NL194108C

NL194108C - Adaptive pre-compensated quadrature modulator

Info

Publication number: NL194108C
Application number: NL9420028A
Authority: NL
Inventors: Paul Wilkinson Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-06-06
Filing date: 1994-06-06
Publication date: 2001-06-05
Also published as: NL194108B; NL9420028A

Description

1 1941081 194108

Adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulatorAdaptive pre-compensated quadrature modulator

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator voor het nauwkeurig vormen van een gemoduleerd verzonden signaal, bevattende eerste verwerkende 5 middelen voor het toepassen van correctiefactoren op ongecorrigeerde monsters van een in-fase modulatie-golfvorm en een kwadratuur modulatie-golfvorm om gecorrigeerde monsters op te wekken en voor het omzetten van gecorrigeerde monsters in een gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm en een gecorrigeerde kwadratuur modulatie-golfvorm, een kwadratuurmodulator voor het aanleggen van de gecorrigeerde in-fase modulatie-golfvorm op een in hoofdzaak cosinusoïdale draaggolf en voor het aanleggen van de gecorri-10 geerde kwadratuur modulatie-golfvorm op een in hoofdzaak sinusoïdale draaggolf, waarbij de kwadratuurmodulator een gemoduleerd uitgangssignaal produceert, zendmiddelen voor het omhoog omzetten en versterken van het gemoduleerde uitgangssignaal van de kwadratuurmodulator tot een voorafbepaalde transmissiefrequentie en vermogensniveau, waarbij de zendmiddelen het gemoduleerde verzonden signaal produceren.The present invention relates to an adaptive pre-compensated quadrature modulator for accurately forming a modulated transmitted signal, comprising first processing means for applying correction factors to uncorrected samples of an in-phase modulation waveform and a quadrature modulation waveform to corrected samples and for converting corrected samples into a corrected in-phase modulation waveform and a corrected quadrature modulation waveform, a quadrature modulator for applying the corrected in-phase modulation waveform to a substantially cosinusoidal carrier and applying the corrected quadrature modulation waveform to a substantially sinusoidal carrier, the quadrature modulator producing a modulated output signal, transmitting means for up-converting and amplifying the modulated output of the quadrature modulator into a predetermined all the transmission frequency and power level, the transmitting means producing the modulated transmitted signal.

15 Een dergelijke kwadratuurmodulator is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.856.025, dat een zendverscheidenheidsimplementatie voor het verbeteren van digitale radiocommunicatie beschrijft. Een speciale golfvorm en speciale ontvanger worden gebruikt, maar de speciale ontvanger beoordeelt niet de nauwkeurigheid van de zendermodulator om informatie te verschaffen aan een modulatiecorrectiesysteem.Such a quadrature modulator is known from US patent 4,856,025, which describes a transmission diversity implementation for improving digital radio communication. A special waveform and special receiver are used, but the special receiver does not judge the accuracy of the transmitter modulator to provide information to a modulation correction system.

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op voor digitale gegevenstransmissie geoptimaliseerde 20 radiozenders, en meer in het bijzonder, op het verbeteren van de nauwkeurigheid waarmee digitale gegevens aangelegd kunnen worden op een radiodraagfrequentiegolf door middel van een kwadratuurmodulator. Verbeterde nauwkeurigheid van digitale gegevensaanlegging op radiodraagfrequentiegolven Is in het bijzonder belangrijk en nuttig bij recente ontwikkelingen in Viterbi, echo-integrerende demodulatoren en in aftrekkende demodulatie van Code Division Multiple Access (CDMA) modulaties.The present invention relates to radio transmitters optimized for digital data transmission, and more particularly, to improving the accuracy with which digital data can be applied to a radio carrier frequency wave by means of a quadrature modulator. Improved Accuracy of Digital Data Creation on Radio Carrier Frequency Waves Is particularly important and useful in recent developments in Viterbi, echo integrating demodulators and subtracting demodulation of Code Division Multiple Access (CDMA) modulations.

25 De cellulaire telefoonindustrie heeft fenomenale vooruitgangen geboekt In commerciële activiteiten in de Verenigde Staten van Amerika alsmede in de rest van de wereld. Groei in belangrijke metropoolgebieden is ver boven verwachting en overtreft systeemcapaciteit. Indien deze trend zich voortzet, zullen de effecten van snelle groei zelfs de kleinste markten snel bereiken. Innovatieve oplossingen zijn vereist om aan deze toenemende capaciteitsbehoeften te voldoen alsmede om hoge kwaliteitsservice te handhaven en stijgende 30 prijzen te voorkomen.25 The cellular phone industry has made phenomenal advances in commercial operations in the United States of America and around the world. Growth in key metropolitan areas is far beyond expectations and exceeds system capacity. If this trend continues, the effects of rapid growth will quickly reach even the smallest markets. Innovative solutions are required to meet these increasing capacity needs as well as to maintain high quality service and prevent rising prices.

Over heel de wereld, is een belangrijke stap in cellulaire systemen het veranderen van analoge in digitale transmissie. Even belangrijk is de keuze van een effectief digitaal transmissieschema voor het implementeren van de nieuwe generatie cellulaire technologie. Bovendien, wordt algemeen aangenomen dat de eerste generatie van Personal Communication Networks (PCNs) (gebruikmakende van goedkope, draadloze 35 telefoon met zakafmeting die comfortabel gedragen kunnen worden en kunnen worden gebruikt om gesprekken thuis, in het kantoor, op straat, in de auto, etc. tot stand te brengen of te ontvangen), verschaft zou worden door de cellulaire draaggolven die gebruik maken van de nieuwe generatie digitale cellulaire systeeminfrastructuur en de cellulaire frequenties. Het vereiste sleutelkenmerk in deze nieuwe systemen is toegenomen verkeerscapaciteit.Across the world, an important step in cellular systems is changing from analog to digital transmission. Equally important is the choice of an effective digital transmission scheme for implementing the new generation of cellular technology. In addition, it is widely believed that the first generation of Personal Communication Networks (PCNs) (using inexpensive, pocket-sized cordless 35 phones that can be comfortably worn and used to make calls at home, in the office, on the street, in the car, etc.) would be provided by the cellular carriers using the new generation of digital cellular system infrastructure and cellular frequencies. The required key feature in these new systems is increased traffic capacity.

40 Tegenwoordig, wordt kanaaltoegang bereikt door het gebruiken van Frequency Division Multiple Access (FDMA) en Time Division Multiple Access (TDMA) methoden. Zoals weergegeven in figuur 1(a) is bij FDMA een communlcatiesignaal een enkele radiofrequentieband waarin het zendvermogen van een signaal geconcentreerd is. Interferentie met naburige kanalen wordt beperkt door het gebruik van doorlaatfilters die uitsluitend signaalenergie binnen de gespecificeerde frequentieband doorlaten. Dus wordt, met een 45 verschillende frequentie toegewezen aan elk kanaal, systeem capaciteit beperkt door de beschikbare frequentie alsmede door beperkingen opgelegd door kanaalhergebruik.Today, channel access is achieved using Frequency Division Multiple Access (FDMA) and Time Division Multiple Access (TDMA) methods. As shown in Figure 1 (a) at FDMA, a communication signal is a single radio frequency band in which the transmission power of a signal is concentrated. Interference with neighboring channels is limited by the use of pass filters that pass only signal energy within the specified frequency band. Thus, with a 45 different frequency assigned to each channel, system capacity is limited by the available frequency as well as by restrictions imposed by channel reuse.

Bij TDMA systemen, zoals getoond in figuur 1(b) bestaat een kanaal uit een tijdsleuf in een periodieke trein van tijdsintervallen over dezelfde frequentie. Elke periode van tijdsleuven wordt een frame genoemd.In TDMA systems, as shown in Figure 1 (b), a channel consists of a time slot in a periodic train of time intervals over the same frequency. Each period of time slots is called a frame.

De energie van een bepaald signaal wordt beperkt tot één van deze tijdsleuven. Naburige kanaal-50 interferentie wordt beperkt door het gebruik van een tijdpoort of ander synchronisatieelement dat uitsluitend signaalenergie ontvangen op de juiste tijd doorlaat Aldus wordt het probleem van interferentie van verschillende relatieve signaalsterkteniveau's gereduceerd.The energy of a given signal is limited to one of these time slots. Neighboring channel-50 interference is limited by the use of a time gate or other synchronizing element that only transmits signal energy received at the correct time. Thus, the problem of interference of different relative signal strength levels is reduced.

In een TDMA systeem wordt de capaciteit vergroot door het comprimeren van het transmissiesignaal in een kortere tijdsleuf. Als gevolg, dient de informatie verzonden te worden bij een overeenkomstige snellere 55 salvosnelheid hetgeen de hoeveelheid bezet spectrum evenredig vergroot De bezette frequentieband-breedtes zijn dus breder in figuur 1(b) dan in figuur 1(a).In a TDMA system, capacity is increased by compressing the transmission signal in a shorter time slot. As a result, the information must be transmitted at a correspondingly faster burst rate which increases the amount of occupied spectrum proportionately. Thus, the occupied frequency bandwidths are wider in Figure 1 (b) than in Figure 1 (a).

Bij FDMA of TDMA systemen of hybride FDMA/TDMA systemen, is het doel om te garanderen dat twee 194108 2 potentieel interfererende signalen niet dezelfde frequentie op dezelfde tijd bezetten. Daarentegen, staat Code Division Multiple Access (CDMA) toe dat signalen elkaar overlappen in zowel tijd als frequentie, zoals weergegeven in figuur 1(c). Aldus, delen alle CDMA signalen hetzelfde frequentiespectrum. In ofwel het frequentie- of het tijdsdomein, overlappen de meervoudige toegangssignalen elkaar. In principe, wordt de te 5 verzenden informatiegegevensstroom aangelegd op een veel hogere bitsnelheid-gegevensstroom opgewekt door een pseudo willekeurige codegenerator. De informatiegegevensstroom en de hoge bitsnelheid-gegevensstroom worden met elkaar vermenigvuldigd. Deze combinatie van hogere bitsnelheidsignaal en lagere bitsnelheidgegevensstroom wordt codering of spreiding van het informatiegegevensstroomslgnaal genoemd. Elke informatiegegevensstroom of -kanaal krijgt een unieke spreidingscode toegewezen. Een 10 groot aantal gecodeerde informatiesignalen wordt verzonden op radiofrequentiedraaggolven en wordt gezamenlijk ontvangen als een composietsignaal bij een ontvanger. Elk van de gecodeerde signalen overlapt al de andere gecodeerde signalen, alsmede ruisgerelateerde signalen, zowel in frequentie als in tijd. Door het correleren van het composietsignaal met één van de unieke spreidingscodes, wordt het corresponderende informatiesignaal geïsoleerd en gedecodeerd.In FDMA or TDMA systems or hybrid FDMA / TDMA systems, the aim is to ensure that two 194 108 2 potentially interfering signals do not occupy the same frequency at the same time. In contrast, Code Division Multiple Access (CDMA) allows signals to overlap in both time and frequency, as shown in Figure 1 (c). Thus, all CDMA signals share the same frequency spectrum. In either the frequency or time domain, the multiple access signals overlap. In principle, the information data stream to be transmitted is applied to a much higher bit rate data stream generated by a pseudo random code generator. The information data stream and the high bit rate data stream are multiplied together. This combination of higher bit rate signal and lower bit rate data stream is called encoding or spreading of the information data stream signal. Each information data stream or channel is assigned a unique spreading code. A large number of encoded information signals are transmitted on radio frequency carriers and are received together as a composite signal at a receiver. Each of the encoded signals overlaps all of the other encoded signals, as well as noise-related signals, in both frequency and time. By correlating the composite signal with one of the unique spreading codes, the corresponding information signal is isolated and decoded.

15 Er zijn een aantal voordelen die CDMA communicatietechnieken met zich meebrengen. De capadteits- --------grenzen-van-op CDMAgebaseerde cellulaire systemen worden geprojecteerd tot op 20 keer die van bestaande analoge technologie als gevolg van de eigenschappen van een breedband CDMA systeem, zoals verbeterde coderingsversterking/modulatiedichtheid, stemactiviteitsdoorlating, sectorisatie en hergebruik van hetzelfde spectrum in elke cel. CDMA is virtueel immuun voor meerwegsinterferentie, en elimineert sluiering 20 en atmosferische storingen om prestaties in stadsgebieden te vergroten. CDMA transmissie van spraak door een hoge bitsnelheidsdecodeerder garandeert superieure, realistische spraakkwaliteit. CDMA verschaft tevens variabele gegevenssnelheden hetgeen vele verschillende gradaties van aan te bieden stemkwaliteit toestaat. Het gecodeerde signaalformaat van CDMA elimineert overspraak volledig en maakt het zeer moeilijk en duur om gesprekken heimelijk te beluisteren of op te sporen, garandeert grotere privacy voor 25 bellers en grotere immuniteit met betrekking tot zendtijdfraudering. Verscheidene aspecten van CDMA communicaties worden beschreven in K. Gilhousen et al., ”On the Capacity of a Cellular CDMA System”, IEEE Trans, on Vehicular Technology vol. 40, blz. 303-312 (mei 1991).15 There are a number of advantages that CDMA communication techniques bring. The capacity limits of CDMA-based cellular systems are projected up to 20 times that of existing analog technology due to the properties of a broadband CDMA system, such as enhanced encoding gain / modulation density, voice activity transmission, sectorization and reusing the same spectrum in every cell. CDMA is virtually immune to multi-way interference, eliminating fogging and atmospheric disturbances to increase performance in urban areas. CDMA transmission of speech through a high bit rate decoder guarantees superior, realistic speech quality. CDMA also provides variable data rates allowing for many different degrees of voice quality to be offered. CDMA's encoded signal format completely eliminates crosstalk and makes it very difficult and expensive to covertly listen to or track conversations, ensuring greater privacy for 25 callers and greater immunity from airtime fraud. Several aspects of CDMA communications are described in K. Gilhousen et al., "On the Capacity of a Cellular CDMA System", IEEE Trans, on Vehicular Technology vol. 40, 303-312 (May 1991).

In systemen die geoptimaliseerd zijn voor digitale gegevenstransmissie, worden M-ary digitale modulatie-methoden, waarin één van M mogelijke signalen gedurende elk signaleringsinterval verzonden wordt, vaak 30 gebruikt vanwege een verbeterde efficiëntie. Een normaal gebruikte methode is kwadratuur faseverschui-vingsversleuteling {Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)} waarin twee signalen met gelijke magnitude in fasekwadratuur aangelegd worden op de draaggolf. Een andere gebruikelijke methode is Offset QPSK (OQPSK) waarin de maximum faseovergang bij elk punt in de gemoduleerde golfvorm kleiner is dan de maximum faseovergang in een QPSK golfvorm. Als gevolg, kan het composiet OQPSK signaal kleinere 35 omhullingsfluctuaties hebben na banddooriaatfiltering, en kan aldus meer nauwkeurig de constante omhulling benaderen die gewenst is voor dergelijke signalering. Het zaf duidelijk zijn dat QPSK en OQPSK vormen zijn van kwadratuur amplitudemodulatie {Quadrature Amplitude Modulation (QAM)}. Verscheidene aspecten van deze modulaties worden beschreven in, bijvoorbeeld, F. Stremler, Introduction to Communication Systems, 2® ed., blz. 590-596, Addison-Wesley Publishing Co., Reading, Massachusetts (1982); en 40 S. Gronemeyer et al., "MSK and Offset OPSK Modulation”, IEEE Trans, on Communications vol. COM-24, blz. 809-820 (Aug. 1976).In systems optimized for digital data transmission, M-ary digital modulation methods, in which one of M possible signals is sent during each signaling interval, are often used for improved efficiency. A commonly used method is quadrature phase shift keying (QPSK) in which two signals of equal magnitude in phase quadrature are applied to the carrier wave. Another common method is Offset QPSK (OQPSK) in which the maximum phase transition at any point in the modulated waveform is less than the maximum phase transition in a QPSK waveform. As a result, the composite OQPSK signal may have smaller envelope fluctuations after band-pass filtering, and thus may more accurately approximate the constant envelope desired for such signaling. It should be clear that QPSK and OQPSK are forms of quadrature amplitude modulation (Quadrature Amplitude Modulation (QAM)}. Several aspects of these modulations are described in, for example, F. Stremler, Introduction to Communication Systems, 2® ed., Pp. 590-596, Addison-Wesley Publishing Co., Reading, Massachusetts (1982); and 40 S. Gronemeyer et al., "MSK and Offset OPSK Modulation", IEEE Trans, on Communications vol. COM-24, pp. 809-820 (Aug. 1976).

Een voorbeeld van een systeem dat geoptimaliseerd is voor digitale gegevenstransmissie is een CDMA systeem waarin de demodulatie van kwadratuur gemoduleerde signalen het vergelijken omvat van de ontvangen golf met een theoretische golf gemoduleerd met veronderstelde gegevenspatronen, bijvoorbeeld 45 een Viterbi demodulator. Een ander voorbeeld van een dergelijk systeem is een CDMA systeem waarin een sterker signaal eerst gedemoduleerd wordt en vervolgens afgetrokken worden van het ontvangen signaal alvorens een resterend zwakker signaal gedemoduleerd wordt, zoals beschreven in gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooischriften 5.151.919 en 5.218.619. Beide documenten worden uitdrukkelijk hierin opgenomen door verwijzing.An example of a system optimized for digital data transmission is a CDMA system in which the demodulation of quadrature modulated signals includes comparing the received wave with a theoretical wave modulated with assumed data patterns, for example, a Viterbi demodulator. Another example of such a system is a CDMA system in which a stronger signal is first demodulated and then subtracted from the received signal before demodulating a residual weaker signal, as described in commonly assigned U.S. Patents 5,151,919 and 5,218,619. Both documents are expressly incorporated herein by reference.

50 Een typische kwadratuurmodulator trekt voordeel van de kwadratuurfase van sinus- en cosinusgolven om de informatiesnelheid twee keer op de radiodraaggolf te moduleren. Bijvoorbeeld kunnen de even bits in een digitale informatie gegevensstroom gemoduleerd worden op de cosinusgolf, en de oneven bits in de digitale informatie gegevensstroom gemoduleerd worden op de sinusgolf. Wanneer de fases van de cosinus- en sinusgolven niet precies 90° van elkaar liggen, of wanneer de amplitudes van de sinus- en 55 cosinusgolven niet precies gelijk zijn, of wanneer er een restdraaggolflek is wanneer de modulerende golf naar aanname nul is, alsmede om andere redenen kunnen in kwadratuurmodulatoren fouten ontstaan. Natuurlijk, is de nauwkeurigheid waarmee de kwadratuurmodulatie in gesynthetiseerde, theoretische golf 3 194108 gemoduleerd met veronderstelde gegevens of met reeds ontvangen gegevens aanpast belangrijk in de boven beschreven communicatiesystemen. De nauwkeurigheid van kwadratuurmodulatoren wordt gebruikelijk gehandhaafd door een combinatie van het garanderen van een goede aanpassing tussen componenten en door het maken van afregelingsinstellingen om restwanverhoudingsfouten te reduceren.A typical quadrature modulator takes advantage of the quadrature phase of sine and cosine waves to modulate the information rate twice on the radio carrier. For example, the even bits in a digital information data stream can be modulated on the cosine wave, and the odd bits in the digital information data stream can be modulated on the sine wave. When the phases of the cosine and sine waves are not exactly 90 ° from each other, or when the amplitudes of the sine and 55 cosine waves are not exactly equal, or when there is a residual carrier leak when the modulating wave is assumed to be zero, as well as to other reasons can cause errors in quadrature modulators. Of course, the accuracy with which the quadrature modulation in synthesized, theoretical wave 3 modifies 194108 with assumed data or with data already received is important in the communication systems described above. The accuracy of quadrature modulators is usually maintained by a combination of ensuring good matching between components and by making adjustment settings to reduce residual mismatch errors.

5 Een conventionele kwadratuurmodulator, getoond in figuur 2, bevat een ”in-fase” of I modulator 101, een ’’kwadratuur” of Q modulator 102, en een fasesplitsend netwerk 103 voor het aan de dubbele zijband, onderdrukte draaggolfmoduiatoren 101,102 toevoeren van cosinus respectievelijk sinusdraaggolffrequentie-signalen. Ideaal, zijn de signalen geleverd door netwerk 103 cos((Dt) en sin(cot) waar de ω de hoekfrequentie is van het draaggolfsignaal. Tevens wordt in figuur 2 een I en Q modulatiegenerator 104 getoond voor het 10 toevoeren van I en Q modulatiesignalen, een combinatienetwerk 105 voor het toevoegen van de uitvoeren van de f modulator 101 en de Q modulator 102, en afregelpotentiometers 106,107 voor draaggolfevenwicht/ d.c. offsetinstellingen voor de I respectievelijk Q signalen. Additionele afregelpotentiometers 108,109 voor amplitudeaanpassing van de I respectievelijk Q signalen zijn tevens in figuur 2 getoond. Het fasesplitsend ’ netwerk 103 kan tevens instelbaar zijn, zoals aangeduid door de diagonale pijl, om zo nauwkeurig als 15 mogelijk het gewenste 90° faseverschil tussen de sinus en cosinusdraaggolffrequentiesignalen te bereiken.A conventional quadrature modulator, shown in Figure 2, includes an "in-phase" or I modulator 101, a "" quadrature "or Q modulator 102, and a phase splitting network 103 for supplying cosine to the double sideband suppressed carrier modulators 101, 102 sine carrier frequency signals, respectively. Ideally, the signals are provided by network 103 cos ((Dt) and sin (cot) where the ω is the angular frequency of the carrier signal. Also shown in Figure 2 is an I and Q modulation generator 104 for supplying I and Q modulation signals , a combination network 105 for adding the outputs of the f modulator 101 and the Q modulator 102, and adjustment potentiometers 106,107 for carrier equilibrium / dc offset settings for the I and Q signals, respectively. Additional adjustment potentiometers 108,109 for amplitude adjustment of the I and Q signals are also in Figure 2. The phase splitting network 103 may also be adjustable, as indicated by the diagonal arrow, to achieve the desired 90 ° phase difference between the sine and cosine carrier frequency signals as accurately as possible.

In de praktijk, indien de I modulator 101 en Q modulator 102 op dezelfde siliciumchip geconstrueerd zijn door geïntegreerde schakelingtechnologie, zullen zij zeer nauwkeurig afgestemd zijn, mogelijk de behoefte vermijdend aan de amplitudeaanpassingspotentiometers 108,109. In enkele gevallen kunnen de doeleinden van het fasesplitsende netwerk 103 bereikt worden door het beginnen met een signaal met een frequentie 20 van 4ω, dat is vier keer de gewenste draaggolffrequentie ω, en het 4(o-signaal gebruikend om een digitale logische deel door vierschakellng te klokken die de bitpatronen: 0011001100110011...In practice, if the modulator 101 and Q modulator 102 are constructed on the same silicon chip by integrated circuit technology, they will be very precisely tuned, possibly avoiding the need for the amplitude adjustment potentiometers 108,109. In some instances, the purposes of the phase-splitting network 103 can be achieved by starting with a signal with a frequency 20 of 4ω, which is four times the desired carrier frequency ω, and using the 4 (o-signal to divide a digital logic part by four-way switching to clock the bit patterns: 0011001100110011 ...

en 0110011001100110..., 25 produceert, hetgeen herkend kan worden als blokgolven met frequentie 1/4 waarbij de 4ω bltsnelheid fases heeft die nauwkeurig 1/4 van een periode (90°) van elkaar gescheiden zijn. Gebruikelijk is het accepteer-baar om de I en Q modulatoren aan te sturen met blokgolfdraagsignalen in plaats van met sinusoïdale signalen. Een dergelijke digitale methode voor het produceren van 90° gefaseerde signalen kan praktisch zijn voor frequenties tot op honderden megahertz, maar bij hogere frequenties kunnen kleine verschillen in 30 de snelheid van het laden van de logische schakelingen, opnieuw een significante bron van modulatorfout worden.and 0110011001100110 ..., 25, which can be recognized as square waves of frequency 1/4 where the 4 blt rate has phases that are accurately 1/4 of a period (90 °) apart. Usually, it is acceptable to drive the I and Q modulators with square wave carrier signals instead of sinusoidal signals. Such a digital method of producing 90 ° phased signals can be practical for frequencies up to hundreds of megahertz, but at higher frequencies, small differences in the speed of loading the logic circuits can again become a significant source of modulator error.

Het draaggolfevenwicht en/of d.c. offsetinstellingen proberen te garanderen dat, wanneer de modulatiegenerator 104 een nulsignaalniveau op zijn I en Q uitvoeren produceert, de corresponderende uitvoer bij de draaggolffrequentie van de I en Q modulatoren tevens nul is. In wezen, vereist dit dat de I modulator 101 35 een nulcosinussignaaluitvoer produceert voor een nul I modulatie en de Q modulator een nulsinussignaal-uitvoer produceert voor een nul Q modulatie. Het is bekend dat een I modulatoronevenwicht werkelijk een sinussignaal kan produceren wanneer het cosinussignaal nul is, en een Q modulatoronevenwicht een cosinussignaal kan produceren wanneer het sinussignaal nul is. Dienovereenkomstig, wordt een kleine cosinuslek van de 1 modulator soms gewenst voor het in evenwicht brengen van een cosinuslek van de 40 Q modulator, en een kleine sinuslek van de Q modulator wordt soms gewenst voor het in evenwicht brengen van een sinuslek van de I modulator. Echter wordt met de twee instellingspotentiometers 106 en 107 draaggolfevenwicht eenvoudiger bereikt.The carrier balance and / or d.c. offset settings attempt to ensure that when the modulation generator 104 produces a zero signal level on its I and Q outputs, the corresponding output at the carrier frequency of the I and Q modulators is also zero. Essentially, this requires the I modulator 101 to produce a zero cosine signal output for a zero I modulation and the Q modulator to produce a zero sine signal output for a zero Q modulation. It is known that an I modulator imbalance can actually produce a sine signal when the cosine signal is zero, and a Q modulator imbalance can produce a cosine signal when the sine signal is zero. Accordingly, a small cosine leak from the 1 modulator is sometimes desired to balance a cosine leak from the 40 Q modulator, and a small sine leak from the Q modulator is sometimes desired to balance a sine leak from the I modulator. However, the two adjustment potentiometers 106 and 107 make carrier wave equilibrium easier.

Andere bronnen van modulatieonnauwkeurlgheden zijn niet lineariteit in de modulatoren 101,102 en niet lineariteit in de modulatiegenerator 104. De generator 104 produceert vaak numeriek voorlopers van de I en 45 Q modulatiesignalen door middel van een digitale signaalverwerker, en zet vervolgens de voorlopers om in analoge modulerende signalen door middel van digitaal-in-analoog (D/A) omzetters. Misaanpassingen tussen de l-signaal D/A omzetter en de Q signaal D/A omzetter of in de anti-aliasing filters daarna zijn een verdere bron voor modulatiefout. In enkele gevallen, berekent de digitale signaalverwerker een voor-vervorming van het modulatiesignaal onder gebruikmaking van een inverse van de niet lineaire overdrachts-50 functies van de modulatoren 101,102 teneinde te compenseren voor modulator niet-lineariteit Technieken voor het vereenvoudigen van de D/A omzetting en daaropvolgend anti-aliasing filtering door gebruik van in hoge mate overbemonsterde delta-modulatie zijn tevens bekend, en leiden tot enige reductie van de boven genoemde modulatiefouten. Eén van dergelijke technieken is beschreven in de gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvrage 07/967027 getiteld ’’Multi-Mode Signal Processing”, die 55 uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.Other sources of modulation inaccuracies are nonlinearity in modulators 101, 102 and nonlinearity in modulation generator 104. Generator 104 often numerically produces precursors of the I and 45 Q modulation signals using a digital signal processor, then converts the precursors into analog modulating signals by means of digital-in-analog (D / A) converters. Mismatches between the 1-signal D / A converter and the Q-signal D / A converter or in the anti-aliasing filters thereafter are a further source of modulation error. In some cases, the digital signal processor calculates a pre-distortion of the modulation signal using an inverse of the nonlinear transfer 50 functions of the modulators 101,102 to compensate for modulator non-linearity. Techniques for simplifying the D / A conversion and subsequent anti-aliasing filtering using highly oversampled delta modulation is also known, and lead to some reduction of the above mentioned modulation errors. One such technique is described in commonly assigned United States Patent Application 07/967027 entitled "Multi-Mode Signal Processing", which is expressly incorporated herein by reference.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.985.688 van Nagata beschrijft een modulatiesysteem waarin een versterkt, gemoduleerd uitvoersignaal teruggevoerd wordt naar een kwadratuurdemodulator. Het signaal 194108 4 wordt gedemoduleerd en vergeleken met een drempelwaarde. Gebaseerd op deze vergelijking wordt een stuursignaal opgewekt om het systeem aan te passen voor niet lineariteiten van de versterker die met de modulator verbonden is. Wanneer de drempel overschreden wordt, wordt de normale modulatie duidelijk onderbroken en vervangen door een signaal met 1/N-e frequentie of gegevenssnelheid. Het Nagata 5 octrooischrift beschrijft tevens hoe de momenten te bepalen zijn waarop de uitvoer van de kwadratuurdemo-dulator bemonsterd zou worden door het gebruik van een differentiator, een delerschakeling en klokstuur-middel.Nagata's U.S. Patent No. 4,985,688 describes a modulation system in which an amplified, modulated output signal is fed back to a quadrature demodulator. The signal 194108 4 is demodulated and compared with a threshold value. Based on this comparison, a control signal is generated to adjust the system for nonlinearities of the amplifier connected to the modulator. When the threshold is exceeded, normal modulation is clearly interrupted and replaced by a signal with 1 / N-th frequency or data rate. The Nagata 5 patent also describes how to determine the times when the output of the quadrature demodulator would be sampled using a differentiator, divider circuit and clock driver.

De inrichting volgens het Nagata octrooischrift kan tevens beschreven worden als een adaptieve, zelflerende voorvervormingsrangschikking. Het gestelde doel van het Nagata octrooischrift is om de invoer 10 naar een kwadratuurmodulator invers voor te vervormen zodat de uitvoer na een vervormde vermogens-versterker correct is. Anderzijds, kan de inrichting volgens het Nagata octrooischrift nauwelijks fouten in een kwadratuurmodulator corrigeren daar deze een kwadratuurdemodulator gebruikt om fouten te beoordelen, en zoals boven beschreven lijdt de demodulator waarschijnlijk aan hetzelfde type fouten als de modulator. Immers indien men een perfecte demodulator kan maken, zou men deze eenvoudig ais een perfecte 15 modulator gebruiken.The device of the Nagata patent can also be described as an adaptive, self-learning pre-deformation arrangement. The stated purpose of the Nagata patent is to inverse distort the input 10 to a quadrature modulator so that the output after a distorted power amplifier is correct. On the other hand, the device of the Nagata patent can hardly correct errors in a quadrature modulator as it uses a quadrature demodulator to evaluate errors, and as described above, the demodulator probably suffers from the same type of errors as the modulator. After all, if one can make a perfect demodulator, one would simply use it as a perfect modulator.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.581.749 van Camey et al beschrijft een frequentiemodulatieinrichting bruikbaar in een mobiel communicatiesysteem. Een terugkoppelingslus verschaft regeling van hoek-modulatiefout door het vergelijken van de gemoduleerde afwijkingshoeveelheid met een voorafbepaalde afwijkingswaarde. Het beschreven automatische modulatie foutcorrectiesysteem is bestemd voor zenders 20 die gebruik maken van zuivere hoekmodulatie, specifiek binaire continue fasefrequentieverschuivings-versleuteling {continuous-phase frequency shift keying (CPFSK)}.U.S. Patent 4,581,749 to Camey et al describes a frequency modulation device useful in a mobile communication system. A feedback loop provides control of angle modulation error by comparing the modulated deviation amount with a predetermined deviation value. The automatic modulation error correction system described is intended for transmitters 20 using pure angle modulation, specifically binary continuous phase frequency shift encryption {continuous-phase frequency shift keying (CPFSK)}.

In het systeem beschreven in het Camey octrooischrift, wordt een nauwkeurige modulatieindex opgewekt door het digitaal schakelen van de frequentie tussen twee nauwkeurige waardes. Niettemin, wordt een dergelijke modulatie niet gebruikt voor transmissie daar de overgangen niet gefilterd zijn. De zendgolfvorm 25 gebruikt gevormde een-nul overgangen om het spectrum te bevatten, en wanneer een voldoende aantal van gelijke bits in een rij optreden zou de frequentieafwijking van de gevormde modulatie dezelfde waarde benaderen als de ongevormde modulatie. Het voorkomen van dergelijke rijen van gelijke bits wordt gedetecteerd en een vergelijking wordt gemaakt wanneer zij optreden, waarbij het resultaat gebruikt wordt in een terugkoppellus om de modulatieindex aan te passen. Aldus beoordeelt het Camey octrooischrift fouten 30 alleen wanneer de modulatie een voldoend lange rij van enen of nullen is.In the system described in the Camey patent, an accurate modulation index is generated by digitally switching the frequency between two accurate values. Nevertheless, such modulation is not used for transmission since the transitions are not filtered. The transmit waveform 25 uses shaped one-zero transitions to contain the spectrum, and if a sufficient number of equal bits occur in a row, the frequency deviation of the formed modulation would approach the same value as the unformed modulation. The occurrence of such equal-bit rows is detected and a comparison is made when they occur, using the result in a feedback loop to adjust the modulation index. Thus, the Camey patent assesses errors 30 only when the modulation is a sufficiently long row of ones or zeros.

Het Amerikaanse octrooischrift 5.020.076 van Cahill et al beschrijft het schakelen tussen het analoog FM moduleren van een draagsignaalbron op de conventionele manier, en het moduleren daarvan onder gebruikmaking van een kwadratuurmodulator. De kwadratuurmodulator wordt in de schakeling gelaten wanneer conventionele FM uitgevoerd wordt, en het I en/of Q modulatiesignaal wordt alleen ingesteld op 35 een constante zodat de kwadratuurmodulator het FM signaal ongewijzigd doorlaat.U.S. Patent No. 5,020,076 to Cahill et al describes switching between analog FM modulating a carrier signal source in the conventional manner and modulating it using a quadrature modulator. The quadrature modulator is left in the circuit when conventional FM is output, and the I and / or Q modulation signal is only set to a constant so that the quadrature modulator passes the FM signal unchanged.

Het zal uit het voorgaande duidelijk zjjn dat hoge modulatienauwkeurigheid tot op heden bereikt is door goede ontwerppraktijken gecombineerd met specifieke, vaste, eenmalige instellingen die kunnen compenseren voor vaste, onveranderlijke onnauwkeurigheden.It will be apparent from the foregoing that high modulation accuracy has been achieved to date through good design practices combined with specific, fixed, one-off settings that can compensate for fixed, unchanging inaccuracies.

Het is een doel van de onderhavige uitvinding een kwadratuurmodulator te verschaffen die in staat is 40 continu en interactief, veranderlijke modulatieonnauwkeurigheden alsmede fouten aan te kunnen passen en te kunnen compenseren.It is an object of the present invention to provide a quadrature modulator capable of continuously adapting and compensating for variable modulation inaccuracies as well as errors.

Hiertoe wordt een adaptieve voorgecompenseerde kwadratuurmodulator van de boven beschreven soort volgens de uitvinding gekenmerkt doordat de kwadratuurmodulator verder voorzien is van modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen, gekoppeld aan de zendmiddelen, voor het opwekken van gedigitali-45 seerde monsters van het gemoduleerde verzonden signaal, en tweede verwerkende middelen, in verbinding met de eerste verwerkende middelen en met de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen, voor het bepalen van de correctiefactoren gebaseerd op de gedigitaliseerde monsters opgewekt door de modulatiebeoordeling-ontvangmiddelen en op de ongecorrigeerde monsters en voor het overbrengen van de correctiefactoren naar de eerste verwerkende middelen. In overeenstemming met de onderhavige uitvinding, 50 ontvangt een zender zijn eigen transmissie met een geschikte ontvanger en bepaalt de transmlssie-modulatiefouten ten opzichte van de theoretische bron die de ontvanger verwacht Aanpassingen worden interactief gemaakt op de modulerende golven in een richting die de fouten reduceert totdat convergentie naar de gewenste, theoretische vorm bereikt is.To this end, an adaptive pre-compensated quadrature modulator of the type described above according to the invention is characterized in that the quadrature modulator further comprises modulation evaluation receiving means, coupled to the transmitting means, for generating digitized samples of the modulated transmitted signal, and second processing means , in conjunction with the first processing means and with the modulation assessment receiving means, for determining the correction factors based on the digitized samples generated by the modulation assessment receiving means and on the uncorrected samples and for transferring the correction factors to the first processing means. In accordance with the present invention, a transmitter receives its own transmission with a suitable receiver and determines the transmission modulation errors relative to the theoretical source expected by the receiver. Adjustments are made interactive on the modulating waves in a direction that reduces the errors until convergence to the desired, theoretical form has been achieved.

In een uitvoeringsvorm, wekt een digitaal signaalverwerker de I en Q modulatiegolfvormen numeriek op, 55 en maakt numerieke aanpassingen door het optellen van offsets teneinde draaggoifevenwicht te bereiken, door het vermenigvuldigend schalen om I en Q aanpassing te bereiken, en door I en Q kruiskoppeling om te compenseren voor 90°-fasesplitsingsfouten. De numeriek aanpassingen worden continu bijgewerkt door een 5 194108 modulatiebeoordelingsontvanger die werkt op een monster van de zenderuitvoer.In one embodiment, a digital signal processor numerically generates the I and Q modulation waveforms, 55 and makes numerical adjustments by adding offsets to achieve carrier equilibrium, by multiplying scaling to achieve I and Q adjustment, and by I and Q cross-coupling to compensate for 90 ° phase split errors. The numerical adjustments are continuously updated by a 5 194108 modulation assessment receiver operating on a sample of the transmitter output.

Indien een bepaald modulatortype (of demodulatortype) gevoelig is voor bepaalde typen van modulatie-onnauwkeurigheid, dan kan die modulator aangepast worden om de eigenschappen van de modulatie die noodzakelijk zijn om continu de numerieke aanpassingen bij te werken te meten en te rapporteren, in het 5 bijzonder wanneer gepresenteerd met een ruisvrij monster van verzonden signaal dat geëvalueerd dient te worden. Een modulatiebeoordelingsontvanger wordt voorzien voor een systeem waarin de modulatie een gespreid spectrum signaal is gebruikmakende van orthogonale of bi-orthogonale codering.If a particular modulator type (or demodulator type) is sensitive to certain types of modulation inaccuracy, that modulator can be adjusted to measure and report the modulation properties necessary to continuously update the numerical adjustments. especially when presented with a noise-free sample of transmitted signal to be evaluated. A modulation assessment receiver is provided for a system in which the modulation is a spread spectrum signal using orthogonal or bi-orthogonal coding.

De eigenschappen en voordelen van de uitvinding zullen begrepen worden door het lezen van de volgende 10 gedetailleerde beschrijving in combinatie met de tekening, waarin: figuren 1 (a)-(c) grafieken zijn van beoordelingskanalen die gebruik maken van verschillende meervoudige beoordelingstechnieken; figuur 2 een functioneel blokschema is van een typische kwadratuurmodulator; figuur 3 een functioneel blokschema is van een systeem in overeenstemming met de onderhavige 15 uitvinding; figuur 4 toont hoe CDMA signalen opgewekt worden; figuren 5 en 6 tonen hoe CDMA signalen gedecodeerd worden; figuur 7 een aftrekkende CDMA demodulatietechniek toont; figuren 8(a), 8(b) blokschema’s zijn van een zender en een ontvanger in een gespreid-spectrum 20 communicatiesysteem; en figuur 9 golfvormen toont van gevormde offsetkwadratuur amplitudemodulatie {Shaped Offset Quadrature Amplitude Modulation (SOOAM)}.The features and advantages of the invention will be understood by reading the following detailed description in conjunction with the drawing, in which: Figures 1 (a) - (c) are graphs of assessment channels using various multiple assessment techniques; Figure 2 is a functional block diagram of a typical quadrature modulator; Figure 3 is a functional block diagram of a system in accordance with the present invention; Figure 4 shows how CDMA signals are generated; Figures 5 and 6 show how CDMA signals are decoded; Figure 7 shows a subtracting CDMA demodulation technique; Figures 8 (a), 8 (b) are block diagrams of a transmitter and a receiver in a spread spectrum communication system; and Figure 9 shows waveforms of shaped offset quadrature amplitude modulation {Shaped Offset Quadrature Amplitude Modulation (SOOAM)}.

Hoewel de volgende beschrijving gegeven wordt met betrekking tot cellulaire communicatiesystemen met 25 draagbare of mobiele radiotelefoons en/of Personal Communication Networks (PCNs), zal het voor de vakman duidelijk zijn dat de onderhavige uitvinding toegepast kan worden op andere communicatie-toepassingen. Bovendien, hoewel de onderhavige uitvinding gebruikt kan worden in een aftrekkend CDMA demodulatiesysteem, kan zij tevens gebruikt worden in toepassingen van andere types gespreid-spectrum systemen.Although the following description is given with regard to cellular communication systems with portable or mobile radiotelephones and / or Personal Communication Networks (PCNs), it will be apparent to those skilled in the art that the present invention can be applied to other communication applications. In addition, while the present invention can be used in a subtracting CDMA demodulation system, it can also be used in applications of other types of spread spectrum systems.

3030

Kwadratuurmodulator onnauwkeurighedenQuadrature modulator inaccuracies

Teneinde te helpen bij het begrijpen van de onderhavige uitvinding, zal eerst een analyse van de onnauwkeurigheden die in kwadratuurmodulatoren kunnen optreden gegeven worden.In order to aid in understanding the present invention, an analysis of the inaccuracies that can occur in quadrature modulators will first be given.

Indien de I en Q kanalen een versterkingsonevenwicht hebben zodat de versterking van één kanaal een 35 factor A groter is dan het geometrische gemiddelde, (10)½ van de amplitude I van de ongemoduieerde l-kanaalinvoer en de amplitude Q van de ongemoduleerde Q-kanaalinvoer en versterking van het andere kanaal een factor A kleiner is dan (10)½. en als, aanvullend, de cosinus- en sinusdraaggolfsignalen niet precies 90° uit elkaar liggen maar er een fasefout +δφ bestaat op het ene draaggolfsignaal en een fasefout -δφ op het andere draaggolfsignaal bestaat ten opzichte van een gemiddelde fase, dan kan de cartesische 40 vorm van het modulatoruitvoersignaal geschreven worden als: AIcos(qh&|>) + (Q/A)sin(cüt-f>4>), hetgeen ontbindt in: cos(cot)[cos(&t>)AI - (sin(&t>)/A)Q] + sin((ot)[cos(&|>)/A)Q - sin(fy)AI].If the I and Q channels have a gain imbalance so that the gain of one channel is a factor A greater than the geometric mean, (10) ½ of the amplitude I of the unmodulated l channel input and the amplitude Q of the unmodulated Q channel input and gain of the other channel is a factor A less than (10) ½. and if, additionally, the cosine and sine carrier signals are not exactly 90 ° apart but there is a phase error + δφ on one carrier signal and a phase error -δφ on the other carrier signal relative to an average phase, then the Cartesian 40 form of the modulator output signal can be written as: AIcos (qh & |>) + (Q / A) sin (cüt-f> 4>), which decomposes into: cos (cot) [cos (& t>) AI - (sin (& t >) / A) Q] + sin ((ot) [cos (& |>) / A) Q - sin (fy) AI].

Definiërende C = cos(fty) en S = sin(&t>), en matrix notatie gebruikende, wordt het 45 modulatoruitvoer-signaal:Defining C = cos (fty) and S = sin (& t>), and using matrix notation, the 45 modulator output signal becomes:

Daar een gewenste vorm is:Since there is a desired form:

Pol 50 [cos(ü>t) sin (ωτ) ^ kan gezien worden dat het volgende vereist is: waaraan voldaan wordt wanneer: 55 ΓΠ 1 n/AOïrcslPolPol 50 [cos (ü> t) sin (ωτ) ^ it can be seen that the following is required: fulfilled when: 55 ΓΠ 1 n / AOïrcslPol

LqJ tf-sHo aJLscJLQoJ· 194108 6LqJ tf-sHo aJLscJLQoJ194108 6

Daar de gemeenschappelijke factor l/(C2 - S2) alleen maar een algehele amplitudeschaal is, kan deze weggelaten worden. Analoog, kan de rechter zijde gedeeld worden door C a οοε(δφ), en T = tan(&j>) = S/C kan gedefinieerd worden, met het volgende resultaat: ·. [iH1óA«]·Since the common factor 1 / (C2 - S2) is only an overall amplitude scale, it can be omitted. Analogously, the right side can be divided by C a οοε (δφ), and T = tan (& j>) = S / C can be defined, with the following result: ·. [iH1óA «] ·

hetgeen in niet matrix vorm geschreven kan worden als: l = (l0 + TQo)/Awhich can be written in non-matrix form as: l = (10 + TQo) / A

en 10 Q = (Qo + TI0)A.and 10 Q = (Qo + TI0) A.

De voorgaande mathematische analyse toont dat de gewenste modulatie verkregen kan worden ondanks modulatoronnauwkeurigheden door het optellen van een fractie T van Qq bij l0 en het vervolgens delen door A en door het toevoegen van een fractie T van l0 bij Q0 en het vervolgens vermenigvuldigen met A.The previous mathematical analysis shows that the desired modulation can be obtained despite modulator inaccuracies by adding a fraction T of Qq to 10 and then dividing by A and adding a fraction T of 10 to Q0 and then multiplying by A.

15 Eén onnauwkeurigheid die weggelaten is uit de voorgaande analyse is een draaggolfonevenwicht, dat in rekening genomen kan worden door het eenvoudig aftrekken van I en Q van de constanten K, en Kq gelijk aan de hoeveelheid van draaggolfonevenwicht die gecorrigeerd dient te worden. De uiteindelijke formules voor de cartesische vorm van I en Q worden dus:One inaccuracy omitted from the foregoing analysis is a carrier imbalance, which can be taken into account by simply subtracting I and Q from the constants K, and Kq equal to the amount of carrier imbalance to be corrected. Thus, the final formulas for the Cartesian form of I and Q become:

Uflo + TCy/A-K, 20 en Q^Qo + TgA-K,.Uflo + TCy / A-K, 20 and Q ^ Qo + TgA-K ,.

In overeenstemming met de onderhavige uitvinding, worden de correctiefactoren A, T, K, en K, bepaald 25 door het bemonsteren van de modulatoruitvoergolfvorm met een modulatiebeoordelingsontvanger en het overbrengen van de monsters naar een digitaal-signaalverwerker voor het opwekken van de I en Q modulaties en het uitvoeren van de boven gegeven voorcorrecties.In accordance with the present invention, the correction factors A, T, K, and K are determined by sampling the modulator output waveform with a modulation evaluation receiver and transferring the samples to a digital signal processor to generate the I and Q modulations and performing the above pre-corrections.

in het algemeen, dient de modulatiebeoordelingsontvanger een middel te hebben voor het meten van de I en Q waarden die actueel opgewekt worden door de kwadratuurmodulator van de zender en een middel 30 voor het vergelijken van de gemeten I en Q waarden met ideale I en Q waarden teneinde de correctiefactoren te bepalen. Een conventionele ontvanger lost gebruikelijk echter een radiosignaal op in I en Q componenten door gebruikmaking van hetzelfde type kwadratuurmodulatorschakeling dat de zender gebruikt maar die tegenovergesteld werkt Zoals boven beschreven, is het in principe onmogelijk om fouten in de modulator te onderscheiden van fouten in, in dit geval, de demodulator.in general, the modulation assessment receiver should have a means for measuring the I and Q values currently generated by the transmitter's quadrature modulator and a means for comparing the measured I and Q values with ideal I and Q values to determine the correction factors. However, a conventional receiver usually resolves a radio signal into I and Q components using the same type of quadrature modulator circuit that uses the transmitter but operates the opposite way. As described above, it is basically impossible to distinguish errors in the modulator from errors in this case, the demodulator.

35 Om deze niet onderscheidbaarheid van fouten te vermijden, gebruikt een modulatiebeoordelings- ontvanger in overeenstemming met een aspect van de onderhavige uitvinding log-polaire signaalverwerking om de fase van het signaal van de zender te meten en de logaritme van zijn amplitude, in plaats van de cartesische I en Q componenten. Na digitalisatie, zet de ontvanger numeriek de metingen om van de log-polaire vorm naar de gewenste cartesische vorm. Log-polaire signaalverwerking is beschreven in het 40 Amerikaanse octrooischrift 5.048.059, dat uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.To avoid this indiscernability of errors, a modulation rating receiver in accordance with an aspect of the present invention uses log polar signal processing to measure the phase of the signal from the transmitter and the logarithm of its amplitude, rather than the Cartesian I and Q components. After digitization, the receiver numerically converts the measurements from the log polar form to the desired Cartesian form. Log polar signal processing is described in U.S. Patent No. 5,048,059, which is expressly incorporated herein by reference.

Een eenvoudige procedure voor het schrappen van de correctiefactoren, gegeven een verzameling vanA simple procedure for deleting the correction factors, given a collection of

gewenste i en Q waarden, Ij en Qj, voor j = 1....... N, en een verzameling van corresponderende gemeten Idesired i and Q values, Ij and Qj, for j = 1 ....... N, and a set of corresponding measured I.

en Q waarden I', en O',, is als volgt, waar gepostuleerd wordt dat I', = BI, - BTQ, + K, (1) 45 en σ, = cq, - cti, + ις, (2) en is het gewenst om B, C, T=tan(&t>), K, en Kq te vinden die voldoen aan de vergelijkingen (1) en (2).and Q values I ', and O' ,, is as follows, where it is postulated that I ', = B1, - BTQ, + K, (1) 45 and σ, = cq, - cti, + ις, (2) and it is desirable to find B, C, T = tan (& t>), K, and Kq that satisfy equations (1) and (2).

50 Eerst, worden de gewenste Ij en Qj verdeeld in twee subverzamelingen, waarbij de eerste subverzameling {IjP0*·, Qj*’0*1} uitsluitend de positieve waarden van Ij bevat, en de tweede subverzameling (ljnee1, Qjne91} uitsluitend de negatieve waarden van Ij bevat. Indien één subverzameling meer waarden bevat dan de andere subverzameling, worden uitsluitend N, waarden (waar Nt gelijk is aan het aantal waarden in de kleinere subverzameling) gebruikt in beide subverzamelingen.50 First, the desired Ij and Qj are divided into two subsets, the first subset {IjP0 * ·, Qj * '0 * 1} containing only the positive values of Ij, and the second subset (ljnee1, Qjne91} containing only the negative contains values of Ij If one subset contains more values than the other subset, only N values (where Nt equals the number of values in the smaller subset) are used in both subsets.

55 De som over N, waarden van Ij in de positieve subverzameling {l/*08·, Qj9081} wordt gedefinieerd als la1: 7 194108 I = y I POS' 'si - (2* I j .55 The sum over N, values of Ij in the positive subset {l / * 08 ·, Qj9081} is defined as la1: 7 194108 I = y I POS '' si - (2 * I j.

en de som over N, waarden van Qj in de positieve subverzameling {ljpos,t Qjposl} is gedefinieerd als Q*: Q = y oPOS* 5 Qsi ,¾° j ·and the sum over N, values of Qj in the positive subset {ljpos, t Qjposl} is defined as Q *: Q = y oPOS * 5 Qsi, ¾ ° j

De som over N, waarden van l'j in de subverzameling {r,posl, Q'jposl} corresponderende met de positieve subverzameling {I,'”*1, Qjposl} wordt gedefinieerd als l'8l: _ ν ,.ΡΟβΙ 81"μ i ’ 10 en de som over N, waarden van in de subverzameling {l'Jpo8,1 O',9081} corresponderende met de positieve subverzameling {l/**1, Q,poel} wordt gedefinieerd als O'.,: Q'si = Σ Q'pcjel-The sum over N, values of l'j in the subset {r, posl, Q'jposl} corresponding to the positive subset {I, '"* 1, Qjposl} is defined as l'8l: _ ν, .ΡΟβΙ 81 "μ i '10 and the sum over N, values of in the subset {l'Jpo8,1 O', 9081} corresponding to the positive subset {1 / ** 1, Q, pool} is defined as O '., : Q'si = Σ Q'pcjel-

I-1 JI-1 J

* Daar al de I waarden die opgeteld worden om I81 te verkrijgen gekozen zijn om positief te zijn en de 15 tekens van de corresponderende Q waarden die opgeteld zijn om Qe1 te verkrijgen ongecorreieerd zijn, zal I81 in het algemeen veel groter zijn dan Qs1.* Since all the I values added to obtain I81 are chosen to be positive and the 15 characters of the corresponding Q values added to obtain Qe1 are uncorrected, I81 will generally be much larger than Qs1.

De som over N1 waarden van I, in de negatieve subverzameling {l"®9’, O,"®9'} wordt gedefinieerd als l^: I = y ine9l 20 en de som over N, waarden van Q, in de negatieve subverzameling {Ijnegl, Qjnegl} wordt gedefinieerd als Q»i: o*-So!*91·The sum over N1 values of I, in the negative subset {l "®9 ', O," ®9'} is defined as l ^: I = y ine9l 20 and the sum over N, values of Q, in the negative subset {Ijnegl, Qjnegl} is defined as Q »i: o * -So! * 91

j-1 Jj-1 J

25 Op analoge manier, wordt de som over N1 waarden van f, in de subverzameling {Γ,"®9', O',"®91} corresponderende met de negatieve subverzameling {l/*®91, Qj"®9'} gedefinieerd als 1'^: ι'μ-ςΓ9'·In an analogous way, the sum over N1 values of f, in the subset {Γ, "®9 ', O'," ®91} is corresponding to the negative subset {l / * ®91, Qj "®9 '} defined as 1 '^: ι'μ-ςΓ9'

j-1 Jj-1 J

en de som over N, waarden van O', en de subverzameling {l',negl, Q'Jnegl} corresponderende met de 30 negatieve subverzameling {I"®9', Q"®9'} wordt gedefinieerd als Q^: Q'sa = 5 Qj1®9'.and the sum over N, values of O ', and the subset {1', negl, Q'Jnegl} corresponding to the negative subset {I "®9 ', Q" ®9'} is defined as Q ^: Q "sa = 5 Qj1®9".

1—1 J1—1 J

Daar al de I waarden die opgeteld zijn om 1^ te verkrijgen gekozen zijn om negatief te zijn en da tekens 35 van de corresponderende Q waarden die opgeteld zijn om te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal de grootte van 1^ in het algemeen veel groter zijn dan de grootte van Q2.Since all the I values added to obtain 1 ^ are chosen to be negative and the characters 35 of the corresponding Q values added to obtain are uncorrelated, the magnitude of 1 ^ will generally be much larger than the size of Q2.

De som over N, waarden van l'j in de subverzameling {Γ,9®81, O'/*081} corresponderende met de positieve subverzameling {l/**1, Qj9081} is, uit vergelijking (1) die boven genoemd Is: l'e1 = Ble1 - BTQ., + Ν,Κ, (3), 40 en de som over Nn waarden van l'j in de subverzameling {l'jnegl, Q'Jnegl} corresponderende met de negatieve subverzameling {l,"®91. Qj"®91} is, tevens uit vergelijking 1: l's2 = BI82-BTQtó + N1K1 (4)The sum over N, values of l'j in the subset {Γ, 9®81, O '/ * 081} corresponding to the positive subset {1 / ** 1, Qj9081} is, from equation (1) mentioned above Is: l'e1 = Ble1 - BTQ., + Ν, Κ, (3), 40 and the sum over Nn values of l'j in the subset {l'jnegl, Q'Jnegl} corresponding to the negative subset {l , "®91. Qj" is ®91}, also from equation 1: l's2 = BI82-BTQtó + N1K1 (4)

Vergelijking 4 van vergelijking 3 aftrekkende, wordt K, geëlimineerd, gevende: n (l'si'l'sa) + BT(QS1-Qs2) _ (l*S1~l's2) Γ1 T(Qsi~Qs2)1-1Subtracting equation 4 from equation 3, K, is eliminated, giving: n (l'si'l'sa) + BT (QS1-Qs2) _ (l * S1 ~ l's2) Γ1 T (Qsi ~ Qs2) 1- 1

45 OsHsi) 0si*^s2) L Oei”^82) J45 OsHsi) 0si * ^ s2) L Oops ”^ 82) J

Daar T klein is en (Q8l - veel kleiner is dan (le1 -1^, wordt een adequate oplossing voor B verkregen door het substitueren van de oude (of de aanvankelijke) waarde van T in de rechter zijde van de boven gegeven uitdrukking voor B.Since T is small and (Q8l - is much smaller than (le1 -1 ^), an adequate solution for B is obtained by substituting the old (or initial) value of T in the right side of the above expression for B .

Vervolgens worden de gewenste Ij en Qj verdeeld in twee subverzamelingen, waarbij de eerste 50 subverzameling {lJposQ, Qj9080} uitsluitend de positieve waarden van Qj bevat, en de tweede subverzameling {l^nego, QnegQ} uitsluitend de negatieve waarden van Qj bevat Indien één subverzameling meer waarden bevat dan de andere subverzameling, worden uitsluitend N2 waarden (waar N2 gelijk is aan het aantal waarden in de kleinere subverzameling) in beide subverzamelingen gebruiktThen the desired Ij and Qj are divided into two subsets, the first 50 subset {1JposQ, Qj9080} containing only the positive values of Qj, and the second subset {1 ^ nego, QnegQ} containing only the negative values of Qj If one subset contains more values than the other subset, only N2 values (where N2 equals the number of values in the smaller subset) are used in both subsets

De som over N2 waarden van Ij in de positieve subverzameling {Ij90®0, Qlpo8°} wordt gedefinieerd als 1,3:The sum over N2 values of Ij in the positive subset {Ij90®0, Qlpo8 °} is defined as 1.3:

55 ,POsQ55, POsQ

183" jtn · o _ en de som over N2 waarden van Qj in de positieve subverzameling {l,90, Qj9080} wordt gedefinieerd als 194108 8 0s3:183 "jtn · o _ and the sum over N2 values of Qj in the positive subset {1,90, Qj9080} is defined as 194108 8 0s3:

Q's3 = Σ lP°sQ. i-1 JQ's3 = Σ lP ° sQ. i-1 J

5 De som over N2 waarden van I', in de subverzameling (ly*080, Q'P050} corresponderende met de positieve subverzameling {1,0°8°. 0,0°5°} wordt gedefinieerd als •’-ir en de som over N2 waarden van O', en de subverzameling {\'ipos°, Q’iposQ} corresponderende met de 10 positieve subverzameling {ijpos0, (3,0°8°} wordt gedefinieerd als Q^: O' = y q' P°®Q Q sa Z Q j5 The sum over N2 values of I ', in the subset (ly * 080, Q'P050} corresponding to the positive subset {1.0 ° 8 °. 0.0 ° 5 °} is defined as •' -ir and the sum over N2 values of O ', and the subset {\' ipos °, Q'iposQ} corresponding to the 10 positive subset {ijpos0, (3.0 ° 8 °} is defined as Q ^: O '= yq' P ° ®QQ sa ZQ j

Daar al de Q waarden die opgeteld zijn om CU te verkrijgen gekozen zijn om positief te zijn en de tekens 15 van de corresponderende I waarden die opgeteld zijn om U te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal Q«3 in het algemeen veel groter zijn dan U·Since all the Q values added to obtain CU are chosen to be positive and the signs of the corresponding I values added to obtain U are uncorrelated, Q «3 will generally be much larger than U

De som over N2 waarden van I, in de negatieve subverzameling {1,"®°°, 0,"®°°} wordt gedefinieerd als I*: en de som over N2 waarden van Q, in de negatieve subverzameling {1,°®®°, Q,"®80} wordt gedefinieerd als UThe sum over N2 values of I, in the negative subset {1, "® ° °, 0," ® ° °} is defined as I *: and the sum over N2 values of Q, in the negative subset {1, ° ®® °, Q, "®80} is defined as U

20 ··* - δ 1,'“®°- J-1 I ......_ en de som over N2 waarden van Q, in de negatieve subverzameling (Ij"®80, Qj0®80} wordt gedefinieerd als20 ·· * - δ 1, '“® ° - J-1 I ......_ and the sum over N2 values of Q, in the negative subset (Ij" ®80, Qj0®80} is defined as

Qb4-· _ y o'negQ 25 Q 84 ~ P QjQb4- _ y o'negQ 25 Q 84 ~ P Qj

Op analoge manier, wordt de som over N2 waarden van Γ} in de subverzameling {1',"®°°, O'/*®80} corresponderende met de negatieve subverzameling {l/*®9*5. Qj"®00} gedefinieerd als Γ^: i. _ v i'negQ 30 1 84 “ β ‘j en de som over N2 waarden van Q', in de subverzameling {l'Jn®eQ, O')"®80} corresponderende met de negatieve subverzameling {Ij"®90, Q,"®00} wordt gedefinieerd als Q’*: Q'm = 5 l, "690.Similarly, the sum over N2 values of Γ} in the subset {1 ', "® ° °, O' / * ®80} becomes corresponding to the negative subset {1 / * ®9 * 5. Qj" ®00 } defined as Γ ^: i. _ v i'negQ 30 1 84 “β 'j and the sum over N2 values of Q', in the subset {l'Jn®eQ, O ')" ®80} corresponding to the negative subset {Ij "®90, Q, "®00} is defined as Q '*: Q'm = 5L," 690.

j-ι J 35J-J 35

Daar al de Q waarden die opgeteld zijn om CU te verkrijgen gekozen zijn om negatief te zijn en de tekens van de corresponderende I waarden die opgeteld zijn om U te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal de grootte van O* in het algemeen veel groter zijn dan de grootte van USince all the Q values added to obtain CU are chosen to be negative and the signs of the corresponding I values added to obtain U are uncorrelated, the magnitude of O * will generally be much larger than the size of U

De som over N2 waarden van O', in de subverzameling {ΐγ**0, Q'f0*0} corresponderende met deposi-40 tieve subverzameling (l/*080, Qj11080} is, uit vergelijking 2: QU = CQeg - CTItó + N2Kg (5) en de som over N2 waarden van CTj in de subverzameling {ly1®00, CTj"®00} corresponderende met de negatieve subverzameling {Ij"®00, Q/1®80} is, tevens uit vergelijking 2: OU = CQ*» - CTU + Ν2»ς, (6) 45 Vergelijking 6 van vergelijking 5 aftrekkende, wordt K_ geëlimineerd, gevende: Λ (Q's3-Q's4) + CT(ls3-ls4) (Q's3-Q's4)"r, l*1The sum over N2 values of O ', in the subset {ΐγ ** 0, Q'f0 * 0} corresponding to depositive 40 subset (1 / * 080, Qj11080} is, from equation 2: QU = CQeg - CTItó + N2Kg (5) and the sum of N2 values of CTj in the subset {ly1®00, CTj "®00} corresponding to the negative subset {Ij" ®00, Q / 1®80} is also from equation 2: OU = CQ * »- CTU + Ν2» ς, (6) 45 Subtracting equation 6 from equation 5, K_ is eliminated, giving: Λ (Q's3-Q's4) + CT (ls3-ls4) (Q's3 -Q's4) "r, l * 1

(QS3-QS4) = (Qs3-Qs4) L (Qs3-Qs4)J(QS3-QS4) = (Qs3-Qs4) L (Qs3-Qs4) J

Daar T klein is en (U - ΙΜ) veel kleiner is dan (CU - CU). wordt een adequate oplossing voor C 50 verkregen door het substitueren van de oude (of de aanvankelijke) waarde van T in de rechter zijde van de boven gegeven uitdrukking voor C.Since T is small and (U - ΙΜ) is much smaller than (CU - CU). an adequate solution for C 50 is obtained by substituting the old (or initial) value of T in the right side of the above expression for C.

Analoog, is de som over Nt waarden van O”, in de subverzameling {ly*08·, Ογ**81} corresponderende met de positieve subverzameling {1,8°81. Ct/”81} uit vergelijking 2: σβ1 = CO,, CTIe1 + N2K<, (7) 55 en de som N1 waarden van Qj in de subverzameling {l'jnegl, Oyiegl} corresponderende met de negatieve subverzameling {l,negl, Qjnegl} is tevens uit vergelijking 2: αβ1 = ecu ctu + Ν,ις, (β) 9 194108Analogously, the sum over Nt values of O ”, in the subset {ly * 08 ·, Ογ ** 81} is corresponding to the positive subset {1.8 ° 81. Ct / ”81} from equation 2: σβ1 = CO ,, CTIe1 + N2K <, (7) 55 and the sum N1 values of Qj in the subset {l'jnegl, Oyiegl} corresponding to the negative subset {1, negl, Qjnegl} is also from equation 2: αβ1 = ecu ctu + Ν, ις, (β) 9 194108

Vergelijking 8 van vergelijking 7 aftrekkende, wordt K, geëlimineerd, gevende: _ (0*52*0*81 )+C(QS1-Qs2)Subtracting equation 8 from equation 7, K, is eliminated, giving: _ (0 * 52 * 0 * 81) + C (QS1-Qs2)

C0S,*WC0S, * W

Bovendien, is de som over N2 waarden van Γ, in de subverzameling {r,posQ1 Ο*,11080} corresponderende 5 met de positieve subverzameling (l/*050, O,1*80} uit vergelijking 1: I's3 = BIsa BTQ^ + N2K, (9) en de som over N2 waarden van Γ, in de subverzameling {l',"®90, θ',"®00} corresponderende met de negatieve subverzameling {l,ne0Q, 0,"®°°} tevens uit vergelijking 1: Ι'β4 = BI* btq* + N2K, (10) 10 Vergelijking 10 aftrekkende van vergelijking (9) wordt K, geëlimineerd, gevende: T (I'srl'seH^sa*^) B(Qs3*Qs4)In addition, the sum over N2 values of Γ, in the subset {r, posQ1 Ο *, 11080} is 5 corresponding to the positive subset (l / * 050, 0.1 * 80} from equation 1: I's3 = BIsa BTQ ^ + N2K, (9) and the sum of N2 values of Γ, in the subset {1 ', "®90, θ'," ®00} corresponding to the negative subset {1, ne0Q, 0, "® ° °} also from equation 1: Ι'β4 = BI * btq * + N2K, (10) 10 Equation 10 subtracting from equation (9) K, is eliminated, giving: T (I'srl'seH ^ sa * ^) B (Qs3 * Qs4)

De boven genoemde bijgewerkte oplossingen voor B en C gebruikende in de uitdrukkingen voor T, wordt een bijgewerkte oplossing voor T verkregen. Uiteindelijk, worden door het substitueren van de nieuwe 15 waarden Anew, B"®", en Tnew in vergelijkingen 1 en 2, en het sommeren over alle N waarden indien Ij, Qj, Γ,, en Q*j, nieuwe oplossingen verkregen voor K|: Κ^=1| [I*. + B^cr^QHi)].Using the above-mentioned updated solutions for B and C in the expressions for T, an updated solution for T is obtained. Finally, by substituting the new 15 values of Anew, B "®", and Tnew in equations 1 and 2, and summing over all N values if Ij, Qj, Γ ,, and Q * j, new solutions are obtained for K |: Κ ^ = 1 | [I *. + B ^ cr ^ QHi)].

20 en voor K„:20 and for K „:

Kr=n|[Q'-+cneW(reW|r^)]*Kr = n | [Q '- + cneW (reW | r ^)] *

Zetfinstellende kwadratuur modulatoren 25 Een zelfinstellende kwadratuurmodulator die de boven beschreven procedure implementeert is getoond in figuur 3. Een eerste digitaal signaal-verwerker 110 ontvangt een informatiesignaal dat verzonden dient te worden en zet de informatie om naar I en Q golfvormen in overeenstemming met de beoogde modulatie-techniek. De I en Q golfvormen worden van de numerieke waarden geproduceerd door de digitaal signaal-verwerker 110 omgezet in analoge golfvormen onder gebruikmaking van digitaal-in-analoog (D/A) 30 omzettere 112,113 (voor de I respectievelijk Q golfvormen) zoals vereist door een kwadratuurmodulator 114. Aspecten van kwadratuurmodulatoren en de voordelen van hoge bitsnelheid delta-sigma modulatie worden beschreven in de Amerikaanse octrooiaanvrage 07/967027 opgenomen door de bovengenoemde verwijzing. Hoge bitsnelheid delta-sigma modulatiebitstromen worden eenvoudig omgezet naar de analoge spanning die zij representeren door het vormen van de bewegende gemiddelde spanning over een groot 35 aantal bits. Dit kan geschieden door een continue tijd-laagdoorlaatfilter met een bandbreedte die een kleine fractie is van de bitsnelheid maar die nog voldoende is om alle gewenste modulatiecomponenten door te laten. Voor een gebalanceerde signaalconfiguratie, zouden gebalanceerde filters gebruikt worden.Set-Adjusting Quadrature Modulators A self-adjusting quadrature modulator that implements the procedure described above is shown in Figure 3. A first digital signal processor 110 receives an information signal to be transmitted and converts the information to I and Q waveforms in accordance with the intended modulation -Technic. The I and Q waveforms are converted from the numerical values produced by the digital signal processor 110 into analog waveforms using digital-in-analog (D / A) converter 112.113 (for the I and Q waveforms, respectively) as required by a quadrature modulator 114. Aspects of quadrature modulators and the advantages of high bit rate delta-sigma modulation are described in U.S. Patent Application 07/967027 incorporated by the above reference. High bit rate delta-sigma modulation bitstreams are simply converted to the analog voltage they represent by forming the moving average voltage over a large number of bits. This can be done by a continuous time low-pass filter with a bandwidth that is a small fraction of the bit rate but is still sufficient to pass all the desired modulation components. For a balanced signal configuration, balanced filters would be used.

Kwadratuurmodulator-geïntegreerde schakelingen zijn commercieel verkrijgbaar, bijvoorbeeld van Hewlett-Packard Co. (stuk no. MX2001), en van Siemens (stuk no. PMB2200). Deze schakelingen hebben 40 gebalanceerde I en Q invoeren. Indien, in plaats van het gebruiken van hoge bitsnelheid delta-sigma modulatie om numerieke I, Q waarden om te zetten in analoge golfvormen, een conventionele D/A omzetter zoals een 8- of 12-bits inrichting gebruikt zou worden, dan zouden ofwel vier aangepaste inrichtingen nodig zijn om de ± I en ± Q invoeren van de modulator aan te drijven, of een paar inrichtingen met gebalanceerde uitvoeren. Echter kan het gebruik van de delta-sigma techniek geïntegreerd worden als een klein deel van 45 een grotere digitale geïntegreerde schakeling, en de complicaties voorkomen die geassocieerd zijn met het gebruik van conventionele D/A omzettere.Quadrature modulator integrated circuits are commercially available, for example, from Hewlett-Packard Co. (part no. MX2001), and from Siemens (part no. PMB2200). These circuits have 40 balanced I and Q inputs. If instead of using high bit rate delta-sigma modulation to convert numerical I, Q values into analog waveforms, if a conventional D / A converter such as an 8- or 12-bit device were used, then either four appropriate devices are required to drive the ± I and ± Q inputs of the modulator, or a pair of devices with balanced outputs. However, the use of the delta-sigma technique can be integrated as a small portion of a larger digital integrated circuit, avoiding the complications associated with the use of conventional D / A converters.

Een omhoog omzetter 115, bevattende een menger en geschikte banddoorlaatfiltere, vertaalt de uitvoer van de kwadratuurmodulator 114 van een tussenfrequentie, waarbij de kwadratuurmodulator 114 op meest geschikte wijze werkt, naar de transmissiefrequentie. Vermogensversterkere 116,117, verhogen het 50 vermogensniveau tot de gewenste transmissiewaarde. Een koppelaar 118 trekt een monster van het gemoduleerde transmissiesignaal af van welk geschikt punt dan ook in de postmodulatietransmissierij. In figuur 3, waar het monster afgetrokken is van de uiteindelijke frequentie net vóór de laatste transmissie-vermogensversterker 117, wordt het monster vertaald naar beneden tot een geschikte frequentie voor vergelijking met de beoogde modulatie door een omlaagomzetter 119. Een lokale oscillatorfrequentie-55 synthesizer 120 kan geschikt gebruikt worden om zowel de omhoogomzetter 115 als de omlaagomzetter 119 aan te sturen. Alternatief, kan omlaagomzetting geëffectueerd worden door de omlaagomzetter 119 en een andere lokale oscillatorfrequentiesynthesizer mits de andere synthesizer zijn frequentie synthetiseert 194108 10 onder gebruikmaking van de uitvoer van een referentiefrequentiestandaard 121 van waaruit al de andere frequenties f-, tot en met f8> die zoals getoond gebruikt worden, afgeleid zijn. Het zal duidelijk zijn dat het bemonsteren van het signaal laat in de postmodulatietransmissieketen de correctie van fouten die ontstaan in postmodulatorcomponenten toestaat 5 Het omlaag omgezette signaalmonster verkregen van het postgemoduleerde transmissiesignaa) door de koppelaar 118 wordt onderworpen aan een log-polaire digitalisatie onder gebruikmaking van een midden-frequentieversterker 122, die een uitvoersignaal produceert dat ongeveer evenredig i$ met de natuurlijke logaritme van de instantane amplitude van het signaalmonster alsmede een hard beperkt signaal dat de instantane signaalfaseinformatie behoudt. Het logamplitudesignaal wordt gedigitaliseerd door een geschilde 10 analoog-in-digitaal (A/D) omzetter 123 en het hard beperkte, fasebehoudend signaal wordt gedigitaliseerd door een geschikte fasedigitaliseerder 124. De fasedigitaliseerder 124 kan met voordeel geconstrueerd worden zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 5.148.373 dat uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.An up converter 115, including a mixer and suitable bandpass filters, translates the output of the quadrature modulator 114 from an intermediate frequency, with the quadrature modulator 114 operating most suitably, to the transmission frequency. Power amplifier 116,117, raise the 50 power level to the desired transmission value. A coupler 118 subtracts a sample of the modulated transmission signal from any suitable point in the post-modulation transmission array. In Figure 3, where the sample is subtracted from the final frequency just before the last transmission power amplifier 117, the sample is translated down to a suitable frequency for comparison with the intended modulation by a down converter 119. A local oscillator frequency-55 synthesizer 120 can be suitably used to drive both the up converter 115 and the down converter 119. Alternatively, downconversion can be effected by the downconverter 119 and another local oscillator frequency synthesizer provided the other synthesizer synthesizes its frequency 194108 using the output of a reference frequency standard 121 from which all other frequencies f- through f8> those as shown be used, be distracted. It will be appreciated that sampling the signal late in the post-modulation transmission chain allows the correction of errors arising in post-modulator components. The down-converted signal sample obtained from the post-modulated transmission signal) by the coupler 118 is subjected to a log polar digitization using a mid-frequency amplifier 122, which produces an output signal approximately proportional to the natural log of the instantaneous amplitude of the signal sample as well as a hard limited signal that retains the instantaneous signal phase information. The log amplitude signal is digitized by a shelled analog-to-digital (A / D) converter 123, and the hard limited phase-preserving signal is digitized by a suitable phase digitizer 124. The phase digitizer 124 may advantageously be constructed as described in U.S. Patent No. 5,148 .373 expressly incorporated herein by reference.

De A/D omzetter 123 kan van het opeenvolgende benaderingstype zijn met een nauwkeurigheid van 8 15 bits. Alternatief, zou de omzetter 123 eerst hoge bitsnelheids delta-sigma modulatie kunnen toepassen voor het digitaliseren van het signaal, gevolgd door een decimatiefilter om de hoge bitsnelheids delta-sigma bitstroom omlaag te bemonsteren naar een lagere snelheidsstroom van binaire getallen. Hoge bitsnelheids deltamodulatie of alternatief gecompandeerde deltamodulatie zou eveneens gebruikt kunnen worden, met een impliciet differentiatie (dat is, deze meet de snelheidsverandering van het log-amplitudesignaal) dat 20 ongedaan dient te worden door het achteraf numeriek herintegreren. De laatstgenoemde techniek heeft het voordeel dat kleine amplitudeveranderingen meer eenvoudig opgelost kunnen worden, een factor die belangrijk zou kunnen zijn voor modulaties die een kleine modulatiecomponent hebben of zouden dienen te hebben.The A / D converter 123 may be of the successive approximation type with an accuracy of 8 bits. Alternatively, converter 123 may first apply high bit rate delta sigma modulation to digitize the signal, followed by a decimation filter to sample the high bit rate delta sigma bit stream down to a lower rate stream of binary numbers. High bit rate delta modulation or alternatively banned delta modulation could also be used, with an implicit differentiation (that is, it measures the rate change of the log amplitude signal) which must be undone by numerically reintegrating afterwards. The latter technique has the advantage that small amplitude changes can be more easily resolved, a factor that could be important for modulations that have or should have a small modulation component.

De log-polaire gedigitaliseerde signaalmonsters uitgevoerd door de A/D omzetter 123 en de fasedigitalis-25 eerder 124 worden gevoerd naar een tweede digitaal signaalverwerker 125 die tevens van de eerste digitale signaalverwerker 110 de gewenste (ongecorrigeerde) I en Q modulaties ontvangt De tweede digitale signaal-verwerker 125 voert faseuitlijning uit van de signaalmonsters door modulo-2n optelling van een numerieke fase-offsetwaarde bij de fasemonsters voor de log-polaire-in-cartesische omzetting. De tweede digitale signaalverwerker 125 vergelijkt vervolgens de fase uitgelijnde, log-polaire-in-carthesische-omgezette 30 signaalmonsters met de gewenste I en Q modulatiewaarden onder gebruikmaking van een geschikt proces zoals dat dat boven beschreven is om de correctiefactoren te bepalen die teruggevoerd worden naar de eerste digitaal signaal-verwerker 110. De eerste verwerker 110 gebruikt de correctiefactoren om gecorrigeerde, zelfingestelde I en Q golfvormen op te wekken voor modulatie en transmissie. De fase uitlijnings-constante (±δφ) kan tevens bijgewerkt worden door technieken die analoog zijn aan die die reeds boven 35 beschreven zijn, en opeenvolgende cycli leveren opeenvolgende correcties. Natuurlijk, zouden de functies van de verwerkers 110,125 uitgevoerd kunnen worden door een geschikte bekwame signaalverwerker. Een geschikte digitale signaalverwerklngschip is, bijvoorbeeld het model, no. TMS320C50, vervaardigd door Texas Instruments, die kan werken bij instructiesnelheden van ten minste 20 MIPS.The log polar digitized signal samples output by the A / D converter 123 and the phase digitizer-earlier 124 are fed to a second digital signal processor 125 which also receives the desired (uncorrected) I and Q modulations from the first digital signal processor 110. The second digital signal processor 125 performs phase alignment of the signal samples by modulo-2n addition of a numerical phase offset value to the phase samples for the log polar to cartesian conversion. The second digital signal processor 125 then compares the phase aligned, log polar in Cartesian converted signal samples with the desired I and Q modulation values using an appropriate process such as that described above to determine the correction factors fed back to the first digital signal processor 110. The first processor 110 uses the correction factors to generate corrected, self-set I and Q waveforms for modulation and transmission. The phase alignment constant (± δφ) can also be updated by techniques analogous to those already described above 35, and successive cycles yield successive corrections. Of course, the functions of the processors 110,125 could be performed by a suitably skilled signal processor. A suitable digital signal processing vessel is, for example, the model, no. TMS320C50, manufactured by Texas Instruments, which can operate at instruction rates of at least 20 MIPS.

Het zal duidelijk zijn dat de niet ideale eigenschappen en onnauwkeurigheden van I en Q modulatoren In 40 hoofdzaak constant zijn voor aanzienlijke tijdsperiodes, of zeer langzaam veranderen, bijvoorbeeld als gevolg van temperatuursveranderingen, en aldus behoeven de correctiefactoren niet continu bijgewerid te worden. Anderzijds, kunnen de correctiefactoren nagenoeg continu bijgewerkt worden indien de condities dit vereisen, en zelfs zou het naar behoefte bijwerken van de correctiefactoren resulteren In een systeem dat veel sterker reageert, Interactiever is, en nauwkeuriger is dan eerder bekende eenmalige, vaste compense-45 rende modulatorinstellingen. De onderhavige uitvinding is in het bijzonder voordelig wanneer gebruikt met een aftrekkend CDMA systeem onder gebruikmaking van orthogonale codering, zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift en de Amerikaanse octrooiaanvrage die hierboven door verwijzing opgenomen zijn. CDMA demodulatietechnieken zullen nu in combinatie met de signaalgrafieken getoond in figuren 4-6 beschreven worden, die voorbeeldgolfvormen tonen in de coderings- en decoderingsprocessen gebruikt in 50 traditionele CDMA systemen. De golfvormvoorbeelden van figuren 4-6 gebruikend, wordt de verbeterde prestatie van een aftrekkende CDMA demodulatietechniek weergegeven in figuur 7.It will be understood that the non-ideal properties and inaccuracies of I and Q modulators are substantially constant for significant periods of time, or change very slowly, for example due to temperature changes, and thus the correction factors need not be continuously updated. On the other hand, the correction factors can be updated almost continuously if the conditions require it, and even updating the correction factors as needed would result in a system that is much more responsive, more interactive, and more accurate than previously known one-off, fixed compensations. modulator settings. The present invention is particularly advantageous when used with a subtracting CDMA system using orthogonal coding, such as described in U.S. Patent and U.S. Patent Application incorporated herein by reference. CDMA demodulation techniques will now be described in conjunction with the signal graphs shown in Figures 4-6, which show example waveforms in the encoding and decoding processes used in 50 traditional CDMA systems. Using the waveform examples of Figures 4-6, the improved performance of a subtracting CDMA demodulation technique is shown in Figure 7.

Twee verschillende gegevensstromen, in figuur 4 getoond als signaalgrafieken (a) en (d) representeren gedigitaliseerde informatie die over afzonderlijke communicatiekanalen overgebracht dient te worden. Informatiesignaal 1 wordt gemoduleerd onder gebruikmaking van een hoge bitsnelheid digitale code die 55 uniek is voor signaal 1 en die getoond is in signaalgrafiek (b). Voor doeleinden van deze beschrijving, verwijst de uitdrukking "bit” naar een binair cijfer of symbool van het informatiesignaal. De uitdrukking "bitperiode” verwijst naar de tijdsperiode tussen het begin en het einde van één bit van het informatie- 11 194108 signaal. De uitdrukking "chip” verwijst naar een binair getal van het hoge sneiheidscodesignaal. Dienovereenkomstig, verwijst de term "chipperiode" naar de tijdsperiode tussen het begin en het einde van één chip van het codesignaal. Natuurlijk is de bitperiode veel groter dan de chipperiode. Het resultaat van deze modulatie, die in wezen het product is van de twee signaalgolfvormen, is getoond in de signaalgrafiek (c). In 5 Booleaanse notatie, is de modulatie van twee binaire golfvormen in wezen een exdusieve-OF bewerking. Een analoge serie bewerkingen wordt uitgevoerd voor informatiesignaal 2 zoals getoond in signaalgrafieken (d)—(f). In de praktijk zijn natuurlijk veel meer dan twee gecodeerde informatiesignalen over het frequentiespectrum beschikbaar voor cellulaire telefooncommunicaties verspreid. Elk gecodeerd signaal wordt gebruikt om een hoogfrequent draaggolf te moduleren onder gebruikmaking van een willekeurige uit een aantal 10 modulatietechnieken, zoals QPSK. In een cellulair telefoonsysteem, wordt elke gemoduleerde draaggolf over een luchtverbinding verzonden. Bij een radioontvanger, zoals een cellulair basisstation, worden alle signalen die elkaar overlappen in de toegewezen frequentiebandbreedte samen ontvangen. De individueel gecodeerde signalen worden opgeteld, zoals weergegeven in de signaalgrafieken (a)-(c)van figuur 5, om een composiet signaalgolfvorm te vormen (grafiek c).Two different data streams, shown in Figure 4 as signal graphs (a) and (d), represent digitized information to be transferred over separate communication channels. Information signal 1 is modulated using a high bit rate digital code 55 unique to signal 1 and shown in signal graph (b). For purposes of this description, the term "bit" refers to a binary digit or symbol of the information signal. The term "bit period" refers to the time period between the start and end of one bit of the information 11 194108 signal. The term "chip" refers to a binary number of the high speed code signal. Accordingly, the term "chip period" refers to the time period between the beginning and the end of one chip of the code signal. Of course, the bit period is much larger than the chip period. result of this modulation, which is essentially the product of the two signal waveforms, is shown in the signal graph (c) In 5 Boolean notation, the modulation of two binary waveforms is essentially an exlusive-OR operation. outputted for information signal 2 as shown in signal graphs (d) - (f) .In practice, of course, much more than two coded frequency spectrum information signals are available for cellular telephone communications.Each coded signal is used to modulate a high-frequency carrier wave. any of a number of 10 modulation techniques, such as QPSK In a cellular t telephone system, each modulated carrier is transmitted over an air link. In a radio receiver, such as a cellular base station, all signals overlapping in the assigned frequency bandwidth are received together. The individually coded signals are added, as shown in the signal graphs (a) - (c) of Figure 5, to form a composite signal waveform (graph c).

15 Na demodulatie van het ontvangen signaal tot de geschikte basisbandfrequentie, vindt het decoderen van het composietsignaal plaats. Informatiesignaal 1 kan gedecodeerd worden of ontspreid worden door het vermenigvuldigen van het ontvangen compositiesignaal getoond in figuur 5(c) met de unieke code die oorspronkelijk gebruikt is om signaal 1 te moduleren getoond in signaalgrafiek (d). Het resulterende signaal wordt geanalyseerd om te beslissen wat de polariteit is (hoog of laag, +1 of -1, ”1” of ”0”) van elke 20 informatiebitperiode van het signaal. De details van hoe de codegenerator van de ontvanger in de tijd gesynchroniseerd wordt met de uitgezonden code is bekend in de stand der techniek.After demodulation of the received signal to the appropriate baseband frequency, the decoding of the composite signal takes place. Information signal 1 can be decoded or despread by multiplying the received composite signal shown in Figure 5 (c) by the unique code originally used to modulate signal 1 shown in signal graph (d). The resulting signal is analyzed to decide the polarity (high or low, +1 or -1, "1" or "0") of every 20 information bit period of the signal. The details of how the receiver's code generator is synchronized in time with the transmitted code are known in the art.

Deze beslissingen kunnen gemaakt worden door het nemen van een gemiddelde of merendeel van de stemmen van de chippolariteiten gedurende elke bitperiode. Dergelijke "harde beslissingsmakende processen” zijn accepteerbaar zolang er geen signaalonduidelijkheid is. Gedurende de eerste bitperiode in 25 de signaalgrafiek (f) is de gemiddelde chipwaarde bijvoorbeeld +1, 00 hetgeen eenvoudig een bitpolariteit +1 aanduidt. Analoog is de gemiddelde chipwaarde gedurende de derde bitperiode +0,75, en is de bitpolariteit tevens meest waarschijnlijk +1. Echter is in de tweede bitperiode de gemiddelde chipwaarde 0, en het merendeel van de stemmen of gemiddelde test verschaft geen accepteerbare polariteitswaarde.These decisions can be made by taking an average or a majority of the votes of the chip polarities during each bit period. Such “hard decision-making processes” are acceptable as long as there is no signal ambiguity. During the first bit period in the signal graph (f), the average chip value is, for example, +1.00, which simply indicates a bit polarity +1. Analogously, the average chip value during the third bit period + 0.75, and the bit polarity is also most likely +1, however, in the second bit period, the average chip value is 0, and the majority of votes or average test does not provide an acceptable polarity value.

In dergelijke dubbelzinnige situaties, dient een "zacht” beslissingsmakend proces gebruikt te worden om 30 de bitpolariteit te bepalen. Bijvoorbeeld, kan een analoge spanning evenredig met het ontvangen signaal na ontspreiding geïntegreerd worden over het aantal chipperiodes corresponderende met een enkel informatie-bit. Het teken of polariteit van het netto integratieresultaat geeft aan dat de bitwaarde een -f 1 of -1 is.In such ambiguous situations, a "soft" decision-making process should be used to determine the bit polarity. For example, an analog voltage proportional to the received signal after despreading can be integrated over the number of chip periods corresponding to a single information bit. sign or polarity of the net integration result indicates that the bit value is -f 1 or -1.

Het decoderen van signaal 2, analoog aan dat van signaal 1, is in de signaalgrafieken (a)-(b) van figuur 6 weergegeven. Echter zijn er na het decoderen geen ondubbelzinnige bitpolariteitssituaties.The decoding of signal 2, analogous to that of signal 1, is shown in the signal graphs (a) - (b) of Figure 6. However, there are no unambiguous bit polarity situations after decoding.

35 Theoretisch, kan dit decoderingsschema gebruikt worden om elk signaal te decoderen dat het composietsignaal opbouwL Ideaal, wordt de bijdrage van ongewenste interfererende signalen geminimaliseerd wanneer de digitale spreidingscodes orthogonaal op de ongewenste signalen staan. (Twee binaire reeksen zijn orthogonaal indien zij in precies één helft van hun bitposities verschillen). Ongelukkigerwijs, bestaat slechts een bepaald aantal orthogonale codes voor een bepaalde woordlengte. Een ander probleem is dat 40 orthogonaliteit uitsluitend gehandhaafd kan worden wanneer de relatieve tijdsuitlijning tussen twee signalen strikt gehandhaafd wordt In communicatieomgevingen waar draagbare radioeenheden constant bewegen, zoals in cellulaire systemen, is nauwkeurige tijdsuitlijning moeilijk te bereiken. Wanneer codeorthoganaliteit niet gegarandeerd kan worden, kunnen op ruis gebaseerde signalen storen met de werkelijke bitreeksen die geproduceerd zijn door verschillende codegeneratoren, bijvoorbeeld de mobiele telefoons. In vergelijking 45 met de oorspronkelijke gecodeerde signaalenergieën is de energie van de ruissignalen echter gebruikelijk klein.Theoretically, this decoding scheme can be used to decode any signal that builds the composite signal. Ideal, the contribution of unwanted interfering signals is minimized when the digital spreading codes are orthogonal to the unwanted signals. (Two binary strings are orthogonal if they differ in exactly one half of their bit positions). Unfortunately, only a certain number of orthogonal codes exist for a certain word length. Another problem is that orthogonality can only be maintained when the relative time alignment between two signals is strictly maintained. In communication environments where portable radio units move constantly, such as in cellular systems, accurate time alignment is difficult to achieve. When coding orthoganality cannot be guaranteed, noise-based signals may interfere with the actual bit sequences produced by various code generators, for example the mobile phones. However, compared to the original encoded signal energies, the energy of the noise signals is usually small.

"Verwerkingsversterking” is een parameter van gespreid-spectrum systemen, en voor een direct spreidingssysteem wordt dit gedefinieerd als de verhouding van de spreidende of coderende bitsnelheid met de onderliggende informatiebitsnelheid, dat is het aantal chips per informatiebit of symbool. Dus is de 50 verwerkingsversterking in wezen de bandbreedteverspreidingsverhouding, dat is de verhouding van de bandbreedtes van de spreidende code en het informatiesignaal. Hoe groter de codebitsnelheid, hoe breder de informatie verspreid wordt en hoe groter de spreidingsverhouding. Bijvoorbeeld, heeft een één kilobit per seconde informatiesnelheid gebruikt om een één megabit per seconde codesignaal te moduleren een verwerkingversterking van 1000:1. De verwerkingsversterking getoond in figuur 4 is bijvoorbeeld 8:1, de 55 verhouding van de codechipsnelheid tot de informatiegegevensstroombitsnelheid."Processing Gain" is a parameter of spread spectrum systems, and for a direct spread system it is defined as the ratio of the spreading or encoding bit rate to the underlying information bit rate, which is the number of chips per information bit or symbol. So the 50 processing gain in basically the bandwidth spreading ratio, which is the ratio of the bandwidths of the spreading code and the information signal. per second code signal to modulate a processing gain of 1000: 1. The processing gain shown in Figure 4 is, for example, 8: 1, the 55 ratio of the code chip rate to the information data stream bit rate.

Grote verwerkingsversterkingen reduceren de kans op het decoderen van ruissignalen gemoduleerd onder gebruikmaking van ongecorreleerde codes. Bijvoorbeeld wordt verwerkingsversterking gebruikt in 194108 12 militaire samenhang om de onderdrukking van vijandige stoorsignalen te meten. In andere omgevingen, zoals cellulaire systemen, bevordert verwerkingsversterking het onderdrukken van andere, bevriende signalen die aanwezig zijn op dezelfde communicatiekanalen maar codes gebruiken die ongecorreleerd zijn met de gewenste code. In de samenhang van de aftrekkende CDMA de-modulatietechniek, omvat "ruis” 5 zowel vijandige als bevriende signalen, en kan gedefinieerd worden als welke signalen dan ook anders dan het signaal van belang, dat is het te coderen signaal. Het boven beschreven voorbeeld uitbreidend, indien een signaal-tot-interferentieverhouding van 10:1 vereist is en de verwerkingsversterking 1000:1 is, hebben conventionele CDMA systemen de capaciteit om tot 101 signalen van gelijke energie toe te staan hetzelfde kanaal te delen. Gedurende decodering, worden 100 van de 101 signalen onderdrukt tot 1/10006 van hun 10 origineel interfererend vermogen. De totale interferentie-energie is dus 100/1000, of 1/10, in vergelijking met de gewenste informatie-energie van eenheid. Met de informatiesignaalenergie tien keer groter dan de interferentie-energie, kan het informatiesignaal nauwkeurig gecorreleerd worden.Large processing gains reduce the chance of decoding noise signals modulated using uncorrelated codes. For example, processing gain is used in 194108 12 military consistency to measure the suppression of hostile interference signals. In other environments, such as cellular systems, processing gain promotes suppression of other friendly signals that are present on the same communication channels but use codes that are uncorrelated with the desired code. In the context of the subtracting CDMA de-modulation technique, "noise" includes both hostile and friendly signals, and can be defined as any signals other than the signal of interest, which is the signal to be encoded. Expanding the example described above if a signal to interference ratio of 10: 1 is required and the processing gain is 1000: 1, conventional CDMA systems have the capacity to allow up to 101 signals of equal energy to share the same channel. 101 signals suppresses up to 1/10006 of their 10 original interfering power, so the total interference energy is 100/1000, or 1/10, compared to the desired information energy of unit.With the information signal energy ten times greater than the interference energy, the information signal can be accurately correlated.

Samen met de vereiste signaal-tot-interferentieverhouding, bepaalt de verwerkingsversterking het aantal toegestane overlappende signalen in hetzelfde kanaal. Dat dit nog steeds de conventionele manier is voor 15 het beschouwen van de capaciteitsgrenzen van CDMA systemen kan herkend worden door bijvoorbeeld het --bovengenoemdeartiketvan Gilhousen et al te lezen.Together with the required signal-to-interference ratio, the processing gain determines the number of allowed overlapping signals in the same channel. That this is still the conventional way of considering the capacity limits of CDMA systems can be recognized, for example, by reading the above-mentioned article by Gilhousen et al.

In tegenstelling tot conventionele CDMA, is een belangrijk aspect van de aftrekkende CDMA demodula-tietechniek de herkenning dat de onderdrukking van bevriende CDMA signalen niet beperkt wordt door de verwerkingsversterking van de gespreid-spectrum demodulator zoals het geval is bij de onderdrukking van 20 militaire stoorsignalen. Een groot percentage van de andere signalen opgenomen in een ontvangen, composiet signaal zijn geen onbekende stoorsignalen of omgevingsruis die niet gecorreleerd kunnen worden. In plaats daarvan, is het merendeel van de ruis, zoals boven gedefinieerd, bekend en wordt gebruikt om het decoderen van het signaal van belang te bevorderen. Het feit dat de kenmerken van de meeste van deze ruissignalen bekend zijn, omvattende een corresponderende spreidingscode, wordt in de 25 aftrekkende CDMA demodulatietechniek gebruikt om systeemcapaciteit en de nauwkeurigheid van het signaaldecoderingsproces te verbeteren. In plaats van het eenvoudig decoderen van elk informatiesignaal uit het composietsignaal, verwijdert de aftrekkende CDMA demodulatietechniek tevens elk informatiesignaal uit het composietsignaal nadat dit gedecodeerd is. Deze signalen die achterblijven worden uitsluitend gedecodeerd uit de rest van het composietsignaal. Dientengevolge, interfereren de reeds gedecodeerde 30 signalen niet met het decoderen van de resterende signalen.In contrast to conventional CDMA, an important aspect of the subtracting CDMA demodulation technique is the recognition that the suppression of friendly CDMA signals is not limited by the processing gain of the spread-spectrum demodulator as is the case with the suppression of military interference signals. A large percentage of the other signals included in a received composite signal are not unknown interference signals or environmental noise that cannot be correlated. Instead, most of the noise as defined above is known and is used to aid decoding of the signal of interest. The fact that the characteristics of most of these noise signals are known, including a corresponding spreading code, is used in the subtracting CDMA demodulation technique to improve system capacity and the accuracy of the signal decoding process. Rather than simply decoding each information signal from the composite signal, the subtracting CDMA demodulation technique also removes any information signal from the composite signal after it has been decoded. These remaining signals are only decoded from the rest of the composite signal. As a result, the already decoded signals do not interfere with the decoding of the remaining signals.

Bijvoorbeeld kan, In figuur 7, indien signaal 2 reeds gedecodeerd is zoals getoond in de signaalgrafiek (a), de gecodeerde vorm van signaal 2 gereconstrueerd worden zoals getoond in de signaalgrafieken (b) en (c) (met het begin van de eerste bitperiode van de gereconstrueerde gegegevensstroom voor signaal 2 uitgelijnd met het begin van de vierde chip van de code voor signaal 2 zoals getoond in figuur 4 signaal-35 grafieken (d) en (e)), en afgetrokken van het composietsignaal in de signaalgrafiek (d) (opnieuw met de eerste chip van het gereconstrueerde gecodeerde signaal 2 uitgelijnd met de vierde chip van het ontvangen composietsignaal) om gecodeerd signaal 8 achter te laten in de signaalgrafiek (e). Dit wordt eenvoudig geverifieerd door het vergelijken van signaalgrafiek (e) in figuur 7 met signaalgrafiek (c) in figuur 4 (afgeknot door het verwijderen van de eerste drie en de allerlaatste chip). Signaal 1 wordt eenvoudig opnieuw 40 gevangen door het vermenigvuldigen van het gecodeerde signaal 1 met code 1 om signaal 1 te reconstrueren. Merk op dat daar de bitperiodes van gegevensstromen voor signalen 1 en 2 ten opzichte van elkaar verschoven zijn door 2 chips er slechts 6+1 chips zijn in de eerste bitperiode van het opnieuw gevangen signaal 1 getoond in de figuur 7 signaalgrafiek (f). Het is significant dat terwijl de conventionele CDMA coderingsmethode niet in staat is tot het bepalen of de polariteit van het informatiebit in de tweede 45 bitperiode van signaal 1 een +1 of een -1 in signaalgrafiek (f) van figuur 5 was, de decoderingsmethode van de aftrekkende CDMA demodulatietechniek effectief deze dubbelzinnigheid oplost door eenvoudig signaal 2 uit het composietsignaal te verwijderen.For example, In Figure 7, if signal 2 is already decoded as shown in the signal graph (a), the encoded form of signal 2 can be reconstructed as shown in the signal graphs (b) and (c) (with the beginning of the first bit period of the reconstructed data stream for signal 2 aligned with the beginning of the fourth chip of the code for signal 2 as shown in Figure 4 signal-35 graphs (d) and (e)), and subtracted from the composite signal in the signal graph (d) (again with the first chip of the reconstructed coded signal 2 aligned with the fourth chip of the received composite signal) to leave coded signal 8 in the signal graph (e). This is easily verified by comparing signal graph (e) in Figure 7 with signal graph (c) in Figure 4 (truncated by removing the first three and the very last chip). Signal 1 is simply re-captured by multiplying the coded signal 1 by code 1 to reconstruct signal 1. Note that since the bit periods of data streams for signals 1 and 2 are shifted relative to each other by 2 chips, there are only 6 + 1 chips in the first bit period of the re-captured signal 1 shown in the Figure 7 signal graph (f). Significantly, while the conventional CDMA encoding method is unable to determine whether the polarity of the information bit in the second 45 bit period of signal 1 was a +1 or a -1 in signal graph (f) of Figure 5, the decoding method of the subtracting CDMA demodulation technique effectively solves this ambiguity by simply removing signal 2 from the composite signal.

Een algemeen CDMA systeem zal nu beschreven worden onder verwijzing naar figuren 8(a), 8(b). In de zender getoond in figuur 8(a), wordt een informatiebron zoals spraak omgezet van analoog formaat in 50 digitaal formaat in een conventionele broncodeerder 20. De digitale bitstroom opgewekt door de zenderbron-codeerder 20 kan verder verwerkt worden in een zenderfoutcorrectiecodeerder 22 die redundantie toevoegt die de bandbreedte of bitsnelheid van de transmissie vergroot. In reactie op een spreidingscodeselectie-signaal van een geschikt stuurmechanisme zoals een programmeerbare microprocessor (niet weergegeven), wordt een bepaalde spreidingscode opgewekt door een zend-spreidingscodegenerator 24, die een 55 pseudowillekeurige getalgenerator kan zijn. De geselecteerde spreidingscode wordt opgeteld in een modulo-2 opteller 26 met het gecodeerde informatiesignaal uit de foutcorrectiecodeerder 22. Het zal duidelijk zijn dat de modulo-2 optelling van twee binaire reeksen essentieel een exdusieve-OF bewerking in 13 194108 binaire logica is. De modulo-2 sommatie "spreidt” effectief elk bit informatie van de codeerder 22 in een groot aantal "chips”.A general CDMA system will now be described with reference to Figures 8 (a), 8 (b). In the transmitter shown in Figure 8 (a), an information source such as speech is converted from analog format to 50 digital format in a conventional source encoder 20. The digital bit stream generated by the transmitter source encoder 20 can be further processed in a transmitter error correction encoder 22 which has redundancy which increases the bandwidth or bit rate of the transmission. In response to a spreading code selection signal from a suitable control mechanism such as a programmable microprocessor (not shown), a particular spreading code is generated by a transmit spreading code generator 24, which may be a 55 pseudo-random number generator. The selected spreading code is added into a modulo-2 adder 26 with the encoded information signal from the error correction coder 22. It will be appreciated that the modulo-2 addition of two binary sequences is essentially an exlusive-OR operation in 13 194108 binary logic. The modulo-2 summation effectively "spreads" each bit of information from the encoder 22 into a large number of "chips".

Het gecodeerde signaal uitgevoerd door de opteller 26 wordt gebruikt om een hoogfrequent draaggolf te moduleren onder gebruikmaking van een modulatietechniek zoals QPSK in een modulator 28. De gemodu-5 leerde draaggolf wordt verzonden over een luchtverbinding door middel van een conventionele radiozender 30. Een groot aantal van de gecodeerde signalen die elkaar overlappen in de toegewezen frequentieband wordt samen ontvangen in de vorm van een composietsignaalgolfvorm bij een radioontvanger 32, zoals een cellulair radiotelefoonbasisstation, weergegeven in figuur 8(b). Na demodulatie in een demodulator 34 tot basisband, wordt het composietsignaal gedecodeerd.The encoded signal output by the adder 26 is used to modulate a high-frequency carrier using a modulation technique such as QPSK in a modulator 28. The modulated carrier is transmitted over an air link through a conventional radio transmitter 30. A large number of the encoded signals overlapping in the assigned frequency band is received together in the form of a composite signal waveform at a radio receiver 32, such as a cellular radio telephone base station, shown in Figure 8 (b). After demodulation in a demodulator 34 to baseband, the composite signal is decoded.

10 Een individueel informatiesignaal wordt gedecodeerd of "ontspreid" door het vermenigvuldigen van het composietsignaal met de corresponderende unieke spreidingscode geproduceerd door een ontvangersprei-dingscodegenerator 36. Deze unieke code correspondeert met die spreidingscode die oorspronkelijk gebruikt wordt om dat informatiesignaal In de zendspreidingscodegenerator 24 te spreiden. De spreidingscode en het gedemoduleerde signaal worden door een vermenigvuldiger 38 gecombineerd. Daar verschei-15 dene ontvangen chips een enkel bit van verzonden informatie representeren, kan het ultvoersignaal van vermenigvuldiger 38 opeenvolgend geïntegreerd worden over een bepaald aantal chips teneinde de actuele waardes van de informatiebits te verkrijgen. Zoals boven beschreven, kunnen deze bitwaardebeslissingen gemaakt worden door het nemen van een gemiddelde of merendeel van de stemmen van de chip-polariteiten gedurende elke bitperiode. In elk geval, worden de uitvoersignalen van vermenigvuldiger 38 20 uiteindelijk aangelegd op een ontvangerfoutcorretiedecodeerder 40 die het proces aangelegd door de zenderfoutcorrectiecodeerder 22 omkeert, en de resulterende digitale informatie wordt omgezet in analoog formaat (bijvoorbeeld spraak) door een brondecodeerder 42.An individual information signal is decoded or "despreaded" by multiplying the composite signal by the corresponding unique spreading code produced by a receiver spreading code generator 36. This unique code corresponds to that spreading code originally used to spread that information signal in the transmit spreading code generator 24. The spreading code and the demodulated signal are combined by a multiplier 38. Since several received chips represent a single bit of transmitted information, the output signal of multiplier 38 may be sequentially integrated over a given number of chips to obtain the current values of the information bits. As described above, these bit value decisions can be made by taking an average or a majority of the votes of the chip polarities during each bit period. In any case, the output signals from multiplier 38 20 are eventually applied to a receiver error correction decoder 40 which reverses the process applied by the transmitter error correction encoder 22, and the resulting digital information is converted to analog format (e.g., speech) by a source decoder 42.

Zoals boven beschreven, kan dit decoderingsschema theoretisch gebruikt worden om elk signaal in het composietsignaal te decoderen. Ideaal, wordt de bijdrage van ongewenste, interfererende signalen 25 geminimaliseerd wanneer de digitale spreidingscodes orthogonaal op deze ongewenste signalen staan en wanneer de relatieve timing tussen de signalen strikt gehandhaafd wordt Ongelukkigerwijs, bestaat slechts een bepaald aantal orthogonale codes voor een eindige woordlengte, en in communicatieomgevingen waar draagbare radioeenheden constant bewegen, zoals in cellulaire systemen, is tijduitlijning moeilijk te verkrijgen.As described above, this decoding scheme can theoretically be used to decode any signal in the composite signal. Ideally, the contribution of unwanted, interfering signals 25 is minimized when the digital spreading codes are orthogonal to these unwanted signals and when the relative timing between the signals is strictly maintained. Unfortunately, only a certain number of orthogonal codes for a finite word length exist, and in communication environments where portable radio units move constantly, such as in cellular systems, time alignment is difficult to obtain.

30 In een bevoorkeurd CDMA communicatiesysteem, is de foutcorrectiecodering gebaseerd op orthogonale of biorthogonale blokcodering van de te verzenden informatie. In orthogonale blokcodering, wordt een aantal bits M dat verzonden dient te worden omgezet naar één van 2M2M-bitorthogonale codewoorden. Het decoderen van een orthogonaal codewoorden omvat correlatie met alle elementen van de verzameling van N = 2M codewoorden. De binaire index van het codewoord dat de hoogste correlatie geeft levert de 35 gewenste informatie. Bijvoorbeeld, is indien een correlatie van 16-bit codewoorden genummerd 0-15 de hoogste correlatie op het tiende 16-bit codewoord produceert, het onderliggende informatiesignaal het 4-bit binaire codewoord 1010 (hetgeen het gehele getal 10 in decimale notatie is, dus, de index van 10). Een dergelijke code wordt tevens een [16,4] orthogonale blokcode genoemd en heeft een spreidingsverhouding R s 16/4 s 4. Door het inverteren van alle bits van de codewoorden, kan één verdere bitinformatie per 40 codewoord getransporteerd worden. Dit type van codering staat bekend als bi-orthogonale blokcodering.In a preferred CDMA communication system, the error correction coding is based on orthogonal or biorthogonal block coding of the information to be transmitted. In orthogonal block coding, a number of bits M to be transmitted are converted to one of 2M2M bit orthogonal codewords. Decoding an orthogonal codewords includes correlation with all elements of the set of N = 2M codewords. The binary index of the codeword that gives the highest correlation provides the desired information. For example, if a correlation of 16-bit codewords numbered 0-15 produces the highest correlation on the tenth 16-bit codeword, the underlying information signal is the 4-bit binary codeword 1010 (which is the integer 10 in decimal notation, so, the index of 10). Such a code is also called a [16.4] orthogonal block code and has a spreading ratio R s 16/4 s 4. By inverting all bits of the code words, one further bit information per 40 code word can be transported. This type of coding is known as bi-orthogonal block coding.

Een significante eigenschap van dergelijke codering is dat gelijktijdige correlatie met al de orthogonale blokcodewoorden in een verzameling efficiënt uitgevoerd kan worden door middel van een snelle Walsht-ransformatie(FWT)inrichting. In het geval bijvoorbeeld van een [128,7] blokcode, worden 128 invoersignaal·· monsters getransformeerd in een 128-punt Walsh spectrum waarin elk punt in het spectrum de waarde 45 representeert van de correlatie van de invoersignaalmonsters met één van de codewoorden in de verzameling. Een programmeerbare digitaal signaal-verwerker kan eenvoudig geconfigureerd worden om Walsh transformaties te berekenen, hoewel het gebruik van de FWT gebruikelijk meer efficiënt is. Een geschikte FWT verwerker wordt beschreven in de gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvragen 07/735805 ingediend op 25 juli 1991, die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.A significant feature of such encoding is that simultaneous correlation with all the orthogonal block codewords in a set can be efficiently performed by means of a fast Walsht transform (FWT) device. For example, in the case of a [128.7] block code, 128 input signal samples are transformed into a 128-point Walsh spectrum in which each point in the spectrum represents the value 45 of the correlation of the input signal samples with one of the code words in the collection. A programmable digital signal processor can be easily configured to calculate Walsh transforms, although using the FWT is usually more efficient. A suitable FWT processor is described in commonly assigned United States Patent Applications 07/735805 filed July 25, 1991, which is expressly incorporated herein by reference.

50 In een voorkeursuitvoering van de onderhavige uitvinding, worden communicatiesignalen eerst gecodeerd in 7-bit bytes die vervolgens verder gecodeerd worden onder gebruikmaking van een [128,7] orthogonale Walsh-Hadamard blokcode teneinde 128-bit codewoorden te produceren. De codewoorden voor eik bepaald signaal worden gecodeerd door modulo-2 optelling van een coderingsmasker dat uniek voor elk signaal Is. De gecodeerde codewoorden worden vervólgens bitserieel verzonden door middel van filtering en 55 modulatie. Een bevoorkeurd systeem wordt beschreven in gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvrage 07/866865 ingediend op 10 april 1992, getiteld "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communications”, die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.In a preferred embodiment of the present invention, communication signals are first encoded into 7-bit bytes which are then further encoded using a [128.7] orthogonal Walsh-Hadamard block code to produce 128-bit codewords. The codewords for each particular signal are encoded by modulo-2 addition of an encoding mask that is unique to each signal. The coded codewords are then sent bit-serially by means of filtering and 55 modulation. A preferred system is described in commonly assigned United States Patent Application 07/866865 filed April 10, 1992, entitled "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communications", which is expressly incorporated herein by reference.

194108 14194108 14

Het filteren en omzetten in I en Q modulatiegolfvormen wordt bij voorkeur uitgevoerd in de eerste digitale signaal-verwerker 110 voor alle signalen die gebruik maken van hetzelfde frequentiesignaal. De I en Q golfvormen worden vervolgens samen opgeteld met een weegfactor afhankelijk van de relatieve signaal* sterkte waarmee elk signaal verzonden dient te worden daar het logisch is en voordelig is om met een 5 grotere signaalsterkte uit te zenden naar mobiele stations die verder weg zijn, bij extreem bereik, terwijl bij lagere signaalsterkte zendend naar mobiele stations die dichter bij het basisstation zijn. De gesommeerde I en Q golfvormen worden vervolgens onderworpen aan de boven beschreven correctiefactoren alvorens uitgevoerd te worden door de eerste digitaal signaal-verwerker naar D/A omzettere 112,113 voor daaropvolgende kwadratuurmodulatie door de kwadratuurmodulator 114. De ongecorrigeerde I en Q waarden worden 10 tevens uitgevoerd uit de eerste digitaal signaal-verwerker 110 naar de tweede digitaal signaalverwerker 125 voor vergelijking met de gemeten waarden bepaald door de modulatiebeoordelingsontvanger.Filtering and converting to I and Q modulation waveforms is preferably performed in the first digital signal processor 110 for all signals using the same frequency signal. The I and Q waveforms are then added together by a weighting factor depending on the relative signal * strength with which each signal is to be transmitted since it makes sense and is advantageous to transmit with higher signal strength to mobile stations further away, at extreme range, while at lower signal strength transmitting to mobile stations closer to the base station. The summed I and Q waveforms are then subjected to the correction factors described above before being output by the first digital signal processor to D / A converter 112,113 for subsequent quadrature modulation by the quadrature modulator 114. The uncorrected I and Q values are also output from the first digital signal processor 110 to the second digital signal processor 125 for comparison with the measured values determined by the modulation evaluation receiver.

In deze bevoorkeurde implementatie, gebruiken ontvangers voor het composiet CDMA signaal uitgezonden door een basisstation de bovengenoemde aftrekkende CDMA techniek en in het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift en de octrooiaanvrage beschreven. Elk mobiel station decodeert de sterkste van 15 de orthogonaal gecodeerde signalen eerst door het decoderen met het coderingsmasker van het sterkste signaal, een 128-punts FWT uitvoerend, en bepalende de grootste van de 128 transformatiecomponenten om te detecteren welke codewoord het meest waarschijnlijk verzonden is. Het gedetecteerde codewoord wordt vervolgens afgetrokken van het composietsignaal, bijvoorbeeld door het gelijk aan nul stellen van de grootste transformatiecomponent, het uitvoeren van 12-punts inverse snelle Walshtransformatie (IFWT) en 20 tenslotte het hertoepassen van de coderingscode. Het proces wordt opeenvolgend herhaald op het restcomposietsignaal onder gebruikmaking van de decoderingscode corresponderende met het daaropvolgende sterkste signaal enz. totdat het mobiele station het signaal dat daarvoor bestemd is gedecodeerd heeft. Op deze manier, worden de sterkere signalen weerhouden van het hinderen van het decoderen van de zwakkere signalen die deze overlappen.In this preferred implementation, receivers for the composite CDMA signal emitted from a base station use the aforementioned subtracting CDMA technique and are described in the aforementioned U.S. Patent and Patent Application. Each mobile station decodes the strongest of the orthogonally encoded signals first by decoding the strongest signal using the encoding mask, executing a 128-point FWT, and determining the largest of the 128 transform components to detect which codeword is most likely to be transmitted. The detected codeword is then subtracted from the composite signal, for example, by equalizing the largest transform component to zero, performing 12-point inverse fast Walsh transform (IFWT) and finally re-applying the coding code. The process is repeated sequentially on the residual composite signal using the decoding code corresponding to the next strongest signal, etc., until the mobile station has decoded the dedicated signal. In this way, the stronger signals are prevented from hindering the decoding of the weaker signals overlapping them.

25 Wanneer een signaal afgetrokken wordt, wordt een golfvorm die theoretisch overeenkomt met een perfecte modulatie afgetrokken, als een rest welke onnauwkeurigheid dan ook in het modulatieproces achterlatend. Volgens deze voorkeursuitvoering van de onderhavige uitvinding, wordt een aftrekkende CDMA ontvanger als de modulatiebeoordelingsontvanger gebruikt voor het corrigeren van de zender-moduiatie onnauwkeurigheden. Bovendien, kunnen de correctiefactoren onmiddellijk geïdentificeerd worden 30 met bepaalde transformatiecomponenten geproduceerd door de FWT.When a signal is subtracted, a waveform that theoretically corresponds to a perfect modulation is subtracted, leaving as a residue any inaccuracy in the modulation process. According to this preferred embodiment of the present invention, a subtracting CDMA receiver is used as the modulation assessment receiver to correct the transmitter modulation inaccuracies. In addition, the correction factors can be immediately identified with certain transform components produced by the FWT.

De modulatie die gebruikt wordt om de 128-bit gecodeerde Walsh-Hadamard codewoorden bit-serieel te verzenden is bij voorkeur de gevormde offset kwadratuuramplitudemodulatie (SOQAM), die met OQPSK gerelateerd is doordat even bits toegepast worden op de I fase en oneven bits afwisselend toegepast worden op de Q fase. De bemonsteringspunten voor SOQAM worden getoond in de I en Q golfvormen 35 weergegeven in figuur 9. De gewenste bemonsteringspunten getoond in figuur 9 worden op een conventionele manier gebruikt om de karakteristieken van de kloksignalen fB, fe te bepalen geproduceerd door de referentiefrequentie- en timinggenerator 121. OQPSK wordt verder beschreven in de boven genoemde publicatie van S. Gronenmeyer et al.The modulation used to transmit the 128-bit encoded Walsh-Hadamard codewords bit-serially is preferably the offset quadrature amplitude modulation (SOQAM) formed, which is related to OQPSK by applying even bits to the I phase and odd bits alternately on the Q phase. The sampling points for SOQAM are shown in the I and Q waveforms 35 shown in Figure 9. The desired sampling points shown in Figure 9 are used in a conventional manner to determine the characteristics of the clock signals fB, fe produced by the reference frequency and timing generator 121 OQPSK is further described in the aforementioned publication of S. Gronenmeyer et al.

Bij de ontvanger dienen in principe signaalmonsters afwisselend uit de I en Q kanalen genomen te 40 worden om 128-monster bloks te verkrijgen (representerende één van de 128 128-bit Walsh-Hadamard blokcodewoorden) waarna FWT uitgevoerd wordt. Niettemin, worden door het toepassen van een voor-rotatie van de fase van het ontvangen signaal bedragende een progressieve 90° per bitperiode, de fases van de even bits geroteerd met 0° of 180°, hetgeen de even bits in het I kanaal achterlaat ofschoon de helft van de even bits geïnverteerd zijn, en de fases van de oneven bits worden geroteerd met 90° of 270°, 45 hetgeen de oneven bits uit het O kanaal roteert in het I kanaal. Na een dergelijke voorrotatie, kunnen alle 128 monsters voor de FWT verzameld worden uit hetzelfde kanaal (in dit voorbeeld het I kanaal). Het effect van de voorrotatie is om de tekens van de monsters volgens het patroon u— ι i-ι t- te veranderen, hetgeen het Walsh-Hadarmard basiscodewoord W2 is. Dienovereenkomstig zal het gedetecteerde codewoord geoffset zijn door een bitsgewijze modulo-2 optelling van twee van het codewoord verzonden als 50 gevolg van de mathematische eigenschappen van Walsh-Hadamard codewoorden. Het is eenvoudig om het gedetecteerd codewoord te corrigeren door bitsgewijs-modulo-2 aftrekking van de offset twee. Bijvoorbeeld, indien de decimale gegevensblok 73 (binair getal 01001001) verzonden wordt door het zenden van het 128-bit Walsh-Hadamard codewoord W73, zal het gegevensblok 75 (binair getal 01001011) gedetecteerd worden als gevolg van voorrotatie-effecL Bitsgewijze modulo-2 optelling van binair getal 00000010 corrigeert 55 het geïnverteerde gegevensbft.In principle, signal samples must be taken alternately from the I and Q channels at the receiver to obtain 128 sample blocks (representing one of the 128 128-bit Walsh-Hadamard block code words) after which FWT is performed. Nevertheless, by applying a pre-rotation of the phase of the received signal amounting to a progressive 90 ° per bit period, the phases of the even bits are rotated by 0 ° or 180 °, leaving the even bits in the I channel although half of the even bits are inverted, and the phases of the odd bits are rotated by 90 ° or 270 °, 45 which rotates the odd bits from the O channel into the I channel. After such pre-rotation, all 128 samples for the FWT can be collected from the same channel (in this example the I channel). The effect of the pre-rotation is to change the characters of the samples according to the pattern u-ι i-ι t-, which is the Walsh-Hadarmard base code word W2. Accordingly, the detected codeword will have been offset by a bitwise modulo-2 addition of two of the codeword sent due to the mathematical properties of Walsh-Hadamard codewords. It is easy to correct the detected codeword by bitwise-modulo-2 subtraction of the offset two. For example, if the decimal data block 73 (binary number 01001001) is sent by sending the 128-bit Walsh-Hadamard codeword W73, the data block 75 (binary number 01001011) will be detected due to pre-rotation effect Bitwise modulo-2 addition of binary number 00000010 55 corrects the inverted data bft.

Draaggolflek of I en Q offsets in de kwadratuurmodulator zouden in het verzonden signaal verschijnen als een constante draaggolfcomponent, hetgeen correspondeert met ongecodeerd Walsh-Hadamard 15 194108 codewoord WO, maar vanwege de voorrotatie wordt deze draaggolflekcomponent omgezet om te corresponderen met ongecodeerd Walsh-Hadamard codewoord W2. Aldus, kan een dergelijke lek of offset gedetecteerd worden door het decoderen van het composietsignaal met een nulcoderingscode, een FWT uitvoerende, en transformatiecomponent 2 identificerende als de modulator onbalans. Deze 5 transformatiecomponent, die complex kan zijn, bevat de willekeurige fase geïntroduceerd door de transmissieweg, die verwijderd kan worden door deze te relateren aan de bekende fase van één van de verzonden signalen.Carrier leak or I and Q offsets in the quadrature modulator would appear in the transmitted signal as a constant carrier component, which corresponds to unencrypted Walsh-Hadamard 15 194108 codeword WO, but because of the pre-rotation, this carrier leakage component is converted to correspond to unencoded Walsh-Hadamard codeword W . Thus, such a leak or offset can be detected by decoding the composite signal with a zero coding code, an FWT executing, and transform component 2 identifying as the modulator imbalance. This transform component, which can be complex, contains the random phase introduced by the transmission path, which can be removed by relating it to the known phase of one of the transmitted signals.

In een voorkeurssysteem, wordt het sterkste van de overtappende signalen gebruikt als een zend-(oproep)kanaal dat communiceert met al de mobiele stations, en het sterkste van de overlappende signalen 10 wordt tevens gebruikt als een piloot- of fasereferentiesignaal waaraan de fase van de andere signalen en de boven genoemde onbalansmeting gerelateerd kan worden. Specifiek, indien de complexe waarde van de grootste gedetecteerde transformatiecomponent bij het decoderen van het sterkste signaal S, is, en de meting van de W2 transformatiecomponent representerende de modulatoronbatans het complexe getal K oplevert, dan worden I en Q lekcomponenten K, respectievelijk Kq, teruggevoerd als correctiefactoren naar 15 de eerste digitaal signaal-verwerker 110 gegeven door.In a preferred system, the strongest of the overlapping signals is used as a transmit (call) channel communicating with all the mobile stations, and the strongest of the overlapping signals 10 is also used as a pilot or phase reference signal to which the phase of the other signals and the above imbalance measurement may be related. Specifically, if the complex value of the largest transform component detected when decoding the strongest signal is S, and the measurement of the W2 transform component representing the modulator obbatans yields the complex number K, then I and Q leak components K, Kq, respectively, are returned as correction factors to the first digital signal processor 110 given by.

Κ,+ΙΚ, = S,K = (ReiS,) - ilm(Sn))(Re(K) + ilm(K)).Κ, + ΙΚ, = S, K = (ReiS,) - ilm (Sn)) (Re (K) + ilm (K)).

Voor het geval van de relatieve schaalfouten in de I en Q kanalen, indien de I kanaalmodulator een ! groter signaal produceert dan de Q kanaalmodulator, dan zullen de afwisselende signaalmonsters die oorspronkelijk in het Q kanaal zijn een kleinere amplitude hebben dan de tussenkomende signaalmonsters 20 komende uit het I kanaal. Dit is equivalent aan de optelling van een kleine hoeveelheid van een stoor-codewoord dat verschilt van het correcte codewoord doordat zijn Q bits geïnverteerd zijn, daardoor een kleine maat aan destructieve optelling producerende met de Q bits en een kleine maat van constructieve optelling met de I bits. Dit stoorcodewoord wordt dus het verzonden codewoord gewijzigd door het tekenpatroon +-+-+-+-+-+-..., hetgeen het Walsh-Hadamard basiscodewoord W1 is. Dienovereenkomstig, zal 25 het stoorcodewoord geoffset zijn door een bitsgewijze modulo-2 optelling van één uit het verzonden codewoord, opnieuw als gevolg van de mathematische eigenschappen van Walsh-Hadamard codewoorden. Dienovereenkomstig, kan door het bepalen van de component van de Walsh-Hadamard transformatie een weg van het verzonden codewoord, een foutieve schaling tussen I en Q kanalen geïdentificeerd en gecorrigeerd worden.For the case of the relative scaling errors in the I and Q channels, if the I channel modulator is a! produces a larger signal than the Q channel modulator, then the alternating signal samples originally in the Q channel will have a smaller amplitude than the intervening signal samples coming from the I channel. This is equivalent to adding a small amount of a jamming codeword different from the correct codeword in that its Q bits are inverted, thereby producing a small measure of destructive addition with the Q bits and a small measure of constructive addition with the I bits. Thus, this false codeword is changed the transmitted codeword by the character pattern + - + - + - + - + - + -..., which is the Walsh-Hadamard base codeword W1. Accordingly, the jamming codeword will be offset by a bitwise modulo-2 addition of one from the transmitted codeword, again due to the mathematical properties of Walsh-Hadamard codewords. Accordingly, by determining the component of the Walsh-Hadamard transformation, a path of the transmitted codeword, an erroneous scaling between I and Q channels can be identified and corrected.

30 Het zal duidelijk zijn dat deze kleine stoorcomponent gemaskeerd kan worden door stoorcomponenten die afkomstig zijn van andere signalen, maar indien deze eerst gedecodeerd en afgetrokken zijn kan de kleine foutcomponent meer eenvoudig gedetecteerd worden. Bovendien, kunnen afzonderlijke beoordelingen van de waarde van de component representerende I en Q relatieve foutieve schaling ten opzichte van het hoofd gedecodeerde codewoord gemaakt worden na het decoderen van elk van de overlappende signalen. 35 De waarden kunnen vervolgens gemiddeld worden over al de codewoorden gedecodeerd uit één blok van 128 signaalmonsters, alsmede gemiddeld over vele signaalblokken teneinde de bovengenoemde stoorfout-bronnen die anders de kleine component representerende I en Q relatieve foutieve schaling zouden maskeren uit te middelen.It will be understood that this small interference component can be masked by interference components from other signals, but if they are first decoded and subtracted, the small error component can be more easily detected. In addition, separate assessments of the value of the component representing I and Q relative erroneous scaling to the main decoded codeword can be made after decoding each of the overlapping signals. The values may then be averaged over all the codewords decoded from one block of 128 signal samples, as well as averaged over many signal blocks in order to average out the above interference error sources that would otherwise mask the small component representing I and Q relative error scaling.

De component van het gemiddelde dat in-fase is met het verzonden codewoord dat gedetecteerd wordt 40 representeert de foutieve schaalfactor A, terwijl de component in kwadratuur om codewoorden te detecteren de correctiefactor T representeert voor fouten in het 90°-fase splitsende netwerk 103 in de kwadratuur-modulator. Dus, door het intelligent gebruiken van informatie geleverd door de Walsh transformatiesignaal-decodeerder, kunnen alle fouten in de kwadratuurmodulator bepaald worden en kunnen geschikte correctiefactoren naar de modulerende eerste digitaal signaal-verwerker 110 verzonden worden teneinde dat 45 de eerste digitaal signaal-verwerker de correctieve acties die boven beschreven zijn onderneemt Op deze manier, Is het mogelijk om te garanderen dat de composietmodulatie geproduceerd door het basisstation nauwkeurig overeenkomt met de gewenste theoretische vorm.The component of the mean in-phase with the transmitted code word detected 40 represents the erroneous scale factor A, while the quadrature component to detect code words represents the correction factor T for errors in the 90 ° phase-splitting network 103 in the quadrature modulator. Thus, by intelligently using information provided by the Walsh transform signal decoder, all errors in the quadrature modulator can be determined and appropriate correction factors can be sent to the modulating first digital signal processor 110 so that the first digital signal processor can corrective actions described above are undertaken In this way, it is possible to ensure that the composite modulation produced by the base station accurately matches the desired theoretical form.

Hoewel bepaalde uitvoeringen van de onderhavige uitvinding beschreven en weergegeven zijn, dient begrepen te worden dat de uitvinding uitsluitend beperkt wordt door de bijgevoegde conclusies. Daar 50 wijzigingen door vakmannen aangebracht kunnen worden, houdt de onderhavige aanvrage rekening met alle en welke wijzigingen dan ook die in de geest en omvang van de hierin beschreven en geclaimde uitvinding vallen.While certain embodiments of the present invention have been described and illustrated, it is to be understood that the invention is limited only by the appended claims. Since 50 modifications can be made by those skilled in the art, the present application takes into account all and any changes that fall within the spirit and scope of the invention described and claimed herein.

Claims

194108 16 I. Adaptive pre-compensated quadrature modulator for accurately shaping a modulated transmitted signal, containing first processing means for applying correction factors 5 to uncorrected samples of an in-phase modulation waveform and a quadrature modulation waveform to generate corrected samples and for converting corrected samples into a corrected in-phase modulation waveform and a corrected quadrature modulation waveform, a quadrature modulator for applying the corrected in-phase modulation waveform to a Substantially cosinusoTdale carrier and applying the corrected quadrature modulation waveform on a substantially sinusoidal carrier, the quadrature modulator producing a modulated output signal, transmission means for up-converting and amplifying the modulated output of the quadrature modulator to a predetermined transmission frequency and power level, the transmitting means producing the modulated transmitted signal, characterized in that the quadrature modulator further includes modulation evaluation receiving means coupled to the transmitting means, for generating digitized samples of the modulated transmitted signal, and second processing means , in conjunction with the first processing means and with the modulation assessment receiving means, for determining the correction factors based on the digitized samples generated by the modulation assessment receiving means and on the uncorrected samples and for transferring the correction factors to the first processing means.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 1, wherein the first and second processing means are digital signal processing means.

An adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 1, wherein the first processing means comprises at least one digital-in-analog converter for converting the corrected samples into the in-phase modulation waveform and quadrature modulation wave applied by the quadrature modulator on the carriers.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 3, wherein the digital analog converter uses substantially highly oversampled delta sigma modulation

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 1, wherein the digitized samples provided by the modulation assessment receiving means contain samples in, alternatively, polar and log polar formats.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 5, wherein the second processing means converts the digitized samples generated by the modulation assessment receiving means into Cartesian format

The adaptive pre-compensated quadrature modulator of claim 1, wherein the in-phase and quadrature modulation waveforms contain a spread-spectrum encoded signal.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator of claim 7, wherein the spread spectrum encoded signal comprises a sum of a plurality of second spread spectrum encoded signals

The adaptive pre-compensated quadrature modulator of claim 8, wherein the second processing means performs a Walsh transformation in determining the correction factors.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 8, wherein the second spread spectrum encoded signals contain a large number of [128.7] Walsh-Hadamard codewords. II. The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 8, wherein the second spread-45 spectrum encoded signals contain a large number of [128.8] Walsh-Hadamard codewords.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 1, wherein the second processing means performs a Walsh transformation in determining the correction factors.

The adaptive pre-compensated quadrature modulator of claim 1, wherein the modulated output of a quadrature phase shift scrambling signal, a formed offset quadrature 50 phase shift scrambling signal, a quadrature amplitude modulation signal, an offset quadrature amplitude modulation signal, and an amplitude offset amplitude signal. 17 194108

The adaptive pre-compensated quadrature modulator according to claim 1, wherein the first processing means comprises at least one digital-to-analog converter which converts the corrected samples into the corrected in-phase modulation waveform and the corrected quadrature modulation waveform. Hereby 9 sheets drawing