NL8702115A - Spanningsomvormer. - Google Patents

Description

NO 34.662 1 *C

Spanningsomvormer. t

De uitvinding heeft betrekking op een spanningsomvormer waarmee een relatief hoge uitgangsstroom bij een relatief hoge uitgangsspanning kan 5 worden geleverd met een hoog rendement. In het bijzonder heeft de uitvinding betrekking op een spanningsomvormer waarmee het mogelijk is om een condensator met grote capaciteit, zoals gebruikt wordt voor het ontsteken van flitslampen, in een relatief korte tijd op te laden tot een niveau, voldoende om de bijbehorende flitslamp te ontsteken.

10 De uitvinding verschaft nu een spanningsomvormer bestaande uit - een ingangscondensator parallel aan de ingangsaansluitingen van de omvormer waarop de ingangsgelijkspanning wordt aangeboden, - een serieschakeling van twee thyristoren parallel aan de ingangscondensator, waarbij over elke thyristor een antiparallel geschakelde dio- 15 de is aangebracht, - een resonantieketen omvattende ten minste een condensator en een spoel, alsmede de primaire wikkeling van een transformator, welke resonantieketen is aangesloten op het knooppunt van de beide thyristoren, - een stroomdetector die de stroom door de resonantieketen detecteert, 20 - een pulsvormerschakeling die ingangssignalen ontvangt van de stroom detector en pulsen levert aan de stuuringangen van de beide thyristoren voor het afwisselend in geleiding brengen van deze thyristoren, welke pulsen optreden op tijdstippen waarop de gedetecteerde stroom nul is.

De werking van deze spanningsomvormer is gebaseerd op een resonan-25 tieverschijnsel, hetgeen inhoudt dat de stromen en spanningen door de halfgeleiders, spoelen en condensatoren sinusvormig zijn. Aangezien alleen wordt geschakeld op het moment van een nuldoorgang van de resonan-tiestroom zijn de schakelverliezen laag en is bovendien het stoorniveau laag.

30 Alhoewel een uitvoeringsvorm van de omvormer kan worden gereali seerd waarbij de resonantieketen met zijn ene uiteinde, zoals reeds beschreven is, is verbonden met het knooppunt van de beide thyristoren en aan het andere uiteinde van de resonantieketen een gelijkspanning, gelijk aan de helft van de ingangsgelijkspanning, wordt aangeboden, ver-35 dient het de voorkeur om via een op zichzelf voor de technicus op dit terrein bekend principe de zuivere serieresonantieketen om te vormen tot een resonantieketen met een T-structuur. Deze voorkeursuitvoeringsvorm draagt het kenmerk dat de resonantieketen twee condensatoren bevat die in serie zijn geschakeld tussen de ingangsaansluitingen, waarbij de 40 spoel en de primaire wikkeling van de transformator in serie aangeslo- 8702115 > 2 '* ten zijn tussen het knooppunt van deze twee condensatoren en het knoop punt van de beide thyristoren. In deze uitvoeringsvorm is slechts een enkele ingangsgelijkspanning nodig.

Stroomdetectoren zijn reeds in diverse varianten bekend. Veel 5 stroomdetectoren hebben echter binnen het kader van de onderhavige uitvinding het nadeel dat er een weerstandselement in de stroomkring moet worden opgenomen. Het opnemen van een dergelijk weerstandselement zou in het onderhavige geval direct leiden tot verliezen in de omvormer terwijl juist gestreefd wordt naar een zo verliesvrij mogelijke oravor-10 mer. Het verdient derhalve de voorkeur dat de stroomdetector bestaat uit een ringkerntransformator, bij voorkeur met een zo laag mogelijk aantal windingen in de primaire meetwikkeling.

Een verdere uitvoeringsvorm van de omvormer volgens de uitvinding draagt het kenmerk dat de pulsvormerschakeling voorzien is van een 15 ideale gelijkrichteenheid, waarmee de signalen van de stroomdetector zonder vervorming gelijk gericht worden, een integrator waarin het uitgangssignaal van de gelijkrichteenheid wordt geïntegreerd, een comparator die het uitgangssignaal van de integrator vergelijkt met een refe-rentieniveau en een puls afgeeft zodra dit referentieniveau wordt be-20 reikt, en een tweedeler waarmee uit de pulsreeks van de comparator twee onderling in tegenfase verkerende pulsreeksen worden opgewekt, elk met de helft van de herhalingsfrequentie van de comparatorpulsreeks. Het is mogelijk om deze pulsvormerschakeling zodanig uit te voeren dat de stroom in de secundaire wikkeling van de uitgangstransformator op een 25 vooraf bepaalde waarde wordt begrensd. Een dergelijke begrenzing kan worden gerealiseerd door in de integrator een instelbare referentiewaarde op te tellen bij het uitgangssignaal van de ideale gelijkrichteenheid .

De omvormer volgens de uitvinding kan in het bijzonder worden ge-30 bruikt voor het in relatief korte tijd opladen van condensatoren met hoge capaciteit, bijvoorbeeld condensatoren die worden gebruikt voor het ontsteken van flitsbuizen. In dat geval moet de secundaire wikkeling van de transformator worden verbonden met een uitgangsgelijkricht-eenheid die een gelijkgerichte uitgangsspanning levert en een uitgangs-35 condensator. Daarbij is het van voordeel dat de transformator zodanig in de resonantiekring is opgenomen dat er geen gelijkstroomcomponent doorheen kan lopen. De transformator kan derhalve worden uitgevoerd zonder luchtspleet zodat er geen energie in de transformator wordt opgeslagen. Om verder energieverlies in de transformator zelf, in het 40 bijzonder door het telkens omladen van parasitaire capaciteiten aan de 8702115 r 3 secundaire zijde van de transformator te voorkomen is de omvormer vol- * gens de uitvinding bij voorkeur zodanig uitgevoerd dat de secundaire wikkeling van de transformator is verdeeld in een aantal deelwikkelin-gen, elk bestaande uit een enkellaags wikkeling welke enkellaags wikke-5 lingen met dezelfde wikkelingsrichting op elkaar zijn aangebracht, en dat de uitgangsgelijkrichteenheid wordt gevormd door een aantal diodes die telkens tussen het begin van de wikkeling en het einde van de aangrenzende wikkeling zijn aangebracht zodanig dat de beide diodes die aan elk uiteinde van een wikkeling zijn aangesloten onderling in door-10 laatrichting staan en zodanig dat de daardoor gevormde twee diodeketens bestaan uit onderling in doorlaatrichting geschakelde diodes, waarbij de uiteinden van de bovenste en onderste wikkeling via verdere, eveneens in doorlaatrichting geschakelde diodes zijn verbonden met de uit-gangscondensator.

15 De uitvinding wordt in het volgende nader verklaard aan de hand van de bijgaande figuren.

Figuur 1 toont een principeschakeling aan de hand waarvan de werking van de omvormer volgens de uitvinding zal worden besproken.

Figuur 2 toont aan de hand van een aantal diagrammen de vorm van 20 enkele stromen en spanningen die in de schakeling volgens figuur 1 optreden.

Figuur 3 toont een uitbreiding van de principeschakeling uit figuur 1.

Figuur 4 toont aan de hand van diagrammen de vorm van enkele span-25 ningen en stromen die in de schakeling van figuur 3 optreden.

Figuur 5 toont een in meer detail uitgewerkte omvormerschakeling volgens de uitvinding.

Figuur 6 illustreert een uitvoeringsvorm van de hoogspannings-transformator met bijbehorende gelijkrichteenheid en uitgangscondensa-30 tor, in het bijzonder bestemd voor toepassing bij flitsbuizen.

De principiële werking van de omvormer volgens de uitvinding zal allereerst worden verklaard aan de hand van de schakeling die getoond is in figuur 1.

Figuur 1 toont een schakeling bestaande uit een ingangscondensator 35 C£ waaraan parallel een serieschakeling staat van twee thyristoren

Thl en Th2. Elke thyristor is antiparallel overbrugd door een diode, te weten de diode Dl over Thl en de diode D2 over Th2. Op het knooppunt van de thyristoren Thl en Th2 is een serieschakeling aangesloten van een spoel Lr en een condensator Cr.

40 Wordt op de ingangsklemmen 1 en 2 van deze schakeling een gelijk- 87021 15 Ύ 4 „ spanning Vi aangeboden en worden de uitgangsklemmen 3 en 4 verbonden met een spanningsbron die een gelijkspanning l/2.Vi levert dan ontstaat er bij het afwisselend in geleiding schakelen van de thyristoren Thl en Th2 een resonante stroom door de serieschakeling van de spoel Lr en de condensator Cr zoals in het volgende aan de hand van figuur 2 zal worden verduidelijkt.

In figuur 2a is de spanning getoond die ontstaat over de serieschakeling van Lr en Cr indien tussen tO en tl alleen Thl in geleiding wordt gebracht en indien tussen t2 en t3 alleen Th2 in gelei-^ ding wordt gebracht. In beide gevallen staat over de serieschakeling een gelijkspanning met een amplitude van 1/2.Vi, welke spanning tussen tO en tl een positief teken en tussen t2 en t3 een negatief teken heeft.

Door het stapsgewijze schakelen van een spanning over de serie-^ schakeling van de spoel Lr en de condensator Cr zal door deze serieschakeling een sinusvormige resonante stroom gaan lopen met een frequentie gelijk aan r 2 TT j, Lr . Cr 20 en een amplitude gelijk aan 1/2 Vi \— 25 In figuur 2b is deze resonante stroom I^q uitgezet langs de zelfde tijdschaal als de figuren 2a en 2c. In figuur 2b zijn vier afzonderlijke tijdsperioden aangeduid met p, q, r en s. Direct na het inschakelen van Thl zal er stroom in doorlaatrichting door de ingeschakelde thyristor en door de resonantieketen gaan lopen. Deze stroom is 3q echter sinusvormig en zal aan het eind van de periode p een nuldoorgang vertonen. Dankzij de aanwezigheid van de diode Dl kan echter ook de negatieve halve periode van de stroom door de resonantieketen blijven lopen. Aan het eind van de periode q wordt opnieuw de nulwaarde bereikt. Op dat moment is ook de thyristor Thl uitgeschakeld zodat er verder 35 geen stroom meer door de resonantiekring kan lopen. Gedurende de periode p wordt derhalve energie uit de ingangscondensator Ci onttrokken via de thyristor Thl terwijl gedurende de opvolgende periode q deze energie weer wordt teruggeleverd aan de ingangscondensator Ci via de diode Dl.

Een soortgelijk proces, waarbij echter de diverse spanningen en 40 ‘ 87 0 21 15 *£ 5 stromen een omgekeerde polariteit hebben, treedt op bij het inschakelen - van Th2 op het tijdstip t2. Direct na het inschakelen zal gedurende de periode r de negatieve helft van een sinusvormige stroom door de reso-nantiekring gaan lopen terwijl na de nuldoorgang de diode D2 in gelei-5 ding komt die het mogelijk maakt dat ook de positieve helft van de sinusvormige stroom gedurende de periode s door de trillingskring loopt.

Ook hier zal gedurende de periode r energie vanuit de condensator Ci via de thyristor Th2 in de seriekring worden gepompt terwijl deze energie in de daarop volgende periode s via de dan in geleiding verkerende 10 diode D2 weer wordt teruggevoerd naar de ingangscondensator Ci.

In figuur 2c is afzonderlijk de spanning Vc over de condensator Cr uitgezet. In deze figuur is er vanuit gegaan dat er na een complete resonantie stroomperiode in de condensator geen restlading achterblijft.

Aan het eind van de perioden q en s is de spanning Vc dus gelijk aan 15 nul.

In de praktijk zal de resonantiestroom I^q zorgen voor enige warmte-ontwikkeling in de diverse componenten, waardoor de energie die telkens in de eerste deelperiode (p resp. r) uit de ingangscondensator Ci wordt opgenomen iets groter is dan de energie die in de telkens vol-20 gende deelperiode (q resp. s) aan deze ingangscondensator Ci wordt teruggegeven. In praktische schakelingen bleken deze verliezen echter zeer klein te zijn.

Figuur 3 laat zien op welke wijze de in de seriekring optredende stroom op nuttige wijze kan worden gebruikt voor het leveren van een 25 uitgangsvermogen. Figuur 3 toont in principe dezelfde schakeling als getoond is in figuur 1, nu echter uitgebreid met een transformator Tr waarvan de primaire wikkeling is opgenomen in de resonantieketen terwijl de secundaire wikkeling is aangesloten op een gelijkrichteenheid G die aangesloten is op een uitgangscondensator Co.

30 Figuur 4 toont een aantal diagrammen waarin stromen en spannin gen, optredend in de schakeling van figuur 3, worden geïllustreerd. Ter vereenvoudiging van deze diagrammen is er in het bijzonder in figuur 4a vanuit gegaan dat de spanning Vp over de primaire wikkeling van de transformator Tr gelijk is aan 1/4.Vi. Deze spanning is in het algemeen 35 echter afhankelijk van de belasting aan de secundaire zijde van de transformator Tr en van de transformatorverhouding. Het zal duidelijk zijn dat in de praktijk ook geheel andere waarden voor Vp optreden. De wijze van functioneren van de schakeling wordt daardoor echter niet beïnvloed. ' 40 In figuur 4a is weer de spanning V^q over de resonantieketen 8702115 * 6 , bestaande uit Lr en Cr uitgezet. Het zal duidelijk zijn dat direct na het inschakelen de spanning 1/2.Vi komt te staan over de serieschake-ling van Lr, Cr en Tr. Aangezien echter over de transformator een spanning Vp = 1/4.Vi staat is de stapspanning over de eigenlijke resonan-5 tieketen begrensd tot 1/4.Vi. Deze stapspanning veroorzaakt weer een sinusvormige stroom ILq door de resonantieketen waarvan de positieve helft loopt gedurende de periode p, op de wijze als geïllustreerd is in figuur 4b. Gedurende deze periode p wordt via de in geleiding geschakelde thyristor Thl energie onttrokken uit de ingangscondensator Ci 10 en daarmee wordt de resonantieketencondensator Cr opgeladen zoals blijkt uit figuur 4c waarin de spanning Vc over deze condensator is uitgezet.

Aan het einde van de periode p, op het moment dus dat de diode Dl zal willen geleiden omdat de kringstroom van richting omkeert, treedt 15 echter ook een omkering van stroomrichting op de uitgangsgelijkrichter G op met als gevolg dat de secundaire transformatorspanning en daarmee ook de spanning in de primaire wikkeling van de transformator Tr wordt omgepoold. Daardoor ontstaat een stapvormige verandering in de spanning Vlc ter grootte van 2.Vp in positieve richting zoals aangegeven is 20 in figuur 4a. Alhoewel de kringstroom nu in negatieve richting zou moeten gaan lopen wordt het lopen van deze stroom verhinderd door deze twee keer zo grote stapspanning met als gevolg dat Dl niet in geleiding komt. Gedurende de periode q blijft de stroom derhalve gelijk aan 0 en vindt er geen verandering plaats van de spanning Vc over de condensator 25 Cr.

Aan het einde van de periode q wordt de thyristor Th2 in geleiding gebracht. De stapspanning keert nu van richting om en bereikt een waarde -(1/2 Vi - Vp). De spanning Vc die nog over Cr aanwezig was krijgt een drijvende invloed op de kringresponsie met als gevolg dat de nega-30 tieve halve sinusperiode van de kringstroom gedurende de periode r een relatief grote amplitude bezit. Als gevolg van de totale drijvende kracht van de kring die gelijk is aan -(1/2 Vi - Vp + Vc) ontstaat een maximale kringstroom van: 1/2.Vi - Vp + Vc 35 if? 1 Cr

De spanning over Cr wordt gedurende de periode r omgepoold tot een negatieve waarde van -(1/2.Vi - Vp) - (1/2.Vi - Vp + Vc).

Aan het einde van de periode r keert de stroom in de kring van 40 87 0 21 15 7 * richting om. Zoals in het bovenstaande bij de bespreking van de periode q al uiteen gezet is ontstaat ook nu weer een extra stapspanning over de kring van 2 Vp waardoor een demping van de kringstroom ontstaat. De diode D2 zal in dit geval wel in geleiding komen maar de positieve hal-5 ve sinusperiode van de kringstroom, optredend gedurende de periode s, heeft een aanzienlijk lagere amplitude dan het geval was gedurende de periode r.

Aan het eind van de periode s heeft de spanning Vc over de condensator Cr dezelfde eindwaarde (zij het roet tegengesteld teken) bereikt 10 als aan het eind van de periode q. Dit betekent dat op dit moment de cyclusstabiele toestand is bereikt. Wordt vanaf dit moment doorgegaan met het afwisselend inschakelen van de thyristoren Thl en Th2 telkens op het punt waarop de kringstroom door nul gaat, dan gaat er een kringstroom Ilc lopen waarvan de vorm is getoond in figuur 4b waarbij de 15 condensatorspanning Vc varieert op de wijze als aangegeven is in figuur 4c.

Even terugverwijzend naar figuur 2b wordt er op gewezen dat de am-plituden van de positieve en negatieve halve perioden van de kringstroom daar aan elkaar gelijk (afgezien van eventuele verliezen in de 20 schakeling zelf) en er dus per saldo geen energie aan de ingangsconden-sator Ci wordt onttrokken. In de schakeling van figuur 3 echter is dit anders. Gedurende de perioden r, t, v, enz. is telkens een der thyristoren Thl of Th2 in geleiding en loopt er een stroom met een relatief hoge amplitude. Juist gedurende deze perioden wordt er energie uit de 25 ingangscondensator Ci onttrokken. In de tussenliggende perioden s, u, w, enz. wordt er via de dan in geleiding zijnde dioden Dj of D£ energie teruggeleverd aan de condensator Ci. Dat gebeurt echter bij een veel lagere stroomsterkte. Per saldo zal er derhalve energie worden geleverd en wel via de transformator Tr aan de uitgangscondensator Co.

30 Bij elke verandering van de uitgangsspanning over de condensator

Co resulterend in een verandering van de spanning Vp, zal een andere cyclusstabiele toestand optreden. Bij een vaste dimensionering van de omvormer zal echter de gemiddelde stroom door de uitgangscondensator Co gelijk blijven. Door deze eigenschap en door het omgevingsvriendelijke 35 schakelgedrag van de omvormer (de thyristoren Thl en Th2 schakelen immers op de nuldoorgangen van de kringstroom) is deze omvormer bij uitstek geschikt voor systemen waarin een stroombron nodig is, bijvoorbeeld voedingssystemen voor het opladen van een flitscondensator in bijvoorbeeld kopieerapparatuur. Door het kiezen van een juiste trans-40 formatorverhouding kan de uitgangscondensator Co tot elke gewenste 8702115 ¥ 8 " spanning worden opgeladen.

Een verder voordeel van de schakeling is de kortsluitvastheid. Bij kortsluiten van de uitgang wordt Vp gelijk aan nul en ontstaat als het ware de situatie van figuur 1, waarin per saldo geen energie wordt ge-5 leverd.

Figuur 5a toont een praktische realisatie van de principe schakeling van figuur 3. In deze realisatie is de zuivere serieresonantieke-ten bestaande uit Lr en Cr herleid tot een T-configuratie bestaande uit de spoel Lr en twee condensatoren Ca en Cb elk met een capaciteitswaar-10 de gelijk aan de helft van die van Cr. Op de in figuur 5a getoond wijze zijn de condensatoren Ca en Cb onderling in serie aangesloten over de ingangsklemmen 1 en 2 terwijl de spoel Lr via de transformator Tr en via een in deze schakeling toegevoegde detectoreenheid D is aangesloten op het knooppunt tussen de beide condensatoren Ca en Cb. Een dergelijke 15 herleiding van een zuivere seriekring naar een T-structuur wordt voor een deskundige bekend verondersteld. Deze herleiding heeft overigens geen enkele invloed op de werking van de schakeling.

De ingangsaansluitingen 1 en 2 van de schakeling van figuur 5a moeten aangesloten worden op een gelijkspanningsbron, bijvoorbeeld be-20 staande uit een bekende combinatie van een transformator, gelijkrichter en afvlakketen. De details daarvan worden echter voor de deskundige bekend verondersteld.

De detectoreenheid D in figuur 5a is bestemd voor het detecteren van de kringstroom I^q die door de resonantieketen loopt. De 25 detectie-eenheid D stuurt een pulsgeneratorschakeling waarmee vuurpul-sen voor de thyristoren Thl en Th2 worden opgewekt op tijdstippen waarop de kringstroom nul is. Bij voorkeur wordt voor deze detector D een detector gebruikt van een type waarmee in de eigenlijke resonantieketen geen weerstandselementen of capacitieve elementen worden toegevoegd 30 aangezien daarmee alleen verliezen in de schakeling zouden worden geïntroduceerd. Het verdient derhalve de voorkeur om als detectoreenheid gebruik te maken van een ringkerntransformtor met een gering aantal primaire windingen en een passend aantal secundaire windingen. In figuur 5b is een dergelijke ringkerntransformator schematisch binnen het 35 kader D aangegeven.

In figuur 5b is de secundaire wikkeling van de ringkerntransformator D, waarover de detectiespanning Vd staat, aangesloten op een ideale gelijkrichter IG. Met een ideale gelijkrichter wordt bedoeld een schakeling waarmee verliesvrij en vervormingsvrij de aangeboden wisselspan-40 ning wordt omgevormd tot een gelijkgerichte spanning. Schakelingen 87021 15 s 9 waarmee ideale gelijkrichters kunnen worden gerealiseerd zijn uit de * literatuur bekend en worden binnen het bereik van een deskundige verondersteld. In figuur 5b zijn op een aantal plaatsen schematisch span-ningsvormen getoond van de ter plaatse optredende spanningen.

5 De ideale gelijkrichter IG levert de gelijkgerichte uitgangsspan- ning aan een integratoreenheid IN waaraan tevens een instelbaar refe-rentiesignaal wordt toegevoerd. De instelbaarheid wordt gesymboliseerd met behulp van de potentiometer P, maar het zal duidelijk zijn dat deze instelbare referentiespanning op een willekeurige voor de deskundige 10 bekende wijze kan worden opgewekt. Het uitgangssignaal van de integrator IN wordt toegevoerd aan de comparator CM die dit uitgangssignaal vergelijkt met een vaste referentiespanning, bijvoorbeeld de nulspanning. Afhankelijk van de in de integrator IN toegevoegde variabele referentiespanning zal het nuldoorgangsniveau in het uitgangssignaal van 15 de integrator veranderen. Daarmee is het mogelijk om de gemiddelde stroom door de transformator Tr en daarmee ook de gemiddelde uitgangs-stroom door de uitgangscondensator Co naar wens te variëren.

Op de uitgang van de comparator CM verschijnt een pulsreeks, waarbij de pulsen telkens optreden op het moment dat de ingangsspanning van 20 de comparator de referentiewaarde (bijvoorbeeld de nulwaarde) bereikt.

Deze pulsreeks wordt met behulp van de tweedeler TW omgevormd in twee afzonderlijke pulsreeksen die in tegenfase met elkaar zijn en elk een aantal pulsen bezitten gelijk aan de helft van het aantal pulsen in de ingangspulsreeks. Deze pulsreeksen worden gebruikt voor het sturen van 25 de thyristoren ThI en Th2.

Dankzij het toegepaste resonantieprincipe worden de energieverliezen in de schakeling tot een minimum beperkt. Er treedt in de praktijk slechts een zeer geringe warmtedissipatie op. Alleen de transformator .

Tr verdient nog bijzondere aandacht. Om de verliezen van de totale 30 schakeling zo klein mogelijk te houden moet ook de overdracht van energie vanaf de primaire zijde van de transformator Tr naar de uitgangscondensator Co zo verliesvrij mogelijk worden gerealiseerd.

Bij het omhoog transformeren en gelijkrichten van een hoogfrequente spanning treden in het bijzonder problemen op in verband met de pa-35 rasitaire capaciteit van de secundaire hoogspanningswikkeling en de capaciteit van de gelijkrichtdiodes. Het is van belang om deze parasitaire capaciteiten zo klein mogelijk te houden. Verder is de koppelfactor tussen de secundaire en primaire zijde van de trafo van belang. Deze dient zo groot mogelijk te zijn om de spreidingszelfinductie van de 40 trafo laag te houden. Dit laatste wordt bereikt door de primaire wikke- 87021 f5 f 10 * ling niet te vervaardigen uit draad maar over de volle breedte van de spoelkoker uit te voeren met koperfolie en hier overheen de secundaire wikkelingen aan te brengen.

De parasitaire capaciteit in de secundaire wikkeling van de trans-5 formator kan klein gehouden worden door toepassing van een fractioneel gelijkrichtprincipe. Figuur 6 toont schematisch op welke wijze dit ge-lijkrichtprincipe kan worden gerealiseerd. De transformator TR is voorzien van een ferrietkern 20 waarop de primaire wikkeling 21 is aangebracht. Door deze primaire wikkeling 21 loopt de kringstroom I^c en 10 over deze primaire wikkeling staat de in het bovenstaande al genoemde spanning Vp.

De secundaire wikkeling van de transformator TR is verdeeld in een aantal deelwikkelingen. In het in figuur 6 geïllustreerde voorbeeld zijn zes van dergelijke deelwikkelingen aanwezig. Het in de praktijk 15 benodigde aantal zal natuurlijk afhangen van de gewenste transformator-verhouding. De deelwikkelingen zijn in figuur 6 aangeduid met de refe-rentiecijfers 22 tot en met 27. Elk van deze deelwikkelingen bestaat uit een enkellaags wikkeling die telkens in dezelfde wikkelingsrichting op elkaar zijn aangebracht. Op de gebruikelijke wijze is de wikkelings-20 zin in figuur 6 telkens aangeduid met een punt, en wel aan de rechter zijde van de betreffende deelwikkeling. De uiteinden van de diverse deelwikkelingen zijn via gelijkrichtdiodes met elkaar verbonden en wel zodanig dat het begin van een deelwikkeling telkens via onderling in doorlaatrichting staande diodes is verbonden met het einde van de aan-25 grenzende wikkelingen. Het rechter einde van de deelwikkeling 23 is via de diode 28 verbonden met het linker einde van de deelwikkeling 22 en via de diode 29 verbonden met het linker einde van de deelwikkeling 24. Het linker einde van de deelwikkeling 23 is via de diode 30 verbonden met het rechter einde van de deelwikkeling 22 en via de diode 31 ver-30 bonden met het rechter einde van de deelwikkeling 24. Op soortgelijke wijze zijn de diodes 32 tot en met 37 gebruikt om de overige deelwikkelingen op dezelfde wijze op elkaar aan te sluiten. Verder zijn aan de bovenzijde van de resulterende configuratie nog twee verdere diodes 38 en 39 aanwezig terwijl aan de onderzijde de diodes 40 en 41 zijn aange-35 bracht en wel zodanig dat de diodes 40, 37, 34, 33, 31, 30 en 39 een doorlopende diodeketen vormen terwijl de diodes 41, 36, 35, 32, 29, 28 en 38 een andere doorlopende keten vormen. De uiteinden van beide ketens zijn met elkaar verbonden en aangesloten op de uitgangscondensator Co.

40 . In een proefmodel werd een transformator gebruikt met zes wikke- 87021 15 .11 '' ' ' ' " lingen die elk 667 V genereren resulterend in een totale uitgangsspan- * ning Vo over de uitgangscondensator Co van 6 x 667 V = 4000 V. De uit-gangscondensator Co had een capaciteit van 40/uF en kon met behulp van de omvormer volgens de uitvinding worden geladen in 0,5 seconden.

5 De gemiddelde laadstroom bedroeg 320 mA en de hoeveelheid energie in de volgeladen condensator bedroeg 640 Ws.

Door toepassing van het beschreven fractionele gelijkrichtprincipe behoeven geen speciale hoogspanningsdiodes te worden gebruikt aangezien over elke diode slechts een deel van de totaal op te bouwen hoogspan-10 ning staat. Aangezien de spanning over de niet geleidende diodes tot de dubbele waarde kan oplopen, kan het afhankelijk van de beschikbare diodes aanbeveling verdienen om eventueel per getekende diode in figuur 6 in de praktijk twee diodes in serie toe te passen. In de testschakeling kon gebruik worden gemaakt van goedkope en snelle diodes van 1000 V met 15 een zeer lage capaciteit en een zeer lage reverse recovery tijd.

φ 87021 15

Claims (8)

1. Spanningsomvormer bestaande uit - een ingangscondensator parallel aan de ingangsaansluitingen van de omvormer waarop de ingangsgelijkspanning wordt aangeboden, 5. een serieschakeling van twee thyristoren parallel aan de ingangscon- densator, waarbij over elke thyristor een antiparallel geschakelde diode is aangebracht, - een resonantieketen omvattende ten minste een condensator en een spoel, alsmede de primaire wikkeling van een transformator, welke reso- 10 nantieketen is aangesloten op het knooppunt van de beide thyristoren, - een stroomdetector die de stroom door de resonantieketen detecteert, - een pulsvormerschakeling die ingangssignalen ontvangt van de stroomdetector en pulsen levert aan de stuuringangen van de beide thyristoren voor het afwisselend in geleiding brengen van deze thyristoren, welke 15 pulsen optreden op tijdstippen waarop de gedetecteerde stroom nul is.

2. Omvormer volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de resonantieketen twee condensatoren omvat die in serie zijn geschakeld tussen de ingangsaansluitingen, waarbij de spoel en de primaire wikkeling van de transformator in serie aangesloten zijn tussen het knooppunt van de- 20 ze twee condensatoren en het knooppunt van de beide thyristoren.

3. Omvormer volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat de stroomdetector bestaat uit een ringkerntransformator waarvan de primaire wikkeling is opgenomen in de resonantieketen en waarvan de secundaire wikkeling de detectiesignalen levert.

4. Omvormer volgens een der voorgaande conclusies, met het ken merk, dat de pulsvormerschakeling voorzien is van een ideale gelijk-richteenheid, waarmee de signalen van de stroomdetector zonder vervorming gelijk gericht worden, een integrator waarin het uitgangssignaal van de gelijkrichteenheid wordt geïntegreerd, een comparator die het 30 uitgangssignaal van de integrator vergelijkt roet een referentieniveau en een puls afgeeft zodra dit referentieniveau wordt bereikt, en een tweedeler waarmee uit de pulsreeks van de comparator twee onderling in tegenfase verkerende pulsreeksen worden opgewekt, elk met de helft van de herhalingsfrequentie van de comparatorpulsreeks.

5. Omvormer volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat in de inte grator een instelbare referentiewaarde bij het uitgangssignaal van de gelijkrichter wordt opgeteld.

6. Omvormer volgens een der voorgaande conclusies, met het kenmerk , dat de secundaire wikkeling van de transformator is verbonden met 40 een uitgangsgelijkrichteenheid die een gelijkgerichte uitgangsspanning 87021 15 levert aan een uitgangscondensator.

7. Omvormer volgens conclusie 6, met het kenmerk, dat de secundaire wikkeling van de transformator is verdeeld in een aantal deelwikke-lingen, elk bestaande uit een enkellaags wikkeling welke enkellaags. 5 wikkelingen met dezelfde wikkelingsrichting op elkaar zijn aangebracht, en dat de uitgangsgelijkrichteenheid wordt gevormd door een aantal diodes die telkens tussen het begin van de wikkeling en het einde van de aangrenzende wikkeling zijn aangebracht zodanig dat de beide diodes die aan elk uiteinde van een wikkeling zijn aangesloten onderling in door-10 laatrichting staan en zodanig dat de daardoor gevormde twee diodeketens bestaan uit onderling in doorlaatrichting geschakelde diodes, waarbij de uiteinden van de bovenste en onderste wikkeling via verdere, eveneens in doorlaatrichting geschakelde diodes zijn verbonden met de uitgangscondensator.

8. Omvormer volgens een der voorgaande conclusies, met het ken merk dat de primaire wikkeling van de transformator is opgebouwd met behulp van geleidend foliemateriaal waarvan de breedte gelijk is aan de lengte van de spoelkoker van de transformatorkern en dat als rol op de koker is opgewikkeld. ******** 8702115