NL8800480A - Spanningsgestuurde oscillator. - Google Patents

Description

*» * PHE 88.001 1 AT&T en Philips Telecoitmunicatiebedrijven B.V.

"Spanningsgestuurde oscillator*

De uitvinding heeft betrekking op een spanningsgestuurde oscillator, bevattende: - een serieschakeling van een eerste en een tweede signaalinvertor, waarbij elke signaalinvertor een in hoofdzaak tweewaardig signaal 5 afgeeft met van tevoren bepaalde spanningsniveau's en waarbij de uitgang van de tweede signaalinvertor als uitgang van de oscillator fungeert; en - een terugkoppellus voorzien van: * een weerstand waarvan het ene uiteinde is aangesloten op de uitgang 10 van de ene signaalinvertor en een condensator waarvan het ene uiteinde is aangesloten op de uitgang van de andere signaalinvertor en waarvan de onderling verbonden andere uiteinden via een koppelcircuit zijn aangesloten op de ingang van de eerste signaalinvertor; en 15 * een stuurcircuit om de frequentie van de oscillator over een continu bereik te variëren overeenkomstig een continu variabele stuurspanning.

Dergelijke spanningsgestuurde oscillatoren (VCO's) kunnen worden gebruikt als zelfstandige spanning-frequentieconverter, 20 maar vinden vooral toepassing als onderdeel van regelsystemen zoals fasevergrendelde lussen (PLL's).

Een VCO van de hierboven omschreven soort is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.146.189. In deze bekende VCO bevat de terugkoppellus een derde signaalinvertor om het verbindingspunt van de 25 condensator en de weerstand, die respectievelijk zijn aangesloten op de uitgang van de eerste en de tweede signaalinvertor, te koppelen met de ingang van de eerste signaalinvertor. De drie signaalinvertoren zijn uitgevoerd in complementaire MOS-technologie (CMOS), waarbij de tweede CMOS signaalinvertor is opgenomen tussen twee complementaire MOS 30 veldeffecttransistoren (CMOS FET's) die op de respectieve voedingsspanningen zijn aangesloten en die fungeren als weerstanden, waarvan de waarde gewijzigd kan worden met behulp van twee in .8800480 *

A

PHE 88.001 2 tegengestelde zin variërende stuurspanningen aan hun poort-elektroden. Aldus kan de uitgangsweerstandswaarde van de tweede CMOS signaalinvertor uitwendig worden gewijzigd en daardoor de frequentie van het door de VCO opgewekte signaal. Bij een gegeven waarde van de 5 stuurspanningen hangt echter de oscillatiefreguentie nog tamelijk sterk af van de eigenschappen van de CMOS FET's en in het bijzonder van de zogeheten "pinch-off voltage", de drempelwaarde van de poortspanning waarbij een FET juist begint te geleiden. Zowel voor een zelfde kanaaltype FET als voor de complementaire kanaaltypes FET's vertoont 10 deze "pinch-off voltage" een relatief grote spreiding, waarbij de afwijkingen ten opzichte van de nominale waarde in de praktijk +0,8 volt kunnen bedragen en de toevallige waarde van het verschil dus kan oplopen tot 1,6 volt. Bovendien vindt bij deze VCO het laden en ontladen van de condensator in elke oscillatieperiode plaats via de 15 uitgangsweerstand van de tweede CMOS signaalinvertor die tijdens het laden bepaald wordt door de weerstand van het ene kanaaltype FET en tijdens het ontladen door de weerstand van het andere kanaaltype FET. Voor het bereiken van de in de praktijk gewenste symmetrische signaalvorm van het oscillatorsignaal (dat wil zeggen een signaal met 20 een zogeheten "duty factor" van 50 %) zijn bij deze VCO extra voorzieningen nodig om toevallige ongelijkheden in de laad- en ontlaadweerstanden te vereffenen.

De uitvinding beoogt een spanningsgestuurde oscillator van de in de aanhef omschreven soort te verschaffen die geschikt is voor 25 toepassing in een breed bereik van frequentiewaarden en die een eenvoudig te implementeren stuurcircuit bezit, in welke oscillator de actieve elementen van de signaalinvertoren praktisch geen invloed hebben op de sturing van de oscillatiefrequentie door de stuurspanningen en geen bijzondere voorzieningen nodig zijn voor het bereiken van een 30 praktisch symmetrische signaalvorm van het oscillatorsignaal.

De spanningsgestuurde oscillator volgens de uitvinding heeft het kenmerk, dat het stuurcircuit deel uitmaakt van het koppelcircuit en voorzien is van: - een tweede weerstand waarvan het ene uiteinde is aangesloten op de 35 onderling verbonden uiteinden van de eerstgenoemde weerstand en de condensator; en - een serieschakeling van twee in gelijke zin gerichte dioden,waarvan de . 880 0480

V

* PHE 88.001 3 onderling verbonden elektroden zijn aangesloten op het andere uiteinde van de tweede weerstand en waarvan de overige elektroden respectieve stuuringangen vormen voor twee in tegengestelde zin variërende stuurspanningen die symmetrisch liggen ten opzichte van de gemiddelde 5 waarde van de spanning in de onderling verbonden uiteinden van de eerstgenoemde weerstand en de condensator, waarbij de onderling verbonden elektroden van de dioden gekoppeld zijn met de ingang van de eerste signaalinvertor.

Door toepassing van de maatregelen volgens de uitvinding 10 wordt bereikt dat zowel het laden als het ontladen van de condensator geschiedt via de eerste weerstand {dus met een eerste tijdconstante) wanneer de condensatorspanning zich bevindt in het gebied tussen de twee stuurspanningen, en dat zowel het laden als het ontladen van de condensator geschiedt via de eerste en via de*tweede weerstand (dus met 15 een tweede, kleinere tijdconstante) wanneer de condensatorspanning zich bevindt buiten het gebied tussen de twee stuurspanningen. Met handhaving van een symmetrische signaalvorm kan de frequentie van het oscillatorsignaal worden gevarieerd door de twee stuurspanningen symmetrisch te variëren ten opzichte van de gemiddelde waarden van de 20 condensatorspanning, waardoor de breedte van het spanningsgebied voor het laden en ontladen van de condensator volgens de eerste, grotere tijdconstante op symmetrische wijze wordt vergroot of verkleind en daarmede ook de duur van een oscillatieperiode op corresponderende wijze wordt gevarieerd. De in de praktijk gebruikte signaalinvertoren hebben 25 gewoonlijk een zodanig lage uitgangsimpedantie dat hun actieve elementen nagenoeg geen invloed hebben op de sturing van de oscillatiefreguentie door de stuurspanningen. Dit laatste geldt eveneens voor de twee diodes van het stuurcircuit, aangezien de karakteristieken van twee diodes van hetzelfde type in het algemeen weinig verschillen en deze verschillen 30 praktisch verwaarloosd kunnen worden voor twee diodes uit een zelfde plak halfgeleidermateriaal.

De in de onderhavige VCO gebruikte signaalinvertoren kunnen op bekende wijze worden uitgevoerd als hard-begrenzende inverterende versterkers, waarbij de spanningsniveau's van de 35 tweewaardige uitgangsspanning bepaald worden door de beide voedingsspanningen van de versterker. Eveneens kunnen deze signaalinvertoren worden uitgevoerd als inverterende logische poorten.

.8800480 <r PHE 88.001 4

Een uitvoeringsvorm van de VCO volgens de uitvinding die aantrekkelijk is voor toepassing in een fasevergrendelde lus (PLL) heeft het kenmerk, dat elk van de signaalinvertoren is uitgevoerd als een EXOR-poort met twee ingangen, waarbij aan de ene ingang permanent oen 5 gelijkspanning ligt die een logische waarde "1" representeert en de andere ingang de eigenlijke signaalingang vormt. De toepassing van een aldus geïmplementeerde VCO maakt het mogelijk om de PLL in haar geheel te implementeren met gebruikmaking van een viertal EXOR-poorten, een tweetal diodes en verder uitsluitend weerstanden en condensatoren. De 10 fasedetector van deze PLL is uitgevoerd als een EXOR-poort met twee ingangen, waarbij aan de ene ingang een tweewaardige referentiesignaalspanning ligt en aan de andere ingang de tweewaardige uitgangsspanning van de VCO, en waarbij aan de uitgang van deze EXOR-poort een tweewaardige foutspanning optreedt die representatief is voor 15 een faseverschil tussen de tweewaardige referentiesignaalspanning en de tweewaardige uitgangsspanning van de VCO. In deze PLL wordt de tweewaardige foutspanning logisch geïnverteerd met behulp van een signaalinvertor die wederom is uitgevoerd als een EXOR-poort met twee ingangen, waarbij aan de ene ingang permanent een gelijkspanning ligt 20 die een logische waarde "1“ representeert en aan de andere ingang de te inverteren foutspanning. De foutspanning en de logisch geïnverteerde foutspanning worden aan identiek uitgevoerde RC-laagdoorlaatfilters toegevoerd voor het opwekken van de respectieve stuurspanningen voor de VCO. Bij deze implementatie van de PLL kan volstaan worden met slechts 25 één exemplaar van een gangbaar type geïntegreerd circuit dat bekend staat als "Quad EXOR Gate" en dat vier EXOR-poorten bevat. Dergelijke "Quad EXOR Gates" zijn als standaard componenten beschikbaar in de bekende circuit-technieken, inclusief de ECL-techniek die geschikt is voor toepassing in het frequentiegebied in de orde van 100 MHz.

30 De uitvinding en haar voordelen zullen thans nader worden toegelicht in de volgende beschrijving van uitvoeringsvoorbeelden aan de hand van de tekeningen. Daarbij toont:

Figuur 1 een circuitdiagram van een oscillator van vaste frequentie die de basis vormt voor een eerste uitvoeringsvoorbeeld van 35 een VCO volgens de uitvinding;

Figuur 2 enige tijddiagrammen ter toelichting van de werking van de oscillator in Figuur 1; i8800480 > » PHE 88.001 5

Figuur 3 een circuitdiagram van het eerste uitvoeringsvoorbeeld van een VCO volgens de uitvinding;

Figuur 4 enige tijddiagrammen ter toelichting van de werking van de VCO in Figuur 3;

5 Figuur 5 een circuitdiagram van een PLL waarin een VCO

volgens Figuur 3 is opgenomen;

Figuur 6 een meer gedetailleerd circuitdiagram van een PLL waarin een tweede uitvoeringsvoorbeeld van de VCO volgens de uitvinding is opgenomen; en 10 Figuur 7 een circuitdiagram van een derde uitvoeringsvoorbeeld van de VCO volgens de uitvinding met gebruikmaking van een enigszins andere basisoscillator dan die volgens Figuur 1.

De in Figuur 1 getoonde basisoscillator van vaste frequentie bevat een serieschakeling van twee‘signaalinvertoren I1 en 15 I21 waarbij de uitgang A van de tweede signaalinvertor I2 tevens de uitgang van de oscillator vormt. Verder bevat deze oscillator een positieve terugkoppellus FBL met een weerstand R1 en een condensator C| die respectievelijk zijn aangesloten op de uitgang B van de eerste signaalinvertor 1^ en de uitgang A van de tweede signaalinvertor l2, 20 waarbij het gemeenschappelijk verbindingspunt C van de condensator C^ en de weerstand R-j rechtstreeks is aangesloten op de ingang van de eerste signaalinvertor 1^. De invertoren I-j en I2 zijn uitgevoerd als hard-begrenzende inverterende versterkers waarbij de spanningsniveau's van de tweewaardige uitgangsspanning gegeven worden 25 door de positieve voedingsspanning +E en de even grote negatieve voedingsspanning -E, en waarbij de drempelspanning aan de ingang de gemiddelde waarde van deze voedingsspanningen en dus de waarde 0 heeft.

De werking van de basisoscillator wordt geïllustreerd met behulp van de tijddiagrammen van Figuur 2 voor het geval van 30 vrijwel ideale signaalinvertoren met een zeer hoge ingangsimpedantie, een zeer hoge versterking en een zeer lage uitgangsimpedantie. Figuur 2A toont de tweewaardige spanning aan uitgang A van de tweede signaalinvertor I2 met spanningniveau's -E en +E. Figuur 2B toont de tweewaardige spanning aan uitgang B van de eerste invertor met 35 spanningsniveau's -E en +E. Figuur 2C toont in gestileerde vorm het verloop van de spanning in het gemeenschappelijk verbindingspunt C waarvan de gemiddelde waarde gelijk is aan de gemiddelde waarde 0 van de /8800480 PHE 88.001 6 spanning aan uitgang B van de eerste invertor 1^. Op het tijdstip t = t.|, waarop de spanning in punt A van de waarde -E naar de waarde +E springt en die in punt B van de waarde +E naar de waarde -E, springt de spanning in punt C van de gemiddelde waarde 0 naar de waarde +2E 5 zodat het spanningsverschil tussen de punten C en B de waarde +3E bezit. Na het tijdstip t = t1 ontlaadt de condensator zich via de weerstand met een tijdconstante^ = Deze ontlading duurt voort totdat op een tijdstip t = t^ + T/2 de spanning in punt C de waarde 0 bereikt die de drempelspanning voor invertor vormt, 10 met als resultaat dat de spanning aan de uitgang B van invertor I-j van de waarde -E naar de waarde +E springt op dit tijdstip. Hierdoor springt eveneens op dit tijdstip de spanning in punt A van de waarde +E naar de waarde -E. De spanningssprong van -2E in punt A wordt onveranderd doorgegeven aan punt C zodat het Spanningsverschil tussen de 15 punten C en B nu de waarde -3E bezit. Na het tijdstip t = t^+ T/2 laadt de condensator zich via de weerstand met wederom de tijdconstante - R^C^. Het opladen en het ontladen van de condensator C1 geschiedt dus met dezelfde tijdconstante. Op tijdstip t = t.j + T heeft de spanning in punt C wederom de waarde 0 bereikt en 20 de spanning aan de uitgang B van invertor I1 zal op tijdstip t = t1 + T van de waarde +E naar de waarde -E springen, waarna het beschreven proces van ontladen en laden zich zal herhalen met de periode T.

Aangezien het laden en ontladen van condensator op 25 symmetrische wijze geschiedt, kan de periode T van de oscillatorspanning op eenvoudige wijze bepaald worden met behulp van Figuur 2C door voor t.| het referentietijdstip t^ - 0 te kiezen, op tijdstip t = 0 staat over weerstand R^ een spanning van +3E die exponentieel daalt volgens exp[-t/^], totdat na een halve oscillatieperiode op tijdstip 30 t = T/2 over R1 een spanning ter waarde van +E staat, zodat geldt 3E expt-T/U^)] * E

waaruit volgt dat de oscillatieperiode T wordt gegeven door de relatie: T = (2ti|) ln3 = (2R1C1)ln3.

Uit deze formule blijkt dat de frequentie f = 1/T van de 35 uitgangsspanning van de oscillator in Figuur 1 kan worden gewijzigd door de waarde van weerstand R^ of die van condensator C1 te wijzigen.

Een spanningsgestuurde oscillator (VCO) met een frequentie f = 1/T die ,8800480 * PHE 88.001 7 over een continu bereik kan worden gevarieerd, kan dus worden verkregen door de oscillator van Figuur 1 te voorzien van een stuurcircuit dat bijvoorbeeld de waarde van weerstand Rj varieert overeenkomstig een continu variabele stuurspanning.

5 De uitvinding verschaft nu een VCO waarvan de frequentie f = 1/T over een continu bereik kan worden gevarieerd zonder gebruik te «aken van continu variabele weerstanden of condensatoren.

Een eerste uitvoeringsvoorbeeld van de VCO volgens de uitvinding dat gebaseerd is op de oscillator in Figuur 1 is weergegeven 10 in Figuur 3. In Figuur 1 en Figuur 3 zijn corresponderende elementen aangeduid met dezelfde verwijzingssymbolen.

Overeenkomstig de uitvinding bevat de VCO in Figuur 3 een stuurcircuit SC dat het gemeenschappelijke punt C van condensator Cj en weerstand Rj koppelt met de ingang van dn eerste 15 signaalinvertor Ij. Dit stuurcircuit SC bevat een tweede weerstand R2 die met één uiteinde is aangesloten op het punt C, en bevat verder de serieschakeling van twee in gelijke zin gerichte diodes Dj en Ü2f waarvan de onderling verbonden elektroden zijn aangesloten op het andere uiteinde van weerstand R2 en tevens op de ingang van de 20 eerste signaalinvertor Ij. De twee andere elektroden van deze diodes Dj, D2 vormen respectieve stuuringangen voor twee in tegengestelde zin variërende stuurspanningen met waarden +U en -U die symmetrisch liggen ten opzichte van de gemiddelde waarde 0 van de condensatorspanning in punt C en de waarde 0 van de drempel spanning van 25 de eerste signaalinvertor Ij.

De werking van de VCO volgens Figuur 3 zal nu worden toegelicht aan de hand van de tijddiagrammen van Figuur 4. Deze toelichting gaat uit van een aantal vooronderstellingen die een realistische benadering van de praktische situatie vormen. Zo wordt 30 wederom aangenomen dat de invertoren Ij en I2 vrijwel ideale invertoren zijn met een zeer hoge ingangsimpedantie, een zeer hoge versterking en een zeer lage uitgangsimpedantie. Evenzo wordt aangenomen dat de diodes Dj en D2 vrijwel ideale diodekarakteristieken bezitten met een verwaarloosbare voorwaartsspanning en een verwaarloosbare 35 sperstroom. Verder wordt aangenomen dat de stuurspanningen +ü en -U geleverd worden door vrijwel ideale spanningsbronnen met een zeer lage inwendige impedantie.

.8800480 η « ΡΗΕ 88.001 8

De tweewaardige spanningen op de uitgangen A en B van de beide invertoren I2 en 1^ hebben wederom de vorm die is weergegeven in de respectieve tijddiagrammen van Figuur 2A en Figuur 2B. De spanning in het gemeenschappelijke punt C van weerstand R1 en condensator C1 5 heeft wederom een gemiddelde waarde gelijk aan de gemiddelde waarde 0 van de spanning in punt B, maar heeft een andere gedaante dan in het geval van Figuur 1 is weergegeven in het tijddiagram van Figuur 2C. Deze andere gedaante van de spanning in punt C van de VCO volgens Figuur 3 is in Figuur 4 weergegeven op een vergrote schaal voor twee verschillende 10 groottes van de beide stuurspanningen +U en -U, waarbij wederom een stilering is toegepast ter wille van de duidelijkheid.

In het tijddiagram van Figuur 4A hebben de beide stuurspanningen een grootte E zodat geldt +U = +E en -ü = -E. Op het. tijdstip t = t^, waarop de spanning in punt A*van de waarde -E naar de 15 waarde +E springt en die in punt B van de waarde -tE naar de waarde -E (vergelijk. Figuur 2A en Figuur 2B), springt de spanning in punt C van Figuur 3 van de gemiddelde waarde 0 naar de waarde +2E, zodat het spanningsverschil tussen de punten C en B dan de waarde +3E bezit. Aangezien de spanning in punt C op het tijdstip t = t^ een waarde +2E 20 bezit die hoger is dan de spanning op de stuuringang van diode D^ met een waarde +U = +E, zal diode D1 geleiden. Daarentegen zal diode D2 niet geleiden omdat de spanning op zijn stuuringang met een waarde -U = -E lager is dan de waarde +2E van de spanning in punt C. Na het tijdstip t = t1 zal condensator C1 zich ontladen zowel via 25 weerstand als ook via weerstand R2 en de tijdconstante2 van deze ontlading wordt gegeven door *t2 = r1r2c1/(r1+r2).

Deze tijdconstantev2 heeft dus een kleinere waarde dan de tijdconstante = R-jC^. De ontlading van condensator met 30 tijdconstante^ duurt voort tot het tijdstip t = t2, waarop de spanning gelijk is aan de stuurspanning +U = +E van diode D^ en diode D^ niet meer geleidt.

Na dit tijdstip t = t2 zijn beide diodes D^ en D2 gesperd, zodat condensator zich dan alleen via weerstand R^ 35 verder kan ontladen met een tijdconstante = R^C^. Deze ontlading duurt voort tot het tijdstip t = t^ + T/2, waarop de spanning in punt C de waarde 0 bereikt van de drempelspanning van '8800480 t 1» PHE 88.001 9 invertor I-j, net als gevolg dat de spanning in punt B van de waarde -E naar de waarde +E springt en die in punt A van de waarde +E naar de waarde -E. Deze laatste spanningssprong van -2E in punt A wordt onveranderd doorgegeven aan punt C, zodat de spanning in punt C van de 5 gemiddelde waarde 0 naar de waarde -2E springt en het spanningsverschil tussen de punten C en B dan de waarde -3E bezit. Aangezien juist na het tijdstip t = t.j + T/2 de spanning in punt C een waarde -2E bezit die lager is dan de stuurspanning -ü = -E van diode D2, zal diode 02 geleiden, terwijl diode gesperd blijft omdat de spanning +U = +E 10 aan zijn stuuringang hoger is dan de spanning in punt C.

Na het tijdstip t = t.| + T/2 zal condensator zich opladen zowel via weerstand als ook via weerstand R21 zodat deze oplading geschiedt met wederom de tijdconstante^· Deze oplading van condensator C| met tijdconstantetr2 duurt voort tot het tijdstip 15 t = t3, waarop de spanning in punt C gelijk is aan de stuurspanning U = -E van diode D2 en diode D2 niet meer geleidt. Na dit tijdstip t = t3 zijn beide diodes en D2 gesperd en laat condensator zich alleen op via weerstand R^ en dus met wederom de tijdconstante ^ = R.jCj tot het tijdstip t = t^ + T, waarop de spanning in 20 punt C wederom de waarde 0 bereikt van de drempelspanning van invertor I-p met als gevolg dat de spanning in punt B van de waarde +E naar de waarde -E springt en die in punt A van de waarde -E naar de waarde +E.

Het proces van ontladen en opladen van condensator C1 zoals beschreven voor het tijdinterval (t-j, t^ + T) zal zich na het tijdstip 25 t = t.| + T herhalen met een periode T.

Uit bovenstaande toelichting blijkt dat zowel het opladen als het ontladen van de condensator C-j geschiedt via de vaste weerstanden R^ en R2, en wel via weerstand R^ (en dus met de tijdconstante = R^c1) wanneer de spanning in punt C ligt binnen 30 het gebied tussen de stuurspanningen +U en -ü (dus voor de tijdintervallen (t2, t1 + T/2) en (t3, t1 + T)), maar via beide weerstanden R^, R2 (en dus met de tijdconstante*t2 die kleiner is danU^) wanneer de spanning in punt C ligt buiten het gebied tussen de stuurspanningen +U en -U (dus voor de tijdintervallen (t^, t2) en 35 (t^ + T/2, t3). Aangezien deze stuurspanningen symmetrisch liggen ten opzichte van de gemiddelde waarde 0 van de condensatorspanning en de waarde 0 van de drempelspanning van de invertor 1^, heeft de .8800480 Λ PHE 88.001 10 condensatorspanning in Figuur 4A een symmetrische signaalvorm en geldt hetzelfde voor de signaalvorm van de tweewaardige spanning aan de uitgang A van de VCO in Figuur 3. Aldus zijn in de VCO volgens de uitvinding geen bijzondere voorzieningen nodig voor de in de praktijk 5 gewenste symmetrische signaalvorm van het oscillatorsignaal (dat wil zeggen, een tweewaardig signaal met een "duty factor" van 50¾).

Figuur 4B toont eveneens de gedaante van de condensatorspanning, maar in dit geval hebben de beide stuurspanningen een kleinere grootte dan in Figuur 4A en wel een grootte 0,2 E zodat in 10 Figuur 4B geldt +U = + 0,2E en -ü = - 0,2E. Het proces van opladen en ontladen van de condensator verloopt op dezelfde wijze als in Figuur 4A, maar door de kleinere waarde van de stuurspanningen +U en -ü in Figuur 4B is de duur van de tijdintervallen (t2, t^ + T/2) en (t3, t^ + T) met de tijdconstante ^ kleiner dan in Figuur 4A en 15 de duur van de tijdintervallen (t-j, t2) en (t1 + T/2, t3) met de kleinere tijdconstante^ daarentegen groter dan in Figuur 4A. Het resultaat is dat de duur van de oscillatieperiode T in het geval van Figuur 4B kleiner is dan in het geval van Figuur 4A. De frequentie f = 1/T van de uitgangsspanning van de VCO in Figuur 3 kan aldus op 20 eenvoudige wijze worden gevarieerd door de beide stuurspanningen +U en -ü symmetrisch te variëren ten opzichte van de gemiddelde waarde 0 van de condensatorspanning (dus de waarde 0 van de drempelspanning van de eerste signaalinvertor I-j)·, waarbij de symmetrische signaalvorm van de condensatorspanning en dus van de uitgangsspanning gehandhaafd wordt. 25 Op grond van deze symmetrie kan de duur van de oscillatieperiode T als functie van de grootte U van de stuurspanningen. worden afgeleid uit de duur van de tijdintervallen (t-j, t2) en (t2, t^ + T/2), die op soortgelijke wijze als beschreven voor de oscillator in Figuur 1 kan worden bepaald. Deze afleiding is vrij 30 eenvoudig, maar gezien haar lengte wordt hier volstaan met het vermelden van de relatie tussen de periode T en de groote U van de stuurspanningen: T = 2t2 ln [3 + (2-U/E)R1/R3]4 + 2(τΓ^) In [ 1+U/E] 35 waarin βηΈ^ de reeds vermelde tijdconstanten zijn met: *1 = R1C1 = R^I^W* .8800480 PHE 88.001 11

Zowel uit bovenstaande relatie als uit de ti jddiagrammen van Piguur 4 blijkt dat de grootte van de stuurspanningen voor het sturen van de duur van de periode T dient te liggen tussen de waarden U = 0 en U = 2E, waarbij het gebied tussen de waarden ü = 0 en U = E in de praktijk het 5 belangrijkste gebied is.

Hoewel de voorgaande toelichting an de VCO in Figuur 3 is gegeven voor signaalinvertoren I^r I2 en diodes , D2 met ideaal veronderstelde eigenschappen, blijken de in de praktijk onvermijdelijke afwijkingen van deze ideale eigenschappen geen 10 noemenswaardige invloed te hebben op de frequentie en de symmetrische signaalvorm van de uitgangsspanning van de VCO. Zo hebben de technisch beschikbare signaalinvertoren gewoonlijk een uitgangsimpedantie van zodanig lage waarde dat de actieve elementen van deze invertoren nagenoeg geen invloed hebben op de frequentie *van de VCO die door de 15 stuurspanningen is ingesteld. Dit geldt eveneens voor de diodes van het stuurcircuit omdat de verschillen in de voorwaartsspanning van twee diodes van hetzelfde type in het algemeen gering zijn en deze verschillen praktisch verwaarloosd kunnen worden voor twee diodes uit een zelfde plak halfgeleidermateriaal.

20 Het eenvoudig te implementeren stuurcircuit van de VCO

volgens de uitvinding maakt deze VCO ook aantrekkelijk voor toepassing in gesloten regelsystemen zoals fasevergrendelde lussen (PLL's). Ter illustratie toont Figuur 5 hoe de VCO volgens Figuur 3 op eenvoudige wijze in een PLL kan worden opgenomen, waarbij corresponderende 25 elementen in Figuur 3 en Figuur 5 met dezelfde verwijzingssymbolen zijn aangeduid. Naast deze VCO bevat de PLL van Figuur 5 een fasedetector PD die een foutsignaal opwekt dat representatief is voor het faseverschil tussen een referentiesignaal REF en het tweewaardige signaal aan de uitgang A van de VCO. Dit foutsignaal wordt wordt toegevoerd aan een 30 lusfilter LF voor het verkrijgen van de stuurspanning +U die wordt toegevoerd aan de stuuringang van diode Dj in de VCO. De stuurspanning -U voor de stuuringang van diode D2 wordt uit de stuurspanning +ü aan de uitgang van lusfilter LF afgeleid met behulp van een signaalinvertor I3. De signaalinvertor I3 in Figuur 5 is op bekende wijze uitgevoerd 35 met behulp van een operationele versterker, waaran de niet-inverterende ingang aan aarde is gelegd en waarvan de uitgang via een weerstand R is teruggekoppeld naar zijn inverterende ingang die via een even grote 8800480 PHE 88.001 12 weerstand R is aangesloten op de uitgang van lusfliter LF. Bij de toelichting van de VCO in Figuur 3 is verondersteld dat zijn stuurspanningen +U en -ü afkomstig zijn van vrijwel ideale spanningsbronnen met een zeer lage inwendige impedantie. Wat betreft de 5 stuurspanning -ü is aan deze voorwaarde voldaan, aangezien signaalinvertor Ij in Figuur 5 een gewoonlijk zeer lage uitgangsimpedantie bezit. Wat betreft de stuurspanning +U is deze voorwaarde op eenvoudige wijze te vervullen door lusfilter LF uit te voeren als een actief laagdoorlaatfilter dat eveneens een operationele 10 versterker bevat.

In de tot dusver beschreven uitvoeringsvoorbeelden van de VCO volgens de uitvinding zijn de signaalinvertoren 1^ en I2 uitgevoerd als hard-begrenzende inverterende versterkers, waarbij de ♦ spanningsniveau's bepaald worden door een positieve voedingsspanning +E 15 en een even grote negatieve voedingsspanning -E en waarbij de drempelspanning aan de ingang de waarde 0 heeft. Deze signaalinvertoren kunnen echter eveneens worden uitgevoerd als inverterende logische poorten die bekend staan als NOT-poorten. Bij vele gangbare implementaties van logische poorten wordt één van de 20 spanningsniveaus van de tweewaardige uitgangsspanning bepaald door de (positieve of negatieve) voedingsspanning, terwijl het andere spanningsniveau wordt bepaald door de aardpotentiaal en dus de waarde 0 heeft. In dat geval is de drempelspanning aan de ingang van de logische poort gelijk aan de halve voedingsspanning. Wanneer een aldus 25 geïmplementeerde NOT-poort wordt toegepast als signaalinvertor I·), I2 in de VCO van Figuur 3, dan is de gemiddelde waarde van de condensatorspanning in punt C eveneens gelijk aan de halve voedingsspanning. Voor het verkrijgen van een symmetrische signaalvorm van de spanning aan uitgang A van de VCO dienen de stuurspanningen voor 30 de diodes D-j, D2 thans symmetrisch te liggen ten opzichte van deze halve voedingsspanning. Het zal duidelijk zijn dat deze verschuiving van de stuurspanningen over de halve voedingsspanning geen enkele invloed heeft op de werking van de VCO zoals die in het voorgaande is toegelicht.

Figuur 6 toont een tweede uitvoeringsvoorbeeld van een 35 VCO volgens de uitvinding die evenals in Figuur 5 een onderdeel vormt van een PLL en die door een speciale keuze van de signaalinvertoren Iv I2 in de VCO een aantrekkelijke implementatie van de PLL in haar .8800480 PHE 88.001 13 geheel mogelijk maakt. Corresponderende elementen in Figuur 3, Figuur 5 en Figuur 6 zijn aangeduid met dezelfde verwijzingssymbolen.

In Figuur 6 is elk van de invertoren Ij, I2 van de VCO uitgevoerd als een EXOR-poort met twee ingangen, waarbij aan de ene 5 ingang permanent een gelijkspanning ligt die een logische waarde "1" representeert en de andere ingang de eigenlijke signaalingang vormt. Bij de in Figuur 6 getoonde EXOR-poort wordt het spanningsniveau van deze logische waarde "1* gevormd door een positieve voedingsspanning +2E, terwijl het spanningsniveau van de logische waarde *0" gevormd wordt 10 door de aardpotentiaal met de waarde 0. De drempelspanning aan de ingang van de EXOR-poort is dus gelijk aan de halve voedingsspanning +E. De permanente toevoer van de logsiche waarde "Γ aan één van beide ingangen van EXOR-poorten I1r I2 wordt in Figuur 6 bewerkstelligd door de voedingsspanning +2E via de parallelschakeling van een weerstand 15 Rjj en een ontkoppelcondensator Cg aan te sluiten op de desbetreffende ingang.

De fasedetector PD van de PLL in Figuur 6 is nu eveneens uitgevoerd als een EXOR-poort met twee ingangen, waarbij aan de ene ingang een in hoofdzaak tweewaardig referenties!gnaal REF ligt en aan de 20 andere ingang de tweewaardige uitgangsspanning van de VCO (de spanningsniveau's van de beide signalen aan de ingang van deze EXOR-poort hebben de waarden +2E en 0). Aan de uitgang van de EXOR-poort PD treedt een tweewaardige foutspanning op die representatief is voor een faseverschil tussen de tweewaardige referentiesignaalspanning REF en de 25 tweewaardige uitgangsspanning van de VCO (ook de spanningniveau's aan de uitgang van deze EXOR-poort hebben de waarden +2E en 0). Deze tweewaardige foutspanning aan de uitgang van EXOR-poort PD wordt nu logisch geïnverteerd met behulp van een signaalinvertor I3 die eveneens is uitgevoerd als een EXOR-poort, waarvan één ingang via de 30 parallelschakeling van weerstand R5 en ontkoppelcondensator C5 is aangesloten op de voedingsspanning +2E en de andere ingang de te inverteren foutspanning ontvangt. De foutspanning aan de uitgang van EXOR-poort PD en de geïnverteerde foutspanning aan de uitgang van EXOR-poort I3 worden nu toegevoerd aan identiek uitgevoerde passieve 35 laagdoorlaatfliters LF^ respectievelijk LF2 voor het opwekken van de respectieve stuurspanningen (E + U) en (E - U) voor de diodes D1 en D2 van de VCO. Deze stuurspanningen liggen symmetrisch ten opzichte 8800480 β PHE 88.001 14 van de halve voedingsspanning +E die de drempelspanning van EXOR-poort vormt. Elk van de laagdoorlaatfilters LF^, LF2 in Figuur 6 wordt gevormd door een RC-netwerk met een serieweerstand R3, R^ tussen in- en uitgang en een condensator C3, C4 tussen uitgang en 5 aarde.

Bij de toelichting van het eerste uitvoeringsvoorbeeld van de VCO volgens de uitvinding aan de hand van Figuur 3 is verondersteld dat de stuurspanningen voor de diodes en D2 afkomstig zijn van vrijwel ideale spanningsbronnen met een zeer lage 10 inwendige impedantie. Bij de toepassing van het tweede uitvoeringsvoorbeeld van de VCO volgens de uitvinding in de PLL van Figuur 6 zijn deze stuurspanningen opgewekt uit de foutspanning en de geïnverteerde foutspanning aan de uitgang van de EXOR-poorten PD en I3 met behulp van passieve laagdoorlaatfilters LF^ en LF2 in de 15 vorm van identiek uitgevoerde RC-netwerken. Aangezien de EXOR-poorten in de praktijk een zeer lage uitgangsweerstand bezitten, kan gesteld worden dat de stuurspanningen (E + U) en (E - ü) in Figuur 6 afkomstig zijn van spanningsbronnen met een inwendige weerstand die praktisch gegeven wordt door de serieweerstand R3, R4 van de laagdoorlaatfilters LF|, 20 LF2. De invloed van de (onderling gelijke) inwendige weerstanden van de beide spanningsbronnen op de werking van de VCO in Figuur 6 kan op eenvoudige wijze in rekening gebracht worden door bij de dimensionering uit te gaan van een vergroting van de waarde van weerstand R2 met de waarde van de inwendige weerstand van de spanningsbronnen die praktisch 25 gegeven wordt door de waarde van de onderling gelijke weerstanden R3 en R4. Immers in het geval dat diode geleidt, wordt condensator C.| enerzijds ontladen via weerstand R^ en anderzijds ontladen via de serieschakeling van de weerstanden R2 en R3. Evenzo geldt voor het geval van een geleidende diode D2 dat condensator C1 enerzijds wordt 30 opgeladen via weerstand R1 en anderzijds wordt opgeladen via de serieschakeling van de weerstanden R2 en R4. Verder wordt de symmetrische signaalvorm van de uitgangsspanning niet beïnvloed omdat de inwendige weerstand van de beide stuurspanningsbronnen in Figuur 6 een zelfde waarde bezit.

35 Bij de praktische implementatie van de VCO in Figuur 6 wordt weerstand R2 overbrugd door een condensator C2. Deze condensator C2 bevordert een snel doorlopen van het (zeer kleine) 8800480 * PHE 88.001 15 ingangsspanningsbereik waarvoor EXOR-poort Ij een grote spannings-versterking heeft en voorkomt daardoor het optreden van korststondig parasitair oscilleren met relatief zeer hoge frequenties bij het passeren van de drempelspanning van EXOR-poort Ij als gevolg van 5 overspraak van signalen binnen zowel als buiten deze poort naar zijn ingang. Zonder deze condensator C2 wordt de drempelspanning van EXOR-poort Ij te langzaam gepasseerd als gevolg van de relatief grote tijdconstante van weerstand R£ en de totale effectieve capaciteit aan de ingang van EXOR-poort Ij in het bereik van de grote 10 spanningsversterking. De capaciteitswaarde van deze condensator C2 wordt in hoofdzaak bepaald door het gebruikte type EXOR-poort, ongeacht de gewenste oscillatiefrequentie f = 1/T van de VCO.

Aldus maakt de speciale keuze van de invertoren Ij, I2 in het tweede uitvoeringsvoorbeeld van de VCO volgens de uitvinding 15 het mogelijk om de PLL in haar geheel te implementeren met behulp van een viertal EXOR-poorten, een tweetal diodes, een vijftal weerstanden en een vijftal condensatoren. Het gebruik van een viertal EXOR-poorten biedt bovendien het praktische voordeel dat volstaan kan worden met slechts één exemplaar van een gangbaar type geïntegreerd circuit 20 dat bekend staat als "Quad EXOR Gate". Dergelijke "Quad EXOR Gates" met vier EXOR-poorten zijn als standaard componenten beschikbaar in de bekende circuit-technieken, waaronder ook de ECL-techniek die kan worden toegepast voor een PLL die in het freguentiegebied van rond 100 MHz dient te functioneren.

25 Ter illustratie worden hieronder de gegevens vermeld van een praktische implementatie van een PLL volgens Figuur 6 die is ingericht voor het synchroniseren van het oscillatorsignaal met een referentiesignaal van 4,096 MHz: EXOR Ij, I2, I3/ PD: Quadruple EXOR Gate 30 Type PC74HC86 (PHILIPS) 2E = 5 Volt

Diodes (Dj, D2): Double diode in series

Type BAV99 (PHILIPS)

Rj : 2700 β Cj : 33 pF

35 R2 : 1200 β C2 : 6,8 pF

R3 = R4 : 1300 Q C3 = C4 : 47 nF

R5 : 12 Q C5 : 47 nF

8800480 PHE 88.001 16

Alle tot dusver beschreven uitvoeringsvoorbeelden van de VCO volgens de uitvinding zijn gebaseerd op de in Figuur 1 getoonde basisoscillator. De uitvinding is echter niet daartoe beperkt, maar kan ook worden toegepast in een VCO die gebruik maakt van een andere 5 basisoscillator. Ter illustratie toont Figuur 7 een VCO volgens de uitvinding die gebaseerd is op een oscillator van vaste frequentie zoals bekend uit Figuur 1 van het reeds vermelde Amerikaanse octrooischrift 4.146.189. Corresponderende elementen in Figuur 3 en Figuur 7 zijn aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers.

10 De VCO volgens Figuur 7 verschilt van die volgens Figuur 3 wat betreft de aansluiting van weerstand en condensator C^ op de uitgang van de signaalinvertoren 1^ en I2, waarbij in Figuur 7 weerstand is aangesloten op uitgang A van tweede invertor I2 en condensator C^ op uitgang B van eerste invertoï 1^. Het 15 gemeenschappelijk punt C van weerstand R1 en condensator C^ is gekoppeld met de ingang van eerste invertor via een stuurcircuit SC dat een extra signaalinvertor bevat tussen het verbindingspunt van diodes D^, D2 en weerstand R2 en de ingang van eerste invertor I-j. Deze extra invertor I4 is op dezelfde wijze uitgevoerd als de 20 invertoren en Zoals eenvoudig kan worden geverifieerd aan de hand van de signaalvorm van de spanningen in de punten A, B en C van de vco volgens Figuur 7 is deze extra invertor I4 nodig om de voorwaarde voor oscilleren te vervullen, maar is er verder geen wezenlijk verschil in werking tussen de VCO's volgens Figuur 3 en Figuur 7. Aangezien de 25 VCO volgens Figuur 7 een extra invertor I4 dient te bevatten, verdient een VCO volgens Figuur 3 de voorkeur.

,8800430

Claims (3)

1. Een spanningsgestuurde oscillator, bevattende: - een serieschakeling van een eerste en een tweede signaalinvertor, waarbij elke signaalinvertor een in hoofdzaak tweewaardig signaal afgeeft met van tevoren bepaalde spanningsniveau's en waarbij de 5 uitgang van de tweede signaalinvertor als uitgang van de oscillator fungeert; en - een terugkoppellus voorzien van: * een weerstand waarvan het ene uiteinde is aangesloten op de uitgang van de ene signaalinvertor en een condensator waarvan het ene 10 uiteinde is aangesloten op de uitgang van de andere signaalinvertor en waarvan de onderling verbonden andere uiteinden via een koppelcircuit zijn aangesloten op de ingang van de eerste signaalinvertor; en * een stuurcircuit om de frequentie van de oscillator over een continu 15 bereik te variëren overeenkomstig een continu variabele stuurspanning; met het kenmerk, dat het stuurcircuit deel uitmaakt van het koppelcircuit en voorzien is van: - een tweede weerstand waarvan het ene uiteinde is aangesloten op de 20 onderling verbonden uiteinden van de eerstgenoemde weerstand en de condensator; en - een serieschakeling van twee in gelijke zin gerichte dioden, waarvan de onderling verbonden elektroden zijn aangesloten op het andere uiteinde van de tweede weerstand en waarvan de overige elektroden 25 respectieve stuuringangen vormen voor twee in tegengestelde zin variërende stuurspanningen die symmetrisch liggen ten opzichte van de gemiddelde waarde van de spanning in de onderling verbonden uiteinden van de eerstgenoemde weerstand en de condensator, waarbij de onderling verbonden elektroden van de dioden gekoppeld zijn met 30 de ingang van de eerste signaalinvertor.

2. Spanningsgestuurde oscillator volgens conclusie 1, met het kenmerk dat elk van de signaalinvertoren is uitgevoerd als een EX0R-poort met twee ingangen, waarbij aan één ingang permanent een gelijkspanning ligt die een logische waarde "1" representeert en de 35 andere ingang de signaalingang vormt.

3. Fasevergrendelde lus die is voorzien van een signaalgestuurde oscillator, een fasedetector voor het opwekken van een ,880 04 80 * PHE 88.001 18 foutsignaal dat repesentatief is voor een faseverschil tussen een referentiesignaal en een aan de oscillator ontleend signaal en een lusfilter om uit het foutsignaal een stuursignaal op te wekken voor de signaalgestuurde oscillator, met het kenmerk dat de oscillator is 5 uitgevoerd als een spanningsgestuurde oscillator volgens conclusie 2, dat de fasedetector is uitgevoerd als een EXOR-poort met een eerste ingang voor een in hoofdzaak tweewaardige referentiesignaalspanning en een tweede ingang voor de in hoofdzaak tweewaardige uitgangsspanning van de oscillator, en met een uitgang die is aangesloten op de ene 10 stuuringang van de oscillator via een eerste passief laagdoorlaatfilter en op de andere stuuringang van de oscillator via een als logische signaalinvertor fungerende EXOR-poort en een daarop volgend tweede passief laagdoorlaatfilter dat met eerstgenoemd laagdoorlaatfilter correspondeert. .8800480