MXPA99010274A - Aparato para leer y escribir en un medio de grabación optica - Google Patents

Abstract

La presente invención se relaciona con un aparato para leer y escribir en un medio (4) de grabaciónóptico, el cual tiene un dispositivo (13) de seguimiento, un detector (5) de cuatro cuadrantes, dos puntos, (15, 16) de suma y un comparador (20) de fase para seguimiento de acuerdo con el método de detección de fase diferencial, ytambién varios elementos (26) de retardo que se pueden ajustar por un dispositivo (24) de control. El objetivo de la presente invención es proponer un aparato de este tipo la cual muestre la mejor compensación posible del error en la señal (DPD-TE) de error de seguimiento y por lo tanto en la señal de seguimiento, el tal error es causado al considerar el movimiento de lente. Para este fin, la invención proporciona elementos (26X, 26Y, 26A, 26B, 26C, 26D) de retardo analógicos para ser colocados corriente arriba, y elementos (26S, 26T, 26U) de retardo digitales para ser colocados corriente abajo de los puntos (15, 16) de suma. La presente invención es adecuada para aparatos para leer y escribir a un medio de grabaciónóptico tal como CD, CDI, CD-ROM, DVD, CDR y otros.

Description

APARATO PARA LEER Y ESCRIBIR EN UN MEDIO DE GRABACIÓN ÓPTICA DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con un aparato para leer y escribir a un medio de grabación óptico, aparato el cual utiliza el método de detección de fase diferencial DPD con el propósito de seguimiento y tiene elementos de retardo variables para este propósito. Un aparato de este tipo se describe en el documento US-A-4, 785, 41. En este aparato conocido, los errores en la señal de seguimiento, los errores que son causados por oscilación del medio de grabación óptico o por diferentes profundidades de picadora en el medio de grabación óptico, se compensan por los tiempos de retardo de los elementos de retardo variable que son alterados en base en una comparación de fase que se lleva a cabo durante la operación. El aparato conocido se puede considerar que tiene la desventaja de que, aunque los errores causados por oscilación del medio de grabación óptico o por diferentes profundidades de picadura del medio de grabación óptico, se pueden compensar relativamente bien, la manera en la cual se detecta un error causado por un desplazamiento del lento no es óptima. Esto se debe al hecho de que los componentes de error se incluyen de otras fuentes de error, por ejemplo cambios en las propiedades del componente las cuales son causadas por envejecimiento o cambio de las condiciones ambientales. El resultado de esto es que la compensación en realidad no es óptima. El objetivo de la presente invención es proponer un aparato correspondiente el cual muestra la mejor compensación posible del error en la señal de error de seguimiento y por lo tanto en la señal de seguimiento, el error es causado al considerar el movimiento del lente. Este objetivo se obtiene de acuerdo con la invención por medio de las características especificadas en la reivindicación 1, En este caso, una porción de los elementos de retardo variables se coloca entre un detector de cuatro cuadrantes y un punto de suma, y se designa como elemento de retardo analógico. Otra porción de los elementos de retado variable es de diseño digital y se coloca entre el punto de suma y el comparador de fase. La distribución de acuerdo con la invención tiene la ventaja de que la desviación en la señal de error de seguimiento causada por el movimiento del lente se compensa de manera óptima por medio de los elementos de retardo analógicos. Tanto la información de fase como de amplitud de la señal analógica respectiva se conservan incluso después del retardo por medio del elemento de retardo analógico y están disponibles en el punto de suma. Posterior a la suma, por otra parte, únicamente la información de fase es crítica. En este caso, de acuerdo con la invención, la compensación de otras influencias sobre la desviación se realiza por medio de los elementos de retardo digitales. La ventaja de esta distribución es que los elementos de retardo digitales se pueden llevar a cabo más fácilmente puesto que retardan únicamente los bordes en su señal de entrada por tiempos definidos. De igual manera, la salida para los elementos de retardo los cuales continúan realizándose en forma analógica se reduce puesto que el intervalo requerido de ajuste se puede limitar. Una posibilidad teórica para llevar a cabo todos los elementos de retardo en forma digital ha demostrado ser menos adecuada en la práctica puesto que tanto la posición temporal de las señales con respecto una de otra asi como sus amplitudes son importantes antes del punto de suma. En la práctica se ha demostrado que tanto las amplitudes como el comportamiento temporal de las cuatro señales detectoras puede variar en el caso de un desplazamiento del lente objetivo desde el eje óptico. La compensación de este componente del desplazamiento de señal de error de seguimiento, el cual es dependiente del movimiento del lente, se puede llevar a cabo de manera óptima de acuerdo con la invención y están presentes ambas variables de medición antes de la suma y digitalización. Sin embargo, la información de amplitud se pierde si la digitalización ya se ha llevado a cabo antes de la adición. La compensación del movimiento de lente por lo tanto no es posible de manera óptica en este caso. La distribución de los elementos de retraso variables adecuados corriente arriba y corriente abajo del punto de suma hace posible, sin embargo, no solo compensar un error causado por deflexión del lente sino también compensar una desviación en la señal de error de seguimiento. También son posibles adaptaciones por ejemplo, a retardos indeseables causados por tolerancias de componente o por influencias de interferencia similares. De acuerdo con un refinamiento ventajoso del aparato, el dispositivo de control tiene un dispositivo de determinación de desviación, en el cual la señal de entrada y de salida del comparador de fase está presente y en el cual la señal de salida sirve para ajustar los elementos de retardo variables. Esto tiene la ventaja de que puede estar presente una desviación en la señal de error de seguimiento la cual de igual manera es compensada por el ajuste de los tiempos de retardo de los elementos de retardo. De una manera ventajosa, la señal de error de seguimiento se integra para este propósito y el par de elementos detectores que se van a retardar así como la magnitud del retardo requerido se determinan a partir del signo y valor absoluto de la señal de salida del integrador. De una manera ventajosa, los dos dispositivos de compensación de error para desviación y para errores causados por deflexión del lente se combinan para ser capaces de generar una señal de error de seguimiento que este tan libre de errores como sea posible.

La disposición, que se proporciona de acuerdo con la invención, de por lo menos uno de los elementos de retardo entre el punto de suma para las señales de salida de los elementos detectores del detector de cuatro cuadrantes y el comparador de fase, tiene la ventaja de que la compensación de desviación se lleva a cabo con elementos de retardo que son independientes de la compensación del movimiento del lente. En este caso, la invención proporciona ambas soluciones utilizando elementos de retardo de dos variables y un dispositivo de conmutación sencillo y soluciones que utilizan un elemento de retardo único y un dispositivo de conmutación un poco más complejo. Esto tiene la ventaja de que, en base en las condiciones límite dadas, es posible realizar la versión más favorable en cada caso en términos de costo o desde el punto de vista de complejidad de producción. En general, las soluciones que utilizan un número pequeño de elementos de retardo son preferibles aquí puesto que ocupan un área de chip pequeña en caso de realización como un circuito integrado. Una posibilidad de manejar dos elementos de retardo variables analógicos como se proporciona por la invención consiste en conectar los elementos de retardo por medio de un dispositivo de conmutación en cada caso a los elementos detectores cuyas señales se van a retardar. Esto tiene la ventaja de que el número de elementos de retardo también se reduce en este caso.

De acuerdo con la invención, se alimenta una señal de interferencia artificial al dispositivo de seguimiento, la señal de error de seguimiento causada como resultado de esto se compara con la señal de interferencia y el resultado se alimenta al dispositivo de control. Esto tiene la ventaja de que los errores en la señal de error de seguimiento los cuales son causados por deflexión del lente se pueden compensar de manera óptima de este modo. El dispositivo generador de señal de interferencia efectúa una deflexión del lente y por lo tanto un error en la señal de error de seguimiento, la señal de salida del comparador de fase. Este error no es compensado en la medida en que no se cierra el circuito regulador de seguimiento. Por lo tanto, un error causado por la deflexión del lente inicialmente se manifiesta en si mismo sin ninguna compensación en la señal de error de seguimiento. Por medio del dispositivo de control, se comparan la señal de interferencia y la señal de error de seguimiento, y los tiempos de retardo de los elementos de retardo variable se ajustan de manera óptima por medio del resultado de esta comparación. Esto significa que después de ajustar la señal de interferencia no hay influencia residual, o solo una muy débil que permanece en la señal de error de seguimiento . El dispositivo de control ventajosamente tiene un _ dispositivo de comparacidn, en cuyas entradas están presentes la señal de salida del comparador de fase y la señal de salida del dispositivo generador de señal de interferencia, la señal de salida del dispositivo de comparación sirve para elementos de retardo variables. Esto tiene la ventaja de que el dispositivo de comparación proporciona tanto una señal de dirección, la cual especifica el retardo que se debe ajustar el cual puede ser positivo o negativo o cual par de los elementos detectores va a ser retardado, y una señal de valor absoluto, la cual especifica la magnitud del retardo requerido. Ventajosamente, el dispositivo en comparación tiene un desmodulador sincrónico. La invención además proporciona una señal de salida del dispositivo de control que se va a descomponer en un valor absoluto y un signo por medio de un bloque de circuito. Esto tiene la ventaja de que, por ejemplo, la señal de signo se puede utilizar directamente para impulsar un dispositivo conmutador, el cual por lo tanto recibe una señal impulsora casi digital de amplitud definida. Además, la determinación del signo, por ejemplo en el caso de los elementos de retardo de esta manera se vuelve innecesaria. De acuerdo con la invención, un comparador, también denominado como un convertidor en lo siguiente, se conecta corriente arriba del elemento o elementos de retardo digital. El comparador convierte su señal de entrada analógica, la cual se define únicamente dentro de límites amplios en términos de punto cero y amplitud, en una señal de salida la cual asume justo dos estados y que tiene transiciones definidas relativamente cortantes entre estos estados. En este caso, el valor de comparación del comparador puede asumir un valor predeterminado o puede ^ser seguido de manera adaptativa. La señal digitalizada puede ser procesada particularmente bien por elementos de retardo digitales . El convertidor también con frecuencia se denomina como un "seccionador". Un refinamiento ventajoso de la invención proporciona elementos de retardo y el dispositivo de control los cuales se llevan a cabo en un circuito integrado. Una ventaja de la distribución de acuerdo con la invención es que es posible una configuración barata en caso de integración en un circuito integrado puesto que los elementos de retardo digitales ocupan un área de chip relativamente pequeña y, en consecuencia, es posible un bajo precio. Una ventaja adicional reside en que los elementos de retardo utilizados son relativamente pequeños y menos dependientes de las tolerancias de manufactura del circuito integrado . Se entiende que la invención no se restringe a modalidades de alternativas ejemplares especificadas de manera concreta sino más bien incluye todos los desarrollos los cuales están dentro de la capacidad de la persona familiarizada en la técnica. Las ventajas adicionales y también los refinamientos ventajosos de la invención se pueden adquirir de la siguiente descripción de las modalidades ejemplares con referencia a los dibujos . En este caso: La figura 1 muestra una modalidad ejemplar de un aparato—de acuerdo con la invención. la figura 2 muestra un aparato el cual utiliza el método de seguimiento DPD, la figura 3 muestra la relación de fase de las señales de detector individual en caso de aplicación del método de seguimiento DPD, la figura 4 muestra un diagrama de flujo del método de acuerdo con la invención, la figura 5 muestra un control lógico de un aparato de acuerdo con la invención, la figura 6 muestra un diagrama de señal en relación al método de acuerdo con la invención, la figura 7 muestra una modalidad del dispositivo de control, la figura 8 muestra una parte de un aparato de acuerdo con la invención en una modalidad adicional con un elemento de retardo variable para ajuste de desviación, la figura 9 muestra parte de un aparato de acuerdo con la invención en una modalidad adicional con una pluralidad de elementos de retardo variables, la figura 10 muestra señales de los elementos detectores A a D y también las señales de suma sin deflexión del lente objetivo, la figura 11 muestra señales de los elementos detectores A a D y también las señales de suma con deflexión del lente objetivo, la figura 12 muestra señales de los elementos detectores A a D y también las señales de suma con deflexión del lente objetivo. La figura 1 muestra un aparato de acuerdo con la invención. Se ilustra un dispositivo 13 de seguimiento en el lado izquierdo, un lente 3 objetivo y una unidad 6 de vernier que pertenece al dispositivo de seguimiento. La unidad 6 de vernier es impulsada por el regulador 7 de seguimiento en cuya entrada está presente la salida de DPD-TE de la señal de error de seguimiento por un detector 14 de fase. Por otra parte, se aplica una señal S de interferencia a la unidad 6 vernier por un dispositivo 22 generador de señal de interferencia. La señal S de interferencia está desviada en cuanto a fase para formar la señal SY por -medio de un desviador 23 de fase y se alimenta a un dispositivo 24 de control. El dispositivo 24 de control evalúa la señal WSY y la señal de error de seguimiento DPD-TE y ajusta los tiempos de retardo ts, tT, tx y ty de los elementos de retardo variables 26S, 26T, 26X, 26Y por medio de los dispositivos de conmutación 25, 37. Los elementos 26X, 26Y de retardo analógicos variables retardan las salidas de señales por los elementos A y B detectores, y respectivamente C y D del detector 5 de cuatro cuadrantes por los tiempos de retardo de ajuste respectivamente tx, t?. Las señales de los elementos detectores A y C, una de las cuales está retardada, se suman en un primer punto 15 de suma, y se envían al detector 14 de fase. Lo mismo se aplica correspondientemente al punto 16 de suma y a las señales de los elementos detectores B y D, una de las cuales de igual manera está retardada. Ahora se explicará el método de seguimiento DPD con referencia a la figura 2. La figura 2 muestra, en una ilustración diagramática, un aparato conocido el cual utiliza el método de seguimiento DPD. Una fuente 1 de luz genera un haz de luz el cual se enfoca sobre un medio 4 de grabación óptica por medio de un espejo 2 semitransparente, el cual se ilustra como parte de un divisor de haz polarizante, y un lente 3 objetivo. El haz de luz se refleja desde el medio de grabación óptico y se dirige a un detector 5 de cuatro cuadrantes. El detector 5 de cuatro cuadrantes se muestra inclinado 90°, es decir, en una vista en planta, y comprende cuatro elementos detectores A, B, C y D. La flecha 10 indica la dirección de seguimiento, es decir, la dirección en la cual se mueve el medio 4 de grabación en relación al detector 5 de cuatro cuadrantes. De esta manera, el detector 5 de cuatro cuadrantes se puede dividir en dos áreas detectoras, las cuales están situadas lateralmente con respecto a la dirección de seguimiento y que comprenden a los elementos detectores A y B, por una parte, y también C y D por otra parte.

Un colimador 7 se coloca entre la fuente 1 de luz y el espejo ^2, y se coloca un lente 8 convexo entre el espejo 2 y el detector 5 de cuatro cuadrantes . Una unidad 6 vernier mueve el lente 3 objetivo en la dirección radial con respecto al medio 4 de grabación óptico, de acuerdo con una señal TS para accionar a la unidad vernier. El lente 3 objetivo y la unidad 6 vernier son parte del dispositivo 13 de seguimiento. El medio 4 de grabación de designa como un disco, por ejemplo, que corresponde a un disco compacto de audio (CD) , un disco de video, un medio de grabación que tiene alta densidad de grabación (DVD) o similar. El medio 4 de grabación óptica se fabrica para girar por medio de la unidad 9 de disco (indicada solo de manera diagramática aquí) . Se ilustra una sección a través del medio 4 de grabación a lo largo de su diámetro. El haz de luz enfocado sobre el medio 4 de grabación por el lente 3 objetivo se sitúa en el área radialmente exterior del medio 4 de grabación. La dirección de desplazamiento del haz reflejado desde el medio 4 de grabación óptico, después de que pasa a través del lente 3 objetivo el cual es causado por el desplazamiento del lente 3 objetivo llevado a cabo por la unidad 6 vernier, se indica por las flechas 12. La flecha 11 representa la dirección de movimiento del lente 3. Las salidas de los elementos detectores A y C se conectan a un primer punto 15 de suma, y las salidas de los elementos detectores B y D se conectan a un segundo punto 16 de suma. Las señales de suma correspondientes A+C y B+D, respectivamente, son enviadas a un detector 14 de fase, en cuya salida está presente una señal de error de seguimiento DPD-TE, determinada de acuerdo con el método DPD . Las salidas en los puntos 15 y 16 de suma se. conectan a las entradas de un punto 18 de suma adicional. Por lo tanto, la suma de las señales de la totalidad de los elementos detectores A, B, C y D están presentes en la salida del punto 18 de suma. Esta señal es la señal de información HF, la cual se hace pasar hacia una unidad de evaluación (no ilustrada aquí) para conversión en señales que pueden ser evaluadas para ,el usuario. Con el fin de describir el funcionamiento del aparato de acuerdo con la invención, inicialmente se hará referencia a la figura 1. La estructura del detector 14 de_ fase se muestra diagramáticamente aquí. El detector de fase tiene los convertidores 19, 19 un comparador 20 de fase y un filtro 21 de paso bajo. En la configuración de acuerdo con la invención, como se muestra en la figura 1, los elementos 26S, 26T de retardo digitales variables se colocan entre el convertidor 19, 19' y el comparador 20 de fase, los elementos de retardo habitualmente no se consideran como parte del detector de fase. Situado en las entradas del detector 14 de fase está un convertidor 19 y 19 ' respectivo, cuyas salidas se conectan a las entradas de un comparador 20 de fase, por medio de los elementos 26S, 26T de retardo en la modalidad ejemplar. La salida del comparador 20 de fase se -conecta a la salida del detector 14 de fase por medio de un filtro 21 de paso bajo, en cuya salida está presente la señal DPD-TE de error de seguimiento, determinada por medio del método DPD. Las señales de los elementos A y C detectores se suman en el punto 15 de suma, y la señal de suma se lleva al nivel lógico en el convertidor 19, el cual actúa como un comparador de cruce cero. Se forma una señal B+D de suma digitalizada correspondiente por medio del punto 16 de suma, y el convertidor 19'. Estas dos señales pasan a través de un elemento 26S, 26T de retardo respectivo y se alimentan al comparador 20 de fase, el cual evalúa el intervalo de tiempo relativo entre los bordes de las dos señales. La señal DPD-TE de error de seguimiento es el valor promedio de estas diferencias de tiempo y se forma por el filtro 21 de paso bajo. Si el punto de exploración o la marca 29, como se explica abajo con referencia a la figura 3, muestra el centro 30 de seguimiento exactamente, entonces los cruces a cero de las señales de suma A+C y B+D tienen lugar simultáneamente, y el error.de seguimiento resultante es cero. Si la marca 29 sigue a la pista con una desviación constante con respecto al centro de seguimiento, entonces el cruce a cero de estas señales de suma ya no se produce más simultáneamente, sino más bien de una manera desviada temporalmente con respecto una de otra. La diferencia de tiempo gue se produce en promedio es aproximadamente proporcional a la desviación de exploración con respecto al centro de pista, en donde la diferencia de tiempo, con referencia a una de las señales, puede ser positiva o negativa. En otras palabras, el signo de la diferencia de tiempo comprende la dirección y el valor absoluto, por una parte, y la magnitud de desviación. En la figura 1, el ajuste de desviación estática se lleva a cabo por los elementos 26S, 26T de retardo y es decir, corriente abajo de los puntos 15, 16 de suma. Un dispositivo 25 de conmutación se conmuta en dependencia a la señal SIGNO (B) y provoca que la señal ABS (B) se alimente a uno de los elementos 26S, 26T de retardo digitales. Los elementos 26S, 26T de retardo de esta manera se pueden conectar a las señales VBS de salida del dispositivo 44 de determinación de desviación por medio del dispositivo 25 de conmutación. Se encuentra dentro del alcance de la invención proporcionar un elemento de retardo digital que tenga un tiempo de retardo fijo y un elemento de retardo digital variable en vez de dos elementos 26S, 26T de retardo variable en este punto, el tiempo de retardo del elemento de retardo digital variable se acorta o alarga en comparación con el tiempo de retardo fijo del otro elemento de retardo en dependencia con la señal VBS. Los dos elementos 26X y 26Y de retardo analógicos variables los cuales se pueden conectar ya sea a los elementos A y B de detector o a los elementos C y D de detector por medio del dispositivo 37 de conmutación, se proporcionan con el propósito de ajustar el error causado por el movimiento del lente. Esto asegura que las señales de un par A-B o las del otro par C-D se retarden en relación al otro par respectivo. El dispositivo 37 de conmutación se conmuta por medio de la señal SIGNO (A) , y la señal ABS (A) se aplica a los elementos 26X, 26Y de retardo. En su parte superior, la figura 3 muestra un detalle diagramático, muy aumentado, de la capa de información del medio 4 de registro óptico, en una vista en planta. Tres pistas se encuentran cercanas entre si y son evidentes, de las cuales dos o tres de las depresiones, lo que se denominan picaduras 28, que las forman y que se extienden de manera alargada en la dirección de pista se ilustran. Las distancias entre las picaduras 28 en la dirección de pista así como la longitud de las pistas en la dirección de pista (flecha 10) pueden diferir dentro de límites específicos a partir de las condiciones que se muestran aquí. Esto depende del método de modulación utilizado para convertir la información que se va a almacenar en un patrón de picaduras y sobre el contenido de la información grabada. En particular, las picaduras 28 pueden tener longitudes diferentes. Un detector 5 de cuatro cuadrantes, el cual se coloca simétricamente con respecto al centro 30 de pista de la pista central y que comprende los elementos detectores A, B, C y D, está indicado a la izquierda de las picaduras 28. Esto sirve para ilustrar la manera en que las señales de salida de las áreas A, B, C y D del detector se comportan cuando la marca 29 de luz cae dentro de la capa de información que se desplaza desde el centro 30 de pista.

En la región inferior de la figura 3, las amplitudes de varías de las combinaciones de las señales de salida de las áreas A, B, C y D de detector se grafican diagramáticamente contra el eje T de tiempo, en donde el eje T de tiempo corresponde al eje de espacio en la dirección de seguimiento en el caso de un movimiento de la marca 29 y el medio de grabación óptica en la dirección de pista (flecha 10) uno en relación al otro, a una velocidad normal de lectura. En el siguiente texto, con fines de sencillez, las señales de las áreas A, B, C y D del detector y las señales derivadas de las mismas en algunos casos se designan por las .letras de los elementos detectores. La curva 31 ilustrada directamente debajo de las picaduras 28 muestra diagramáticamente la señal de información HF, es decir, la suma de las señales de todos los elementos A, B, C y D detectores. En la medida en que la marca 29 no incida en cualquiera de las picaduras 28, la amplitud disminuye como una consecuencia de la interferencia destructiva, cambiando efectivamente o considerando otro efecto adecuado, y alcanza un mínimo tan pronto como se alcanza una superposición máxima de la marca 29 y la picadura 28. Las curvas 32 muestran una combinación de las señales A+C y B+D ya digitalizadas, sin errores de seguimiento, es decir, cuando la marca 29 se centra con respecto al centro 30 de pista o cuando no hay deflexión del lente 3 objetivo. Las curvas 32' (líneas discontinuas) y las curvas 32" (con diagonales) muestran respectivamente el desplazamiento temporal de las señales A+C y B+D de suma en dependencia en el desplazamiento del lente o la desviación del punto 29' y del punto 29", respectivamente, del centro 30 de pista en la dirección de la pista 30 y 30" de exploración desplazada, respectivamente, puesto que tanto una desviación del centro de pista y un desplazamiento de lente lleva al mismo resultado en la señal de suma digital, las dos dependencias no pueden ser separadas . El desplazamiento ?t temporal de las señales A+C y B+D una con respecto a otra corresponde, en términos de su valor absoluto, a la magnitud de la desviación de la pista 30', 30" de exploración desplazada desde la dirección 30 de pista, y, en términos de su signo, con la dirección de la desviación correspondiente. El detector 14 de fase determina la señal DPD-TE de error de seguimiento a partir de la misma -como se describe antes. Se puede notar que, en base en la construcción óptica, la señales de las áreas A, B, C y D de detector pueden ya presentar desviaciones estáticas temporalmente con respecto una de otra en ausencia de desviación de seguimiento o deflexión de lente. Sin embargo, las desviaciones de B+D en comparación con A+C las cuales se muestran en las curvas 32' y 32" son típicas en caso de deflexión de lente o de desviación del centro de la pista. Puesto que el lente 3 objetivo debe ser capaz de moverse en la dirección horizontal, es decir, perpendicularmente - 20 -detectores A, B, C y D y también las señales A+D y B+D de suma, utilizando el ejemplo de lo que se denomina señal 3D sin ninguna deflexión del lente objetivo en relación a la pista y sin un retardo establecido. La señal 3T corresponde a una picadura 28 corta. El eje horizontal en la figura 10 corresponde a las líneas cero respectivas, y un eje punteado vertical se indica cada 5 unidades con el fin de proporcionar una mejor orientación. Las señales ilustradas tienen la misma amplitud; por lo tanto, el cruce a cero de las señales A+C y B+D de suma respectivas se encuentran en el centro entre los cruces a cero de las señales individuales A y C y, respectivamente, B y D. La fase entre las señales A+C y B+D de suma es cero. En su parte inferior, la figura 10 muestra la amplitud característica y la fase de la señales A, B, C y D de detector utilizando el ejemplo de una señal 3T sin ningún movimiento de lente pero con compensación por medio del retardo. Como un resultado, del retardo, las dos señales A y B se desvían en aproximadamente 1.2 unidades hacia la derecha en comparación con la parte superior de la figura 10. Puesto que las señales tienen la misma amplitud, el crece a cero de las señales A+C y B+D en sumas respectivas se encuentran en el centro entre los cruces a cero de señales individuales . La fase entre las señales de suma nuevamente es cero. Por lo tanto, la compensación no interfiere con la fase sin deflexión de lente. - 21 - En su parte superior, la figura 11 muestra la amplitud característica y la fase de las señales A, B, C y D de detector utilizando el ejemplo de una señal 3T con movimiento de lente pero sin compensación por medio de retardo. La figura 11 corresponde a la figura 10 en términos de su estructura. Al considerar el movimiento del lente, a modo de ejemplo de los cruces a cero de la señal A se desvían a la derecha, y los de la señal B a la izquierda, en comparación con la parte superior de la figura 10. Puesto que las señales A y C, y también B y D tienen amplitudes diferentes, los cruces a cero de las señales A+C y B+D de suma respectivas ya no se encuentran en el centro entre los cruces a cero de las señales individuales. De igual manera, la diferencia de fase entre las señales de suma ya no es cero sino más bien es aproximadamente una unidad en el ejemplo ilustrado. La parte inferior de la figura 11 muestra la amplitud característica y la fase de las señales A, B, C y D de detector utilizando el ejemplo de una señal 3T con movimiento de lente, y, en contraste con la parte superior, con compensación por medio de retardo. El efecto del retardo es que las dos señales A y B se desvían en aproximadamente 1.2 unidades hacia la derecha en comparación con la parte superior de la figura 11. Al considerar el movimiento del lente, a modo de ejemplo, los cruces a cero de la señales A se desvían a la derecha y los de B a la izquierda, y esto sucede así en comparación con la parte superior de la - 22 -figura JIO y con la figura 11. Las señales individuales tienen diferentes amplitudes. Por lo tanto, los cruces a cero de las señales A+C y B+D de suma respectivas ya no se encuentran en el centro Entre los cruces a cero de las señales individuales . Sin embargo, como un resultado de la compensación, la diferencia de fase entre la suma de las señales es cero. La figura 12 muestra la amplitud característica y la fase de las señales A, B, C y D de detector utilizando el ejemplo de una señal 3T con la dirección opuesta del movimiento de lente al de la figura 11. En la parte superior se ilustra el caso sin compensación por medio de retardo. Al considerar el movimiento del lente en la otra dirección, a modo de ejemplo, los cruces a cero de la señal A se desvían hacia la izquierda, y los de la señal B hacia la derecha, en comparación con la figura 10. Cuando se produce un desplazamiento del objetivo, la señales también tienen un cambio de amplitud además de su desplazamiento de fase. La amplitud es diferente para las señales individuales, razón por la cual los cruces a cero de las señales A+C y B+D de suma respectivas ya no se encuentran en el centro entre los cruces a cero de Xas señales individuales. De igual manera, la fase entre la suma de las señales ya no es cero sino más bien, en el ejemplo ilustrado, es aproximadamente una unidad en la dirección diferente a la de la figura 11. Las señales correspondientes con compensación por medio de retardo se ilustran en la parte inferior de la figura 12. Al - 23 -considerar el retardo, las dos señales A y B se desvían en aproximadamente 1.2 unidades hacia la derecha en comparación con la parte superior de la figura. Al considerar el movimiento del lente en la otra dirección, a modo de ejemplo, los cruces a cero de las señales A se desvian hacia la izquierda y de B hacia la derecha en comparación con la parte superior de la figura 10, como en _la parte superior de la figura 12. Puesto que las señales tienen amplitudes diferentes, los cruces a cero de las señales A+C y B+D de suma respectivos ya no se encuentran en el centro entre los cruces a cero de las señales individuales. Como un resultado de la compensación, sin embargo, nuevamente en este caso es cero, también. En los ejemplos especificados en las figuras 10 a 12, un desplazamiento de la marca de luz sobre el detector en la dirección de la mitad de los elementos detectores B y C en el caso en el cual las señales B y C se vuelven más grandes y las señales A y D se vuelven más pequeñas, es acompañado por un desplazamiento temporal del cruce a cero de la señal A hacia la derecha y de la señal B hacia la izquierda. En el caso de una dirección de movimiento opuesta de la marca de luz, las señales A y D se vuelven más grandes y las señales B y C, por otra parte, se vuelven más pequeñas. El desplazamiento temporal de las señales A y B de igual manera se invierte. El ejemplo especificado constituye únicamente uno de los posibles comportamientos de las señales detectoras - 24 -individuales una con respecto a otra; otras combinaciones tales como un comportamiento temporal opuesto proporcionan la misma dirección de desplazamiento a la especificada en el ejemplo, el efecto del desplazamiento temporal sobre las señales C y D en vez de sobre las señales A y B, y ocurren otros de manera similar. Esto depende de la construcción y las tolerancias del sistema óptico así como de las propiedades ópticas del medio de grabación que es reproducido. Como es evidente de las figuras 10 a 12, el retardo de la señal respectivamente más grande, la señal B en la parte superior de las figuras 11 y 12, lleva a cabo un desplazamiento mayor del cruce a cero de la suma B+D en comparación con el retardo de una señal más pequeña, en este caso la señal A, por ejemplo, con respecto a la suma A+C, aunque el valor absoluto del desplazamiento es el mismo para ambas señales A y B. Si ya no estuviera disponible la información de amplitud en el punto de suma, entonces no se puede obtener la compensación correcta puesto que la interacción entre la amplitud y la fase se perderla. Por lo tanto, la invención proporciona un retardo analógico antes de la suma. El funcionamiento de una modalidad ejemplar del aparato de acuerdo con la invención ahora se describirá con referencia a la figura 1. Como resultado del movimiento del lente 3 objetivo paralelo a la superficie del medio 4 de grabación perpendicularmente a la dirección de seguimiento, es decir, en la - 25 -dirección de la flecha 11, se forma una desviación en la señal DPD-TE de error de seguimiento. De acuerdo con una variante de la invención., la unidad 6 vernier es impulsada por medio de una señal S de interferencia sinusoidal a partir del dispositivo 22 generador de señal de interferencia. Como resultado, el lente 3 objetivo se mueve alrededor de su posición cero mecánica por cierta excursión mecánica; esto también se denomina afirmando que el lente 3 objetivo ha balanceado. La frecuencia de la unidad es seleccionable libremente dentro de ciertos límites en este caso. Son adecuados aproximadamente 2-10 Hz puesto que el tiempo de medición o tiempo de integración, como se describe con mayor detalle abajo con respecto al dispositivo 24 de control, se vuelve demasiado prolongado si la frecuencia es demasiado lenta, y la resonancia natural, no especificada exactamente, del dispositivo de seguimiento se aproxima si la frecuencia es demasiado elevada. Si el lente 3 objetivo después se flexiona, se produce modulación de la envolvente de la señal DPD-TE de error de seguimiento en el caso de un ajuste incorrecto de los tiempos de retardo tx y t?, respectivamente, de los elementos 26X y 26Y de retardo analógicos. El dispositivo 22 de seguimiento sigue la excitación por la señal S de interferencia con un retardo de tiempo. Se utiliza un filtro 27 de paso bajo con una frecuencia de corte bajo para determinar la modulación de la señal DPD-TE de error de seguimiento. Por lo tanto, los cruces a cero de la modulación de - 26 -componente de baja frecuencia, utilizados para evaluación de la señal de error de seguimiento de la señal TELP, se desvían temporalmente con respecto a los cruces a cero de la señal S de interferencia. Este desplazamiento de fase es compensado por medio del desviador 23 de fase, cuya desviación de fase se selecciona de manera que corresponde a la desviación de fase causada por el dispositivo 13 de seguimiento y el filtro 27 de paso bajo. En la salida del desviador 23 de fase, se obtiene una señal WSY de interferencia desviada en fase la cual también se denomina a continuación como una señal de sincronización de balanceo, la cual es sincrónica con la modulación de la señal TLP del componente de baja frecuencia de la señal DPD-TE de error de seguimiento. Los tiempos ts, tT, tx y t? de retardo de los elementos de retardo 26S, 26T, 26X y 26Y, respectivamente, se ajustan bajo el control del dispositivo 24 de control. Para este propósito, el dispositivo 24 de control tiene un dispositivo 44 de determinación de desviación y un dispositivo 45 de comparación. Este último contiene, en la modalidad ejemplar, un circuito DSH de muestreo y retención de diferencial, un desmodulador 33 sincrónico, un primer comparador 34 de intervalo y un segundo circuito 35 de muestreo y retención. Esto es seguido por un primer bloque 36 de circuito. La señal WSY y la señal TELP de salida del filtro 27 de paso bajo se alimentan a un desmodulador 33 sincrónico el cual - 27 -forma el valor absoluto desde la modulación de la señal TELP y la señal WSY de sincronización de balanceo que se encuentran en fase, y después se incrementa el voltaje VA de salida; si estas señales están en fase contraria, y después el voltaje VA de salida del desmodulador 33 sincrónico disminuye. Se alimenta el voltaje- VA de salida, por una parte a un primer circuito 35 de muestreo y retención y, por otra parte, a un circuito DSH de muestreo y retención diferencial, el cual produce un voltaje VD el cual es proporcional al cambio temporal del voltaje VA. El voltaje VD por lo tanto difiere de cero cuando el voltaje VA de salida del desmodulador 33 sincrónico cambia con respecto al tiempo. Es igual a cero cuando el voltaje VA de salida ya no cambia con respecto al tiempo. Esto se puede determinar con la ayuda de un comparador 34 de intervalo al cual se aplican los voltajes" +, VRD de comparacidn, el cual puede ser predeterminado fijamente o además, de manera ventajosa, puede ser hecho coincidir de manera adaptativa. La señal NMT de salida del comparador de intervalo por lo tanto indica el momento en el que la señal DPD-TE de error de seguimiento ya no tiene modulación la cual sea sincrónica con — la frecuencia de la señal S de interferencia . El circuito 35 de muestreo y retención en primer lugar se conmuta a la muestra, es decir, "voltaje de seguimiento" VAS = VA, por una señal S/Hl de control la cual es emitida por un controlador (no ilustrado) . El voltaje VAS de salida del circuito - 28 -35 de muestreo y retención se alimenta a un bloque 36 de circuito, el cual forma el valor ABS (A) absoluto y el signo SIGNO (A) del voltaje VAS de salida. El signo SIGNO (A) determina el par de elementos A y B o C y D detectores a los cuales se les asignan los elementos 26X y 26Y de retardo analógicos variables, los tiempos de retardo de los cuales se determinan por el valor ABS (A) absoluto del voltaje VAS de salida. Para este fin, el dispositivo 37 de conmutación se controla por la señal de signo SIGNO (A) . Las funciones en circuito descritas por lo tanto permiten que se ajuste el tiempo tx, t? de retardo del par de elementos A, B o C y D detectores de manera tal que la modulación dependiente del movimiento del lente de la señal DPD-TE de error de seguimiento sea compensada. Puesto que los elementos 26X, 26Y de retardo son componentes analógicos, -no afectan significativamente la forma de onda de la señal de las señales las cuales retardan, con el resultado de que estas también están disponibles durante la suma con la señal no retardada respectiva en el punto 15, 16 de suma. Esto afecta en gran medida la precisión de ajusta que se puede obtener. Si se ha hecho esto, el voltaje VAS se mantiene por el primer circuito 35 de muestreo y retención. Aquí ahora permanece únicamente una desviación constante en la señal DPD-TE de error de seguimiento, el cual puede ser compensado por ajuste de los tiempos de retardo de los elementos 26S, 26T de retardo. Este ajuste de desviación es implementado con la ayuda del dispositivo - 29 - 44 de determinación de desviación, el cual tiene un integrador 39, un comparador 40 de intervalo y un circuito 41 de muestreo y retención. La salida del mismo es seguida por un segundo bloque 42 de circuito en la modalidad ejemplar. Para el propósito de ajuste de desviación, se conectan un integrador 39 y un segundo comparador 30 de intervalo a la salida del filtro 27 de paso bajo. El segundo comparador 40 de intervalo determina si la señal TELP de error de seguimiento filtrada- tiene una desviación de voltaje DC que sea suficientemente pequeña. Puesto que este normalmente no es el caso después de la primera etapa de ajuste, la compensación de movimiento del lente para la señal DPD-TE de error de seguimiento, el voltaje VB de salida del integrador 39 cambiará. En primer lugar se conmuta a la muestra un segundo circuito 41 de muestreo y retención, en cuya entrada está presente el voltaje VB de salida. El voltaje VBS de salida del circuito 41 de muestreo y retención por lo tanto sigue al voltaje VB. El segundo bloque 42 de circuito determina el valor absoluto ABS (B) y el signo SIGNO (B) del voltaje VBS de salida. El signo SIGNO (B) controla, por medio del dispositivo 25 de conmutación, para cual de los elementos de retardo digitales 26S, 26T se ajusta un tiempo de retardo el cual cambia de acuerdo con el valor absoluto ABS (B) del voltaje VB o VBS. El voltaje VB y por lo tanto en retardo de ajuste para el elemento 26S o 26T de retardo por lo tanto surge hasta que el voltaje TELP en la entrada del integrador 39 se - 30 -vuelve cero, es decir, el voltaje de entrada en el segundo comparador 40 de intervalo se vuelve más pequeño que el voltaje +VRTE de comparación aplicado al último. Esto asegura que el voltaje de desviación el cual se superpone a^la señal DPD-TE de error de seguimiento sea virtualmente cero. El último, es decir el valor óptimo del voltaje VB después se mantiene en respuesta a una señal S/H2 correspondiente del controlador (no ilustrada) a una señal NDT correspondiente, como un voltaje VBS por el segundo circuito 41 de muestreo y retención. De esta manera termina el ajuste. La señal S de interferencia ahora se inactiva y se activa el regulador 17 de seguimiento. Los voltajes VAS y VBS se mantienen hasta que se inicia un ajuste nuevo. La figura 4 muestra, a modo de ejemplo, un diagrama de flujo de acuerdo con el cual puede tener lugar un ajuste de un aparato de acuerdo con la invención en las etapas mencionadas antes . Después del inicio del método en la etapa 50, en la etapa 51 se inactiva el regulador 17 de seguimiento y se activa el dispositivo 22 generador de señal de interferencia. Como un resultado, el lente objetivo se balancea de la manera descrita antes. En la etapa 52, los tiempos ts, tT,tD, tx y t? de retardo de los elementos 26S, 26T, 26U, 26X y 26Y de retardo se vuelven a ajustar a un valor inicial, generalmente a cero. Con el fin de formar la señal DPD-TE de error de seguimiento, de acuerdo con la etapa 53, se hace uso del tiempo entre las señales (A+C) y (B+D) - 31 -las cuales son transmitidas desde los puntos 15 y 16 de suma, y se forman a partir de las señales de salida de los elementos detectores A, B, C y D, señales de salida las cuales son dirigidas por medio de los elementos 26X y 26Y de retardo y, para su parte son retardados, por los elementos 26S, 26T, 26U de retardo. En la etapa 54, la modulación de la señal DPD-TE de error de seguimiento la cual es causada por la señal S de interferencia se detecta con la ayuda del desmodulador 33 sincrónico. En la etapa 55, la ramificación a la etapa 56 tiene lugar si el circuito DSH de muestreo y retención diferencial aún detecta cambios en la señal VA, es decir, si VA ? constante. Si ya no hay cambios en la señal VA, el método se ramifica a la etapa 57. En la etapa 56, la dirección del cambio, es decir, el hecho de si la modulación de la señal DPD-TE de error de seguimiento está en fase o en antifase con la señal S de interferencia, determina si el método se ramifica a la etapa 58 o a la etapa 59. En la etapa 58, se asignan los elementos 26X y 26Y de retardo a las áreas C y D detectoras y se incrementa su tiempo de retardo. En la etapa 59, se asignan los elementos 26X, 26Y de retardo a las áreas A, B, detectoras y se incrementan sus tiempos tx y t? de retardo. Después de las etapas 58 y 59, se lleva a cabo nuevamente la etapa 54. Se pasa a través de este ciclo hasta que los tiempos de retardo se ajustan lo suficiente para compensar la modulación en la señal DPD-TE de error de - 32 -seguimiento. En este caso, el circuito que ha sido descrito actúa como una interrogación. Si ya no hay un cambio en el voltaje VA de salida del desmodulador 33 sincrónico de acuerdo con la etapa 55, el método se ramifica a la etapa 57 y por lo tanto a la compensación de desviación. En el caso de cada reiteración del ciclo durante una operación de ajuste, la ramificación de la etapa 56 siempre tiene lugar idénticamente puesto que el signo de VA no cambia sino que únicamente cambia el valor absoluto de VA. En la etapa 57, se almacenan los valores tx, t? ajustados. Además, en la etapa 57, se determina la desviación de voltaje DC por medio del filtro 27 de paso bajo y del segundo comparador 40 de intervalo. Si la desviación de voltaje de DC difiere de cero, es decir, si TELP /= 0, entonces el método se ramifica a la etapa 61. Si la desviación de voltaje DC es igual a cero dentro de las uniones de los límites predeterminados, los voltajes +. VRTE de comparación en la modalidad ejemplar, entonces el método se ramifica a la etapa 62. En la etapa 61, se desvía la polaridad del voltaje DC, es decir, el signo de la señal TELP, determina la señal de la cual se retarda adicionalmente los elementos detectores. Si TELP < 0, entonces el método se ramifica a la etapa 63, o de otra manera a la etapa 64. En la etapa 63, se realiza un retardo adicional del elemento 26T de retardo en donde se establece un valor correspondiente a la señal ABS (B) para el tiempo tT de retardo. En la etapa 64, se realiza un retardo adicional del elemento 26S de retardo en donde se establece un - 33 -valor correspondiente a la señal ABS (B) para el tiempo ts de retardo. Después de las etapas 63 y 64, se lleva a cabo nuevamente la etapa 60. Este ciclo se pasa hasta que se incrementan los tiempos de retardo de los elementos 26S o 26T de retardo lo que ha provocado que la desviación del voltaje DC sea más pequeña que el voltaje +VRTE de comparación del comparador 40 de intervalo. La realización repetida de este circuito y el incremento simultáneo actúan como una integración en este caso. De acuerdo con la etapa 62, los tiempos ts, tT, tu, tx y t? de retardo que se han determinado, se ajustan, se almacenan y se retienen. Estos valores almacenados son los valores de compensación óptimos. Por lo tanto el método finaliza en la etapa 65. El diagrama de flujo que se representa en la figura 4 se puede llevar a cabo, por ejemplo, por un control lógico de acuerdo con la figura 5 en relación con el diagrama de bloques de un aparato de acuerdo con la invención y que se representa en la figura 1. En este caso, las puertas lógicas AND (Y) se imndican por AND, las compuertas lógicas OR (O) por OR y los elementos de negación por N o NOT (NO) , y los detalles numéricos se relacionan con el número de entradas respectivas . Números de referencia separados se asignan únicamente cuando es necesario. Como un resultado de la señal START (INICIO) , se inicia la operación de ajuste y se balancea el lente 3 objetivo. Puesto que la señal DPD-TE de error de seguimiento normalmente está - 34 -presente al considerar el movimiento del lente, la señal NMT está a un nivel lógico "bajo" con el resultado de que el borde de señal de la señal STAR conmuta el primer circuito 35 de muestreo y retención a "muestreo", por medio de la salida de la señal S/Hl por el primer circuito basculante 71 digital . El segundo circuito basculante 72 digital se ajusta por NMT = "bajo" y la señal IRÉ de reajuste para el integrador 39 se mantiene para la compensación de desviación de voltaje DC. De igual manera se suprime el pulso de inicio para el segundo circuito basculante 72 digital. La activación del primer circuito 35 de muestreo y retención hace posible para la primera etapa de ajuste proceder automáticamente, puesto que el componente de integración ya está contenido en el desmodulador 33 sincrónico. El procedimiento de la primera etapa termina cuando el voltaje VA ya no cambia con respecto al tiempo y, en consecuencia, el voltaje VD regresa a un valor de cero. Se evita automáticamente la primera etapa de ajuste si la señal NMT está a un nivel lógico "alto" desde el principio, es decir, la modulación de la señal DPD-TE de error de seguimiento es lo suficientemente pequeña incluso sin ningún retardo de las señales de salida de los elementos A y B o C y D detectores. La salida NMT del comparador 34 de intervalo conmuta a "alto" como un resultado del cual el primer circuito basculante 71 digital se reajusta, y se ajusta el segundo circuito basculante 72 digital. Al mismo tiempo, el circuito 35 de muestreo y retención se - 35 -conmuta a "retención" y se almacena el voltaje VAS para compensación de la modulación de la señal DPD-TE de error de seguimiento. Al mismo tiempo, el circuito 41 de muestreo y retención se conmuta a "muestreo" y el integrador 39 se activa por medio de la señal IRÉ = "bajo". El segundo ajuste, de igual manera, procede automáticamente, debido a la integración, hasta que la señal NDT asume un nivel lógico "alto" . Como resultado, la desviación de DC en la señal DPD-TE de error de seguimiento también se compensa, y se alcanza el final del ajuste. Si la desviación DC ya es igual a cero después de la primera etapa de ajuste, entonces la señal NDT de antemano asume un nivel "alto" en este punto en el tiempo y se omite la segunda etapa. La señal ADF hacia afuera indica que el ajuste se ha llevado a cabo con éxito y que tanto la modulación como la desviación son cero o están por debajo de un. valor límite predeterminado. Con la ayuda de la señal HOLDALL (RETENER TODO) ambos circuitos de muestreo y retención 35, 41, pueden ser retenidos de manera forzada en el estado HOLD (RETENER) con el fin de almacenar los voltajes para los elementos de retardo 26. La secuencia de ajuste de acuerdo con la figura 5 se ilustra con la ayuda de un diagrama de señal en la figura 6. Las señales individuales se designan de la misma manera que para las figuras—1 y 5, y el eje de tiempo corre hacia la derecha. El desplazamiento de fase entre la señal S de interferencia y la señal DPD-TE de error de seguimiento es causada por la unidad 6 - 36 -vernier" y el filtro 21 de paso bajo se establece que es cero con fines de sencillez . El tiempo de establecimiento de las etapas de ajuste también se ilustra de manera que sea excesivamente corto en comparación con el periodo de la frecuencia de balanceo, con fines de sencillez. En la figura 7 se especifica una realización sencilla del dispositivo 24 de control que comprende el dispositivo 44 de determinación de desplazamiento así como el dispositivo 45 de comparación por medio de los componentes análogos . Esta representación corresponde a la parte derecha de la figura 1 y también se proporciona con los números de referencia correspondientes. El funcionamiento del circuito ilustrado es evidente a partir de la descripción especificada antes; por lo tanto, los componentes individuales tales como amplificadores operacionales, etc., no se discutirán con mayor detalle aquí. De acuerdo con un diseño posible adicional (no ilustrado aquí) , se proporciona un circuito para determinar la diferencia entre las envolventes superior e inferior de la señal DPD-TE de error de seguimiento en vez del filtro 27 de paso bajo. Esta diferencia es mínima en el caso ideal. En un diseño posible adicional, el cual igualmente no se ilustra aquí, se proporciona un rectificador sincrónico independiente de fase con integración subsecuente, en vez del desviador 23 de fase y el desmodulador 33 sincrónico. Aunque este hardware es un poco más complicado para su elaboración en este - 37 -caso, esta medida se recomienda si se considera la mayor precisión que se obtiene por la misma. Puesto que los circuitos de muestreo y retención los cuales operan con capacitores como almacenamiento de carga no pueden matener el voltaje de una manera estable durante un tiempo prolongado, al considerar las corrientes de fuga, se proporciona la digitilización de los valores de los voltajes VA y VB de salida y la retención de los valores a nivel digital como un desarrollo ventajoso de la presente invención. Los voltajes VAS y VBS después a su vez se transmiten después de haber sido sometidos a conversión digital a analógica. En este caso, la separación en el valor absoluto y el signo también tiene lugar ventajosamente a nivel digital. Es particularmente ventajoso integrar la totalidad de la secuencia del método, es decir, la totalidad de los bloques de circuito en la parte derecha de la figura 1 y los bloques de la figura 1 , en un microcontrolador. Este necesita un filtro 27 de paso bajo o, como una alternativa al mismo, un detector de envolvente, véase antes. El voltaje TELP de salida del mismo se digitaliza por el microcontrolador. Los elementos 26X, 26Y de retardo analógicos se controlan por medio de convertidores digitales a analógicos o, ventajosamente, de una manera directamente digital, y de esta manera también son elementos de retardo digitales. Puesto que, como una regla, el microcontrolador controla el sistema servoactivo de enfoque y - 38 -seguimiento en cualquier caso, de igual manera puede llevar a cabo el balanceo de la unidad 6 vernier y comprender un detector sincrónico de fase independiente. Esto minimiza en gran medida el hardware adicional de salida. La figura 8 muestra parte de un aparato de acuerdo con la invención de una modalidad adicional, parte la cual sirve para ajuste de desviación. Esta parte puede sustituir a la parte correspondiente de la figura 1 la cual se encuentra entre los puntos de suma 15, 16 por una parte, y el comparador 20 de fase, por otra parte. Aqui también, las señales A+C y C+D ya agregadas se retardan entre los puntos 15 y 16 de suma, respectivamente, y el comparador 20 de fase. Para este propósito, un elemento 26U de retardo digital variable, al cual se aplica la. señal ABS(B) se inserta ya sea dentro de una u otra vía por medio de un dispositivo 25' de conmutación. El dispositivo 25' de conmutación conmuta en dependencia con la señal SIGNO (B) . Las dos señales ABS (B) y SIGNO (B) se derivan, como se describe antes, de la señal VBS de salida del dispositivo 44 de determinación de desviación. Una ventaja de este refinamiento es que únicamente se requiere un elemento 26U de retardo digital variable único. Se conecta un convertidor 19 corriente arriba del elemento 26U de retardo digital variable, mientras que se coloca un convertidor 19' en la otra trayectoria de señal, la cual no contiene un elemento de retardo variable. Los convertidores 19, 19' se pueden conectar corriente abajo del dispositivo 25' de conmutación, como se - 39 -ilustra, o bien se pueden conectar corriente arriba desde los mismos . La figura 9 muestra parte de un aparato de acuerdo con la invención, que corresponde al ilustrado para la figura 8, en una modalidad adicional. En este caso, se asigna un elemento 26A, 26B, 26C, 26D de retardo analógico variable a cada uno de los elementos A, B, C, y D detectores y un elemento 26S, 26D de retardo digital variable se coloca corriente abajo de cada punto 15, 16 de suma. El convertidor 19, 19' se sitúa entre el punto 15, 16 de suma y el elemento 26S, 26T de retardo digital. Un dispositivo 25 de conmutación se controla por la señal SIGNO (B) y se conecta a uno de los elementos 26S, 26T de retardo digital a la señal ABS(B) . La señal ABS (A) se alimenta a los elementos 26A, 26B de retardo o a los elementos 26C y 26D de retardo por medio del dispositivo 25" de conmutación, el cual se conmuta por la señal SIGNO (B) . Una ventaja de este refinamiento es que el dispositivo 25, 25" de conmutación de construcción más sencilla se puede utilizar. El intervalo de ajuste de los elementos 25A a 25D de retardo analógico pueden ser más pequeños, lo cual reduce la complejidad y por lo tanto los costos. No es necesario mencionar que las combinaciones prácticas de los refinamientos induistriales ilustrados aquí para compensar los errores causados por el movimiento del lente y para compensar la desviación de igual manera están dentro del alcance de la invención, incluso si no se describen con detalle aquí. La - 40 -implementación del establecimiento de los elementos de retardo analógicos y digitales por medio de las etapas de métodos las cuales se alojan entre si de igual manera están dentro del alcance de la invención.

Claims (10)

- 41 - REIVINDICACIONES

1. Aparato para leer y/o escribir a un medio de grabación óptico, el cual tiene un dispositivo de seguimiento, un detector de cuatro cuadrantes, dos puntos de suma y un comparador de fase para seguimiento de acuerdo con el método de detección de fase diferencial, y también elementos de retardo variables que pueden ser ajustados por un dispositivo de control, caracterizado porque por lo menos uno de los elementos de retardo es un elemento de retardo digital y se coloca entre el punto de suma para señales de salida de los elementos detectores del detector de cuatro cuadrantes y el comparador de fase, y en donde por lo menos uno de los elementos de retardo es un elemento de retardo analógico y se coloca entre el detector de cuatro cuadrantes y el punto de suma.

2. El aparato como se describe en la reivindicación 1, caracterizado porque el dispositivo de control tiene un dispositivo de determinación de desviación en cuya entrada la señal de salida del comparador de fase está presente y cuya señal de salida sirve para ajustar por lo menos uno de los elementos de retardo digitales .

3. El aparato como se describe en cualquiera de las reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque el elemento de - 42 -retardo digital respectivo se asigna a los puntos de suma y en donde el dispositivo de conmutación está presente con el propósito de conectar uno de los elementos de retardo a la salida del dispositivo de determinación de desviación.

. El aparato como se describe en cualquiera de las reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque el dispositivo de conmutación está presente con el propósito de insertar un elemento de retardo digital entre uno de los puntos de suma y el comparador de fase.

5. El aparato como se describe en cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque está presente un dispositivo conmutador, por medio del cual se pueden conectar dos de los elementos detectores del detector de cuatro cuadrantes a un elemento, en cada caso, de retardo analógico.

6. El aparato como se describe en una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque está presente el dispositivo generador de señal de interferencia, cuya salida se conecta al dispositivo de seguimiento, y a una primera entrada del dispositivo de control, cuya segunda entrada se conecta a la salida del comparador de fase. - 43 -

7. El aparato como se describe en la reivindicación 6, caracterizado porque el dispositivo de control tiene un dispositivo de comparación, en cuyas entradas la señal de salida del comparador de fase y la señal de salida del dispositivo generador de señal de interferencia están presentes y cuya señal de salida sirve para ajustar por lo menos uno de los elementos de retardo analógicos .

8. El aparato como se describe en una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la salida de control, en la cual está presente la señal de salida, se asigna a un -bloque de circuito el cual determina un valor absoluto y/o signo de la señal presente en la salida de control.

9. El aparato como se describe en una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porgue el convertidor se conecta corriente arriba del elemento de retardo digital .

10. El aparato como se describe en una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el dispositivo de control y por lo menos uno de los elementos de retardo se elaboran en un circuito integrado.