere trinn nødvendige reguleringsspenning, kan derfor forsterket tas ut over en i blandetransistorens emitter- eller kollektorkrets liggende motstand, f. eks. motstanden 11.

I en i praksis utført selvsvingende blandekopling som vist på fig. 3 kan følgende koplingselementer ha disse verdier:

Claims (5)

1. Regulerbar transistorblandekopling for omdanning av et modulert inngangssignal som sammen med en oscillatorsvingning tilføres emitter-basis-overgangen i en transistor, til et mel-lomfrekvensutgangssignal, og hvor blandeforsterkningen reguleres ved regulering av transistorens likestrøminnstilling, karakterisert ved at minskning av blandeforsterkningen skjer ved regulering oppover av transistoren og at transistorens emitterkrets inneholder en ikke avkoplet emittermotstand (9) som er slik dimensjonert at den bevirker en motkopling for mel-lomfrekvensutgangssignalet og som sammen med differensialmotstanden i transistorens basis-emitterovergang danner en spenningsdeler for signalspenningen og for oscillatorspenningen.

2. Kopling ifølge krav 1, karakterisert ved at emittermotstanden dannes av to ikke avkoplede motstander (45, 46), idet oscillatorsvingningen tilføres transistoren gjennom den ene (45) av disse motstander og den andre motstand (46) for vekselstrøm ligger parallelt med en seriekopling bestående av oscillatorkilden og den første motstand.

3. Kopling ifølge krav 1 og 2, hvor blandekoplingen er selvsvingende ved hjelp av en mellom transistorens utgangs- og inngangskrets anordnet tilbakekopling, karakterisert ved at det i tilbakekoplingsveien ligger et uli-neært element (35) for begrensning av oscilla-torsvingningene.

4. Kopling ifølge krav 3, karakterisert v e d at det ulineære element (35) er anordnet i tilbakekoplingsveien på sådan måte at oscillator-svingningene begrenses bare over en del av ele-mentets reguleringsområde.

5. Kopling ifølge et eller flere av de fore-gående krav, karakterisert ved at det i transistorens utgangskrets er anordnet en motstand fra hvilken det forsterkede reguleringssig-nal tas.