NO150776B - Monopulsradar med pilotsignal generator - Google Patents

Abstract

Monopulsradar som har en pilotsignalgenrator (201 for innføring av fase- og amplitudedefinerte pilotsignaler i separate mottagelseskanaler (6-12,3,16-19) for å tilveiebringe korreksjonssignaler ved variering. av felles fase- og amplitudeforhold mellom mottagelseskanalene for å korrigere vinkelfeilsignaler utledet fra målretursignalene. Pilotsignalgeneratoren (20) og senderen (1) er avstembare, og en styrekrets er anordnet for å tilpasse pilotsignalgeneratoren (20) relativt til frekvensen til målretursignalene.

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en monopulsradar

av den art som nevnt i innledningen til krav 1.

En slik monopulsradar er kjent fra US-patent

nr. 3 794 998, idet monopulsradaren beskrevet her drives ved en fast senderfrekvens, som begrenser dens anvendelse, og spesielt i tilfelle hvor det er ugunstige driftsforhold, slik som ved mottagelse av forstyrrende signaler og flerspors ekkoer.

Hensikten med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe et radarapparat av den typen beskrevet i innledningen, hvor ovenfor nevnte begrensning blir unngått, og hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved foreliggende oppfinnelse fremgår av under-

kravene. Ifølge foreliggende oppfinnelse er pilotsignalgeneratoren og senderen i monopulsradaren avstembar, mens en styrkekrets er anbragt for tilpasning av pilotsignalgeneratoren relativt til frekvensen til målreturene.

Oppfinnelsen skal nå bli beskrevet med henvis-

ning til medfølgende tegninger, hvor:

Fig. 1 viser en utførelsesform av radaren ifølge foreliggende oppfinnelse, og Fig. 2A-E viser et antall utførelsesformer av styrekretsen for tilpassing av pilotsignalgeneratoren relativt til frekvensen til målekkoene.

Radaren på fig. 1 er av den typen som er basert

på sum og differansemetoden som tillater sporing av et be-vegende mål i to koordinater og i avstand. Radaren innbefatter en radiofrekvensgenerator 50 og en mottaker 2. Signalgeneratoren 50 frembringer sendepulser, et lokaloscillatorsignal og et mellomfrekvenssignal eller COHO-

signal. Et TR-rør 3 fører sendepulser fra radiofrekvensgeneratoren 50 til antennesystemet 4, hvor senderpulser blir utstrålt og tilknyttede retursignaler blir detektert.

Som vanlig ved en slik radar, blir energien mottatt fra en målretur fordelt av en komparator 5 for å frembringe et høydedifferansesignal AE, et azimutdifferansesignal AB og et summeringssignal £. Disse signalene som inneholder amplitude og faseinformasjon som er et mål for størrelse og retning av målavviket i forhold til radarsiktfeltaksen, blir benyttet for frembringelse av feilspenninger for å styre azimutvinkel-sporingsenheten (ikke vist på figuren) og høydevinkelsporingsenheten for å spore målet i azimut og høyde. AB, AE og I signalene blir matet mottageren 2 i hvilket de blir behandlet i adskilte kanaler. Bortsett fra E-kanalen, viser fig. 1 kun AB-kanalen, siden AE-kanalen er identisk med sistnevnte kanal.

AB-kanalen har i rekkefølge etterhverandre et RF-beskyttelseselement 6, en blander 7, en MF-forsterker 8, en fasedetektor 9, en "boxcar". detektor 10, en doppler-signalbehandlingsenhet 11, og en feilspenningsgenerator 12. En av funksjonene til beskyttelseselementet 6 er å be-skytte AB-kanalen mot refleksjoner som blir utledet fra sendesignalet og blir koplet i AB-kanalen gjennom kompa-ratoren 5. Ved å benytte et lokaloscillatorsignal fra signalgeneratoren 50, omformer blanderen 7 RF-signalet AB til et MF-signal. Dette MF-signalet blir detektert i fasedetektoren 9 ved hjelp av et MF-signal eller et koherent oscillator (COHO)-signal fra generatoren 50.

Siden RF-signalgeneratoren 50 består av en pulserende RF-oscillator, som derfor er aktiv kun i løpet av frembringelsen av en sendepuls, er fasen til signalet derfra i praksis tilfeldig fordelt med hensyn til utgangssignalet til lokaloscillatorsignalet. RF-signalgeneratoren 50 må ta hensyn til dette, og forskjellige utførelsesformer for generatoren 50 er mulig og vist på figurene 2A-E. Generatoren 50 innbefatter en sender 1, lokaloscillator 13 og COHO 14, eller lignende enheter for å gi samme signaler, idet det tilveiebringes et riktig faseforhold mellom senderpulsen, lokaloscillatorsignalet og COHO-signalet innenfor hver pulsrepetisjonstid. På denne måten holder retursignalet til et ideelt fast mål, omformet til mellom-frekvensen, det samme faseforholdet med hensyn til COHO-signalet, idet det tilviebringes en puls med konstant amplitude etter blandingen i fasedetektoren 9. For et mål i bevegelse varierer det ovenfor nevnte faseforholdet og følgelig amplituden med dopplerfrekvensforskyvningen.

"Boxcar"-detektoren 10 forbundet med fasedetektoren 9 har to funksjoner. For det første utfører den et avstandsvalg, det er kun returpulsene som faller innen-

for en avstand bestemt av en tidsenhet 15. For det andre, utvider den pulsene på en slik måte at et trinnsignal blir tilveiebragt ved dens utgang.

E-kanalen består av et TR-rør 3, en blander 16,

og en MF-forsterker 17, en fasedetektor 18 og en "boxcar" detektor 19 for å behandle RF-signalet L på samme måte som

AB-signalet, som frembringer etter fase.deteksjonen også en puls med konstant amplitude for retur fra faste mål, mens den amplituden for returer fra et mål i bevegelse varierer med dopplerfrekvensen f^. Signalet fra fasedetektoren 18

blir ført til "boxcar" detektoren 19, hvor den blir under-

lagt en lignende prosess som beskrevet for driften av "boxcar" detektoren IQ. Trinnsignalene tilveiebragt fra detektorene 10 og 19 blir tilført dopplersignalbehandlingsenheten 11 hvor trinnsignalene blir filtrert. ED og AB^-signalene således tilveiebragt blir ført til en feilspenningsgenerator 12, som bestemmer den virkelige verdien av signalforholdet ABn d i representativ:for feilspenningen for azimut-SD

sporingsenheten. Denne metoden er forøvrig beskrevet i US-patentene nr. 3 4 67 963 og 3 708 794 og har forøvrig den ulempen at signalforholdet AB^ blir sterkt influert av

faktumet at med passeringen av signalene i gjennom de to mottagende kanalene blir fase- og amplitudeforholdet mellom disse kanalene underlagt variasjoner. Signalforholdet ABD således bestemt må derfor bli korrigert for feil for-

<L>D

bundet med en slik variasjon. Denne korreksjonen blir tilveiebragt ved hjelp av en pilotsignalgenerator 20 som frembringer kunstige retursignaler med kjent fase og amplitude, idet disse retursignalene heretter blir kalt pilotsignaler. En signalspalter 21 fordeler pilotsignalene over de angjeldende mottagelseskanalene, mens retningskoplerne 22 og 23 anbragt

i RF-kanalene innfører pilotsignaler i AB og IT-kanalene, henholdsvis. For å utelukke unødvendige faseforskjeller

i de to RF-kanalene, så mye som mulig, er beskyttelseselementet 6 av samme konstruksjon som TR-røret 3. Pilotsignalene blir også tilført dopplersignal-behandlingsenheten 11, som på sin side leverer dopplerfiltrerte utgangssignaler

B a og E a til feilspenningsgeneratoren 12. Generatoren 12 bestemmer signalforholdet AB afor pilotsignalet.

Z

a

Siden signalforholdet og faseforholdet tilveiebragt med signalspalteren 21 er kjent kan forholdet AB Sl tilveiebragt

a

fra feilspenningsgeneratoren 12 bli benyttet som korreksjons-faktor for signalforholdet ABD utledet fra målreturen.

Feilspenningen oppnådd etter korreksjonen kan bli uttrykt ved: AB^ £

v D a

ABa ED

hvor K er en "kalibrasjons" konstant.

Det oppstår imidlertid komplikasjoner når korrigert feilspenning blir bestemt ved anvendelse av analogteknikk siden signalforholdene ABD og <AB>a

E _ E

D a

ikke er tilgjengelig samtidig. Det er derfor å foretrekke at signalene blir behandlet digitalt i dopplerbehandlings-enheten 11. Ved en slik behandling blir det først oppnådde signalforholdet lagret i en bufferhukommelse, slik at den er tilgjengelig så snart som det andre signalforholdet har blitt bestemt.

Tiden kan bli spart ved å bestemme signalforholdene ved anvendelse av Fast Fourier Omformingsteknikk (FFT) på digital doppler signalbehandlingsenheten 11.

For denne utf ørelse består doppler signalbehandlingsenheten 11 av i rekkefølge etter hverandre, en multipleks krets 24, en A/D omformer 25, en buffer hukommelse 26 og en FFT-enhet 27.

Til forskjellig fra bruken av analogteknikk i dopplersignal behandlingsenhet 11, er ved anvendelsen av ovenfornevnte digitale FFT -teknikk i enheten 11 en avstands-utvelgelse i "boxcar" detektoren lo og 19 alt som er nød-vendig. Målreturen mottatt innenfor avstandsporten blir lagret i detektoren 10 og 19 og blir overført på anmodning til dopplersignalbehandlingsenheten 11.

Ved en N-punkt hurtig-Fourier-transformasjon

(av diskré type), er samplede signaler av N-etterhverandre-følgende pulsgjentagelsestidspunkter for samme "boxcar" detektor nødvendig for et resultat. Dette resultatet blir tilveiebragt ved verdien til Fourier koeffisientene som blir tilveiebragt for hver av N-frekvensintervallene til dopplerfilterområdet (0; hfr), hvor f rer pulsrepitisjons-frekvensen. FFT enheten 27 starter ikke før .N sampler har blitt mottatt, og opptil denne tiden blir samplene lagret i adskilte registre til bufferhukommelsen 26. Siden det i hver pulsrepitisjonstid må være to sampler, nemlig A'bD,ZD og AbQ, E , tilgjengelig for hver "boxcar" detektor

må bufferhukommelsen ha en kapasitet på 4N registre. Multiplekskretsen 24 fordeler fire sampler tilstede i hver puls-repitis jonstid over de forskjellige registrene. Ved hver periode med N pulsrepetisjonstider og ved hvert frekvensintervall i, hvor i= 1,2 ,N, blir fire Fourier koeffisienter, nemlig AB^ Y,\ AB^ og E<1> tilveiebragt. De fire koeffisientene for hver av de mottagende kanalene, begge for retur og pilotsignalene, blir bestemt på en tidsdelings-basis. En doppler utvelgelseskrets 28 i enheten 11 velger blant samlingen av Fourier koeffisienter Ej^ den største koeffisienten betegnet med E^. Kretsen 28 velger også de øvrige tre Fourier koeffisientene som tilhører det samme

FFF

frekvens intervallet, nemlig AB^, AB og E . Fra disse

v D' a r a

fire koeffisientene, som kan være komplekse, tilveiebringer feilspenningsgeneratoren 12 to digitale verdier over den reelle delen av signalene

FF FF

ÅBD a ABD a og —=• betegnet med Re ( ~ ) og Re (—=—) .

^D ^a D a

F

AB

Faktoren Re, Fa> er et mål for variasjonen i felles fase

a

og amplitudeforhold mellom AB og Z-kanelene og er egnet for å korrigere faktoren ABn F for denne variasjonen.

Radaren har videre en kalibreringsenhet 29, som multipli-serer faktoren .F med kalibreringskonstanten K.

Ad

Re a

F

a

Feilspenningskorreksjonsfaktoren frembragt på denne måten blir lagret i et feilspenningskorreksjonsregister 30.

En produktkrets 31 er forbundet med feilspenningsgeneratoren 12 og registeret 30 for å utlede den korrigerte feil-

spenningen AB^ / ABF ABtT

Re (—=r-) / K.Re ( 1-) fra faktorene Re (—=j-)

i il og K.Re ( ABa)• Den korrigerte feilspenningen blir tilført

en datamaskin 32.

Et antall utførelsesformer av styrekretsen benyttet for å tilveiebringe det ønskede faseforholdet mellom den sendte pulsen, lokaloscillatorsignalet og COHO-signalet vil nå bli beskrevet med henvisning til figuren 2A-E.

Generatoren 50 på fig. 2A har en blander 33, som mottar både lokaloscillatorsignalet og COHO signalet. I denne utførelsesformen er lokaloscillatoren 13 en trinnvis avstembar oscillator og COHO 14 er en fast oscillator. Frekvensen til utgangssignalet fra blanderen 3 3 kan like-stilles med summen av frekvenser til de tilførte signalene. Blandeutgangssignalet blir ført til senderen 1 og pilotsignalgeneratoren 20, hvor senderen 1 virker som en effekt-forsterker.

På fig. 2B har generatoren 50 en (første) blander

33, matet med både utgangssignalet fra lokaloscillatoren 13 og utgangssignalene fra COHO 14. Ved denne utførelsesformen virker lokaloscillatoren 13 som en trinnvis avstembar oscil—

lator og COHO 14 som en spenningsstyrt oscillator. Styrekretsen har dessuten en andre blander 34 matet med utgangssignal fra den justerbare senderen 1 og den til lokaloscillatoren 13 og en frekvens-diskriminator 35 forbundet med blanderen 34. Frekvens-diskriminatoren 35 leverer en feilspenning, hvis størrelse blir bestemt av frekvensdifferansen mellom signalene tilført blanderen 34. Feilspenningen blir benyttet for å korrigere senderfrekvensen for en verdi som viser en fast forskjell mellom lokaloscillatorfrekvensen. Utgangssignalet fra blanderen 34 blir videre benyttet for fasestyring av COHO 14 for å tilveiebringe nødvendig faseforhold mellom senderen 1, lokaloscillatoren 13 og COHO 14. Utgangssignalet fra den første blanderen 33 blir også benyttet som styresignal for pilotsignalgeneratoren 20.

Generatoren 50 på fig. 2C har en første blander

33, en andre blander 34 og en diskriminator 35 forbundet med blanderen 34. Senderen 1 kan avstemmes mens lokaloscillatoren 13 kan justeres. Signalene for senderen 1 og fra lokaloscillatoren 13 blir ført til blanderen 34, som tilfører fre-kvensdiskriminatoren 35 et signal basert på forskjellsfre-kvensen. Ved mottagelsen av dette signalet frembringer frekvens-diskriminatoren 35 feilspenningen for å korri-

gere lokaloscillatoren 13 med en verdi som viser en fast forskjell i forhold til sendefrekvensen. Utgangssignalet til blanderen 34 blir videre benyttet for fasestyring av COHO 14. Utgangssignalet for blanderen 33, matet med utgangssignaler fra lokaloscillatoren 13 og COHO 14, blir benyttet som styresignal for pilotsignalgeneratoren 20.

Styrekretsen på fig. 2D har en avstembar styreoscillator 36 og en blander 37. Ved denne utførelsesformen er senderen 1 justerbar. Ved mottagelse av utgangssignaler fra COHO 14 og styreoscillatoren 36,tilveiebringer blanderen 37 et signal basert på forskjellfrekvensen for overføring av retursignaler til mellomfrekvensområdet, blanderen 37 overtar således funksjonen til lokaloscillatoren 13. Signalet fra styreoscillatoren 36 styrer både senderen 1 og pilotsignalgeneratoren 20 .

Generatoren 50 på fig. 2E har en blander 34, en frekvensdiskriminator 35 og en spenningsstyrt oscillator 38.

I denne utførelsesformen er lokaloscillatoren 13 avstembar. Utgangssignalet for blanderen 34, forbundet med lokaloscillatoren 13 og den spenningsstyrte oscillatoren 38 blir ført til en frekvensdiskriminator 35 som på sin side tilveiebringer en feilspenning for styring av oscillatoren 38. Utgangssignalet til oscillatoren 38 styrer innstillingen av pilotsignalgeneratoren 20 og en sender 1 som virker som effekt-forsterker. Blanderen 34 overtar så funksjonen til COHO 14.

Det anbefales å bestemme korreksjons-

faktoren lagret i feilspenningskorreksjonsregisteret 30

(fig. 1) ikke for sendefrekvensen, men for målreturfre-kvensen, dvs. for sendefrekvensen korrigert for dopplerfrekvensen f^. Informasjon om det valgte dopplerfrekvens-intervallet blir dertil sendt fra dopplervalgkretsen 28

til pilotsignalgeneratoren 20 via datamaskinen 32. Infor-masjonen angående frekvensen, nemlig sendefrekvensen for styrekretsen og dopplerfrekvensen f^ fra datamaskinen 32, blir kombinert i en signalgenerator 39 som utgjør en del av pilotsignalgeneratoren 20.

Amplituden til pilotsignalene blir bestemt av

en amplitudedetekteringsenhet 40, som mottar de valgte

F F

Fourier koeffisientene E d og E a. Forholdet mellom disse koeffisientene (amplitudeforholdsfaktor), som bestemt i enheten 40, er bestemmende for anvendt forsterkningsfaktor i en styreforsterker 41 forbundet med signalgeneratoren 39, idet styreforsterkeren 41 er avstembar kontinuerlig eller trinnvis. Tilførselen av pilotsignaler fra pilotsignalgeneratoren 20 foregår gjennom en enhet 48 styrt av tidsenheten 15. Radarmottageren har dessuten av AVK-krets 42

for å bestemme forsterkningsfaktoren til MF-forsterkerne 8 og 17. Mottageren 2 er dessuten utført med en lineær detektor 43 forbundet med utgangen til MF-forsterkeren 17

og med en "boxcar"-detektor 44, forbundet med detektoren 43, og styrt ved hjelp av tidsenheten 15. Kun sampler med målreturer tilveiebragt av "boxcar"-detektoren 44 blir ført til A/D-omformeren 25 via multiplekskretsen 24, idet

digitaliserte sampler blir lagret i buffer-hukommelsen 26.

En "gjennomsnitts"-krets forbundet med bufferhukommelsen 26 bestemmer gjennomsnittsverdien til N-verdiene tilveiebragt av A/D omformeren 25 og blir lagret i bufferhukommelsen 26. Av denne gjennomsnittsverdien blir en styrefaktor utledet fra MF-forsterkerne 8 og 17. Styrefaktoren blir lagret i et register 46 og blir benyttet for å innstille forsterkningsfaktoren til MF-forsterkerne 8 og 17 via en D/A omformer 47 ved ethvert ønsket øyeblikk. Ved å liittrykke N som en potens med 2 med et naturlig tall m som eksponent (N=2<m>), kan kretsen 45 blir representert av en summeringskrets for de anvendte N verdiene hvor utgangsverdien til kretsen 45

er summeringstelleverdien, som stryker m minst betydnings-fulle biter. Den digitale AVK kretsen 4 2 muliggjør å in-dividuelt spore to eller flere adskilte mål i radarstrålen. Med tilstedeværelsen av to mål i radarstrålen blir f.eks.

en første AVK faktor lagret i registret 46 benyttet for å innstille MF-forsterkerne 8 og 17 optimalt i løpet av en første periode for å motta og 'behandle tursignalet fra nærmeste mål. I det påfølgende gjeninnstiller en andre AVK-faktor lagret i registre 46 MF forsterkerne 8 og 17 optimalt i løpet av en andre periode i samme pulsrepitisjonstid for å motta og behandle retursignal fra de lengre borte liggende mål. For en kort periode deretter innenfor aamme pulsrepetisjonstid som MF-forsterkerne 8 og 17 stilles tilbake, vil den første AVK-faktoren tilføre en ny sample med et pilotsignal som er ført gjennom "boxcar"detektoren 10 og 19 for å gjenbestemme feilspenningskorreksjonsfaktoren for sporing av det nærmere liggende mål. Så tilføres igjen innenfor ovenfornevnte periode MF-f orsterkerne 8 og 17, som da er innstilt til den andre AVK-faktoren, en ny sample med et andre pilotsignal for å føre gjennom "boxcar"-detektoren 10 og 19 for å igjenbestemme feilspenningskorreksjonsfaktoren for å spore de lengre borteliggende mål. For hver av de to målene, må

F F

forholdet mellom de respektive koeffisientene XD og Y.^ bli bestemt i enheten 40 og tilført datamaskinen 32. Ved denne prosessen, som benytter FFT enheten 27, AVK kretsen 42., feilspenningsgeneratoren 12, kalibreringsenheten 29, feilspenn-

ingskorreksjonsregisteret 30 og produktkretsen 31, er verdiene bestemt for målreturene fra hver av de to målene: en AVK-faktor, en amplitude forholdsfaktor (for pilotsignalgeneratoren 20), en separat doppler frekvensverdi (også ført til pilotsignalgeneratoren 20 via doppler velgerkretsen 28 og datamaskinen 32), og en korrigert feilspenning. Dimensjon-en til dopplersignalbehandlingsenheten skulle være tilpasset for å øke tilførselen av signaler.

Videobehandlingen i FFT enheten 27 forekommer innenfor dopplerfilterområdet (0; ^f^), som er dividert i N-frekvensintervaller. Bireflekskomponentene er ved grensene til dopplerfilterområdet. Det er derfor anbefalingsverdig å utelukke frekvensintervallene nær grensene til dopplerfilterområdet ved å velge frekvensintervall som inneholder dopplerfrekvensen. Ved detektering av et mål i en regnsky i bevegelse er det mulig å bestemme den første dopplerfrekvenskomponenten tilknyttet denne skyen, og så utelukke spesielle frekvensintervall fra valget av frekvensintervall som inneholder måldopplerfrekvensen fd,.

I tilfellet av at en dopplerfrekvenskomponent

er nær en av grenseverdiene til dopplerfilterområdet, som innebærer at denne frekvenskomponenten korresponderer med en blind målhastighet, er det ønskelig å forandre puls-repetisjonsfrekvensen f rpå en slik måte at den spesielle dopplerfrekvenskomponenten ikke lenger er ved kanten av dopplerfilterområdet.

Foreliggende oppfinnelse er under alle omstendig-heter anvendbar i en pulsradar, hvor måldetektering forekommer på en kvadraturbasis for å forbedre signal/støyfor-hold. En slik pulsradar er beskrevet i US-patent nr. 3 950 750, hvor kun amplitudedetektering og ingen dopplerdetek-tering av videosignalet blir foretatt. Ved denne radaren blir en korrigert feilspenning tilveiebragt i følgende trinn: 1. Videodetektering med COHO utgangssignal tilført

direkte og forskjøvet 90° fasemessig.

2. Adskilt "boxcar" detektering.

3. Signalbehandling i FFT-enheten 27, og tilslutt

4. Dopplerfrekvensvelging.

Ved en slik pulsradar vil det ved tilfeller av en galt valgt repetisjonsfrekvens (fr=2f^) og under visse faseforhold, være slik at "boxcar"-detekteringen av pilotsignalene er slik at fra en kanal (f.eks. Q-kanalen) blir en svært stor sampelverdi tilveiebragt i et flertall av N-på-følgende pulsrepetisjonstider, og fra den andre kanalen (dvs. I-kanalen) en svært liten verdi. Feilspennings-korreks jonsf aktoren som skal bli beregnet hviler da i det vesentlige på målinger utført på forangående kanal,(Q-kanalenl, istedet for målinger utført på begge kanaler. For å unngå en slik uforholdsmessig andel av en av kanalene ved bestemmelse av feilspennings korreksjonsfaktoren må det, ved siden av doppler fase forskyvningen, være en ytterligere faseforskjell A<j> , hvor NAcf> = 360°, mellom detektert MF-pilot signaler i to utførende puls repetisjonstider. På denne måten vil videosignalene variere i samsvar med ytterligere f asef orsk jell A<j>, såvel som med deres dopplerf ase, følgelig blir både svær£ små og svært store sampleverdier oppnådd fra både I-og Q-kanaler i løpet av N-puls repiti-sjonstidene. Til dette kan utførelsesformen på fig. 2A-C bli benyttet med fordel, hvor COHO signal blir benyttet for å tilveiebringe pilotsignalet. For å tilveiebringe en praktisk løsning av ovenfornevnte problem angående koherent detektering av pilotsignaler, kan en datamaskin styrt fase-forskyvningselement 49, som forskyver COHO signalene gjennom en fase på A<J>, 2A<j) etc. innenfor påfølgende pulsrepetis jons-tider bli satt mellom COHO 14 og blanderen 33.

Claims (9)

1. Monopulsradar innbefattende en radiofrekvenssignalgenerator (50) for frembringelse av senderpulser, et lokaloscillatorsignal og et mellomfrekvenssignal for koherent detektering av mellomfrekvenssignaler utledet fra målretur-signaler og som dessuten innbefatter en innretning for å bestemme dopplerf rekvensen til de detekterte målretursignalene, og en pilotsignalgenerator (20) for innføring av fase- og amplitudedefinerte pilotsignaler i hver mottagerkanal for å tilveiebringe korreksjonssignaler utledet fra variasjon av felles fase- og amplitudeforhold mellom mottagersignalene for korrigering av vinkelfeilsignaler utledet fra målretur-signaler, karakterisert ved at radiofrekvenssignalgeneratoren (50) kan avstemmes for å tilveiebringe sendepulser, hvilken radiofrekvenssignalgenerator frembringer et kontinuerlig signal ved en frekvens lik sendebærebølge-frekvensen til sendepulsene og at pilotsignalgeneratoren (20) kan justeres og er dessuten forbundet med radiofrekvenssignalgeneratoren (50) og innretningen (11,32) for å bestemme dopplerfrekvensen for å tilveiebringe pilotsignaler, hvis frekvens er definert av frekvensen til det kontinuerlige signalet og dopplerfrekvensen til de detekterte målretursignalene.

2. Monopulsradar ifølge krav 1, hvor radiofrekvenssignalgeneratoren (50, fig. 2A) innbefatter en justerbar sendepulsoscillator (1), en avstembar lokaloscillator (13) og en fast mellomfrekvensoscillator (14) for frembringelse av mellomfrekvenssignalet, karakterisert ved at radiofrekvenssignalgeneratoren (50) innbefatter en blander (33) forbundet med lokaloscillatoren (13) og mellomfrekvensoscillatoren (14) for tilveiebringelse av det kontinuerlige signalet, og at sendepulsgeneratoren (1) er innrettet til å bli styrt av det kontinuerlige signal, hvis kontinuerlige signal ble tilført som styresignal til sendepulsgeneratoren (1).

3. Monopulsradar ifølge krav 1, hvor radiofrekvenssignalgeneratoren (50, fig. 2B) innbefatter en avstembar lokaloscillator (13), en justerbar sendepulsoscillator (1) og en justerbar mellomfrekvensoscillator (14) for frembringelse av mellomfrekvenssignalet, karakterisert ved at radiofrekvenssignalgeneratoren (50) innbefatter en blander (34) forbundet med senderpulsoscillatoren (1) og en lokaloscillator (13) for fasestyring av mellomfrekvensoscillatoren (14), en frekvensdiskriminator (35) forbundet med blanderen (34), en blander (33) forbundet med mellomfrekvensoscillatoren (14) og lokaloscillatoren (13) for tilveiebringelse av det kontinuerlige signalet.

4. Monopulsradar ifølge krav 1, hvor radiofrekvenssignalgeneratoren (50, fig. 2C) innbefatter en avstembar sendepulsoscillator (1), justerbar lokaloscillator (13), en blander (34) forbundet med senderpulsoscillatoren (1) og en lokaloscillatoren (13) for tilveiebringelse av mellomfrekvenssignalet, en frekvensdiskriminator (35) forbundet med blanderen (34) for å tilveiebringe et styresignal, i løpet av starttrinnet, for å tilveiebringe frekvensinnstillingen av lokaloscillatoren (13),karakterisert ved at radiofrekvensgeneratoren (50) innbefatter en blander (33) forbundet med lokaloscillatoren (13) og mellomfrekvensoscillatoren (14) for tilveiebringelse av det kontinuerlige signalet.

5. Monopulsradar ifølge krav 1, hvor radiofrekvenssignalgeneratoren (50v fig. 2D) innbefatter en avstembar styreoscillator (36), en justerbar sendepulsoscillator (1) forbundet med styreoscillatoren (36) og en fast mellomfrekvensoscillator (14) for tilveiebringelse av mellomfrekvenssignalet, karakterisert ved at styreoscillatoren (36) frembringer det kontinuerlige signalet og at radiofrekvenssignalgeneratoren (50) innbefatter en blander (37) forbundet med mellomfrekvensoscillatoren (14) og styreoscillatoren (36) for å tilveiebringe lokaloscillatorsignalet.

6. Monopulsradar ifølge krav 1, karakterisert ved at radiofrekvenssignalgeneratoren (50, fig. 2E) innbefatter en justerbar styreoscillator (38) for tilveiebringelse av det kontinuerlige signalet, en justerbar senderpulsoscillator (1) som er innrettet til å bli styrt ved hjelp av det kontinuerlige signalet, en avstembar lokaloscillator (13), en blander (34) forbundet med lokaloscillatoren (13) og styreoscillatoren (38) og en frekvens-diskriminator (35) forbundet med blanderen (34) for å tilveiebringe frekvensinnstillingen av styreoscillatoren (38).

7. Monopulsradar ifølge krav 2, karakterisert ved at radiofrekvenssignalgeneratoren (50) har en faseforskyvningsinnretning (49) for inkrementering av fasen til det dopplermodulerte pilotsignalet i hver pulsrepetis jonstid for å tilveiebringe en definert ytterligere faseøkning A<)> mellom hvert par av MF-detekterte pilotsignaler i logiske etterhverandre følgende pulsrepetisjonstider.

8. Monopulsradar ifølge krav 7, hvorved pilotsignal-frekvensen blir utledet av lokaloscillatorsignalet og MF-oscillatorsignalet, karakterisert ved at faseforskyvningsinnretningen (49) er innrettet for inkrementering av MF-oscillatorsignalet med ytterligere fase-økning A<j>.

9. Monopulsradar ifølge krav 8, karakterisert ved at faseforskyvningsinnretningen (49) er innrettet for inkrementering av fasen til det dopplermodulerte pilotsignalet og MF-signalet med en ytterligere 360° faseøkning Aij> = — hvor N er antall pilotsignaler involvert ved frembringelsen av et enkelt korreksjons-signal.