NL194108C - Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator - Google Patents

Description

1 194108

Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator voor het nauwkeurig vormen van een gemoduleerd verzonden signaal, bevattende eerste verwerkende 5 middelen voor het toepassen van correctiefactoren op ongecorrigeerde monsters van een in-fase modulatie-golfvorm en een kwadratuur modulatie-golfvorm om gecorrigeerde monsters op te wekken en voor het omzetten van gecorrigeerde monsters in een gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm en een gecorrigeerde kwadratuur modulatie-golfvorm, een kwadratuurmodulator voor het aanleggen van de gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm op een in hoofdzaak cosinusoïdale draaggolf en voor het aanleggen van de gecorri-10 geerde kwadratuur modulatie-golfvorm op een in hoofdzaak sinusoïdale draaggolf, waarbij de kwadratuurmodulator een gemoduleerd uitgangssignaal produceert, zendmiddelen voor het omhoog omzetten en versterken van het gemoduleerde uitgangssignaal van de kwadratuurmodulator tot een voorafbepaalde transmissiefrequentie en vermogensniveau, waarbij de zendmiddelen het gemoduleerde verzonden signaal produceren.

15 Een dergelijke kwadratuurmodulator is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.856.025, dat een zendverscheidenheidsimplementatie voor het verbeteren van digitale radiocommunicatie beschrijft. Een speciale golfvorm en speciale ontvanger worden gebruikt, maar de speciale ontvanger beoordeelt niet de nauwkeurigheid van de zendermodulator om informatie te verschaffen aan een modulatiecorrectiesysteem.

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op voor digitale gegevenstransmissie geoptimaliseerde 20 radiozenders, en meer in het bijzonder, op het verbeteren van de nauwkeurigheid waarmee digitale gegevens aangelegd kunnen worden op een radiodraagfrequentiegolf door middel van een kwadratuurmodulator. Verbeterde nauwkeurigheid van digitale gegevensaanlegging op radiodraagfrequentiegolven Is in het bijzonder belangrijk en nuttig bij recente ontwikkelingen in Viterbi, echo-integrerende demodulatoren en in aftrekkende demodulatie van Code Division Multiple Access (CDMA) modulaties.

25 De cellulaire telefoonindustrie heeft fenomenale vooruitgangen geboekt In commerciële activiteiten in de Verenigde Staten van Amerika alsmede in de rest van de wereld. Groei in belangrijke metropoolgebieden is ver boven verwachting en overtreft systeemcapaciteit. Indien deze trend zich voortzet, zullen de effecten van snelle groei zelfs de kleinste markten snel bereiken. Innovatieve oplossingen zijn vereist om aan deze toenemende capaciteitsbehoeften te voldoen alsmede om hoge kwaliteitsservice te handhaven en stijgende 30 prijzen te voorkomen.

Over heel de wereld, is een belangrijke stap in cellulaire systemen het veranderen van analoge in digitale transmissie. Even belangrijk is de keuze van een effectief digitaal transmissieschema voor het implementeren van de nieuwe generatie cellulaire technologie. Bovendien, wordt algemeen aangenomen dat de eerste generatie van Personal Communication Networks (PCNs) (gebruikmakende van goedkope, draadloze 35 telefoon met zakafmeting die comfortabel gedragen kunnen worden en kunnen worden gebruikt om gesprekken thuis, in het kantoor, op straat, in de auto, etc. tot stand te brengen of te ontvangen), verschaft zou worden door de cellulaire draaggolven die gebruik maken van de nieuwe generatie digitale cellulaire systeeminfrastructuur en de cellulaire frequenties. Het vereiste sleutelkenmerk in deze nieuwe systemen is toegenomen verkeerscapaciteit.

40 Tegenwoordig, wordt kanaaltoegang bereikt door het gebruiken van Frequency Division Multiple Access (FDMA) en Time Division Multiple Access (TDMA) methoden. Zoals weergegeven in figuur 1(a) is bij FDMA een communlcatiesignaal een enkele radiofrequentieband waarin het zendvermogen van een signaal geconcentreerd is. Interferentie met naburige kanalen wordt beperkt door het gebruik van doorlaatfilters die uitsluitend signaalenergie binnen de gespecificeerde frequentieband doorlaten. Dus wordt, met een 45 verschillende frequentie toegewezen aan elk kanaal, systeem capaciteit beperkt door de beschikbare frequentie alsmede door beperkingen opgelegd door kanaalhergebruik.

Bij TDMA systemen, zoals getoond in figuur 1(b) bestaat een kanaal uit een tijdsleuf in een periodieke trein van tijdsintervallen over dezelfde frequentie. Elke periode van tijdsleuven wordt een frame genoemd.

De energie van een bepaald signaal wordt beperkt tot één van deze tijdsleuven. Naburige kanaal-50 interferentie wordt beperkt door het gebruik van een tijdpoort of ander synchronisatieelement dat uitsluitend signaalenergie ontvangen op de juiste tijd doorlaat Aldus wordt het probleem van interferentie van verschillende relatieve signaalsterkteniveau's gereduceerd.

In een TDMA systeem wordt de capaciteit vergroot door het comprimeren van het transmissiesignaal in een kortere tijdsleuf. Als gevolg, dient de informatie verzonden te worden bij een overeenkomstige snellere 55 salvosnelheid hetgeen de hoeveelheid bezet spectrum evenredig vergroot De bezette frequentieband-breedtes zijn dus breder in figuur 1(b) dan in figuur 1(a).

Bij FDMA of TDMA systemen of hybride FDMA/TDMA systemen, is het doel om te garanderen dat twee 194108 2 potentieel interfererende signalen niet dezelfde frequentie op dezelfde tijd bezetten. Daarentegen, staat Code Division Multiple Access (CDMA) toe dat signalen elkaar overlappen in zowel tijd als frequentie, zoals weergegeven in figuur 1(c). Aldus, delen alle CDMA signalen hetzelfde frequentiespectrum. In ofwel het frequentie- of het tijdsdomein, overlappen de meervoudige toegangssignalen elkaar. In principe, wordt de te 5 verzenden informatiegegevensstroom aangelegd op een veel hogere bitsnelheid-gegevensstroom opgewekt door een pseudo willekeurige codegenerator. De informatiegegevensstroom en de hoge bitsnelheid-gegevensstroom worden met elkaar vermenigvuldigd. Deze combinatie van hogere bitsnelheidsignaal en lagere bitsnelheidgegevensstroom wordt codering of spreiding van het informatiegegevensstroomslgnaal genoemd. Elke informatiegegevensstroom of -kanaal krijgt een unieke spreidingscode toegewezen. Een 10 groot aantal gecodeerde informatiesignalen wordt verzonden op radiofrequentiedraaggolven en wordt gezamenlijk ontvangen als een composietsignaal bij een ontvanger. Elk van de gecodeerde signalen overlapt al de andere gecodeerde signalen, alsmede ruisgerelateerde signalen, zowel in frequentie als in tijd. Door het correleren van het composietsignaal met één van de unieke spreidingscodes, wordt het corresponderende informatiesignaal geïsoleerd en gedecodeerd.

15 Er zijn een aantal voordelen die CDMA communicatietechnieken met zich meebrengen. De capadteits- --------grenzen-van-op CDMAgebaseerde cellulaire systemen worden geprojecteerd tot op 20 keer die van bestaande analoge technologie als gevolg van de eigenschappen van een breedband CDMA systeem, zoals verbeterde coderingsversterking/modulatiedichtheid, stemactiviteitsdoorlating, sectorisatie en hergebruik van hetzelfde spectrum in elke cel. CDMA is virtueel immuun voor meerwegsinterferentie, en elimineert sluiering 20 en atmosferische storingen om prestaties in stadsgebieden te vergroten. CDMA transmissie van spraak door een hoge bitsnelheidsdecodeerder garandeert superieure, realistische spraakkwaliteit. CDMA verschaft tevens variabele gegevenssnelheden hetgeen vele verschillende gradaties van aan te bieden stemkwaliteit toestaat. Het gecodeerde signaalformaat van CDMA elimineert overspraak volledig en maakt het zeer moeilijk en duur om gesprekken heimelijk te beluisteren of op te sporen, garandeert grotere privacy voor 25 bellers en grotere immuniteit met betrekking tot zendtijdfraudering. Verscheidene aspecten van CDMA communicaties worden beschreven in K. Gilhousen et al., ”On the Capacity of a Cellular CDMA System”, IEEE Trans, on Vehicular Technology vol. 40, blz. 303-312 (mei 1991).

In systemen die geoptimaliseerd zijn voor digitale gegevenstransmissie, worden M-ary digitale modulatie-methoden, waarin één van M mogelijke signalen gedurende elk signaleringsinterval verzonden wordt, vaak 30 gebruikt vanwege een verbeterde efficiëntie. Een normaal gebruikte methode is kwadratuur faseverschui-vingsversleuteling {Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)} waarin twee signalen met gelijke magnitude in fasekwadratuur aangelegd worden op de draaggolf. Een andere gebruikelijke methode is Offset QPSK (OQPSK) waarin de maximum faseovergang bij elk punt in de gemoduleerde golfvorm kleiner is dan de maximum faseovergang in een QPSK golfvorm. Als gevolg, kan het composiet OQPSK signaal kleinere 35 omhullingsfluctuaties hebben na banddooriaatfiltering, en kan aldus meer nauwkeurig de constante omhulling benaderen die gewenst is voor dergelijke signalering. Het zaf duidelijk zijn dat QPSK en OQPSK vormen zijn van kwadratuur amplitudemodulatie {Quadrature Amplitude Modulation (QAM)}. Verscheidene aspecten van deze modulaties worden beschreven in, bijvoorbeeld, F. Stremler, Introduction to Communication Systems, 2® ed., blz. 590-596, Addison-Wesley Publishing Co., Reading, Massachusetts (1982); en 40 S. Gronemeyer et al., "MSK and Offset OPSK Modulation”, IEEE Trans, on Communications vol. COM-24, blz. 809-820 (Aug. 1976).

Een voorbeeld van een systeem dat geoptimaliseerd is voor digitale gegevenstransmissie is een CDMA systeem waarin de demodulatie van kwadratuur gemoduleerde signalen het vergelijken omvat van de ontvangen golf met een theoretische golf gemoduleerd met veronderstelde gegevenspatronen, bijvoorbeeld 45 een Viterbi demodulator. Een ander voorbeeld van een dergelijk systeem is een CDMA systeem waarin een sterker signaal eerst gedemoduleerd wordt en vervolgens afgetrokken worden van het ontvangen signaal alvorens een resterend zwakker signaal gedemoduleerd wordt, zoals beschreven in gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooischriften 5.151.919 en 5.218.619. Beide documenten worden uitdrukkelijk hierin opgenomen door verwijzing.

50 Een typische kwadratuurmodulator trekt voordeel van de kwadratuurfase van sinus- en cosinusgolven om de informatiesnelheid twee keer op de radiodraaggolf te moduleren. Bijvoorbeeld kunnen de even bits in een digitale informatie gegevensstroom gemoduleerd worden op de cosinusgolf, en de oneven bits in de digitale informatie gegevensstroom gemoduleerd worden op de sinusgolf. Wanneer de fases van de cosinus- en sinusgolven niet precies 90° van elkaar liggen, of wanneer de amplitudes van de sinus- en 55 cosinusgolven niet precies gelijk zijn, of wanneer er een restdraaggolflek is wanneer de modulerende golf naar aanname nul is, alsmede om andere redenen kunnen in kwadratuurmodulatoren fouten ontstaan. Natuurlijk, is de nauwkeurigheid waarmee de kwadratuurmodulatie in gesynthetiseerde, theoretische golf 3 194108 gemoduleerd met veronderstelde gegevens of met reeds ontvangen gegevens aanpast belangrijk in de boven beschreven communicatiesystemen. De nauwkeurigheid van kwadratuurmodulatoren wordt gebruikelijk gehandhaafd door een combinatie van het garanderen van een goede aanpassing tussen componenten en door het maken van afregelingsinstellingen om restwanverhoudingsfouten te reduceren.

5 Een conventionele kwadratuurmodulator, getoond in figuur 2, bevat een ”in-fase” of I modulator 101, een ’’kwadratuur” of Q modulator 102, en een fasesplitsend netwerk 103 voor het aan de dubbele zijband, onderdrukte draaggolfmoduiatoren 101,102 toevoeren van cosinus respectievelijk sinusdraaggolffrequentie-signalen. Ideaal, zijn de signalen geleverd door netwerk 103 cos((Dt) en sin(cot) waar de ω de hoekfrequentie is van het draaggolfsignaal. Tevens wordt in figuur 2 een I en Q modulatiegenerator 104 getoond voor het 10 toevoeren van I en Q modulatiesignalen, een combinatienetwerk 105 voor het toevoegen van de uitvoeren van de f modulator 101 en de Q modulator 102, en afregelpotentiometers 106,107 voor draaggolfevenwicht/ d.c. offsetinstellingen voor de I respectievelijk Q signalen. Additionele afregelpotentiometers 108,109 voor amplitudeaanpassing van de I respectievelijk Q signalen zijn tevens in figuur 2 getoond. Het fasesplitsend ’ netwerk 103 kan tevens instelbaar zijn, zoals aangeduid door de diagonale pijl, om zo nauwkeurig als 15 mogelijk het gewenste 90° faseverschil tussen de sinus en cosinusdraaggolffrequentiesignalen te bereiken.

In de praktijk, indien de I modulator 101 en Q modulator 102 op dezelfde siliciumchip geconstrueerd zijn door geïntegreerde schakelingtechnologie, zullen zij zeer nauwkeurig afgestemd zijn, mogelijk de behoefte vermijdend aan de amplitudeaanpassingspotentiometers 108,109. In enkele gevallen kunnen de doeleinden van het fasesplitsende netwerk 103 bereikt worden door het beginnen met een signaal met een frequentie 20 van 4ω, dat is vier keer de gewenste draaggolffrequentie ω, en het 4(o-signaal gebruikend om een digitale logische deel door vierschakellng te klokken die de bitpatronen: 0011001100110011...

en 0110011001100110..., 25 produceert, hetgeen herkend kan worden als blokgolven met frequentie 1/4 waarbij de 4ω bltsnelheid fases heeft die nauwkeurig 1/4 van een periode (90°) van elkaar gescheiden zijn. Gebruikelijk is het accepteer-baar om de I en Q modulatoren aan te sturen met blokgolfdraagsignalen in plaats van met sinusoïdale signalen. Een dergelijke digitale methode voor het produceren van 90° gefaseerde signalen kan praktisch zijn voor frequenties tot op honderden megahertz, maar bij hogere frequenties kunnen kleine verschillen in 30 de snelheid van het laden van de logische schakelingen, opnieuw een significante bron van modulatorfout worden.

Het draaggolfevenwicht en/of d.c. offsetinstellingen proberen te garanderen dat, wanneer de modulatiegenerator 104 een nulsignaalniveau op zijn I en Q uitvoeren produceert, de corresponderende uitvoer bij de draaggolffrequentie van de I en Q modulatoren tevens nul is. In wezen, vereist dit dat de I modulator 101 35 een nulcosinussignaaluitvoer produceert voor een nul I modulatie en de Q modulator een nulsinussignaal-uitvoer produceert voor een nul Q modulatie. Het is bekend dat een I modulatoronevenwicht werkelijk een sinussignaal kan produceren wanneer het cosinussignaal nul is, en een Q modulatoronevenwicht een cosinussignaal kan produceren wanneer het sinussignaal nul is. Dienovereenkomstig, wordt een kleine cosinuslek van de 1 modulator soms gewenst voor het in evenwicht brengen van een cosinuslek van de 40 Q modulator, en een kleine sinuslek van de Q modulator wordt soms gewenst voor het in evenwicht brengen van een sinuslek van de I modulator. Echter wordt met de twee instellingspotentiometers 106 en 107 draaggolfevenwicht eenvoudiger bereikt.

Andere bronnen van modulatieonnauwkeurlgheden zijn niet lineariteit in de modulatoren 101,102 en niet lineariteit in de modulatiegenerator 104. De generator 104 produceert vaak numeriek voorlopers van de I en 45 Q modulatiesignalen door middel van een digitale signaalverwerker, en zet vervolgens de voorlopers om in analoge modulerende signalen door middel van digitaal-in-analoog (D/A) omzetters. Misaanpassingen tussen de l-signaal D/A omzetter en de Q signaal D/A omzetter of in de anti-aliasing filters daarna zijn een verdere bron voor modulatiefout. In enkele gevallen, berekent de digitale signaalverwerker een voor-vervorming van het modulatiesignaal onder gebruikmaking van een inverse van de niet lineaire overdrachts-50 functies van de modulatoren 101,102 teneinde te compenseren voor modulator niet-lineariteit Technieken voor het vereenvoudigen van de D/A omzetting en daaropvolgend anti-aliasing filtering door gebruik van in hoge mate overbemonsterde delta-modulatie zijn tevens bekend, en leiden tot enige reductie van de boven genoemde modulatiefouten. Eén van dergelijke technieken is beschreven in de gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvrage 07/967027 getiteld ’’Multi-Mode Signal Processing”, die 55 uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.985.688 van Nagata beschrijft een modulatiesysteem waarin een versterkt, gemoduleerd uitvoersignaal teruggevoerd wordt naar een kwadratuurdemodulator. Het signaal 194108 4 wordt gedemoduleerd en vergeleken met een drempelwaarde. Gebaseerd op deze vergelijking wordt een stuursignaal opgewekt om het systeem aan te passen voor niet lineariteiten van de versterker die met de modulator verbonden is. Wanneer de drempel overschreden wordt, wordt de normale modulatie duidelijk onderbroken en vervangen door een signaal met 1/N-e frequentie of gegevenssnelheid. Het Nagata 5 octrooischrift beschrijft tevens hoe de momenten te bepalen zijn waarop de uitvoer van de kwadratuurdemo-dulator bemonsterd zou worden door het gebruik van een differentiator, een delerschakeling en klokstuur-middel.

De inrichting volgens het Nagata octrooischrift kan tevens beschreven worden als een adaptieve, zelflerende voorvervormingsrangschikking. Het gestelde doel van het Nagata octrooischrift is om de invoer 10 naar een kwadratuurmodulator invers voor te vervormen zodat de uitvoer na een vervormde vermogens-versterker correct is. Anderzijds, kan de inrichting volgens het Nagata octrooischrift nauwelijks fouten in een kwadratuurmodulator corrigeren daar deze een kwadratuurdemodulator gebruikt om fouten te beoordelen, en zoals boven beschreven lijdt de demodulator waarschijnlijk aan hetzelfde type fouten als de modulator. Immers indien men een perfecte demodulator kan maken, zou men deze eenvoudig ais een perfecte 15 modulator gebruiken.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.581.749 van Camey et al beschrijft een frequentiemodulatieinrichting bruikbaar in een mobiel communicatiesysteem. Een terugkoppelingslus verschaft regeling van hoek-modulatiefout door het vergelijken van de gemoduleerde afwijkingshoeveelheid met een voorafbepaalde afwijkingswaarde. Het beschreven automatische modulatie foutcorrectiesysteem is bestemd voor zenders 20 die gebruik maken van zuivere hoekmodulatie, specifiek binaire continue fasefrequentieverschuivings-versleuteling {continuous-phase frequency shift keying (CPFSK)}.

In het systeem beschreven in het Camey octrooischrift, wordt een nauwkeurige modulatieindex opgewekt door het digitaal schakelen van de frequentie tussen twee nauwkeurige waardes. Niettemin, wordt een dergelijke modulatie niet gebruikt voor transmissie daar de overgangen niet gefilterd zijn. De zendgolfvorm 25 gebruikt gevormde een-nul overgangen om het spectrum te bevatten, en wanneer een voldoende aantal van gelijke bits in een rij optreden zou de frequentieafwijking van de gevormde modulatie dezelfde waarde benaderen als de ongevormde modulatie. Het voorkomen van dergelijke rijen van gelijke bits wordt gedetecteerd en een vergelijking wordt gemaakt wanneer zij optreden, waarbij het resultaat gebruikt wordt in een terugkoppellus om de modulatieindex aan te passen. Aldus beoordeelt het Camey octrooischrift fouten 30 alleen wanneer de modulatie een voldoend lange rij van enen of nullen is.

Het Amerikaanse octrooischrift 5.020.076 van Cahill et al beschrijft het schakelen tussen het analoog FM moduleren van een draagsignaalbron op de conventionele manier, en het moduleren daarvan onder gebruikmaking van een kwadratuurmodulator. De kwadratuurmodulator wordt in de schakeling gelaten wanneer conventionele FM uitgevoerd wordt, en het I en/of Q modulatiesignaal wordt alleen ingesteld op 35 een constante zodat de kwadratuurmodulator het FM signaal ongewijzigd doorlaat.

Het zal uit het voorgaande duidelijk zjjn dat hoge modulatienauwkeurigheid tot op heden bereikt is door goede ontwerppraktijken gecombineerd met specifieke, vaste, eenmalige instellingen die kunnen compenseren voor vaste, onveranderlijke onnauwkeurigheden.

Het is een doel van de onderhavige uitvinding een kwadratuurmodulator te verschaffen die in staat is 40 continu en interactief, veranderlijke modulatieonnauwkeurigheden alsmede fouten aan te kunnen passen en te kunnen compenseren.

Hiertoe wordt een adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator van de boven beschreven soort volgens de uitvinding gekenmerkt doordat de kwadratuurmodulator verder voorzien is van modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen, gekoppeld aan de zendmiddelen, voor het opwekken van gedigitali-45 seerde monsters van het gemoduleerde verzonden signaal, en tweede verwerkende middelen, in verbinding met de eerste verwerkende middelen en met de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen, voor het bepalen van de correctiefactoren gebaseerd op de gedigitaliseerde monsters opgewekt door de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen en op de ongecorrigeerde monsters en voor het overbrengen van de correctiefactoren naar de eerste verwerkende middelen. In overeenstemming met de onderhavige uitvinding, 50 ontvangt een zender zijn eigen transmissie met een geschikte ontvanger en bepaalt de transmlssie-modulatiefouten ten opzichte van de theoretische bron die de ontvanger verwacht Aanpassingen worden interactief gemaakt op de modulerende golven in een richting die de fouten reduceert totdat convergentie naar de gewenste, theoretische vorm bereikt is.

In een uitvoeringsvorm, wekt een digitaal signaalverwerker de I en Q modulatiegolfvormen numeriek op, 55 en maakt numerieke aanpassingen door het optellen van offsets teneinde draaggoifevenwicht te bereiken, door het vermenigvuldigend schalen om I en Q aanpassing te bereiken, en door I en Q kruiskoppeling om te compenseren voor 90°-fasesplitsingsfouten. De numeriek aanpassingen worden continu bijgewerkt door een 5 194108 modulatiebeoordelingsontvanger die werkt op een monster van de zenderuitvoer.

Indien een bepaald modulatortype (of demodulatortype) gevoelig is voor bepaalde typen van modulatie-onnauwkeurigheid, dan kan die modulator aangepast worden om de eigenschappen van de modulatie die noodzakelijk zijn om continu de numerieke aanpassingen bij te werken te meten en te rapporteren, in het 5 bijzonder wanneer gepresenteerd met een ruisvrij monster van verzonden signaal dat geëvalueerd dient te worden. Een modulatiebeoordelingsontvanger wordt voorzien voor een systeem waarin de modulatie een gespreid spectrum signaal is gebruikmakende van orthogonale of bi-orthogonale codering.

De eigenschappen en voordelen van de uitvinding zullen begrepen worden door het lezen van de volgende 10 gedetailleerde beschrijving in combinatie met de tekening, waarin: figuren 1 (a)-(c) grafieken zijn van beoordelingskanalen die gebruik maken van verschillende meervoudige beoordelingstechnieken; figuur 2 een functioneel blokschema is van een typische kwadratuurmodulator; figuur 3 een functioneel blokschema is van een systeem in overeenstemming met de onderhavige 15 uitvinding; figuur 4 toont hoe CDMA signalen opgewekt worden; figuren 5 en 6 tonen hoe CDMA signalen gedecodeerd worden; figuur 7 een aftrekkende CDMA demodulatietechniek toont; figuren 8(a), 8(b) blokschema’s zijn van een zender en een ontvanger in een gespreid-spectrum 20 communicatiesysteem; en figuur 9 golfvormen toont van gevormde offsetkwadratuur amplitudemodulatie {Shaped Offset Quadrature Amplitude Modulation (SOOAM)}.

Hoewel de volgende beschrijving gegeven wordt met betrekking tot cellulaire communicatiesystemen met 25 draagbare of mobiele radiotelefoons en/of Personal Communication Networks (PCNs), zal het voor de vakman duidelijk zijn dat de onderhavige uitvinding toegepast kan worden op andere communicatie-toepassingen. Bovendien, hoewel de onderhavige uitvinding gebruikt kan worden in een aftrekkend CDMA demodulatiesysteem, kan zij tevens gebruikt worden in toepassingen van andere types gespreid-spectrum systemen.

30

Kwadratuurmodulator onnauwkeurigheden

Teneinde te helpen bij het begrijpen van de onderhavige uitvinding, zal eerst een analyse van de onnauwkeurigheden die in kwadratuurmodulatoren kunnen optreden gegeven worden.

Indien de I en Q kanalen een versterkingsonevenwicht hebben zodat de versterking van één kanaal een 35 factor A groter is dan het geometrische gemiddelde, (10)½ van de amplitude I van de ongemoduieerde l-kanaalinvoer en de amplitude Q van de ongemoduleerde Q-kanaalinvoer en versterking van het andere kanaal een factor A kleiner is dan (10)½. en als, aanvullend, de cosinus- en sinusdraaggolfsignalen niet precies 90° uit elkaar liggen maar er een fasefout +δφ bestaat op het ene draaggolfsignaal en een fasefout -δφ op het andere draaggolfsignaal bestaat ten opzichte van een gemiddelde fase, dan kan de cartesische 40 vorm van het modulatoruitvoersignaal geschreven worden als: AIcos(qh&|>) + (Q/A)sin(cüt-f>4>), hetgeen ontbindt in: cos(cot)[cos(&t>)AI - (sin(&t>)/A)Q] + sin((ot)[cos(&|>)/A)Q - sin(fy)AI].

Definiërende C = cos(fty) en S = sin(&t>), en matrix notatie gebruikende, wordt het 45 modulatoruitvoer-signaal:

Daar een gewenste vorm is:

Pol 50 [cos(ü>t) sin (ωτ) ^ kan gezien worden dat het volgende vereist is: waaraan voldaan wordt wanneer: 55 ΓΠ 1 n/AOïrcslPol

LqJ tf-sHo aJLscJLQoJ· 194108 6

Daar de gemeenschappelijke factor l/(C2 - S2) alleen maar een algehele amplitudeschaal is, kan deze weggelaten worden. Analoog, kan de rechter zijde gedeeld worden door C a οοε(δφ), en T = tan(&j>) = S/C kan gedefinieerd worden, met het volgende resultaat: ·. [iH1óA«]·

hetgeen in niet matrix vorm geschreven kan worden als: l = (l0 + TQo)/A

en 10 Q = (Qo + TI0)A.

De voorgaande mathematische analyse toont dat de gewenste modulatie verkregen kan worden ondanks modulatoronnauwkeurigheden door het optellen van een fractie T van Qq bij l0 en het vervolgens delen door A en door het toevoegen van een fractie T van l0 bij Q0 en het vervolgens vermenigvuldigen met A.

15 Eén onnauwkeurigheid die weggelaten is uit de voorgaande analyse is een draaggolfonevenwicht, dat in rekening genomen kan worden door het eenvoudig aftrekken van I en Q van de constanten K, en Kq gelijk aan de hoeveelheid van draaggolfonevenwicht die gecorrigeerd dient te worden. De uiteindelijke formules voor de cartesische vorm van I en Q worden dus:

Uflo + TCy/A-K, 20 en Q^Qo + TgA-K,.

In overeenstemming met de onderhavige uitvinding, worden de correctiefactoren A, T, K, en K, bepaald 25 door het bemonsteren van de modulatoruitvoergolfvorm met een modulatiebeoordelingsontvanger en het overbrengen van de monsters naar een digitaal-signaalverwerker voor het opwekken van de I en Q modulaties en het uitvoeren van de boven gegeven voorcorrecties.

in het algemeen, dient de modulatiebeoordelingsontvanger een middel te hebben voor het meten van de I en Q waarden die actueel opgewekt worden door de kwadratuurmodulator van de zender en een middel 30 voor het vergelijken van de gemeten I en Q waarden met ideale I en Q waarden teneinde de correctiefactoren te bepalen. Een conventionele ontvanger lost gebruikelijk echter een radiosignaal op in I en Q componenten door gebruikmaking van hetzelfde type kwadratuurmodulatorschakeling dat de zender gebruikt maar die tegenovergesteld werkt Zoals boven beschreven, is het in principe onmogelijk om fouten in de modulator te onderscheiden van fouten in, in dit geval, de demodulator.

35 Om deze niet onderscheidbaarheid van fouten te vermijden, gebruikt een modulatiebeoordelings- ontvanger in overeenstemming met een aspect van de onderhavige uitvinding log-polaire signaalverwerking om de fase van het signaal van de zender te meten en de logaritme van zijn amplitude, in plaats van de cartesische I en Q componenten. Na digitalisatie, zet de ontvanger numeriek de metingen om van de log-polaire vorm naar de gewenste cartesische vorm. Log-polaire signaalverwerking is beschreven in het 40 Amerikaanse octrooischrift 5.048.059, dat uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.

Een eenvoudige procedure voor het schrappen van de correctiefactoren, gegeven een verzameling van

gewenste i en Q waarden, Ij en Qj, voor j = 1....... N, en een verzameling van corresponderende gemeten I

en Q waarden I', en O',, is als volgt, waar gepostuleerd wordt dat I', = BI, - BTQ, + K, (1) 45 en σ, = cq, - cti, + ις, (2) en is het gewenst om B, C, T=tan(&t>), K, en Kq te vinden die voldoen aan de vergelijkingen (1) en (2).

50 Eerst, worden de gewenste Ij en Qj verdeeld in twee subverzamelingen, waarbij de eerste subverzameling {IjP0*·, Qj*’0*1} uitsluitend de positieve waarden van Ij bevat, en de tweede subverzameling (ljnee1, Qjne91} uitsluitend de negatieve waarden van Ij bevat. Indien één subverzameling meer waarden bevat dan de andere subverzameling, worden uitsluitend N, waarden (waar Nt gelijk is aan het aantal waarden in de kleinere subverzameling) gebruikt in beide subverzamelingen.

55 De som over N, waarden van Ij in de positieve subverzameling {l/*08·, Qj9081} wordt gedefinieerd als la1: 7 194108 I = y I POS' 'si - (2* I j .

en de som over N, waarden van Qj in de positieve subverzameling {ljpos,t Qjposl} is gedefinieerd als Q*: Q = y oPOS* 5 Qsi ,¾° j ·

De som over N, waarden van l'j in de subverzameling {r,posl, Q'jposl} corresponderende met de positieve subverzameling {I,'”*1, Qjposl} wordt gedefinieerd als l'8l: _ ν ,.ΡΟβΙ 81"μ i ’ 10 en de som over N, waarden van in de subverzameling {l'Jpo8,1 O',9081} corresponderende met de positieve subverzameling {l/**1, Q,poel} wordt gedefinieerd als O'.,: Q'si = Σ Q'pcjel-

I-1 J

* Daar al de I waarden die opgeteld worden om I81 te verkrijgen gekozen zijn om positief te zijn en de 15 tekens van de corresponderende Q waarden die opgeteld zijn om Qe1 te verkrijgen ongecorreieerd zijn, zal I81 in het algemeen veel groter zijn dan Qs1.

De som over N1 waarden van I, in de negatieve subverzameling {l"®9’, O,"®9'} wordt gedefinieerd als l^: I = y ine9l 20 en de som over N, waarden van Q, in de negatieve subverzameling {Ijnegl, Qjnegl} wordt gedefinieerd als Q»i: o*-So!*91·

j-1 J

25 Op analoge manier, wordt de som over N1 waarden van f, in de subverzameling {Γ,"®9', O',"®91} corresponderende met de negatieve subverzameling {l/*®91, Qj"®9'} gedefinieerd als 1'^: ι'μ-ςΓ9'·

j-1 J

en de som over N, waarden van O', en de subverzameling {l',negl, Q'Jnegl} corresponderende met de 30 negatieve subverzameling {I"®9', Q"®9'} wordt gedefinieerd als Q^: Q'sa = 5 Qj1®9'.

1—1 J

Daar al de I waarden die opgeteld zijn om 1^ te verkrijgen gekozen zijn om negatief te zijn en da tekens 35 van de corresponderende Q waarden die opgeteld zijn om te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal de grootte van 1^ in het algemeen veel groter zijn dan de grootte van Q2.

De som over N, waarden van l'j in de subverzameling {Γ,9®81, O'/*081} corresponderende met de positieve subverzameling {l/**1, Qj9081} is, uit vergelijking (1) die boven genoemd Is: l'e1 = Ble1 - BTQ., + Ν,Κ, (3), 40 en de som over Nn waarden van l'j in de subverzameling {l'jnegl, Q'Jnegl} corresponderende met de negatieve subverzameling {l,"®91. Qj"®91} is, tevens uit vergelijking 1: l's2 = BI82-BTQtó + N1K1 (4)

Vergelijking 4 van vergelijking 3 aftrekkende, wordt K, geëlimineerd, gevende: n (l'si'l'sa) + BT(QS1-Qs2) _ (l*S1~l's2) Γ1 T(Qsi~Qs2)1-1

45 OsHsi) 0si*^s2) L Oei”^82) J

Daar T klein is en (Q8l - veel kleiner is dan (le1 -1^, wordt een adequate oplossing voor B verkregen door het substitueren van de oude (of de aanvankelijke) waarde van T in de rechter zijde van de boven gegeven uitdrukking voor B.

Vervolgens worden de gewenste Ij en Qj verdeeld in twee subverzamelingen, waarbij de eerste 50 subverzameling {lJposQ, Qj9080} uitsluitend de positieve waarden van Qj bevat, en de tweede subverzameling {l^nego, QnegQ} uitsluitend de negatieve waarden van Qj bevat Indien één subverzameling meer waarden bevat dan de andere subverzameling, worden uitsluitend N2 waarden (waar N2 gelijk is aan het aantal waarden in de kleinere subverzameling) in beide subverzamelingen gebruikt

De som over N2 waarden van Ij in de positieve subverzameling {Ij90®0, Qlpo8°} wordt gedefinieerd als 1,3:

55 ,POsQ

183" jtn · o _ en de som over N2 waarden van Qj in de positieve subverzameling {l,90, Qj9080} wordt gedefinieerd als 194108 8 0s3:

Q's3 = Σ lP°sQ. i-1 J

5 De som over N2 waarden van I', in de subverzameling (ly*080, Q'P050} corresponderende met de positieve subverzameling {1,0°8°. 0,0°5°} wordt gedefinieerd als •’-ir en de som over N2 waarden van O', en de subverzameling {\'ipos°, Q’iposQ} corresponderende met de 10 positieve subverzameling {ijpos0, (3,0°8°} wordt gedefinieerd als Q^: O' = y q' P°®Q Q sa Z Q j

Daar al de Q waarden die opgeteld zijn om CU te verkrijgen gekozen zijn om positief te zijn en de tekens 15 van de corresponderende I waarden die opgeteld zijn om U te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal Q«3 in het algemeen veel groter zijn dan U·

De som over N2 waarden van I, in de negatieve subverzameling {1,"®°°, 0,"®°°} wordt gedefinieerd als I*: en de som over N2 waarden van Q, in de negatieve subverzameling {1,°®®°, Q,"®80} wordt gedefinieerd als U

20 ··* - δ 1,'“®°- J-1 I ......_ en de som over N2 waarden van Q, in de negatieve subverzameling (Ij"®80, Qj0®80} wordt gedefinieerd als

Qb4-· _ y o'negQ 25 Q 84 ~ P Qj

Op analoge manier, wordt de som over N2 waarden van Γ} in de subverzameling {1',"®°°, O'/*®80} corresponderende met de negatieve subverzameling {l/*®9*5. Qj"®00} gedefinieerd als Γ^: i. _ v i'negQ 30 1 84 “ β ‘j en de som over N2 waarden van Q', in de subverzameling {l'Jn®eQ, O')"®80} corresponderende met de negatieve subverzameling {Ij"®90, Q,"®00} wordt gedefinieerd als Q’*: Q'm = 5 l, "690.

j-ι J 35

Daar al de Q waarden die opgeteld zijn om CU te verkrijgen gekozen zijn om negatief te zijn en de tekens van de corresponderende I waarden die opgeteld zijn om U te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal de grootte van O* in het algemeen veel groter zijn dan de grootte van U

De som over N2 waarden van O', in de subverzameling {ΐγ**0, Q'f0*0} corresponderende met deposi-40 tieve subverzameling (l/*080, Qj11080} is, uit vergelijking 2: QU = CQeg - CTItó + N2Kg (5) en de som over N2 waarden van CTj in de subverzameling {ly1®00, CTj"®00} corresponderende met de negatieve subverzameling {Ij"®00, Q/1®80} is, tevens uit vergelijking 2: OU = CQ*» - CTU + Ν2»ς, (6) 45 Vergelijking 6 van vergelijking 5 aftrekkende, wordt K_ geëlimineerd, gevende: Λ (Q's3-Q's4) + CT(ls3-ls4) (Q's3-Q's4)"r, l*1

(QS3-QS4) = (Qs3-Qs4) L (Qs3-Qs4)J

Daar T klein is en (U - ΙΜ) veel kleiner is dan (CU - CU). wordt een adequate oplossing voor C 50 verkregen door het substitueren van de oude (of de aanvankelijke) waarde van T in de rechter zijde van de boven gegeven uitdrukking voor C.

Analoog, is de som over Nt waarden van O”, in de subverzameling {ly*08·, Ογ**81} corresponderende met de positieve subverzameling {1,8°81. Ct/”81} uit vergelijking 2: σβ1 = CO,, CTIe1 + N2K<, (7) 55 en de som N1 waarden van Qj in de subverzameling {l'jnegl, Oyiegl} corresponderende met de negatieve subverzameling {l,negl, Qjnegl} is tevens uit vergelijking 2: αβ1 = ecu ctu + Ν,ις, (β) 9 194108

Vergelijking 8 van vergelijking 7 aftrekkende, wordt K, geëlimineerd, gevende: _ (0*52*0*81 )+C(QS1-Qs2)

C0S,*W

Bovendien, is de som over N2 waarden van Γ, in de subverzameling {r,posQ1 Ο*,11080} corresponderende 5 met de positieve subverzameling (l/*050, O,1*80} uit vergelijking 1: I's3 = BIsa BTQ^ + N2K, (9) en de som over N2 waarden van Γ, in de subverzameling {l',"®90, θ',"®00} corresponderende met de negatieve subverzameling {l,ne0Q, 0,"®°°} tevens uit vergelijking 1: Ι'β4 = BI* btq* + N2K, (10) 10 Vergelijking 10 aftrekkende van vergelijking (9) wordt K, geëlimineerd, gevende: T (I'srl'seH^sa*^) B(Qs3*Qs4)

De boven genoemde bijgewerkte oplossingen voor B en C gebruikende in de uitdrukkingen voor T, wordt een bijgewerkte oplossing voor T verkregen. Uiteindelijk, worden door het substitueren van de nieuwe 15 waarden Anew, B"®", en Tnew in vergelijkingen 1 en 2, en het sommeren over alle N waarden indien Ij, Qj, Γ,, en Q*j, nieuwe oplossingen verkregen voor K|: Κ^=1| [I*. + B^cr^QHi)].

20 en voor K„:

Kr=n|[Q'-+cneW(reW|r^)]*

Zetfinstellende kwadratuur modulatoren 25 Een zelfinstellende kwadratuurmodulator die de boven beschreven procedure implementeert is getoond in figuur 3. Een eerste digitaal signaal-verwerker 110 ontvangt een informatiesignaal dat verzonden dient te worden en zet de informatie om naar I en Q golfvormen in overeenstemming met de beoogde modulatie-techniek. De I en Q golfvormen worden van de numerieke waarden geproduceerd door de digitaal signaal-verwerker 110 omgezet in analoge golfvormen onder gebruikmaking van digitaal-in-analoog (D/A) 30 omzettere 112,113 (voor de I respectievelijk Q golfvormen) zoals vereist door een kwadratuurmodulator 114. Aspecten van kwadratuurmodulatoren en de voordelen van hoge bitsnelheid delta-sigma modulatie worden beschreven in de Amerikaanse octrooiaanvrage 07/967027 opgenomen door de bovengenoemde verwijzing. Hoge bitsnelheid delta-sigma modulatiebitstromen worden eenvoudig omgezet naar de analoge spanning die zij representeren door het vormen van de bewegende gemiddelde spanning over een groot 35 aantal bits. Dit kan geschieden door een continue tijd-laagdoorlaatfilter met een bandbreedte die een kleine fractie is van de bitsnelheid maar die nog voldoende is om alle gewenste modulatiecomponenten door te laten. Voor een gebalanceerde signaalconfiguratie, zouden gebalanceerde filters gebruikt worden.

Kwadratuurmodulator-geïntegreerde schakelingen zijn commercieel verkrijgbaar, bijvoorbeeld van Hewlett-Packard Co. (stuk no. MX2001), en van Siemens (stuk no. PMB2200). Deze schakelingen hebben 40 gebalanceerde I en Q invoeren. Indien, in plaats van het gebruiken van hoge bitsnelheid delta-sigma modulatie om numerieke I, Q waarden om te zetten in analoge golfvormen, een conventionele D/A omzetter zoals een 8- of 12-bits inrichting gebruikt zou worden, dan zouden ofwel vier aangepaste inrichtingen nodig zijn om de ± I en ± Q invoeren van de modulator aan te drijven, of een paar inrichtingen met gebalanceerde uitvoeren. Echter kan het gebruik van de delta-sigma techniek geïntegreerd worden als een klein deel van 45 een grotere digitale geïntegreerde schakeling, en de complicaties voorkomen die geassocieerd zijn met het gebruik van conventionele D/A omzettere.

Een omhoog omzetter 115, bevattende een menger en geschikte banddoorlaatfiltere, vertaalt de uitvoer van de kwadratuurmodulator 114 van een tussenfrequentie, waarbij de kwadratuurmodulator 114 op meest geschikte wijze werkt, naar de transmissiefrequentie. Vermogensversterkere 116,117, verhogen het 50 vermogensniveau tot de gewenste transmissiewaarde. Een koppelaar 118 trekt een monster van het gemoduleerde transmissiesignaal af van welk geschikt punt dan ook in de postmodulatietransmissierij. In figuur 3, waar het monster afgetrokken is van de uiteindelijke frequentie net vóór de laatste transmissie-vermogensversterker 117, wordt het monster vertaald naar beneden tot een geschikte frequentie voor vergelijking met de beoogde modulatie door een omlaagomzetter 119. Een lokale oscillatorfrequentie-55 synthesizer 120 kan geschikt gebruikt worden om zowel de omhoogomzetter 115 als de omlaagomzetter 119 aan te sturen. Alternatief, kan omlaagomzetting geëffectueerd worden door de omlaagomzetter 119 en een andere lokale oscillatorfrequentiesynthesizer mits de andere synthesizer zijn frequentie synthetiseert 194108 10 onder gebruikmaking van de uitvoer van een referentiefrequentiestandaard 121 van waaruit al de andere frequenties f-, tot en met f8> die zoals getoond gebruikt worden, afgeleid zijn. Het zal duidelijk zijn dat het bemonsteren van het signaal laat in de postmodulatietransmissieketen de correctie van fouten die ontstaan in postmodulatorcomponenten toestaat 5 Het omlaag omgezette signaalmonster verkregen van het postgemoduleerde transmissiesignaa) door de koppelaar 118 wordt onderworpen aan een log-polaire digitalisatie onder gebruikmaking van een midden-frequentieversterker 122, die een uitvoersignaal produceert dat ongeveer evenredig i$ met de natuurlijke logaritme van de instantane amplitude van het signaalmonster alsmede een hard beperkt signaal dat de instantane signaalfaseinformatie behoudt. Het logamplitudesignaal wordt gedigitaliseerd door een geschilde 10 analoog-in-digitaal (A/D) omzetter 123 en het hard beperkte, fasebehoudend signaal wordt gedigitaliseerd door een geschikte fasedigitaliseerder 124. De fasedigitaliseerder 124 kan met voordeel geconstrueerd worden zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 5.148.373 dat uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.

De A/D omzetter 123 kan van het opeenvolgende benaderingstype zijn met een nauwkeurigheid van 8 15 bits. Alternatief, zou de omzetter 123 eerst hoge bitsnelheids delta-sigma modulatie kunnen toepassen voor het digitaliseren van het signaal, gevolgd door een decimatiefilter om de hoge bitsnelheids delta-sigma bitstroom omlaag te bemonsteren naar een lagere snelheidsstroom van binaire getallen. Hoge bitsnelheids deltamodulatie of alternatief gecompandeerde deltamodulatie zou eveneens gebruikt kunnen worden, met een impliciet differentiatie (dat is, deze meet de snelheidsverandering van het log-amplitudesignaal) dat 20 ongedaan dient te worden door het achteraf numeriek herintegreren. De laatstgenoemde techniek heeft het voordeel dat kleine amplitudeveranderingen meer eenvoudig opgelost kunnen worden, een factor die belangrijk zou kunnen zijn voor modulaties die een kleine modulatiecomponent hebben of zouden dienen te hebben.

De log-polaire gedigitaliseerde signaalmonsters uitgevoerd door de A/D omzetter 123 en de fasedigitalis-25 eerder 124 worden gevoerd naar een tweede digitaal signaalverwerker 125 die tevens van de eerste digitale signaalverwerker 110 de gewenste (ongecorrigeerde) I en Q modulaties ontvangt De tweede digitale signaal-verwerker 125 voert faseuitlijning uit van de signaalmonsters door modulo-2n optelling van een numerieke fase-offsetwaarde bij de fasemonsters voor de log-polaire-in-cartesische omzetting. De tweede digitale signaalverwerker 125 vergelijkt vervolgens de fase uitgelijnde, log-polaire-in-carthesische-omgezette 30 signaalmonsters met de gewenste I en Q modulatiewaarden onder gebruikmaking van een geschikt proces zoals dat dat boven beschreven is om de correctiefactoren te bepalen die teruggevoerd worden naar de eerste digitaal signaal-verwerker 110. De eerste verwerker 110 gebruikt de correctiefactoren om gecorrigeerde, zelfingestelde I en Q golfvormen op te wekken voor modulatie en transmissie. De fase uitlijnings-constante (±δφ) kan tevens bijgewerkt worden door technieken die analoog zijn aan die die reeds boven 35 beschreven zijn, en opeenvolgende cycli leveren opeenvolgende correcties. Natuurlijk, zouden de functies van de verwerkers 110,125 uitgevoerd kunnen worden door een geschikte bekwame signaalverwerker. Een geschikte digitale signaalverwerklngschip is, bijvoorbeeld het model, no. TMS320C50, vervaardigd door Texas Instruments, die kan werken bij instructiesnelheden van ten minste 20 MIPS.

Het zal duidelijk zijn dat de niet ideale eigenschappen en onnauwkeurigheden van I en Q modulatoren In 40 hoofdzaak constant zijn voor aanzienlijke tijdsperiodes, of zeer langzaam veranderen, bijvoorbeeld als gevolg van temperatuursveranderingen, en aldus behoeven de correctiefactoren niet continu bijgewerid te worden. Anderzijds, kunnen de correctiefactoren nagenoeg continu bijgewerkt worden indien de condities dit vereisen, en zelfs zou het naar behoefte bijwerken van de correctiefactoren resulteren In een systeem dat veel sterker reageert, Interactiever is, en nauwkeuriger is dan eerder bekende eenmalige, vaste compense-45 rende modulatorinstellingen. De onderhavige uitvinding is in het bijzonder voordelig wanneer gebruikt met een aftrekkend CDMA systeem onder gebruikmaking van orthogonale codering, zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift en de Amerikaanse octrooiaanvrage die hierboven door verwijzing opgenomen zijn. CDMA demodulatietechnieken zullen nu in combinatie met de signaalgrafieken getoond in figuren 4-6 beschreven worden, die voorbeeldgolfvormen tonen in de coderings- en decoderingsprocessen gebruikt in 50 traditionele CDMA systemen. De golfvormvoorbeelden van figuren 4-6 gebruikend, wordt de verbeterde prestatie van een aftrekkende CDMA demodulatietechniek weergegeven in figuur 7.

Twee verschillende gegevensstromen, in figuur 4 getoond als signaalgrafieken (a) en (d) representeren gedigitaliseerde informatie die over afzonderlijke communicatiekanalen overgebracht dient te worden. Informatiesignaal 1 wordt gemoduleerd onder gebruikmaking van een hoge bitsnelheid digitale code die 55 uniek is voor signaal 1 en die getoond is in signaalgrafiek (b). Voor doeleinden van deze beschrijving, verwijst de uitdrukking "bit” naar een binair cijfer of symbool van het informatiesignaal. De uitdrukking "bitperiode” verwijst naar de tijdsperiode tussen het begin en het einde van één bit van het informatie- 11 194108 signaal. De uitdrukking "chip” verwijst naar een binair getal van het hoge sneiheidscodesignaal. Dienovereenkomstig, verwijst de term "chipperiode" naar de tijdsperiode tussen het begin en het einde van één chip van het codesignaal. Natuurlijk is de bitperiode veel groter dan de chipperiode. Het resultaat van deze modulatie, die in wezen het product is van de twee signaalgolfvormen, is getoond in de signaalgrafiek (c). In 5 Booleaanse notatie, is de modulatie van twee binaire golfvormen in wezen een exdusieve-OF bewerking. Een analoge serie bewerkingen wordt uitgevoerd voor informatiesignaal 2 zoals getoond in signaalgrafieken (d)—(f). In de praktijk zijn natuurlijk veel meer dan twee gecodeerde informatiesignalen over het frequentiespectrum beschikbaar voor cellulaire telefooncommunicaties verspreid. Elk gecodeerd signaal wordt gebruikt om een hoogfrequent draaggolf te moduleren onder gebruikmaking van een willekeurige uit een aantal 10 modulatietechnieken, zoals QPSK. In een cellulair telefoonsysteem, wordt elke gemoduleerde draaggolf over een luchtverbinding verzonden. Bij een radioontvanger, zoals een cellulair basisstation, worden alle signalen die elkaar overlappen in de toegewezen frequentiebandbreedte samen ontvangen. De individueel gecodeerde signalen worden opgeteld, zoals weergegeven in de signaalgrafieken (a)-(c)van figuur 5, om een composiet signaalgolfvorm te vormen (grafiek c).

15 Na demodulatie van het ontvangen signaal tot de geschikte basisbandfrequentie, vindt het decoderen van het composietsignaal plaats. Informatiesignaal 1 kan gedecodeerd worden of ontspreid worden door het vermenigvuldigen van het ontvangen compositiesignaal getoond in figuur 5(c) met de unieke code die oorspronkelijk gebruikt is om signaal 1 te moduleren getoond in signaalgrafiek (d). Het resulterende signaal wordt geanalyseerd om te beslissen wat de polariteit is (hoog of laag, +1 of -1, ”1” of ”0”) van elke 20 informatiebitperiode van het signaal. De details van hoe de codegenerator van de ontvanger in de tijd gesynchroniseerd wordt met de uitgezonden code is bekend in de stand der techniek.

Deze beslissingen kunnen gemaakt worden door het nemen van een gemiddelde of merendeel van de stemmen van de chippolariteiten gedurende elke bitperiode. Dergelijke "harde beslissingsmakende processen” zijn accepteerbaar zolang er geen signaalonduidelijkheid is. Gedurende de eerste bitperiode in 25 de signaalgrafiek (f) is de gemiddelde chipwaarde bijvoorbeeld +1, 00 hetgeen eenvoudig een bitpolariteit +1 aanduidt. Analoog is de gemiddelde chipwaarde gedurende de derde bitperiode +0,75, en is de bitpolariteit tevens meest waarschijnlijk +1. Echter is in de tweede bitperiode de gemiddelde chipwaarde 0, en het merendeel van de stemmen of gemiddelde test verschaft geen accepteerbare polariteitswaarde.

In dergelijke dubbelzinnige situaties, dient een "zacht” beslissingsmakend proces gebruikt te worden om 30 de bitpolariteit te bepalen. Bijvoorbeeld, kan een analoge spanning evenredig met het ontvangen signaal na ontspreiding geïntegreerd worden over het aantal chipperiodes corresponderende met een enkel informatie-bit. Het teken of polariteit van het netto integratieresultaat geeft aan dat de bitwaarde een -f 1 of -1 is.

Het decoderen van signaal 2, analoog aan dat van signaal 1, is in de signaalgrafieken (a)-(b) van figuur 6 weergegeven. Echter zijn er na het decoderen geen ondubbelzinnige bitpolariteitssituaties.

35 Theoretisch, kan dit decoderingsschema gebruikt worden om elk signaal te decoderen dat het composietsignaal opbouwL Ideaal, wordt de bijdrage van ongewenste interfererende signalen geminimaliseerd wanneer de digitale spreidingscodes orthogonaal op de ongewenste signalen staan. (Twee binaire reeksen zijn orthogonaal indien zij in precies één helft van hun bitposities verschillen). Ongelukkigerwijs, bestaat slechts een bepaald aantal orthogonale codes voor een bepaalde woordlengte. Een ander probleem is dat 40 orthogonaliteit uitsluitend gehandhaafd kan worden wanneer de relatieve tijdsuitlijning tussen twee signalen strikt gehandhaafd wordt In communicatieomgevingen waar draagbare radioeenheden constant bewegen, zoals in cellulaire systemen, is nauwkeurige tijdsuitlijning moeilijk te bereiken. Wanneer codeorthoganaliteit niet gegarandeerd kan worden, kunnen op ruis gebaseerde signalen storen met de werkelijke bitreeksen die geproduceerd zijn door verschillende codegeneratoren, bijvoorbeeld de mobiele telefoons. In vergelijking 45 met de oorspronkelijke gecodeerde signaalenergieën is de energie van de ruissignalen echter gebruikelijk klein.

"Verwerkingsversterking” is een parameter van gespreid-spectrum systemen, en voor een direct spreidingssysteem wordt dit gedefinieerd als de verhouding van de spreidende of coderende bitsnelheid met de onderliggende informatiebitsnelheid, dat is het aantal chips per informatiebit of symbool. Dus is de 50 verwerkingsversterking in wezen de bandbreedteverspreidingsverhouding, dat is de verhouding van de bandbreedtes van de spreidende code en het informatiesignaal. Hoe groter de codebitsnelheid, hoe breder de informatie verspreid wordt en hoe groter de spreidingsverhouding. Bijvoorbeeld, heeft een één kilobit per seconde informatiesnelheid gebruikt om een één megabit per seconde codesignaal te moduleren een verwerkingversterking van 1000:1. De verwerkingsversterking getoond in figuur 4 is bijvoorbeeld 8:1, de 55 verhouding van de codechipsnelheid tot de informatiegegevensstroombitsnelheid.

Grote verwerkingsversterkingen reduceren de kans op het decoderen van ruissignalen gemoduleerd onder gebruikmaking van ongecorreleerde codes. Bijvoorbeeld wordt verwerkingsversterking gebruikt in 194108 12 militaire samenhang om de onderdrukking van vijandige stoorsignalen te meten. In andere omgevingen, zoals cellulaire systemen, bevordert verwerkingsversterking het onderdrukken van andere, bevriende signalen die aanwezig zijn op dezelfde communicatiekanalen maar codes gebruiken die ongecorreleerd zijn met de gewenste code. In de samenhang van de aftrekkende CDMA de-modulatietechniek, omvat "ruis” 5 zowel vijandige als bevriende signalen, en kan gedefinieerd worden als welke signalen dan ook anders dan het signaal van belang, dat is het te coderen signaal. Het boven beschreven voorbeeld uitbreidend, indien een signaal-tot-interferentieverhouding van 10:1 vereist is en de verwerkingsversterking 1000:1 is, hebben conventionele CDMA systemen de capaciteit om tot 101 signalen van gelijke energie toe te staan hetzelfde kanaal te delen. Gedurende decodering, worden 100 van de 101 signalen onderdrukt tot 1/10006 van hun 10 origineel interfererend vermogen. De totale interferentie-energie is dus 100/1000, of 1/10, in vergelijking met de gewenste informatie-energie van eenheid. Met de informatiesignaalenergie tien keer groter dan de interferentie-energie, kan het informatiesignaal nauwkeurig gecorreleerd worden.

Samen met de vereiste signaal-tot-interferentieverhouding, bepaalt de verwerkingsversterking het aantal toegestane overlappende signalen in hetzelfde kanaal. Dat dit nog steeds de conventionele manier is voor 15 het beschouwen van de capaciteitsgrenzen van CDMA systemen kan herkend worden door bijvoorbeeld het --bovengenoemdeartiketvan Gilhousen et al te lezen.

In tegenstelling tot conventionele CDMA, is een belangrijk aspect van de aftrekkende CDMA demodula-tietechniek de herkenning dat de onderdrukking van bevriende CDMA signalen niet beperkt wordt door de verwerkingsversterking van de gespreid-spectrum demodulator zoals het geval is bij de onderdrukking van 20 militaire stoorsignalen. Een groot percentage van de andere signalen opgenomen in een ontvangen, composiet signaal zijn geen onbekende stoorsignalen of omgevingsruis die niet gecorreleerd kunnen worden. In plaats daarvan, is het merendeel van de ruis, zoals boven gedefinieerd, bekend en wordt gebruikt om het decoderen van het signaal van belang te bevorderen. Het feit dat de kenmerken van de meeste van deze ruissignalen bekend zijn, omvattende een corresponderende spreidingscode, wordt in de 25 aftrekkende CDMA demodulatietechniek gebruikt om systeemcapaciteit en de nauwkeurigheid van het signaaldecoderingsproces te verbeteren. In plaats van het eenvoudig decoderen van elk informatiesignaal uit het composietsignaal, verwijdert de aftrekkende CDMA demodulatietechniek tevens elk informatiesignaal uit het composietsignaal nadat dit gedecodeerd is. Deze signalen die achterblijven worden uitsluitend gedecodeerd uit de rest van het composietsignaal. Dientengevolge, interfereren de reeds gedecodeerde 30 signalen niet met het decoderen van de resterende signalen.

Bijvoorbeeld kan, In figuur 7, indien signaal 2 reeds gedecodeerd is zoals getoond in de signaalgrafiek (a), de gecodeerde vorm van signaal 2 gereconstrueerd worden zoals getoond in de signaalgrafieken (b) en (c) (met het begin van de eerste bitperiode van de gereconstrueerde gegegevensstroom voor signaal 2 uitgelijnd met het begin van de vierde chip van de code voor signaal 2 zoals getoond in figuur 4 signaal-35 grafieken (d) en (e)), en afgetrokken van het composietsignaal in de signaalgrafiek (d) (opnieuw met de eerste chip van het gereconstrueerde gecodeerde signaal 2 uitgelijnd met de vierde chip van het ontvangen composietsignaal) om gecodeerd signaal 8 achter te laten in de signaalgrafiek (e). Dit wordt eenvoudig geverifieerd door het vergelijken van signaalgrafiek (e) in figuur 7 met signaalgrafiek (c) in figuur 4 (afgeknot door het verwijderen van de eerste drie en de allerlaatste chip). Signaal 1 wordt eenvoudig opnieuw 40 gevangen door het vermenigvuldigen van het gecodeerde signaal 1 met code 1 om signaal 1 te reconstrueren. Merk op dat daar de bitperiodes van gegevensstromen voor signalen 1 en 2 ten opzichte van elkaar verschoven zijn door 2 chips er slechts 6+1 chips zijn in de eerste bitperiode van het opnieuw gevangen signaal 1 getoond in de figuur 7 signaalgrafiek (f). Het is significant dat terwijl de conventionele CDMA coderingsmethode niet in staat is tot het bepalen of de polariteit van het informatiebit in de tweede 45 bitperiode van signaal 1 een +1 of een -1 in signaalgrafiek (f) van figuur 5 was, de decoderingsmethode van de aftrekkende CDMA demodulatietechniek effectief deze dubbelzinnigheid oplost door eenvoudig signaal 2 uit het composietsignaal te verwijderen.

Een algemeen CDMA systeem zal nu beschreven worden onder verwijzing naar figuren 8(a), 8(b). In de zender getoond in figuur 8(a), wordt een informatiebron zoals spraak omgezet van analoog formaat in 50 digitaal formaat in een conventionele broncodeerder 20. De digitale bitstroom opgewekt door de zenderbron-codeerder 20 kan verder verwerkt worden in een zenderfoutcorrectiecodeerder 22 die redundantie toevoegt die de bandbreedte of bitsnelheid van de transmissie vergroot. In reactie op een spreidingscodeselectie-signaal van een geschikt stuurmechanisme zoals een programmeerbare microprocessor (niet weergegeven), wordt een bepaalde spreidingscode opgewekt door een zend-spreidingscodegenerator 24, die een 55 pseudowillekeurige getalgenerator kan zijn. De geselecteerde spreidingscode wordt opgeteld in een modulo-2 opteller 26 met het gecodeerde informatiesignaal uit de foutcorrectiecodeerder 22. Het zal duidelijk zijn dat de modulo-2 optelling van twee binaire reeksen essentieel een exdusieve-OF bewerking in 13 194108 binaire logica is. De modulo-2 sommatie "spreidt” effectief elk bit informatie van de codeerder 22 in een groot aantal "chips”.

Het gecodeerde signaal uitgevoerd door de opteller 26 wordt gebruikt om een hoogfrequent draaggolf te moduleren onder gebruikmaking van een modulatietechniek zoals QPSK in een modulator 28. De gemodu-5 leerde draaggolf wordt verzonden over een luchtverbinding door middel van een conventionele radiozender 30. Een groot aantal van de gecodeerde signalen die elkaar overlappen in de toegewezen frequentieband wordt samen ontvangen in de vorm van een composietsignaalgolfvorm bij een radioontvanger 32, zoals een cellulair radiotelefoonbasisstation, weergegeven in figuur 8(b). Na demodulatie in een demodulator 34 tot basisband, wordt het composietsignaal gedecodeerd.

10 Een individueel informatiesignaal wordt gedecodeerd of "ontspreid" door het vermenigvuldigen van het composietsignaal met de corresponderende unieke spreidingscode geproduceerd door een ontvangersprei-dingscodegenerator 36. Deze unieke code correspondeert met die spreidingscode die oorspronkelijk gebruikt wordt om dat informatiesignaal In de zendspreidingscodegenerator 24 te spreiden. De spreidingscode en het gedemoduleerde signaal worden door een vermenigvuldiger 38 gecombineerd. Daar verschei-15 dene ontvangen chips een enkel bit van verzonden informatie representeren, kan het ultvoersignaal van vermenigvuldiger 38 opeenvolgend geïntegreerd worden over een bepaald aantal chips teneinde de actuele waardes van de informatiebits te verkrijgen. Zoals boven beschreven, kunnen deze bitwaardebeslissingen gemaakt worden door het nemen van een gemiddelde of merendeel van de stemmen van de chip-polariteiten gedurende elke bitperiode. In elk geval, worden de uitvoersignalen van vermenigvuldiger 38 20 uiteindelijk aangelegd op een ontvangerfoutcorretiedecodeerder 40 die het proces aangelegd door de zenderfoutcorrectiecodeerder 22 omkeert, en de resulterende digitale informatie wordt omgezet in analoog formaat (bijvoorbeeld spraak) door een brondecodeerder 42.

Zoals boven beschreven, kan dit decoderingsschema theoretisch gebruikt worden om elk signaal in het composietsignaal te decoderen. Ideaal, wordt de bijdrage van ongewenste, interfererende signalen 25 geminimaliseerd wanneer de digitale spreidingscodes orthogonaal op deze ongewenste signalen staan en wanneer de relatieve timing tussen de signalen strikt gehandhaafd wordt Ongelukkigerwijs, bestaat slechts een bepaald aantal orthogonale codes voor een eindige woordlengte, en in communicatieomgevingen waar draagbare radioeenheden constant bewegen, zoals in cellulaire systemen, is tijduitlijning moeilijk te verkrijgen.

30 In een bevoorkeurd CDMA communicatiesysteem, is de foutcorrectiecodering gebaseerd op orthogonale of biorthogonale blokcodering van de te verzenden informatie. In orthogonale blokcodering, wordt een aantal bits M dat verzonden dient te worden omgezet naar één van 2M2M-bitorthogonale codewoorden. Het decoderen van een orthogonaal codewoorden omvat correlatie met alle elementen van de verzameling van N = 2M codewoorden. De binaire index van het codewoord dat de hoogste correlatie geeft levert de 35 gewenste informatie. Bijvoorbeeld, is indien een correlatie van 16-bit codewoorden genummerd 0-15 de hoogste correlatie op het tiende 16-bit codewoord produceert, het onderliggende informatiesignaal het 4-bit binaire codewoord 1010 (hetgeen het gehele getal 10 in decimale notatie is, dus, de index van 10). Een dergelijke code wordt tevens een [16,4] orthogonale blokcode genoemd en heeft een spreidingsverhouding R s 16/4 s 4. Door het inverteren van alle bits van de codewoorden, kan één verdere bitinformatie per 40 codewoord getransporteerd worden. Dit type van codering staat bekend als bi-orthogonale blokcodering.

Een significante eigenschap van dergelijke codering is dat gelijktijdige correlatie met al de orthogonale blokcodewoorden in een verzameling efficiënt uitgevoerd kan worden door middel van een snelle Walsht-ransformatie(FWT)inrichting. In het geval bijvoorbeeld van een [128,7] blokcode, worden 128 invoersignaal·· monsters getransformeerd in een 128-punt Walsh spectrum waarin elk punt in het spectrum de waarde 45 representeert van de correlatie van de invoersignaalmonsters met één van de codewoorden in de verzameling. Een programmeerbare digitaal signaal-verwerker kan eenvoudig geconfigureerd worden om Walsh transformaties te berekenen, hoewel het gebruik van de FWT gebruikelijk meer efficiënt is. Een geschikte FWT verwerker wordt beschreven in de gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvragen 07/735805 ingediend op 25 juli 1991, die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.

50 In een voorkeursuitvoering van de onderhavige uitvinding, worden communicatiesignalen eerst gecodeerd in 7-bit bytes die vervolgens verder gecodeerd worden onder gebruikmaking van een [128,7] orthogonale Walsh-Hadamard blokcode teneinde 128-bit codewoorden te produceren. De codewoorden voor eik bepaald signaal worden gecodeerd door modulo-2 optelling van een coderingsmasker dat uniek voor elk signaal Is. De gecodeerde codewoorden worden vervólgens bitserieel verzonden door middel van filtering en 55 modulatie. Een bevoorkeurd systeem wordt beschreven in gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvrage 07/866865 ingediend op 10 april 1992, getiteld "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communications”, die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.

194108 14

Het filteren en omzetten in I en Q modulatiegolfvormen wordt bij voorkeur uitgevoerd in de eerste digitale signaal-verwerker 110 voor alle signalen die gebruik maken van hetzelfde frequentiesignaal. De I en Q golfvormen worden vervolgens samen opgeteld met een weegfactor afhankelijk van de relatieve signaal* sterkte waarmee elk signaal verzonden dient te worden daar het logisch is en voordelig is om met een 5 grotere signaalsterkte uit te zenden naar mobiele stations die verder weg zijn, bij extreem bereik, terwijl bij lagere signaalsterkte zendend naar mobiele stations die dichter bij het basisstation zijn. De gesommeerde I en Q golfvormen worden vervolgens onderworpen aan de boven beschreven correctiefactoren alvorens uitgevoerd te worden door de eerste digitaal signaal-verwerker naar D/A omzettere 112,113 voor daaropvolgende kwadratuurmodulatie door de kwadratuurmodulator 114. De ongecorrigeerde I en Q waarden worden 10 tevens uitgevoerd uit de eerste digitaal signaal-verwerker 110 naar de tweede digitaal signaalverwerker 125 voor vergelijking met de gemeten waarden bepaald door de modulatiebeoordelingsontvanger.

In deze bevoorkeurde implementatie, gebruiken ontvangers voor het composiet CDMA signaal uitgezonden door een basisstation de bovengenoemde aftrekkende CDMA techniek en in het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift en de octrooiaanvrage beschreven. Elk mobiel station decodeert de sterkste van 15 de orthogonaal gecodeerde signalen eerst door het decoderen met het coderingsmasker van het sterkste signaal, een 128-punts FWT uitvoerend, en bepalende de grootste van de 128 transformatiecomponenten om te detecteren welke codewoord het meest waarschijnlijk verzonden is. Het gedetecteerde codewoord wordt vervolgens afgetrokken van het composietsignaal, bijvoorbeeld door het gelijk aan nul stellen van de grootste transformatiecomponent, het uitvoeren van 12-punts inverse snelle Walshtransformatie (IFWT) en 20 tenslotte het hertoepassen van de coderingscode. Het proces wordt opeenvolgend herhaald op het restcomposietsignaal onder gebruikmaking van de decoderingscode corresponderende met het daaropvolgende sterkste signaal enz. totdat het mobiele station het signaal dat daarvoor bestemd is gedecodeerd heeft. Op deze manier, worden de sterkere signalen weerhouden van het hinderen van het decoderen van de zwakkere signalen die deze overlappen.

25 Wanneer een signaal afgetrokken wordt, wordt een golfvorm die theoretisch overeenkomt met een perfecte modulatie afgetrokken, als een rest welke onnauwkeurigheid dan ook in het modulatieproces achterlatend. Volgens deze voorkeursuitvoering van de onderhavige uitvinding, wordt een aftrekkende CDMA ontvanger als de modulatiebeoordelingsontvanger gebruikt voor het corrigeren van de zender-moduiatie onnauwkeurigheden. Bovendien, kunnen de correctiefactoren onmiddellijk geïdentificeerd worden 30 met bepaalde transformatiecomponenten geproduceerd door de FWT.

De modulatie die gebruikt wordt om de 128-bit gecodeerde Walsh-Hadamard codewoorden bit-serieel te verzenden is bij voorkeur de gevormde offset kwadratuuramplitudemodulatie (SOQAM), die met OQPSK gerelateerd is doordat even bits toegepast worden op de I fase en oneven bits afwisselend toegepast worden op de Q fase. De bemonsteringspunten voor SOQAM worden getoond in de I en Q golfvormen 35 weergegeven in figuur 9. De gewenste bemonsteringspunten getoond in figuur 9 worden op een conventionele manier gebruikt om de karakteristieken van de kloksignalen fB, fe te bepalen geproduceerd door de referentiefrequentie- en timinggenerator 121. OQPSK wordt verder beschreven in de boven genoemde publicatie van S. Gronenmeyer et al.

Bij de ontvanger dienen in principe signaalmonsters afwisselend uit de I en Q kanalen genomen te 40 worden om 128-monster bloks te verkrijgen (representerende één van de 128 128-bit Walsh-Hadamard blokcodewoorden) waarna FWT uitgevoerd wordt. Niettemin, worden door het toepassen van een voor-rotatie van de fase van het ontvangen signaal bedragende een progressieve 90° per bitperiode, de fases van de even bits geroteerd met 0° of 180°, hetgeen de even bits in het I kanaal achterlaat ofschoon de helft van de even bits geïnverteerd zijn, en de fases van de oneven bits worden geroteerd met 90° of 270°, 45 hetgeen de oneven bits uit het O kanaal roteert in het I kanaal. Na een dergelijke voorrotatie, kunnen alle 128 monsters voor de FWT verzameld worden uit hetzelfde kanaal (in dit voorbeeld het I kanaal). Het effect van de voorrotatie is om de tekens van de monsters volgens het patroon u— ι i-ι t- te veranderen, hetgeen het Walsh-Hadarmard basiscodewoord W2 is. Dienovereenkomstig zal het gedetecteerde codewoord geoffset zijn door een bitsgewijze modulo-2 optelling van twee van het codewoord verzonden als 50 gevolg van de mathematische eigenschappen van Walsh-Hadamard codewoorden. Het is eenvoudig om het gedetecteerd codewoord te corrigeren door bitsgewijs-modulo-2 aftrekking van de offset twee. Bijvoorbeeld, indien de decimale gegevensblok 73 (binair getal 01001001) verzonden wordt door het zenden van het 128-bit Walsh-Hadamard codewoord W73, zal het gegevensblok 75 (binair getal 01001011) gedetecteerd worden als gevolg van voorrotatie-effecL Bitsgewijze modulo-2 optelling van binair getal 00000010 corrigeert 55 het geïnverteerde gegevensbft.

Draaggolflek of I en Q offsets in de kwadratuurmodulator zouden in het verzonden signaal verschijnen als een constante draaggolfcomponent, hetgeen correspondeert met ongecodeerd Walsh-Hadamard 15 194108 codewoord WO, maar vanwege de voorrotatie wordt deze draaggolflekcomponent omgezet om te corresponderen met ongecodeerd Walsh-Hadamard codewoord W2. Aldus, kan een dergelijke lek of offset gedetecteerd worden door het decoderen van het composietsignaal met een nulcoderingscode, een FWT uitvoerende, en transformatiecomponent 2 identificerende als de modulator onbalans. Deze 5 transformatiecomponent, die complex kan zijn, bevat de willekeurige fase geïntroduceerd door de transmissieweg, die verwijderd kan worden door deze te relateren aan de bekende fase van één van de verzonden signalen.

In een voorkeurssysteem, wordt het sterkste van de overtappende signalen gebruikt als een zend-(oproep)kanaal dat communiceert met al de mobiele stations, en het sterkste van de overlappende signalen 10 wordt tevens gebruikt als een piloot- of fasereferentiesignaal waaraan de fase van de andere signalen en de boven genoemde onbalansmeting gerelateerd kan worden. Specifiek, indien de complexe waarde van de grootste gedetecteerde transformatiecomponent bij het decoderen van het sterkste signaal S, is, en de meting van de W2 transformatiecomponent representerende de modulatoronbatans het complexe getal K oplevert, dan worden I en Q lekcomponenten K, respectievelijk Kq, teruggevoerd als correctiefactoren naar 15 de eerste digitaal signaal-verwerker 110 gegeven door.

Κ,+ΙΚ, = S,K = (ReiS,) - ilm(Sn))(Re(K) + ilm(K)).

Voor het geval van de relatieve schaalfouten in de I en Q kanalen, indien de I kanaalmodulator een ! groter signaal produceert dan de Q kanaalmodulator, dan zullen de afwisselende signaalmonsters die oorspronkelijk in het Q kanaal zijn een kleinere amplitude hebben dan de tussenkomende signaalmonsters 20 komende uit het I kanaal. Dit is equivalent aan de optelling van een kleine hoeveelheid van een stoor-codewoord dat verschilt van het correcte codewoord doordat zijn Q bits geïnverteerd zijn, daardoor een kleine maat aan destructieve optelling producerende met de Q bits en een kleine maat van constructieve optelling met de I bits. Dit stoorcodewoord wordt dus het verzonden codewoord gewijzigd door het tekenpatroon +-+-+-+-+-+-..., hetgeen het Walsh-Hadamard basiscodewoord W1 is. Dienovereenkomstig, zal 25 het stoorcodewoord geoffset zijn door een bitsgewijze modulo-2 optelling van één uit het verzonden codewoord, opnieuw als gevolg van de mathematische eigenschappen van Walsh-Hadamard codewoorden. Dienovereenkomstig, kan door het bepalen van de component van de Walsh-Hadamard transformatie een weg van het verzonden codewoord, een foutieve schaling tussen I en Q kanalen geïdentificeerd en gecorrigeerd worden.

30 Het zal duidelijk zijn dat deze kleine stoorcomponent gemaskeerd kan worden door stoorcomponenten die afkomstig zijn van andere signalen, maar indien deze eerst gedecodeerd en afgetrokken zijn kan de kleine foutcomponent meer eenvoudig gedetecteerd worden. Bovendien, kunnen afzonderlijke beoordelingen van de waarde van de component representerende I en Q relatieve foutieve schaling ten opzichte van het hoofd gedecodeerde codewoord gemaakt worden na het decoderen van elk van de overlappende signalen. 35 De waarden kunnen vervolgens gemiddeld worden over al de codewoorden gedecodeerd uit één blok van 128 signaalmonsters, alsmede gemiddeld over vele signaalblokken teneinde de bovengenoemde stoorfout-bronnen die anders de kleine component representerende I en Q relatieve foutieve schaling zouden maskeren uit te middelen.

De component van het gemiddelde dat in-fase is met het verzonden codewoord dat gedetecteerd wordt 40 representeert de foutieve schaalfactor A, terwijl de component in kwadratuur om codewoorden te detecteren de correctiefactor T representeert voor fouten in het 90°-fase splitsende netwerk 103 in de kwadratuur-modulator. Dus, door het intelligent gebruiken van informatie geleverd door de Walsh transformatiesignaal-decodeerder, kunnen alle fouten in de kwadratuurmodulator bepaald worden en kunnen geschikte correctiefactoren naar de modulerende eerste digitaal signaal-verwerker 110 verzonden worden teneinde dat 45 de eerste digitaal signaal-verwerker de correctieve acties die boven beschreven zijn onderneemt Op deze manier, Is het mogelijk om te garanderen dat de composietmodulatie geproduceerd door het basisstation nauwkeurig overeenkomt met de gewenste theoretische vorm.

Hoewel bepaalde uitvoeringen van de onderhavige uitvinding beschreven en weergegeven zijn, dient begrepen te worden dat de uitvinding uitsluitend beperkt wordt door de bijgevoegde conclusies. Daar 50 wijzigingen door vakmannen aangebracht kunnen worden, houdt de onderhavige aanvrage rekening met alle en welke wijzigingen dan ook die in de geest en omvang van de hierin beschreven en geclaimde uitvinding vallen.

Claims (13)

194108 16 I. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator voor het nauwkeurig vormen van een gemoduleerd verzonden signaal, bevattende eerste verwerkende middelen voor het toepassen van correctiefactoren 5 op ongecorrigeerde monsters van een in-fase modulatie-golfvorm en een kwadratuur modulatie-golfvorm om gecorrigeerde monsters op te wekken en voor het omzetten van gecorrigeerde monsters in een gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm en een gecorrigeerde kwadratuur modulatie-golfvorm, een kwadratuurmodulator voor het aanleggen van de gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm op een In hoofdzaak cosinusoTdale draaggolf en voor het aanleggen van de gecorrigeerde kwadratuur modulatie-golfvorm op een 10 in hoofdzaak sinusoïdale draaggolf, waarbij de kwadratuurmodulator een gemoduleerd uitgangssignaal produceert, zendmiddelen voor het omhoog omzetten en versterken van het gemoduleerde uitgangssignaal van de kwadratuurmodulator tot een voorafbepaalde transmissiefrequentie en vermogensniveau, waarbij de ‘ zendmiddelen het gemoduleerde verzonden signaal produceren, met het kenmerk, dat de kwadratuur modulator verder voorzien is van modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen, gekoppeld aan de zendmiddelen, 15 voor het opwekken van gedigitaliseerde monsters van het gemoduleerde verzonden signaal, en tweede verwerkende middelen, in verbinding met de eerste verwerkende middelen en met de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen, voor het bepalen van de correctiefactoren gebaseerd op de gedigitaliseerde monsters opgewekt door de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen en op de ongecorrigeerde monsters en voor het overbrengen van de correctiefactoren naar de eerste verwerkende middelen.

2. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin de eerste en tweede verwerkende middelen digitaal signaal-verwerkende middelen zijn.

3. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin de eerste verwerkende middelen ten minste één digitaal-in-analoogomzetter bevatten voor het omzetten van de gecorrigeerde monsters tot de in-fase modulatie golfvorm en kwadratuurmodulatie-golfvonm aangelegd door de 25 kwadratuurmodulator op de draaggolven.

4. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 3, waarin de digitaaMn· analoogomzetter in hoofdzaak in hoge mate overbemonsterde deltasigma modulatie gebruikt

5. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin de gedigitaliseerde monsters geleverd door de modulatiebeoordelingsontvangmiddelen monsters in, alternatief, polaire en 30 log-polaire formaten bevatten.

6. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 5, waarin de tweede verwerkende middelen de gedigitaliseerde monsters opgewekt door de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen omzet in cartesisch formaat

7. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin de in-fase en 35 kwadratuurmodulatie-golfvormen een gespreid-spectrum gecodeerd signaal bevatten.

8. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 7, waarin het gespreide-spectrum gecodeerde signaal een som van een groot aantal van tweede gespreid-spectrum gecodeerde signalen bevat

9. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 8, waarin de tweede verwer-40 kende middelen een Walsh transformatie bij het bepalen van de correctiefactoren uitvoeren.

10. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 8, waarin de tweede gespreidespectrum gecodeerde signalen een groot aantal van [128,7] Walsh-Hadamard codewoorden bevatten. II. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 8, waarin de tweede gespreid-45 spectrum gecodeerde signalen een groot aantal van [128,8] Walsh-Hadamard codewoorden bevatten.

12. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin de tweede verwerkende middelen een Walsh transformatie bij het bepalen van de correctiefactoren uitvoeren.

13. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin het gemoduleerde uitgangssignaal van een kwadratuur faseverschuivingsversleutelingssignaal, een gevormd offset kwadratuur 50 faseverschuivingsversleutelingssignaal, een kwadratuur amplitudemodulatiesignaal, een offset kwadratuur amplitudemodulatiesignaal, en een gevormd offset kwadratuur amplitudemodulatiesignaal één bevat. 17 194108

14. Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator volgens conclusie 1, waarin de eerste verwerkende middelen ten minste één digitaal-in-analoogomzetter bevatten die de gecorrigeerde monsters omzet in de gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm en de gecorrigeerde kwadratuur modulatie-golfvorm. Hierbij 9 bladen tekening