MXPA04000113A - Balastra electronica. - Google Patents

Abstract

Se describe una balastra electronica para excitar una lampara de descarga de gas que incluye un rectificador, un circuito de llenado de valle, un inversor que tiene un primer y segundo dispositivo conductor susceptible de control conectado en serie que tiene ciclos de uso complementarios, un circuito de control para controlar al dispositivo conductor susceptible de control, y una fuente de poder de asidera independiente para suministrar energia a los circuitos de control de la balastra. El resultado es una balastra que tiene THD, y factor de cresta de corriente sustancialmente mejorados. En una modalidad preferida, el circuito de llenado de valle incluye un dispositivo para almacenamiento de energia que almacena la energia en respuesta a un dispositivo conductor susceptible de control. En una modalidad especialmente preferida, el dispositivo conductor susceptible de control de los circuitos de llenado de valle tambien es uno de los dispositivos conductores susceptibles de control del inversor.

Description

BALASTRA ELECTRONICA CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere a balastras electrónicas para lámparas de descarga de gas, tales como las lámparas fluorescentes.

ANTECEDENTES DE LA INVENCION Las balastras electrónicas para ' lámparas fluorescentes se pueden analizar típicamente como constituidas por un "extremo frontal" y un "extremo posterior" . El extremo frontal típicamente incluye un rectificador para cambiar el voltaje de línea de corriente alterna (CA) a un voltaje de bús de corriente directa (CD) y un circuito de filtro para filtrar el voltaje de bús de CD . El circuito de filtro típicamente comprende un condensador para almacenamiento de energía. Las balastras electrónicas también con frecuencia utilizan un circuito amplificador para amplificar la magnitud del voltaje de bús de CD . De manera adicional, se sabe que una balastra electrónica utiliza medios de corrección de factor de potencia pasivos para reducir la distorsión 2 armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Estos medios incluyen circuitos de filtro de frecuencia de línea que tienen una impedancia elevada en la frecuencia de línea y en aproximadamente las primeras 30 armónicas de la frecuencia de línea. La impedancia elevada de los circuitos de filtro de frecuencia de línea tiene un efecto reductor significativo en la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Estos filtros son opuestos a los filtros EMI los cuales tienen impedancia baja en la frecuencia de línea y en las armónicas relacionadas y por lo tanto no tienen efectos significativos sobre la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. El extremo posterior de la balastra incluye típicamente un inversor conmutador para convertir el voltaje de bús de CD a un voltaje de CA de alta frecuencia, y un circuito de tanque resonante que tiene una impedancia relativamente alta para acoplar el voltaje de CA de alta frecuencia a los electrodos de la lámpara. El extremo posterior de la balastra también incluye típicamente un circuito de retroalimentación que monitorea la corriente de la lámpara y genera señales de control para controlar la conmutación del inversor para mantener una magnitud de corriente de lámpara deseada. Con el fin de mantener estable el funcionamiento de la lámpara, las balastras electrónicas típicas de la técnica antecedente filtran el voltaje de bús de CD para reducir al mínimo la cantidad de ondulación del voltaje de bús. Esto normalmente se logra suministrando un condensador de bús que tenga una capacitancia relativamente grande y por lo tanto, una capacidad de almacenamiento de energía relativamente grande. Para proveer un condensador de bús relativamente grande, la cantidad de decaimiento a partir del voltaje máximo rectificado se reduce al mínimo desde un medio ciclo hasta el siguiente medio ciclo. La reducción de la cantidad de ondulación en el bus de CD también tiende reducir al mínimo el factor de cresta de corriente (CCF) de la corriente de la lámpara. El CCF de la corriente de la lámpara se define como la relación de la magnitud de la corriente máxima de la lámpara al valor de la magnitud de la raíz cuadrada de la media de la corriente de la lámpara.

CCF (ecuación 1) 4 Un indicador importante de la calidad de corriente de lámpara para una lámpara de descarga de gas tal como una lámpara fluorescente es el factor de cresta de la corriente (CCF por sus siglas en inglés) de la corriente de la lámpara. Se prefiere un CCF bajo debido a que un CCF alto podría ocasionar el deterioro de los filamentos de la lámpara, lo cual podría reducir posteriormente la vida de la lámpara. La Norma Industrial Japonesa (JIS por sus siglas en inglés) JIS C 8117-1992 recomienda un CCF de 2.1 o menos, y la Norma de ' la Comisión Electrotécnica Internacional (IEC por sus siglas en inglés) 921-1988-07 recomienda un CCF de 1.7 o menos. Sin embargo, el uso de un condensador de bús para reducir la ondulación en el voltaje de bús de CD tiene sus desventajas. Mientras más grande sea el condensador de bús, más costoso será, y es mayor el área que éste ocupa en una tarjeta de circuito impreso, o similares, y mayor será el volumen que éste utilice dentro de la balastra. Además, el condensador de bús se descarga cada vez que el nivel de voltaje de bús está por encima del valor absoluto instantáneo del voltaje de la línea de CA, y por lo tanto el condensador de bús se recarga únicamente durante un tiempo relativamente corto dentro de cada medio ciclo de línea, alrededor del voltaje máximo de valor absoluto del voltaje de la línea de CA . Por lo tanto, las balastras típicas de la técnica antecedente toman una cantidad relativamente grande de corriente durante el tiempo corto en el que el condensador de bús se carga, como se muestra en la figura 1. Esto resulta en una forma de onda de corriente de alimentación de la balastra distorsionada que da origen a armónicas no deseadas y a niveles indeseables de distorsión armónica total (THD) . En una red de distribución de energía de CA, las formas de onda de voltaje o corriente pueden expresarse como una frecuencia fundamental y una serie de armónicas. Estas armónicas tienen algunos múltiplos de frecuencia de la frecuencia fundamental del voltaje o corriente de línea. De manera específica, la distorsión en la forma de onda de CA tiene' componentes que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental. De interés particular son las armónicas que sean múltiplos de la tercera armónica. Estas armónicas se suman numéricamente en el conductor neutral de una red de distribución de energía trifásica. Típicamente, la distorsión armónica total se calcula utilizando las primeras 30 armónicas de la frecuencia fundamental. Se prefiere que la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra esté por debajo, del 33.3% para evitar el sobrecalentamiento del cable neutral en una red de distribución de energía trifásica. Además muchos usuarios de sistemas de iluminación requieren que las balastras tengan una distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra menor del 20%. Una estrategia para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra y me orar el factor de potencia de la balastra ha sido utilizar circuitos bien conocidos de corrección del factor de potencia activo (APFC por sus siglas en inglés) . Esta estrategia tiene ciertos inconvenientes incluyendo complejidad agregada de la balastra,' m s componentes, mayor costo, conflabilidad potencialmente menor y, posiblemente, consumo de energía incrementado. Asimismo, las balastras que tienen APFC típicamente utilizan un condensador de bús relativamente grande con sus desventajas inherentes como se indicó anteriormente. Otra estrategia para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra ha sido utilizar un circuito para llenado de valle entre un rectificador y un inversor. Una desventaja de los circuitos típicos para llenado de valle de la técnica antecedente es que estos pueden tener una ondulación de bus más grande, lo que da como resultado un factor de cresta de corriente de la lámpara incluso más alto, lo cual a su vez puede acortar la vida útil de la lámpara. Las estrategias de la técnica antecedente para proveer balastras electrónicas que tengan factor de potencia y THD mejorados se discuten en T.-F. u, Y.-J. Wu, C.-H. Chang y Z. R. Liu, "Ripple-Free , Single-Stage Electronic Ballasts with Dither-Booster Power Factor Corrector" , Reunión Anual de la Sociedad de Aplicaciones Industriales del IEEE, págs . 2372-77, 1997; Y.-S. Youn, G. Chae, y G.-H. Cho, "A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter", Registro PESC97 del IEEE, págs. 53-59, 1997; y G. Chae, Y.-S. Youn, y G.-H. Cho, "High Power Factor Correction Circuit using Valley Charge-Pumping for Low Cost Electronic Ballasts", IEEE 0-7803-4489-8/98, págs. 2003-8, 1998. Las patentes de la técnica antecedente representativas de los intentos para proveer balastras electrónicas que tengan factor de potencia 8 y distorsión armónica total mejorados incluyen la patente E.U.A. No. 5,387/847, "Passive Power Factor Ballast Circuit for the Gas Discharge Lamps" , expedida el 7 de febrero de 1995 para Wood patente E.U.A. No. 5,399,944, "Ballast Circuit for Driving Gas Discharge" , expedida el 21 de marzo de 1995 para Konopka et al.; patente E.U.A. No. 5,517,086, "Modified Valley Fill High Power Factor Correction Ballast", expedida el 14 de mayo de 1996 para El-Hamamsy et al. ; y patente E.U.A. No. 5,994,847, "Electronic Ballast with Lamp Current Valley-fill Power Factor Correction", expedida el 30 de noviembre de 1999. Otra referencia es el documento titulado "Fluorescent Ballast Design Using Passive P.F.C. and Crest Factor Control" por Peter . Wood, 1998. Esta referencia muestra una balastra del tipo que utiliza un filtro de frecuencia de línea que tiene una impedancia sustancial en la frecuencia de línea y aproximadamente las primeras 30 armónicas de la frecuencia de línea.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN De conformidad con una primera 9 característica de la invención, una balastra electrónica novedosa para excitar una lámpara de descarga de gas incluye un circuito rectificador para convertir un voltaje de alimentación de línea de CA en un voltaje rectificado, un circuito para llenado de valle que incluye un dispositivo para almacenamiento de energía el cual se carga a través de una impedancia conmutada, utilizándose la energía en este dispositivo para llenar los valles entre picos de voltaje rectificados sucesivos para producir un voltaje de valle lleno, y un circuito inversor que tiene dispositivos conductores susceptibles de control conectados en serie para convertir el voltaje de valle lleno en un voltaje de. CA de alta frecuencia. El dispositivo para almacenamiento de energía puede ser un condensador o un inductor o cualquier otro componente o combinación de componentes para almacenamiento de energía. Cargar el dispositivo para almacenamiento de energía se refiere a incrementar la energía almacenada en el dispositivo para almacenamiento de energía. Un dispositivo conductor susceptible de control es un dispositivo cuya conducción se puede controlar mediante una señal externa. Estos dispositivos conductores susceptibles de control incluyen dispositivos tales como los 10 transistores de efecto de campo de semi - conductor de óxido de metal (MOSFETs por sus siglas en inglés) , transistores bipolares de compuerta aislados (IGBTs por sus siglas en inglés) , transistores de unión bipolar (BJTs por sus siglas en inglés) , Triacs, SCRs, relés, conmutadores, tubos al vacío y otros dispositivos de conmutación. El voltaje de CA de alta frecuencia se aplica a un circuito de tanque resonante para excitar una corriente a través de una lámpara de descarga de gas, y se provee un circuito de control para controlar la conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control en una forma novedosa para suministrar una corriente de lámpara deseada a la lámpara de descarga de gas y una distorsión armónica total reducida de la corriente de alimentación de la balastra. La balastra electrónica de la invención descrita puede excitar más de una lámpara de descarga de gas. En una modalidad preferida de l balastra, el dispositivo para almacenamiento de energía del circuito para llenado de valle incluye un condensador, conocido comúnmente como el condensador para llenado de valle, que almacena energía durante una primera porción de carga de cada medio ciclo del voltaje de la línea de CA, y suministra energía al 11 circuito inversor el cual a su vez excita la corriente de la lámpara a través de una lámpara de descarga de gas durante una segunda porción de descarga de cada medio ciclo del voltaje de línea de CA . La impedancia conmutada del circuito para llenado de valle incluye una resistencia en serie con un dispositivo conductor susceptible de control, a través del cual se carga el condensador para llenado de valle. En una modalidad alternativa, el dispositivo para almacenamiento de energía del circuito para llenado de valle incluye un condensador para llenado de valle, y la impedancia conmutada incluye un inductor conectado en serie con un dispositivo conductor susceptible de control, conectados juntos en una configuración de circuito convertidor reductor. El condensador para llenado de valle almacena energía durante una primera porción de carga de cada medio ciclo del voltaje de línea de CA, y suministra energía al circuito inversor durante una segunda porción de descarga de cada medio ciclo del voltaje de línea de CA. El inductor de circuito reductor almacena energía en respuesta a la conducción del dispositivo conductor susceptible de control durante el periodo de carga del condensador 12 para llenado de valle, y transfiere la energía almacenada hacia el condensador para llenado de valle en respuesta a la no conducción del dispositivo conductor susceptible de control durante el periodo de carga del condensador para llenado de valle. En una modalidad alternativa, el inductor del circuito reductor está provisto con una toma conectada al voltaje de bus a través de un diodo de conmutación para proveer tiempos de carga y descarga diferentes para el condensador de llenado de valle. De conformidad con una segunda característica de la invención, una balastra electrónica novedosa para excitar una lámpara de descarga de gas incluye un circuito rectificador para convertir un voltaje de alimentación de línea de CA en un voltaje rectificado de onda completa, un circuito de llenado de valle para llenar los valles entre picos de voltaje rectificado sucesivos para producir un voltaje de valle lleno, un circuito inversor que tiene dispositivos de conmutación conectados en serie (dispositivos conductores susceptibles de control) para convertir el voltaje de valle lleno en un voltaje de CA de alta frecuencia, un tanque resonante para acoplar el voltaje de CA de alta frecuencia a una lámpara de descarga de gas, un circuito de 13 control para controlar la conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control para suministrar una corriente deseada a la lámpara de descarga de gas, y medios para tomar corriente de alimentación cerca del punto de intersección con el eje de cero del voltaje de alimentación de la línea de CA de modo tal que se reduzca la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra . En una modalidad preferida de la balastra, los medios para extraer corriente cerca del punto de intersección con el eje de cero es un circuito de oreja de gato. De preferencia, el circuito de oreja de gato es una fuente de poder de oreja de gato que también puede suministrar la potencia necesaria para hacer funcionar el circuito de control u otros circuitos de mantenimiento y auxiliares. El circuito de oreja de gato toma corriente desde la línea de CA alrededor del punto de intersección con el eje de cero del voltaje de la línea de CA en cualquiera del borde frontal de cada medio ciclo, o el borde posterior de cada medio ciclo, o en ambos. El circuito de oreja de gato obtiene su nombre a partir de la forma característica de su forma de onda de corriente de alimentación. Esta corriente "llena" o 14 complementa la forma de onda de corriente tomada por la balastra a partir de la línea de CA cerca de los puntos de intersección con el voltaje del eje cero. El circuito de oreja de gato puede estar provisto con circuitos que "conectan" y "desconectan" al circuito de oreja de gato en respuesta a niveles fijos de voltaje de alimentación. De manera alternativa, el circuito de oreja de gato puede estar provisto con un conjunto de circuitos para monitorear la corriente tomada por el extremo posterior de la balastra y para hacer que el circuito de oreja de gato tome corriente de alimentación únicamente cuando el extremo posterior no está tomando corriente significativa.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La figura 1 es una representación de las formas de onda de voltaje y corriente en una balastra electrónica de la técnica antecedente que no tiene APFC o circuitos de llenado de valle con algunas formas de onda ideales mostradas en líneas punteadas. La figura 2 es un diagrama de bloques simplificado de una modalidad de la balastra electrónica de la invención. La figura 3 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una primera modalidad de un circuito de llenado de valle que utiliza un circuito convertidor reductor que se puede utilizar en la balastra electrónica de la invención. La figura 4 es una representación simplificada del voltaje de valle lleno en el circuito convertidor reductor, de la figura 3 que ilustra el método de funcionamiento . La figura 5 es un circuito esquemático simplificado del circuito convertidor reductor de la figura 3 que ilustra un primer modo de funcionamiento. La figura 6 es un circuito esquemático simplificado del circuito convertidor reductor de la figura 3 que ilustra un segundo modo de funcionamiento. La figura 7 es una representación simplificada de diversas formas de onda de voltaje y corriente en una balastra electrónica que incluye el circuito convertidor reductor de la figura 3 a una salida completa de luz. La figura 8 es una representación simplificada de diversas formas de onda de voltaje y corriente en una balastra electrónica que incluye el circuito convertidor reductor de la figura 3 a un 10% de salida de luz. La figura 9 es un diagrama de circuito 16 esquemático simplificado de una segunda modalidad de un circuito de llenado de valle que tiene un circuito convertidor reductor integrado con un circuito inversor de conformidad con la presente invención. La figura 10 es un diagrama de circuito esquemático simplificado que tiene un circuito convertidor reductor integrado con un inductor con tomas en el circuito convertidor reductor de conformidad con la invención. La figura 11 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de otra modalidad alternativa de un circuito de llenado de valle que tiene un transformador de salida horizontal para recargar el condensador de llenado de valle. La figura 12 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una cuarta modalidad de un circuito de llenado de valle de conformidad con la presente invención. La figura 13 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una quinta modalidad de un circuito de llenado de valle de conformidad con la presente invención. La figura 14 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una sexta modalidad de un circuito de llenado - de valle integrado con un 17 circuito inversor de conformidad con la presente invención . La figura 15 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una séptima modalidad de un circuito de llenado de valle de conformidad con la presente invención. La figura 16 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una octava modalidad de un circuito de llenado de valle de conformidad con la presente invención. Las figuras 17 y 18 son diagramas de circuito esquemáticos simplificados de una balastra construida de conformidad con la presente invención. La figura 19 es un conjunto de diagramas en una base de tiempo común que muestra los tiempos de conducción del conmutador del circuito inversor de la figura 17 que cambian a través de un medio ciclo del voltaje de línea, y la corriente de linea resultante tomada por la balastra. Las figuras 20 y 21 son diagramas de circuito esquemáticos simplificados de una segunda modalidad de una balastra electrónica construida de conformidad con la presente invención. La figura 22 es un diagrama de circuito esquemático parcial simplificado de la balastra de 18 las figuras 20 y 21 que incluye detalles de los circuitos de control, configuración de onda y retroalimentación . La figura 23 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de un circuito de control de ganancia automática para el circuito de configuración de onda de la figura 22.. La figura 24 es un diagrama de bloques simplificado de una segunda modalidad del circuito de retroalimentación de la figura 20. La figura 25 es un diagrama de bloques simplificado de una tercera modalidad del circuito de retroalimentación de la figura 20. La figura 26 es un diagrama de flujo simplificado que ilustra el funcionamiento de los circuitos de retroalimentación de las figuras 24 y 25. La figura 27 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una fuente de poder de oreja de gato de la técnica antecedente. La figura 28 muestra una forma de onda simplificada de la corriente de línea tomada por la fuente de poder de oreja de gato de las figuras 20 y 22. La figura 29 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una primera modalidad de un circuito de oreja de gato que tiene puntos de conexión y desconexión fijos de conformidad con la invención . La figura 30 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una segunda modalidad de un circuito de oreja de gato que incluye el monitoreo activo de la corriente del extremo posterior. La figura 31 muestra una forma de onda simplificada de una corriente de linea tomada por la balastra electrónica de las figuras 20 y 21.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES DE LA INVENCIÓN La breve descripción anterior, así como la siguiente descripción detallada de las modalidades preferidas, se entienden mejor cuando se leen en conjunto con las figuras anexas. Con el propósito de ilustrar la invención, en las figuras se muestra una modalidad que actualmente es preferida, en la cual los números similares representan partes similares a través de las diversas vistas de las figuras, entendiéndose, sin embargo, que la invención no queda limitada a los métodos e instrumentaciones específicas 2 O descritas .

Perspectiva general de la balastra Haciendo referencia primero a la figura 2, en ésta se muestra un diagrama de bloques simplificado de una balastra electrónica 810 construida de conformidad con invención. La balastra 810 incluye un circuito rectificador 820 que puede ser conectado a una fuente de poder de CA que tiene una frecuencia de línea determinada. Típicamente, la frecuencia de línea determinada de la fuente de poder de CA es de 50 Hz o 60 Hz . Sin embargo, la invención no queda limitada a estas frecuencias particulares. Cada vez que se dice que un dispositivo se va conectar, acoplar, acoplar en relación de corriente, o que es susceptible de conectarse a otro dispositivo, se quiere decir que el dispositivo se puede conectar directamente mediante un cable o de manera alternativa, se conecta a través de otro dispositivo.. tal como (pero sin limitarse a) una resistencia, diodo, dispositivo conector susceptible de control, y esta conexión puede estar en un arreglo en serie o en paralelo. El circuito rectificador 820 convierte el voltaje de alimentación de CA en un voltaje rectificado de onda completa. En una modalidad de . la 21 invención el circuito rectificador 820 está conectado a un circuito de llenado de valle 830 novedoso, que será descrito, a través de un diodo 840. Un condensador de filtro de derivación de alta frecuencia 850 se conecta a través de las terminales de alimentación del circuito de llenado de valle 830. El circuito de llenado de valle 830 carga y descarga en forma selectiva un dispositivo para almacenamiento de energía que será descrito, para crear un voltaje de valle lleno. Las terminales de salida del circuito de llenado de valle 830 a su vez se conectan a las terminales de alimentación de un circuito inversor 860. El circuito inversor 860 convierte el voltaje de CD rectificado en un voltaje de CA de alta frecuencia. Las terminales de salida del circuito inversor 860 están conectadas a un circuito de salida 870, el cual incluye típicamente un tanque resonante, y podría también incluir un transformador de acoplamiento. El circuito de salida 870 filtra la salida del circuito inversor 860 para suministrar esencialmente un voltaje de alta frecuencia sinusoide, así como para proveer ganancia de voltaje e impedancia de salida incrementadas. El circuito de salida 870 puede ser conectado para excitar un dispositivo consumidor de energía (load) 880 tal como 22 una lámpara de descarga de gas; por ejemplo una lámpara fluorescente. Un circuito detector de corriente de salida 890 acoplado al dispositivo consumidor de energía 880 provee retroalimentación de corriente de dispositivo consumidor de energía a un circuito de control 882. El circuito de control 882 genera señales de control para controlar el funcionamiento del circuito de llenado de valle 830 y el del circuito inversor 860 para proveer una corriente de dispositivo consumidor de energía deseada al dispositivo consumidor de energía 880. Un circuito de oreja de gato 884 está conectado a través de las terminales de salida del circuito rectificador 820 y provee la energía necesaria para el funcionamiento apropiado del circuito de control 882.

El circuito de llenado de valle Volviendo ahora a la figura 3, en ésta se muestra un diagrama de circuito esquemático de una primera modalidad 910 del circuito de llenado de valle 830 de la figura 2 en forma de un circuito conversor reductor. Un dispositivo para almacenamiento de energía 916 está conectado a través de la primera y segunda terminales de alimentación 912. y 914, en forma de un condensador, conectado en serie con un primer diodo 918. La función del circuito conversor reductor 910 es la de proveer una corriente de carga controlada para el condensador 916. Este condensador 916 también es conocido como el condensador de llenado de valle. Un inductor 920 está conectado a la unión del condensador 916 y el cátodo del primer diodo 918, el inductor está conectado en serie con un segundo diodo (opcional) 922 y un dispositivo conductor susceptible de control, el conmutador 924, a un circuito común. El dispositivo conductor susceptible de control 924 se muestra como un transistor de efecto de campo de semiconductor de óxido de metal (MOSFET) , pero puede ser un transistor de unión bipolar (BJT) ; transistor bipolar de compuerta aislado (IGBT) u otro dispositivo conductor susceptible de control. El circuito convertidor reductor 910 también incluye un tercer diodo de conmutación 926, el cual también puede ser un rectificador síncrono controlado de manera apropiada o MOSFET, conectado entre la unión del inductor reductor. 920 y el segundo diodo 922, y una terminal del condensador 916 conectada a la alimentación 912. Una primera terminal de salida 928 está conectada a la terminal de alimentación 912, al condensador 916, y al cátodo del diodo de conmutación 926. Una segunda terminal de salida 930 24 está conectada a la segunda terminal de alimentación 914, al colectivo del circuito, al ánodo del diodo 918, y al conmutador 924. El funcionamiento del circuito convertidor reductor 910 será descrito en conexión con las figuras 3, 4, 5, y 6. El circuito convertidor reductor 910 funciona bajo dos condiciones diferentes. En la condición I (intervalo I en la figura 4) , el voltaje de línea rectificado instantáneo 1010 aplicado a las terminales de alimentación 912, 914 del circuito convertidor reductor 910 es igual a o menor que el voltaje 1012 a través del condensador 916, y por lo tanto el condensador 916 descarga algo de su energía almacenada en el circuito inversor. En esta condición, el diodo 840 (figura 2) se polariza en forma invertida, y el diodo 918 se polariza directamente hacia la conducción. Esto establece una ruta de descarga para el condensador 916 desde la terminal 930 del colectivo del circuito (circuit common) , a través del diodo 918 y del condensador 916, hacia la terminal de salida 928 del convertidor reductor. El conmutador 924 se abre y se cierra en forma alternada a una frecuencia típicamente de alrededor de 30 kHz o mayor, la cual es sustancialmente mayor que la frecuencia del voltaje de línea rectificado. Cuando 25 el conmutador 924 está conduciendo, la energía residual remanente en el inductor reductor 920 proveniente del ciclo de carga previo se descarga a través del diodo 922 y del conmutador 924 hacia el colectivo del circuito. Después de esto, los diodos 922 y 926 se polarizan en forma inversa de modo tal que ya no fluye corriente adicional a través del inductor reductor 920. En la condición II (intervalo II en la figura 4), el voltaje de línea rectificado instantáneo es mayor que el voltaje a través de condensador 916, y se incrementa la energía almacenada en el condensador 916. Durante el intervalo II, el funcionamiento del convertidor reductor depende del estado de conducción del conmutador 924. Cuando el conmutador 924 está conduciendo, el circuito convertidor reductor 910 se reduce a la forma simplificada mostrada en la figura 5 y el voltaje a través del inductor reductor 920 es igual al voltaje de línea rectificado instantáneo menos el voltaje a través del condensador 916. De esta manera, el condensador. 916 se carga mediante una corriente que fluye desde la alimentación 912, a través del condensador 916, del inductor reductor 920, y del conmutador 924, hasta el colectivo del circuito.

Además, la energía se almacena en el inductor reductor 920 mediante el voltaje aplicado al inductor reductor 920 cuando el conmutador 924 está conduciendo. Cuando el conmutador 924 no está conduciendo (como se muestra en la figura 6) , entonces la corriente 1210 que fluye a través del inductor reductor 920 se conmuta a través del diodo 926 y fluye, hacia el condensador 916, transfiriendo de esta manera alguna o toda la energía almacenada en el inductor reductor 920 hacia el condensador 916. Advierta que en la condición II, el condensador 916 se carga tanto cuando el conmutador 924 está conduciendo, como cuando el conmutador 924 no está conduciendo. El resultado del funcionamiento del circuito convertidor reductor 910 es que el condensador 916 se carga en un lapso de tiempo 1310, como se muestra la figura 7, en el cual la balastra está funcionando en una salida completa de luz. La carga del condensador de llenado de valle 916 de preferencia se realiza durante más de 90 grados de cada medio ciclo de línea . Se ha descubierto que se reduce la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra resultante cuando la carga del condensador de llenado de valle toma lugar durante más de 90 27 grados de cada medio ciclo de frecuencia de linea de 180 grados . Otra ventaja del circuito convertidor reductor 910 es que la corriente de alimentación hacia el condensador 916 al inicio de cada ciclo de carga queda limitada por el inductor reductor 920. Esto también se puede observar en la figura 7 en el sentido que la corriente de línea máxima 1312 se reduce en gran manera en comparación con la línea de corriente máxima 1314 de las balastras típicas de la técnica antecedente que no tienen circuitos de corrección de factor de potencia activa (APPC) o de llenado de valle. La limitación de la entrada de corriente es incluso más significativa en el encendido inicial de la balastra. Por lo tanto, cuando se aplica primero ¦ energía a una balastra corregida en cuanto a factor de potencia activa típica, el condensador para almacenamiento de energía se carga hasta que el voltaje del condensador se eleva hasta el valor máximo del voltaje de línea de CA. Durante este periodo de carga la corriente de alimentación queda limitada esencialmente sólo por la resistencia del cable y la impedancia de la fuente de poder de CA que suministra a la balastra. El circuito convertidor reductor 910 de la balastra de la invención está 28 limitado en cuanto a corriente en forma inherente, con lo cual se supera otro impedimento significativo de las balastras tipo APFC . Otra ventaja del circuito convertidor reductor 910 es que este provee protección contra voltaje excesivo para el condensador 916. Es decir, en una condición sin carga, tal como cuando no está conectada la lámpara, el condensador 916 cargará a no más que el voltaje de línea rectificado máximo. Esto es opuesto a los convertidores elevadores y reductores-elevadores tradicionales en los cuales se deben agregar circuitos adicionales para evitar que el condensador para almacenamiento de energía se cargue a voltajes altos potencialmente catastróficos en una condición sin carga. Como se muestra en la figura 8, a medida que se reduce la intensidad de la lámpara hasta el 10% aproximadamente de emisión de luz, se reduce el tiempo de carga del condensador 916. Simultáneamente, el voltaje de ondulación del bús también se reduce, lo que lleva a un factor de cresta de corriente más bajo de la corriente de la lámpara. Volviendo ahora a la figura 9, en ésta se muestra una segunda modalidad del circuito convertidor reductor 1410 que tiene al circuito inversor 860. El circuito inversor 860, el cual se describe con mayor detalle más adelante, tiene un conmutador 2112 de lado alto y un conmutador 924 de lado bajo. El conmutador 2112 de lado alto y el conmutador 924 de lado bajo son ambos dispositivos conductores susceptibles de control, tales como MOSFETs o IGBTs. En esta modalidad, el circuito convertidor reductor 1410 y el circuito inversor 860 comparten el dispositivo conductor susceptible de control 924. La segunda modalidad de circuito convertidor reductor 1410 aparte de esto, funciona esencialmente en la misma forma que la primera modalidad del circuito convertidor reductor 910. Volviendo ahora a la figura 10, en ésta se muestra una tercera modalidad del circuito convertidor reductor 1510 en el cual el inductor reductor 920 se reemplaza con un inductor con tomas 1520. El ánodo del diodo de conmutación 926 está acoplado a una bobina interior del inductor con tomas 1520 en la toma, en vez de la unión del inductor con tomas 1520 y el diodo 922. La colocación de la toma del inductor provee la capacidad- para variar el tiempo de descarga del inductor 1520. Se puede reducir, o eliminar completamente el funcionamiento en modo continuo del convertidor reductor. Sin embargo, esta flexibilidad adicional tiene el inconveniente de tensión de voltaje adicional sobre el conmutador 924. Por lo tanto, cuando' el inductor con tomas 1520 está transfiriendo energía hacia el condensador 916, el inductor con tomas 1520 actúa para que el voltaje aplicado a través del conmutador 924 sea igual al voltaje a través del condensador 916 multiplicado por la relación de vueltas del inductor con tomas 1520. Un circuito amortiguador que incluye un diodo amortiguador 1552, en serie con la combinación en paralelo de una resistencia amortiguadora 1554 y un condensador amortiguador 1556, está acoplado entre la unión del inductor reductor con tomas 1520 y el diodo 922, y el colectivo del circuito, para disipar la energía residual no acoplada en el inductor reductor con tomas . En una modalidad del circuito inductor reductor con tomas de la figura 10, el condensador 916 es una combinación en paralelo de dos condensadores de 47 microfaradios , 250 voltios, los diodos 918 y 926 son diodos UR160, los diodos 922 y 1552 son diodos de 1000 voltios, 1 ampere, la resistencia 1554 es una combinación en serie de dos resistencias de 91 kilohmios, 1 watt, el condensador 1556 es un condensador de 0.0047 microfaradios , 630 voltios, y el conmutador 924 es un MOSFET IRF1634G de 250 voltios. El inductor reductor con tomas 1520 tiene un número total de aproximadamente 180 vueltas desde el cátodo del diodo 918 hasta el ánodo del diodo 922, y tiene una inductancia de aproximadamente 1.427 mil liHenrios , siendo el número de vueltas de aproximadamente 75 desde el cátodo del diodo 918 hasta la toma, con una inductancia de aproximadamente 244 microHenrios , y siendo el número de vueltas de aproximadamente 105 desde la toma hacia el ánodo del diodo 922, con una inductancia de aproximadamente 492 microHenrios. En cada una . de las modalidades previamente descritas del circuito para llenado de valle 830 (Fig. 2), la corriente de carga del condensador 916 se incrementa con tiempos de conducción más largos del conmutador conductor susceptible de control 924. Cuando se reduce la intensidad de la lámpara hasta niveles bajos de luz, el conmutador 924 conduce durante un tiempo más largo, y se incrementa la acumulación de carga en el condensador 916, lo cual tiende a elevar el voltaje de bús . Es conveniente tener un voltaje de bús más alto a niveles bajos de luz debido a que el voltaje de la lámpara se incrementa a niveles bajos de luz y un voltaje de bús más alto permite que la lámpara se puede excitar a través de una impedancia más alta. Una impedancia de salida más alta mejora la estabilidad de la lámpara, como se discute en la patente E.U.A. No. 5,041,763, expedida el 20 de agosto de 1991 para Sullivan et al., y cedida a Lutron Electronics Co . , Inc . La corriente de carga también se incrementa a medida que se incrementa la diferencial de voltaje y el voltaje de linea rectificado, y el voltaje a través del condensador 916. Esto da como resultado que la corriente de carga instantánea en el inductor reductor con tomas sea más alta en la porción media del medio ciclo de línea, y más baja hacia los extremos posteriores del medio ciclo de línea, lo cual a su vez da como resultado una distorsión armónica total reducida de la corriente de alimentación de la balastra . Volviendo ahora, a la figura 11, en ésta se muestra otra modalidad 1570 de un circuito para llenado de valle. En esta modalidad, el circuito para llenado de valle 1570 incluye, además del condensador 916, el diodo 922, y el conmutador 924, un diodo 1572 conectado entre el condensador 916 y la terminal 912, un diodo 1574 y un transformador de "salida horizontal" 1576. El devanado "primario" del transformador 1576 está conectado entre el ánodo del diodo 922 y la 33 terminal 928 del circuito para llenado de valle 1570. El devanado "secundario" del transformador 1576 está conectado entre el colectivo del circuito y al ánodo del diodo 1574, cuyo cátodo, a su vez, está conectado a la unión del condensador 916 y el ánodo del diodo 1572. Cuando un voltaje de línea rectificado aplicado a las terminales 912, 914 en la figura 11 supera el voltaje a través del condensador 916, entonces el voltaje desarrollado a través del devanado "secundario" del transformador de salida horizontal 1576 recarga el condensador 916 a través del diodo 1574. Cuando el voltaje de línea rectificado cae por debajo del voltaje a través del condensador, entonces el condensador 916 se descarga a través de las terminales de sa'lida 928 y 930. Volviendo ahora a la figura 12, en ésta se muestra una cuarta modalidad 1610 de un circuito para llenado de valle el cual utiliza únicamente almacenamiento de energía capacitivo. En esta modalidad, el circuito para llenado de valle 1610 incluye un primer condensador para almacenamiento de energía 1632 conectado en serie con un primer diodo 1634 a través de la primera y segunda terminales de entrada 912, 914 al circuito 1610. Un segundo 34 condensador para almacenamiento de energía 1616 está conectado en serie con un segundo diodo 1636, cuyo cátodo está unido a la entrada 912. Un tercer diodo 1638 está conectado entre la unión del condensador 1632 y el diodo 1634, y la unión del condensador 1616 y el diodo 1636. La otra terminal del condensador para almacenamiento de energía 1616 está conectada a la segunda terminal de entrada 914 por medio de un cuarto diodo 1618 en paralelo con una resistencia 1620. Cuando un voltaje de línea rectificado aplicado a las terminales 912, 914 supera la suma de los voltajes a través de los condensadores 1632 y 1616 por la caída de voltaje directo a través del diodo 1638, entonces los diodos 1634, 1636, y 1618 se polarizan en forma inversa, el diodo 1638 se polariza en forma directa, y los condensadores para almacenamiento de energía 1632, 616 se cargan a través de la trayectoria en serie del condensador 1632, el diodo 1638, el condensador 1616, y la resistencia 1620. La resistencia 1620 limita la corriente de carga hacia los condensadores para almacenamiento de energía 1632, 1616 para reducir las puntas de descarga de corriente en la corriente tomada por la balastra desde la línea, reduciendo de esta manera la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Los condensadores 1632, 1616 típicamente tienen cada uno el mismo valor y carga a aproximadamente un medio del voltaje de alimentación máximo. Cuando un voltaje de línea rectificado aplicado a las terminales 912, 914 cae por debajo de la suma del voltaje a través de los condensadores 1632, 1616, entonces el diodo 1638 se polariza en forma inversa. Una vez que el voltaje a través de las terminales de entrada 912, 914 cae por debajo del voltaje a través del condensador 1632 en una cantidad mayor del voltaje de encendido del diodo 1634, entonces el condensador 1632 se descarga a través del diodo 1634 y las terminales de salida 928 y 930. Una vez que el voltaje a través de las terminales de entrada 912, 914 cae por debajo del voltaje a través del condensador 1616 en una cantidad mayor al voltaje de encendido del diodo 1636, entonces el condensador 1616 se descarga a través del diodo 1636, la resistencia 1620, y las terminales de salida 928, 930. Cuando la caída de voltaje a través de la resistencia 1620 es mayor al voltaje de encendido del diodo 1618, entonces el condensador 1616 se descarga a través de los diodos 1636, 1618 y de las terminales de salida 928, 930. 36 En resumen, los condensadores 1632, 1616 se cargan en serie, y se descargan en paralelo, suministrando su energía almacenada a un circuito inversor el cual excita la lámpara de descarga de gas. De esta manera se reduce la cantidad de ondulación en el voltaje de bús, lo cual a su vez conduce a un factor de cresta de corriente mejorado de la corriente de la lámpara suministrada por la balastra. El circuito para llenado de valle 1510 de la figura 12 difiere significativamente del circuito para llenado de valle de ood en la patente E.U.A. No. 5,387,847. De manera más particular, Wood, en la figura 2 de su patente, muestra una resistencia en serie con un diodo conectado entre dos condensadores. En contraste, el circuito para llenado de valle de la figura 12 provee la resistencia 1620 en paralelo con el diodo 1618, el par conectado entre el condensador 1616 y el colectivo del circuito. Este arreglo novedoso provee la mejora deseada en la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra, pero lo hace también en una forma que conduce más fácilmente por sí sola a mejoras adicionales. Para mejorar adicionalmente la distorsión armónic ¦ total de la corriente de alimentación de la 37 balastra, se puede modificar el circuito para llenado de valle 1610 de la figura 12 colocando un dispositivo conductor susceptible de control 924 en serie con la resistencia 1620 como se muestra en la figura 13. Esto crea un circuito resistor conmutado. El dispositivo conductor susceptible de control 924 típicamente se hará funcionar a una frecuencia alta, es decir, muchas veces mayor que la frecuencia fundamental del voltaje de la línea, de CA. Se puede mejorar la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra controlando la conducción del conmutador 924 de modo tal que se incremente el tiempo de conducción del conmutador 924 cerca del centro o máximo de cada medio ciclo de línea. Esto da como resultado una forma de onda de corriente de alimentación de la balastra que es más parecida a la forma de onda del voltaje de la línea de CA. El circuito para llenado de valle 1710 de la figura 13 puede estar integrado con el circuito inversor de la balastra como se muestra en la figura 14 en la cual el dispositivo conductor susceptible de control 924 es compartido por él circuito para llenado de valle 1810 y el circuito inversor 2110. De manera alternativa, el conmutador 924 del circuito para llenado de valle 1710 de la figura 13 puede ser 38 un dispositivo conductor susceptible de control controlado en forma independiente separado de cada uno de los conmutadores en el circuito inversor 860. Se pueden reducir las pérdidas por resistencia en el circuito para llenado de valle 1710 de la figura 13 como se muestra en la figura 15 remplazando la resistencia 1620 con un inductor 1920 conectado en serie con el conmutador 924. En un arreglo alternativo, se puede reemplazar la combinación del inductor 1920 y el conmutador 924 con un inductor individual . Sin embargo, la acción conmutadora de alta frecuencia del conmutador 924 permite que se puede utilizar un inductor 1920 relativamente pequeño, y de bajo costo. Como una alternativa para el conmutador 924, se puede utilizar como sustituto un devanado secundario 2024 de un transformador de alta frecuencia como se muestra en la figura 16. Los transformadores de alta frecuencia típicamente están presentes en las balastras. Mediante la adición del número apropiado de vueltas de un devanado secundario (de preferencia en un transformador ya existente) ; se puede introducir un voltaje de polaridad alternante en serie con el inductor 1920, opuesto en forma alternante y que ayude al flujo de corriente a través del inductor 1920. Por lo tanto, el devanado 2024 funciona 39 efectivamente como un conmutador.

El circuito inversor Como se puede observar en las figuras 17 y 18, está conectado un circuito inversor 2110 de alta frecuencia a la salida del condensador 916 y l convertidor reductor 1510 para proveer un voltaje de alta frecuencia a un circuito de tanque resonante 2220 de la figura 18, para excitar una corriente de lámpara a través de una lámpara de descarga de gas. El circuito inversor 2110 incluye los primer y segundo dispositivos conductores susceptibles de control conectados en serie 2112 , 924. El voltaje de bús es el mayor de cualquiera del voltaje de línea rectificado, o el voltaje a través del condensador 916. Cuando el voltaje de línea rectificado es mayor que el voltaje en el condensador 916, entonces el circuito inversor 2110 toma corriente directamente de la línea de CA . Cuando el voltaje de línea rectificado es menor que el voltaje en el condensador 916, entonces el circuito inversor 2110 toma corriente desde el condensador 916. Se ha descubierto que cuando el circuito inversor toma corriente directamente de la línea de CA duranté más de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180° alrededor del tiempo del máximo de la línea de CA, la THD resultante de la corriente de alimentación de la balastra es menor del 33.3%. A continuación se describe el funcionamiento del circuito inversor 2110 con relación a la figura 19. El circuito inversor 2110 utiliza un modo de operación de conmutación de ciclo de trabajo complementario, D(l-D) , de frecuencia fija. Esto significa que uno, y solamente uno, de los dispositivos conmutadores 2112, 924 está conduciendo en todo momento. En esta discusión, el ciclo de trabajo D se refiere al tiempo de conducción del primer conmutador 2112, y el ciclo de trabajo complementario (1-D) se refiere al tiempo de conducción del segundo conmutador 924. Considerando que uno de los dispositivos 2112, 924 está conduciendo en todo momento, la suma de los tiempos de conducción referidos como D y (1-D) de cada dispositivo respectivo es el periodo de la frecuencia de conmutación. En los circuitos electrónicos prácticos normalmente existe un momento en el cual ninguno de los dispositivos 2112, 924 está conduciendo, usualmente referido como tiempo muerto. Este tiempo muerto por lo general es muy corto con respecto a los tiempos de conducción del dispositivo 2112, 924. El propósito de este tiempo muerto es asegurar que ambos dispositivos 2112, 924 no conduzcan en forma simultánea. Sin -embargo, este tiempo muerto se puede incrementar y utilizar como un parámetro de control adicional del circuito inversor. Cuando el conmutador 2112 (referido en la figura 19 como SW 1) está conduciendo, entonces la salida del circuito inversor 2110 se conecta a la terminal de salida 928 del circuito convertidor reductor el cual es el voltaje de valle lleno. Cuando el dispositivo conmutador 924 (referido en la figura 19 como SW2 ) está conduciendo, entonces la salida del circuito inversor 2110 se conecta a la terminal de salida 930 del circuito . convertidor reductor, el cual es el colectivo del circuito. Para un voltaje de valle lleno instantáneo determinado, la corriente de lámpara máxima que se puede suministrar a la lámpara de descarga de gas para ese voltaje de valle lleno instantáneo se obtiene cuando los tiempos de conducción de los dos dispositivos conmutadores 2112, 924 son iguales. En esta balastra electrónica la corriente de lámpara depende tanto del voltaje de valle lleno instantáneo como de los tiempos de conducción de los dispositivos conmutadores 2112, 924. Los tiempos de conducción de los dispositivos conmutadores 2112, 924 son controlados por un circuito de control 882 mostrado en la figura 17 en respuesta a la corriente que fluye a través de las lámparas de descarga de gas 2210, 2212 mostradas en la figura 18. El funcionamiento del circuito de control se describe con mayor detalle más adelante. Los algoritmos de control convencionales utilizados para controlar los inversores de balastra electrónica típicamente ajustan el tiempo de conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control para mantener la corriente de lámpara rms en un valor constante. Los bucles de control convencionales son de respuesta lenta para mantener los tiempos de conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control casi constantes a través del curso de un medio ciclo de frecuencia de línea. Este algoritmo, cuando se aplica a una balastra de tipo llenado de valle, podría dar como resultado un factor de cresta de corriente alto de la corriente de lámpara debido a la modulación del voltaje de valle lleno. El circuito de control de la modalidad actualmente preferida ajusta los tiempos de conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control. El tiempo de conducción del conmutador 2112 se reduce para producir pulsos relativamente estrechos y el tiempo de conducción del conmutador 43 924 se incrementa para producir pulsos relativamente anchos. Esto reduce el máximo de la envolvente de la corriente de lámpara de alta frecuencia cerca del máximo del medio ciclo de frecuencia de línea. A esto se hace referencia posteriormente como "descenso de cresta (hump down) " de la corriente de la lámpara (Fig. 19) . La reducción de la corriente de lámpara cerca del máximo del medio ciclo de frecuencia de linea reduce la corriente tomada por el circuito inversor. Este efecto, por sí mismo, podría de esta manera reducir la corriente de alimentación de la balastra y elevar la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Sin embargo, en la balastra de esta invención, la reducción en la corriente de lámpara está asociada con el incremento en el tiempo de conducción del conmutador 924. Este incremento en el tiempo de conducción ocasiona un incremento en la corriente de carga del condensador de llenado de valle. Este incremento en la corriente de llenado de valle incrementa la corriente total tomada por la balastra cerca del máximo del medio ciclo de frecuencia de línea. Este incremento en la corriente de la balastra cerca del máximo del medio ciclo de frecuencia de línea tiene el efecto conveniente de reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Esta mejora contrarresta el efecto de THD incrementada ocasionado por la reducción de la corriente de lámpara máxima. Este incremento en la corriente de alimentación de la balastra cerca del máximo del medio ciclo de frecuencia de línea debido al incremento en la corriente tomada por el circuito para llenado de valle es referido posteriormente como "ascenso de cresta (hump up) " de la corriente de alimentación de la balastra. Véase figura 19. Aunque _,se ha descrito que el tiempo de conducción del conmutador 2112 se reduce para producir pulsos relativamente estrechos y que el tiempo de conducción del conmutador 924 se incrementa para producir pulsos relativamente anchos', el experto en la técnica podría invertir los tiempos de conducción del conmutador 2112 y del conmutador 924 con el reacomodo de circuito apropiado del circuito para llenado de valle para obtener el mismo ascenso de cresta de la corriente de alimentación de la balastra y el descenso de cresta de la corriente de la lámpara. 45 El circuito de tanque resonante Con referencia nuevamente a las figuras 17, 18, la salida del circuito inversor 2110 se conecta a un circuito de tanque resonante 2220 que comprende un inductor 2222 y un condensador 2224 (Fig. 18) . El circuito de tanque resonante 2220 filtra el voltaje de salida del circuito inversor 2110 para suministrar corriente esencialmente sinusoide a las lámparas de descarga de gas 2210, 2212. Además, el circuito de tanque resonante 2220 provee ganancia de voltaje e impedancia de salida incrementadas. La salida del circuito de tanque resonante 2220 se acopla a los electrodos de las lámparas de descarga de gas 2210, 2212 por medio de un transformador 2230. Un condensador para bloqueo de CD 2232 evita que la corriente de CD fluya a través de los devanados primarios del transformador 2230.

El circuito detector de corriente Con referencia a la figura 18, la balastra también incluye un circuito detector de corriente 2240 constituido por el primer y segundo diodos 2242 y 2244, y la resistencia 2246, acoplado en serie con las lámparas 2210, 2212. El circuito detector de corriente 2240 genera un voltaje rectificado de media 46 onda a través de la resistencia 2246 que es proporcional a la corriente de lámpara y representa una medida de la salida real de luz de la lámpara de descarga de gas. El voltaje rectificado de media onda se suministra como una alimentación al circuito de control 882 de la figura 17. En una modalidad alternativa, la detección de corriente se puede efectuar en una forma bien conocida utilizando un transformador de corriente o como alternativa, diodos conectados de onda completa. Para balastras sin reducción de intensidad luminosa, y para balastras con reducción de intensidad luminosa en las cuales sólo se requiere de un desempeño modesto, se puede omitir al circuito detector de corriente.

El circuito de control A continuación se describe el circuito de control 882 de la figura 17 con mayor detalle con referencia a las figuras 20, 21, y 22. Una primera modalidad del circuito de control 882 genera señales para controlar la conducción de los dispositivos conmutadores 2112 y 924 (figuras 20 y 22) . El circuito de control 882 recibe como una alimentación el voltaje rectificado de media onda proveniente del circuito detector de corriente 2240 y genera un voltaje de CD que representa la salida real de luz proveniente de las lámparas. Este voltaje de CD, representativo de la salida de luz, se compara con un voltaje de referencia, que indica un nivel de luz deseado, para ajustar los ciclos de trabajo de los dispositivos conmutadores 2112, 924 para reducir al mínimo la diferencia entre el voltaje que representa al voltaje de salida de luz y el voltaje de referencia. En una balastra electrónica con reducción de intensidad luminosa, el voltaje de referencia puede ser provisto por una alimentación externa tal como una señal de control de 0 a 10 voltios. De manera alternativa, se puede generar el voltaje de referencia detectando una señal de control de ángulo de fase aplicada a la balastra por medio del voltaje de la línea de · CA cuando la balastra se abastece a través de un control de reducción de intensidad luminosa de 2 cables. En la modalidad preferida de la balastra, el voltaje de referencia se genera a partir de una señal de control de ángulo de fase aplicada a la balastra mediante una entrada adicional a la balastra, tal como se muestra en las figuras 17, 20, 22 mediante la entrada "reducción de intensidad luminosa activa (Dimmed Hot)". El circuito de control incluye un circuito 48 de retroalimentación 2440 (Fig. 20) conectado para recibir las alimentaciones provenientes del circuito detector de corriente 2240 y un circuito de entrada de control 2460, y suministra señales de conducción a las terminales de control de los dispositivos conductores susceptibles de control 2112, 924. El circuito de control puede incluir opcionalmente un circuito para configuración de onda 2480 para proveer una alimentación adicional al circuito de retroalimentación 2440, como se describe con mayor detalle más adelante. Como se puede observar en la figura 22, el circuito de retroalimentación 2440 incluye un amplificador diferencial 2442 conectado para recibir en su terminal inversora 2444 la señal de alimentación representativa de la salida de luz de la lámpara proveniente del circuito detector de corriente 2240, y para recibir en su terminal no inversora 2446 la señal de referencia de nivel deseado de luz. El amplificador diferencial 2442 produce una señal de error representativa de la diferencia entre la salida real de luz y la salida de luz deseada. La señal de error a su vez se provee a un circuito de modulación de amplitud de pulso (P M-) 2448 que genera las señales excitadoras que se aplican a las compuertas de los conmutadores del circuito inversor 2112, 924. El circuito PWM 2448 es bien conocido en la técnica y por lo tanto no será descrito con mayor detalle en la presente invención. El circuito para configuración de onda 2480 provee una señal de voltaje de referencia de CA que se suma con la señal de voltaje de referencia esencialmente de. CD proveniente del circuito de entrada de control 2460. Aunque se puede hacer que la forma de la señal de voltaje de referencia de CA tome ¦ una variedad de formas de onda, se puede diseñar un circuito particularmente efectivo, pero sencillo, que tome ventaja de las formas de onda de antemano presentes en la balastra. El circuito para configuración de onda 2480, mostrado en detalle en la figura 22, incluye un divisor de voltaje que incluye una resistencia 2482 conectado en serie con un circuito de control de ganancia automático (AGC por sus siglas en inglés) 2690 que provea una versión escalada del voltaje de valle lleno proveniente del circuito convertidor reductor 1510. Los detalles del AGC 2690 se muestran en la figura 23 y se discuten más adelante. Si no es necesario ajusfar la ganancia del circuito para configuración de onda 2480, tal como en las balastras 50 sin reducción de intensidad luminosa, entonces el AGC 2690 podría ser reemplazado opcionalmente por una impedancia pasiva tal como una resistencia. La señal de voltaje escalado proveniente del divisor se recorta por medio de un diodo 2486 que tiene su ánodo conectado a la salida del divisor y su cátodo conectado a un voltaje de referencia de CD VREF . La señal recortada se hace pasar después a través de un condensador bloqueador de CD 2488 para que se sume con el voltaje de referencia de CD proveniente del circuito de entrada de control 2460. El circuito de control también incluye un fijador de nivel de extremo bajo 2680 conectado entre el punto de unión común para los circuitos de alimentación de control, de configuración de onda y de retroalimentación, y el colectivo del circuito. El fijador de nivel de extremo bajo 2680 evita que el voltaje de referencia descienda a un nivel tan bajo que no se pueda sostener la corriente a través de la lámpara. Además de que la señal de referencia de CA tiene el efecto de reducir el voltaje de referencia combinado cuando el voltaje de valle lleno es más bajo, tal como cerca de los puntos de intersección con el eje cero del voltaje de línea de alimentación, y de incrementar el voltaje de referencia combinado a medida que se incrementa el voltaje de valle lleno, tal como cuando el voltaje de línea de alimentación se aproxima a un valor máximo instantáneo. De igual manera, la corriente de lámpara suministrada a la lámpara por el circuito inversor 2110 será menor cuando el voltaje de valle lleno sea menor, y se incrementará cuando el voltaje de valle lleno se incremente. Por lo tanto, la adición de la señal de referencia de CA, la cual rastrea o sigue al voltaje de valle lleno, tiene el efecto de configurar la corriente tomada por la lámpara, para que sea similar en cuanto a forma a la del voltaje de valle lleno. Por consiguiente la corriente de alimentación de la balastra tiene una forma la cual es más baja cerca de los valles y más alta cerca de los picos del voltaje de la línea de CA, mejorando de esta manera la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Sin embargo, esta mejora respecto a la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra se produce a expensas de un factor de cresta más grande de la corriente de la lámpara. Una característica adicional del circuito para configuración de onda 2480 es el diodo 2486 para 52 recortar los picos de la señal de referencia de CA. Durante el tiempo en el cual se recorta la señal de voltaje de referencia de CA, el voltaje de referencia combinado permanece constante al tiempo que el voltaje de valle lleno se eleva al máximo. La respuesta global del circuito de control está diseñada para que sea "rápida", de modo tal que el circuito de control responda rápidamente durante los picos en el voltaje de bús para reducir el tiempo de conducción del conmutador 2112 e incrementar el tiempo de conducción del conmutador 924, de modo tal que suministre un voltaje de alta frecuencia más constante al tanque resonante, y por lo tanto, una corriente de lámpara constante, a la lámpara. El efecto neto es reducir los picos de la envolvente de la corriente de lámpara, y de esta manera reducir el factor de cresta de corriente de la corriente de la lámpara. Esto se muestra en la figura 19, como un descenso de cresta de la corriente de la lámpara. Al mismo tiempo, el incremento en el tiempo de conducción del conmutador 924 incrementa la corriente de carga tomada por el condensador 916, como se muestra en la figura 19. Esto ocasiona que la corriente de alimentación de la balastra se incremente con respecto a lo que pudo haber ocurrido 53 sin el incremento en la corriente de carga del condensador 916, y por lo tanto el ascenso de cresta de la corriente de alimentación de la balastra . ' Este efecto reduce la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Las balastras electrónicas con reducción de intensidad luminosa construidas con el circuito para configuración de onda como el descrito, ñan obtenido el funcionamiento estable sin distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra por debajo del 20% y el factor de cresta de corriente de la corriente de la lámpara por debajo de 1.7. El circuito AGC 2690, mostrado en la figura 22, cambia la salida del circuito para configuración de onda 2480 cuando se requiere que la balastra reduzca la corriente de la lámpara y de esta manera reduzca la intensidad luminosa de , la lámpara. El circuito AGC 2690 en la figura 23 incluye el primer y segundo transistores 2691 y 2692, las resistencias 2693, 2694, y 2695, y el diodo 2696. La conducción del primer transistor 2691 es controlada por la salida de la alimentación de control 2460 (Fig. 22) . Cuando baja el voltaje de alimentación, lo que indica una condición de reducción de intensidad luminosa, se incrementa la conducción del primer transistor 2691, reduciendo el voltaje en la base del segundo transistor 2692, ocasionando de esta manera que el segundo transistor 2692 se torne menos conductivo, incrementando en forma efectiva la impedancia del circuito AGC 2690 presentada al circuito para configuración de onda 2480. El incremento de impedancia del circuito AGC 2690 incrementa el voltaje en la unión del circuito AGC 2690 y la resistencia 2482 dando como resultado que el diodo 2486 recorte más de la señal. A medida que este voltaje se eleva y se recorta cada vez más, la porción de CA de este voltaje se reduce, reduciendo de esta manera el efecto del circuito para configuración de onda. En la figura 24 se muestra una segunda modalidad del circuito de retroalimentación 2440 de la figura 20 e incluye un microprocesador 26102 acoplado para recibir las alimentaciones representativas del nivel de luz deseado y de la corriente de la lámpara, y para producir señales de salida para excitar las terminales de control de los dispositivos conductores susceptibles de control del circuito inversor. Uno de tales microprocesadores apropiado para este uso es fabricado por Motorola Corporation bajo el número de modelo MC68HC08. Por cuestiones de simplicidad, los circuitos análogo a digital y digital a análogo 55 necesarios para crear la interfaz del microprocesador 26102 con el conjunto de circuitos análogos de la balastra se consideran dentro de la habilidad ordinaria de la técnica y no se muestran en la presente invención. En la figura 25 se muestra una tercera modalidad del circuito de retroalimentación 2440 de la figura 20 e incluye, además del microprocesador 26102, un circuito excitador de compuerta 26104 que recibe una sola señal excitadora de compuerta proveniente del microprocesador 26102 y produce señales capaces de controlar el funcionamiento de los conmutadores del circuito inversor. Uno de dichos circuitos excitadores de compuerta apropiado para este uso es fabricado por International Rectifier con el número de pieza IR2111. Desde luego, se pueden utilizar como sustitutos otros microprocesadores apropiados (tales como un PIC 16C54A de Microchip Technology Inc. de Chandler, AZ) y excitadores de compuerta para las modalidades especificas mencionadas en la presente invención. Además, se podría utilizar como sustituto un circuito integrado específico de aplicación (ASIC) (no mostrado) o un procesador de señal digital (DSP) (no mostrado) para proveer la misma funcionalidad que la del microprocesador descrito en la presente invención. Un diagrama de flujo de alto nivel que ilustra el funcionamiento de la modalidad del circuito de control de retroalimen ación de las figuras 24 y 25, mostrado en la figura 26, incluye los pasos de medir la corriente de la lámpara IL (paso 26110) , y medir la señal de reducción de intensidad luminosa VDIM representativa del nivel de luz deseado (paso 26120) . La corriente de lámpara medida IL se compara con la señal de reducción de intensidad luminosa medida VDIM (paso 26130) y, si IL es menor que VDIM, entonces se controlan los tiempos de conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control del circuito inversor para que sean más iguales (paso 26140) . Si IL es mayor que VDIM como se determina en el paso 26150, entonces se controlan los tiempos de conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control del circuito inversor para que sean menos iguales (paso 26160) . Si IL es igual a VDIM, entonces los tiempos de conducción de los dispositivos conductores susceptibles de control del circuito inversor permanecen sin cambio y se repite el procedimiento. 57 El circuito de oreja de gato Durante años se han utilizado los circuitos de oreja de gato para proveer energía a los circuitos de control en reductores de intensidad basados en triac, de dos cables, para lámparas incandescen es y para motores de ventilador. En la figura 27 se muestra un circuito de oreja de gato de la técnica antecedente típico. Los reductores de luz electrónicos estándar para dispositivos consumidores de energía para iluminación son bien conocidos y los circuitos que utilizan el circuito de fuente de poder de oreja de gato también son bien conocidos. En tales aplicaciones, el reductor de intensidad se coloca entre la línea de CA y el dispositivo consumidor de energía, recibiendo como alimentación voltaje sinusoide proveniente de la línea de CA y suministrando como salida una forma "truncada" del voltaje de alimentación sinusoide en el cual el borde frontal de la forma de onda de voltaje de alimentación es bloqueado por el triac no conductor, y el triac deja pasar hacia el dispositivo consumidor de energía únicamente la porción posterior de la forma de onda del voltaje de alimentación, cuando el triac está conduciendo. El triac se enciende a un tiempo predeterminado y conduce hasta el siguiente 58 punto de intersección con el eje cero de la forma de onda del voltaje de alimentación. Mediante variación del tiempo hasta la conducción del triac, con respecto al punto de intersección con el eje cero del voltaje de la línea de CA, se puede controlar la cantidad de energía suministrada el dispositivo consumidor de energía. El circuito de oreja de gato de la técnica antecedente de un reductor de intensidad de dos cables toma la energía a partir de la línea de CA durante una porción de la forma de onda del voltaje de alimentación cuando el triac no . está conduciendo. En otras palabras, el circuito de oreja de gato de la técnica antecedente toma la corriente desde la línea, a través del dispositivo consumidor de energía, durante el tiempo en el que normalmente no fluye corriente significativa al dispositivo consumidor de energía. Sin embargo, hasta hoy día, los circuitos de oreja de gato únicamente se han utilizado para obtener una fuente de poder auxiliar para hacer funcionar los circuitos de control dentro de un dispositivo electrónico. Estos no se han utilizado con el propósito de configurar en forma deliberada la corriente de alimentación tomada desde la línea por un dispositivo electrónico. De manera específica, los 59 circuitos de oreja de gato, hasta hoy día, no han sido utilizados en balastras electrónicas para ayudar en la configuración de la corriente de alimentación ni tampoco se han utilizado como una fuente de poder auxiliar en una balastra electrónica. En la balastra de la invención los beneficios de configuración de la corriente de alimentación del circuito de oreja de gato contribuyen a la reducción de la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. La balastra de la invención incluye un circuito de oreja de gato 884 (Fig. 20) conectado a través de las salidas del circuito rectificador 820. El circuito de oreja de gato pueden definirse en términos generales como un circuito que está diseñado para tomar corriente desde la línea durante porciones seleccionadas del ciclo de la línea. Por lo tanto, el circuito de oreja de gato se puede utilizar en una forma novedosa y única para configurar la forma de onda de la corriente de alimentación de la balastra para mejorar la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. En efecto, el circuito de oreja de gato se puede utilizar para configurar la forma de onda de la corriente de alimentación de una variedad de dispositivos 60 electrónicos, tales como fuentes de poder en modo de conmutador y convertidores de línea de CA a CD y para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación. El circuito de oreja de gato 884 (Fig. 20) toma la corriente proveniente del rectificador 820 únicamente en las "colas" del ciclo de la línea de alimentación, es decir, las regiones del ciclo de la línea de alimentación cercanas a los puntos de intersección con el eje cero del voltaje de la línea, como se muestra en la figura 28. El circuito de oreja de gato 884 toma la corriente cerca del punto de intersección con el eje cero del voltaje de la línea y de esta manera "llena" las colas de la corriente de la línea de alimentación tomada desde la línea de CA cuando el extremo posterior de la balastra no está tomando corriente desde la línea de CA (Fig. 19) . Mediante el llenado de las colas, la corriente de línea tomada por la balastra se hace más continua, reduciendo de esta manera la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra, como se describe con mayor detalle más adelante en conexión con la figura 31. El circuito de oreja de gato toma la corriente de alimentación de la balastra durante un tiempo relativamente corto en las colas de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados como se muestra en la figura 31. En una modalidad, el circuito de oreja de gato toma la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 45 grados de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados después de un punto de intersección con el eje cero (intervalo I en la figura 31) . Después, el circuito inversor toma la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 90 grados de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados (intervalo II en la figura 31) . Por último, el circuito de oreja de gato toma la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 45 grados de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados antes de un punto de intersección con el eje cero subsiguiente (intervalo III' en la figura 31) . Esta modalidad muestra al circuito de oreja de gato tomando la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 45 grados después del punto de intersección con el eje cero y aproximadamente 45 grados antes del punto de intersección con el eje cero subsiguiente. Sin embargo, un experto en la técnica puede observar que se puede variar el tiempo en el 62 cual el circuito de oreja de gato toma la corriente de alimentación de la balastra. Por ejemplo: el circuito de oreja de gato toma la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 35 grados de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados después del punto de intersección con el eje cero, entonces el circuito inversor toma la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 90 grados de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados, y por último el circuito de oreja de gato toma la corriente de alimentación de la balastra durante aproximadamente 55 grados de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180 grados antes del punto de intersección con el eje cero subsiguiente, sin exceder de la THD deseada y sin alejarse del campo o alcance de la invención. Además, un experto en la técnica puede observar que se puede presentar cierta cantidad de tiempo muerto en los casos en los cuales ni el circuito de oreja de gato o el circuito inversor toman la corriente de alimentación de la balastra, sin exceder de la THD deseada y sin alejarse del campo o alcance de la invención . En una primera modalidad 2810 del circuito de oreja de gato 884, mostrado en la figura 29, el 63 circuito de oreja de gato 2810 está diseñado con punto de conexión y desconexión de voltaje fijos. Es decir, la primera modalidad 2810 del circuito de oreja de gato únicamente tomará corriente desde la linea de CA cuando el voltaje de línea rectificado esté por debajo de un valor fijo. Esta condición se presentará durante un intervalo de tiempo cerca del punto de intersección con el eje cero del voltaje de línea. Los puntos de voltaje de conexión y desconexión se pueden ajustar de tal manera que el circuito de oreja de gato 2810 tome la corriente durante un primer intervalo desde un tiempo justo después del punto de intersección con el eje cero del voltaje de línea hasta un tiempo cuando el circuito inversor 2110 de la figura 22 está tomando corriente desde la línea de CA, y durante un segundo intervalo desde un tiempo cuando el circuito inversor 2110 cesa de tomar corriente desde la linea de CA hasta el siguiente punto de intersección con el eje cero del voltaje de línea. Cuando el voltaje de linea rectificado es menor que un voltaje seleccionado, un transistor de carga 2812 (figura 29) efectúa la conducción para permitir que se cargue un condensador para almacenamiento de energía 2814, el cual carga hacia un voltaje VCC . La 64 velocidad- de carga del condensador 2814 queda determinada por una resistencia 2816 conectada en serie con el disipador del transistor MOSFET 2812. Esta corriente tomada por el circuito de oreja de gato, cuando se combina con la corriente tomada por el circuito del extremo posterior de la balastra, se combina para formar la corriente de alimentación de balastra continua sustancialmente por piezas. Aunque el transistor 2812 se muestra como un MOSFET, éste puede ser cualquier dispositivo conductor susceptible de control apropiado, tal como, sin limitación, un BJT o un IGBT. Cuando el voltaje de. linea rectificado es igual a o mayor que el voltaje predeterminado, entonces el transistor de desconexión 2818 empieza a conducir. El recolector del transistor de desconexión 2818 toma el cátodo de un diodo Zener 2820 hacia VCC, lo cual apaga efectivamente al transistor de carga 2812. Los voltajes predeterminados de conexión y desconexión quedan determinados por la red del divisor de voltaje resistivo que incluye las resistencias 2822 y 2824, a las cuales se conecta la base del transistor de desconexión 2818. Se debe indicar que el circuito de oreja de gato de la invención también provee una fuente de 65 poder para el circuito de control de la balastra. Esto permite que la balastra tome la corriente durante una porción predeterminada de cada medio ciclo de la línea de CA. Esta porción puede incluir periodos antes y después de los puntos de intersección con el eje cero del voltaje de linea, o únicamente uno de dichos periodos, o cualquier otro periodo útil durante el ciclo de la línea. En una segunda modalidad 2910 del circuito de oreja de gato 884, mostrado en la figura 30, el circuito de oreja de gato 2910 incluye un circuito que monitorea activamente la corriente tomada desde el extremo posterior de la balastra y hace que el circuito de oreja de gato únicamente tome corriente desde la línea cuando el extremo posterior no está tomando corriente por encima de un valor predeterminado. El circuito de monitor de corriente incluye el transistor 2930, el condensador 2932, las resistencias 2934, 2936, y los diodos 2938, 2940. La corriente del extremo posterior de la balastra fluye a través de los diodos 2938,2940 y la resistencia 2936 a medida que ésta regresa al circuito rectificador de alimentación 820. Cuando el extremo posterior de la balastra está tomando corriente por encima del valor predeterminado, el voltaje en el emisor del transistor 66 2930 se vuelve negativo en un voltaje equivalente a las caídas de voltaje directo combinadas de los diodos 2938, 2940.. A través de la resistencia 2934, la unión base-emisor del transistor 2930 se polariza en forma directa, con lo cual enciende al transistor 2930. El encendido del transistor 2930 toma la compuerta del transistor 2812 hacia abajo, apagando de esta manera al transistor 2812. Cuando la corriente del extremo posterior cae por debajo del valor predeterminado establecido por el divisor de voltaje de las resistencias 2936, 2934 se apaga el transistor 2930 permitiendo que el transistor 2812 se encienda y provea una trayectoria de carga para el condensador 2814. Esta segunda modalidad produce una mejora ligera en la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra con respecto a la primera modalidad. Las modalidades particulares del circuito de oreja de gato que se han descrito muestran al circuito de oreja de gato conectado a la fuente de poder de CA a través del circuito rectificador. Desde luego, podría ser posible construir un circuito dé oreja de gato que se conecte directamente a la fuente de poder de CA en lugar de hacerlo a través del circuito rectificador. Por ejemplo, las modalidades 67 particulares del circuito de oreja de gato que se han descrito podrían incluir en forma alternativa un rectificador separado para que se conecte a la fuente de poder de CA. Además de proveer medios para configurar la corriente de alimentación tomada por la balastra para mejorar la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra, el circuito de oreja de gato provee la siguiente característica adicional. El circuito de oreja de gato también provee en forma conveniente un arranque más rápido de la balastra y no se ve afectado por el modo de funcionamiento de la balastra en la misma forma en que se ven afectados los sistemas típicos de carga lenta y de autoelevación de potencial de la técnica antecedente. Efectivamente el circuito de oreja de gato y el circuito inversor se desacoplan uno del otro permitiendo la sintonización precisa de cada uno sin afectar al otro. El resultado de combinar el circuito mejorado para llenado de valle, los circuitos de control, y el circuito de oreja de gato de la presente invención se puede observar en la figura 31. El circuito de oreja de gato comprende medios para tomar la corriente de alimentación cerca del punto de intersección con el eje cero de la forma de onda del voltaje de línea de 68 CA de alimentación de modo tal que se reduzca sustancialmente la distorsión armónica total de la corriente' de alimentación de la balastra. En otras palabras, el circuito de oreja de gato llena la forma de onda de la corriente cerca de los puntos de intersección con el eje cero. El circuito mejorado para llenado de valle de la invención comprende medios para cargar un dispositivo para almacenamiento de energía a través de' una porción sustancial de cada medio ciclo del voltaje de alimentación de CA de modo tal que se reduzca la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Esto se muestra en la forma de onda ideal en la figura 31 en la cual se puede observar que en la porción media de cada medio ciclo de línea, la forma de onda ideal se ajusta sustancialmente a una forma de onda de corriente sinusoide . La combinación del circuito de oreja de gato y el circuito mejorado para llenado de valle comprende medios para tomar corriente en forma selectiva desde la fuente de poder de CA. El f ncionamiento de la balastra también se incrementa utilizando el circuito de control descrito en la presente invención del cual comprende medios

Claims (69)

69 para variar en forma selectiva los tiempos de conducción de los conmutadores del circuito inversor en respuesta al voltaje de bús para hacer que un dispositivo para almacenamiento de energía tome más corriente desde la fuente de poder de CA alrededor del tiempo del pico de cada medio ciclo de línea del voltaje de la línea de CA, y que tome menos corriente cerca de los valles de cada medio ciclo de línea del voltaje de la línea de CA como se describe en la figura '19. La provisión de una fuente de poder independiente, es decir, una que obtenga su energía directamente a partir de la línea en el extremo frontal de la balastra, ya sea a través de la etapa rectificadora de la propia balastra, o a través de su propio rectificador dedicado, en lugar de hacerlo a partir del secundario de un transformador asociado con el extremo posterior de la balastra o APFC, simplifica en gran manera el manejo de condiciones transitorias después del arranque, apagado, y durante condiciones anormales o de falla. En el presente caso, la forma preferida de dicha fuente de poder independiente es el circuito de oreja de gato descrito previamente configurado como una fuente de poder. Por lo tanto, la fuente de poder independiente de la modalidad preferida permite que se pueda desacoplar a la fuente de poder del extremo posterior, simplificando de esta manera el control de la balastra, al tiempo que, simultáneamente, se proveen medios para controlar de manera más precisa la forma en la cual se toma la corriente a partir de la linea para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra. Aunque la presente invención se ha descrito con relación a modalidades particulares de la misma, muchas otras variaciones y modificaciones y otros usos se harán evidentes a los expertos en la técnica. Por lo tanto, se prefiere que la presente invención quede limitada no por la descripción específica de la misma, sino únicamente por las reivindicaciones anexas . 71 NOVEDAD DE LA INVENCION Habiendo descrito el presente invento se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES

1.- Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende: un circuito rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CD ; dichas terminales de entrada de CA se pueden conectar a la fuente de poder de CA; dicho circuito rectificador produce un voltaje de salida rectificado en sus terminales de salida de CD cuando dichas terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; un circuito para llenado de valle que tiene terminales de entrada · y salida; dichas terminales de entrada de dicho circuito para llenado de valle están conectadas a dichas terminales de salida de CD de dicho circuito rectificador dicho circuito para llenado de valle incluye un dispositivo para almacenamiento de energía que se puede cargar directamente desde dichas terminales de salida de CD a través de una impedancia y de un primer dispositivo conductor ¦ susceptible de control, dicha impedancia porta únicamente la corriente de carga para dicho dispositivo para almacenamiento de energía; un circuito inversor que tiene terminales de entrada conectadas a dichas terminales de salida de dicho circuito para llenado de valle y que produce un voltaje excitador de alta frecuencia para excitar una corriente de lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas cuando dichas terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; dicho circuito inversor está adaptado para tomar corriente sustancíalmente a partir de únicamente dicha fuente de poder de CA y a través de dicho circuito rectificador durante un tiempo el cual es mayor de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180°, con lo cual la corriente tomada a partir de dicha fuente de poder de CA tiene una distorsión armónica total por debajo del 33.3%, y con lo cual dicha corriente de lámpara tiene un factor de 73 cresta de corriente de lámpara por debajo de 2.1.

2. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque el factor de cresta de corriente de lámpara es menor de aproximadamente 1.7.

3. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 1, la cual incluye también un circuito de oreja de gato conectado a dicha fuente de poder de CA, dicho circuito de oreja de gato está adaptado para conducir corriente durante un primer tiempo relativamente corto después de un primer punto de intersección con el eje cero de dicho voltaje de línea y durante un segundo tiempo relativamente corto antes del siguiente punto de intersección con el eje cero de dicho voltaje de línea para reducir de esta manera la distorsión armónica total de la corriente tomada a partir de dicha fuente de poder de CA por debajo de la que se pudiera presentar en ausencia de dicho circuito de oreja de gato.

4.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 3, caracterizada porque la corriente tomada a partir de dicha fuente de poder de CA tiene una distorsión armónica total por debajo del 20% aproximadamente.

5. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 3, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA cuando el valor instantáneo de dicho voltaje de línea es menor que un valor absoluto predeterminado.

6. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 3, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA únicamente cuando dicha corriente tomada por dicho circuito inversor es sustancialmente cero.

7. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 3, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA por lo menos cuando dicha corriente tomada por dicho circuito inversor es sustancialmente cero.

8. - Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende: un circuito rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CD; dichas terminales de entrada de CA se pueden conectar a la 75 fuente de poder de CA; dicho circuito rectificador produce un voltaje de salida rectificado en sus terminales de salida de CD cuando dichas terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; un circuito inversor que tiene terminales de entrada conectadas a dichas terminales de salida de dicho circuito rectificador y que produce un voltaje excitador de alta frecuencia para excitar una corriente de la lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas cuando dichas terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; y un circuito de oreja de gato conectado a dicha fuente de poder de CA, dicho circuito de oreja de gato está adaptado para conducir corriente durante un primer tiempo relativamente corto después de un primer punto de intersección con el eje cero de dicho voltaje de línea y durante un segundo tiempo relativamente corto antes del siguiente punto de intersección con el eje cero de dicho voltaje de línea para reducir de esta manera la distorsión armónica total de la corriente tomada a 'partir de dicha fuente de poder de CA por debajo de - la que se pudiera presentar en ausencia de dicho circuito de 76 oreja de gato.

9. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato también comprende una fuente de poder de ore a de gato.

10. - La balastra electrónica dé conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA únicamente cuando el valor instantáneo de dicho voltaje de línea es menor que un valor absoluto predeterminado. -

11.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA únicamente cuando la corriente tomada por dicho circuito inversor a partir de dicha fuente de poder de CA es sustancialmente cero.

12. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA por lo menos cuando la corriente tomada por dicho circuito inversor a partir de dicha fuente de poder.de CA es sustancialmente cero.

13. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 9, caracterizada porque dicha 77 balastra electrónica incluye un circuito auxiliar acoplado a la misma el cual tiene una terminal de alimentación de fuente de poder de circuito auxiliar; dicho circuito de oreja de gato está acoplado a y excita dicha terminal de alimentación de fuente de poder de circuito auxiliar.

14. - Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende: un circuito rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CD; dichas terminales de entrada de CA se pueden conectar a la fuente de poder de CA; dicho circuito rectificador produce un voltaje de salida rectificado en sus terminales de salida de CD cuando dichas terminales , de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; un circuito para llenado de valle que tiene terminales de entrada y salida; dichas terminales de entrada del circuito para llenado de valle están conectadas a las terminales de salida de CD de dicho circuito rectificador; un circuito inversor que tiene terminales de entrada conectadas a . las terminales de salida ' de dicho circuito para llenado de valle y que produce un voltaje excitador de alta frecuencia para excitar una corriente de la lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas cuando las terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; dicho circuito inversor está adaptado para tomar corriente sustancialmente a partir de únicamente dicha fuente de poder de CA y a través de dicho circuito rectificador durante un tiempo el cual es mayor de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180°; y un circuito de oreja de gato conectado a dicha fuente de poder de CA, dicho circuito de oreja de gato está adaptado para conducir corriente durante un primer tiempo relativamente corto después de un primer punto de intersección con el eje cero de dicho voltaje de línea y durante un segundo tiempo relativamente corto antes del siguiente punto de intersección con el eje cero de dicho voltaje de línea, para reducir de esta manera la distorsión armónica total de la corriente tomada a partir de dicha fuente de poder de CA por debajo del 33.3%.

15.- La balastra electrónica de conformidad 79 con la reivindicación 14, caracterizada porque la distorsión armónica total de la corriente tomada a partir de la fuente de poder de CA está por debajo del 20% aproximadamente.

16. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 14, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato comprende una fuente de poder de oreja de gato.

17. - La balastra electrónica de conformidad co la reivindicación 14, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA solamente cuando dicho voltaje de línea es menor que un valor absoluto predeterminado .

18. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 14, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma .corriente a partir de dicha fuente de poder de CA únicamente cuando dicha corriente tomada por dicho circuito inversor a partir de dicha fuente de poder de CA es sustancialmente cero.

19.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 14, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha fuente de poder de CA por lo menos cuando dicha corriente . tomada por dicho circuito inversor es sustancialmente cero.

20.- Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende: un circuito rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CD; dichas terminales de entrada de CA se pueden conectar a la fuente de poder de CA; dicho circuito rectificador produce un voltaje de salida rectificado en sus terminales de salida de CD cuando las terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; un circuito para llenado de valle que tiene terminales de entrada y salida; dichas terminales de entrada de dicho circuito para llenado de valle están conectadas a las terminales de salida de CD de dicho circuito rectificador; dicho circuito para llenado de valle incluye un dispositivo para almacenamiento de energía que se puede cargar directamente desde dichas terminales de salida de CD a través de una impedancia y de un primer dispositivo conductor susceptible de control, dicha impedancia porta únicamente la corriente de carga para dicho dispositivo para 81 almacenamiento de energía; un circuito inversor que tiene terminales de entrada conectadas a las terminales de salida de dicho circuito para llenado.de valle y que produce un voltaje excitador- de alta frecuencia para excitar una corriente de la lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas cuando las terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; y un circuito de control de llenado .de valle acoplado a dicho dispositivo para almacenamiento de energía y que puede funcionar para permitir que dicho dispositivo para almacenamiento de energía tome la corriente de carga a partir de dicho circuito rectificador durante un tiempo mayor de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de linea de 180°, con lo cual la corriente tomada a partir de la fuente de poder de CA tiene una distorsión armónica total por debajo del 33.3%.

21.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque dicho circuito de control de llenado de valle incluye un inductor .

22. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque dicho- 82 circuito de control de llenado de valle incluye un inductor con tomas.

23. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque dicho primer dispositivo conductor susceptible de control es un MOSPET.

24. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque dicho circuito inversor incluye a dicho primer dispositivo conductor susceptible de control; con lo cual dicho primer dispositivo conductor susceptible de control sirve para un propósito doble.

25. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque dicho circuito inversor incluye al segundo y tercer dispositivos conductores susceptibles de control conectados en serie conectados a través - de dichas terminales de .entrada de dicho circuito inversor, con lo cual cada uno de los tres dispositivos conductores susceptibles de control son dispositivos independientes.

26. - Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas la cual toma la corriente de alimentación de la balastra a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoide a una frecuencia de linea determinada, que comprende: un circuito rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CD; dichas terminales de entrada de CA se pueden conectar a la fuente de poder de CA; dicho circuito rectificador produce un voltaje de salida rectificado en sus terminales de salida de CD cuando las terminales de entrada de CA son alimentadas por dicha fuente de poder de CA; un circuito para llenado de valle que tiene terminales de entrada y salida; dichas terminales de entrada de dicho circuito para llenado de valle están conectadas a las terminales de salida de CD de dicho circuito rectificador; un circuito inversor acoplado entre dichas terminales de salida de dicho circuito para llenado de valle y dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas y que incluye al primer y segundo dispositivos conductores susceptibles de control conectados en serie; dicho circuito inversor produce un voltaje excitador de alta frecuencia para excitar una corriente de lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas; un circuito de control inversor acoplado a y que controla de manera independiente los tiempos 84 de conducción de dichos primer y segundo dispositivos . conductores susceptibles de control conectados en serie; dicho circuito de control inversor puede funcionar para reducir el tiempo de conducción de dicho primer dispositivo conductor susceptible de control para producir un pulso relativamente estrecho y, simultáneamente, para incrementar el tiempo de conducción de dicho segundo dispositivo conductor susceptible de control para producir un pulso relativamente amplio durante el periodo alrededor del voltaje absoluto máximo instantáneo de cada medio ciclo de frecuencia de línea, con lo cual la magnitud de la envolvente de dicha corriente de la lámpara hace descender la cresta por debajo de la magnitud que se pudiera presentar en ausencia de dichos cambios en los tiempos de conducción, ocasionando una reducción en el factor de cresta de corriente de dicha corriente de lámpara, y con lo cual dicho incremento en el tiempo de conducción de dicho segundo dispositivo conductor susceptible de control ocasiona que dicha corriente de alimentación de la balastra haga ascender las cresta por encima de la magnitud que se pudiera presentar en ausencia de dicho incremento en 85 el tiempo de conducción, ocasionando una reducción en la distorsión armónica total de dicha corriente de alimentación de la balastra.

27. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porgue la corriente de la lámpara tiene un factor de cresta de corriente por debajo de 2.1.

28. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque la corriente de la lámpara tiene un factor de cresta de corriente por debajo de aproximadamente 1.7.

29. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque una corriente únicamente fluye a través de dicho primer dispositivo conductor susceptible de control cuando no fluye corriente a través de dicho segundo dispositivo conductor susceptible de control y viceversa.

30. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque la -corriente fluye en forma alternada a través de dichos primer y segundo dispositivos conductores susceptibles de control .

31. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque la suma de dichos tiempos de conducción de dichos primer 86 y segundo dispositivos conductores susceptibles de control conectados en serie es el periodo de dicho 'voltaje excitador de alta frecuencia.

32. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque dicho circuito para llenado de valle comprende un circuito convertidor reductor.

33. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque dicho circuito para llenado dé valle comprende un circuito resistor conmutado.

34. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26/ caracterizada porque dicho circuito de control inversor incluye ' un micro-controlador.

35. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque dicho circuito de control inversor incluye un circuito procesador de señal digital .

36.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque dicho circuito de control inversor incluye un ASIC.

37.- Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara que comprende : un circuito rectificador que se puede conectar en forma operativa a una línea de CA; un circuito para toma de corriente conectado a través de dicho circuito rectificador; y un circuito inversor conectado a dicho circuito rectificador que suministra una corriente de lámpara a dicha por lo menos una lámpara; caracterizada porque dicho circuito para toma de corriente toma corriente a partir de dicha línea de CA cuando el voltaje instantáneo de dicha línea de CA se aproxima a cero para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación tomada por dicha balastra.

38. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 37, caracterizada porque dicho circuito para toma de corriente es un circuito de orej a de gato .

39. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 38, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato toma corriente a partir de dicha línea de CA entre puntos de conexión y desconexión predeterminados .

40. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 38, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato incluye un circuito para monitoreo que monitorea activamente la corriente 88 tomada por dicho circuito inversor y únicamente toma corriente cuando dicho circuito inversor no está tomando corriente por encima de un valor predeterminado.

41.- Una balastra electrónica para excitar por lo. menos una lámpara que comprende: un circuito rectificador que se puede conectar en forma operativa a una línea de CA; un circuito para llenado de valle que incluye un condensador; dicho circuito para llenado de valle puede funcionar para cargar en forma selectiva dicho condensador a partir de dicho circuito rectificador a través de una impedancia y de un primer dispositivo conmutador electrónico; y un circuito inversor que incluye por 1·? menos un" dispositivo conmutador electrónico para suministrar corriente de lámpara a dicha por lo menos una lámpara; caracterizada porque dicho condensador se carga durante por- lo menos 90° de cada medio ciclo de dicha línea de CA.

42. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 41, caracterizada porque dicho circuito para llenado de valle incluye un circuito-convertidor reductor. 89

43. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 41, caracterizada porque dicho circuito para llenado de valle incluye un inductor.

44. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 41, caracterizada porque dicho primer dispositivo conmutador electrónico es un MOSFET.

45. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 41, caracterizada porque dicho circuito para llenado de valle incluye por lo menos uno de dichos dispositivos conmutadores de dicho circuito inversor.

46. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 41, la cual incluye también un transformador de salida horizontal acoplado a dicho condensador, para controlar el suministro de energía a dicho condensador.

47. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 46, caracterizada porque dicho transformador de salida horizontal se conecta a dicho condensador mediante un dispositivo conductor susceptible de control.

48. - Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara que comprende: un circuito rectificador que se puede conectar en forma operativa a una línea de CA; 90 un circuito para llenado de valle que incluye un dispositivo para almacenamiento de energía; dicho circuito para llenado de valle puede funcionar para cargar en forma selectiva dicho dispositivo para almacenamiento de energía; un inversor para proveer una corriente de lámpara a dicha por lo menos una lámpara, dicho inversor incluye un primer conmutador electrónico conectado en serie con un segundo conmutador electrónico; y un circuito de control para controlar el tiempo de conducción de dicho primer y dicho segundo conmutadores electrónicos; caracterizada porque se controla dicho primer conmutador electrónico para que conduzca durante un tiempo relativamente más corto y se controla dicho segundo conmutador electrónico para que conduzca durante un tiempo relativamente más largo durante el tiempo alrededor del tiempo del voltaje máximo absoluto de dicha línea de CA con lo cual se reducen la distorsión armónica total, de una corriente de . alimentación de la balastra y el factor de cresta de corriente de dicha corriente de lámpara.

49.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 48, caracterizada porque dicho 91 circuito para llenado de valle comprende un circuito convertidor reductor.

50. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 48, caracterizada porque dicho circuito para llenado de valle comprende un circuito resistor conmutado.

51. - La balastra electrónica · de conformidad con la reivindicación 48, caracterizada porque dicho circuito de control incluye un microprocesador.

52. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 48, caracterizada porque dicho circuito de control incluye un procesador de señal digital .

53. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 48, caracterizada porque dicho circuito de control incluye un ASIC.

54. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 49, caracterizada porque dicho circuito convertidor reductor incluye un inductor con tomas .

55.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 48, la cual incluye también un transformador de salida horizontal y caracterizada porque dicho dispositivo para almacenamiento de energía se carga a través de dicho transformador de 92 salida horizontal.

56. - Una balastra electrónica para excitar por l-o menos una lámpara que comprende: un circuito rectificador . que se puede conectar en forma operativa a una línea de CA; un circuito para llenado de valle que incluye un dispositivo para almacenamiento de energía; dicho circuito para llenado de valle puede funcionar para cargar en forma selectiva dicho dispositivo para almacenamiento de energía; un extremo posterior que incluye un circuito inversor que suministra una corriente de lámpara a una lámpara; i un circuito de control para controlar el funcionamiento de dicho circuito inversor; y un circuito de oreja de gato que suministra energía a dicho circuito de control y caracterizada porque dicho circuito inversor toma una primera corriente a partir de dicha línea de CA durante una porción predeterminada de cada medio ciclo la cual es mayor de 90° de cada medio ciclo de dicha línea de CA.

57. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 56, caracterizada porque dicho circuito inversor toma dicha primera corriente durante una primera porción de cada medio ciclo, y 93 dicho circuito de oreja de gato toma una segunda corriente a partir de dicha línea de CA durante una segunda porción que sustanc raímente no se traslapa, de cada medio ciclo.

58. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 57, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato empieza a tomar dicha segunda corriente en un punto de conexión fijo predeterminado en cada medio ciclo.

59.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 57, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato cesa de tomar dicha segunda corriente en un - punto de desconexión fijo predeterminado en cada medio ciclo.

60. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 57, caracterizada porque dicho circuito de oreja de gato incluye un circuito activo para monitoreo de corriente de extremo posterior para monitorear la corriente tomada por dicho extremo posterior.

61.- Una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara que comprende: un circuito rectificador que se puede conectar en forma operativa a una línea de CA; un circuito para llenado de valle que incluye 94 un dispositivo para almacenamiento de energía; y dicho circuito para llenado de valle puede funcionar para cargar en forma selectiva dicho dispositivo para almacenamiento de energía a partir de dicho circuito rectificador a través de una impedancia y de un primer conmutador electrónico.

62. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 61, caracterizada porque dicho dispositivo para almacenamiento de energía es un condensador.

63. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 61, caracterizada porque dicha impedancia es un inductor.

64. - La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 61, caracterizada porque dicha impedancia es una resistencia.

65.- La balastra electrónica de conformidad con la reivindicación 61, caracterizada porque dicho primer conmutador electrónico es un MOSFET.

66.- Un método para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra por debajo del 33.3% y para reducir el factor de cresta de corriente por debajo de 2.1 de la corriente de lámpara provista por una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de 95 descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sust ancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende los pasos de: a) recibir el voltaje de línea sustancialmente sinusoide proveniente de dicha fuente de poder de CA; b) rectificar el voltaje de línea sustancialmente sinusoide proveniente de dicha fuente de poder de CA para proveer un voltaje rectificado de onda completa ; c) cargar un dispositivo para almacenamiento de energía a partir de dicho voltaje rectificado de onda completa a través de una impedancia y de un dispositivo conductor susceptible de control para proveer un voltaje de CD; d) modificar el voltaje rectificado de onda completa suministrando dicho voltaje de CD entre los picos del voltaje rectificado de onda completa para proveer un voltaje de valle lleno; e) aplicar el voltaje de valle lleno a un inversor para proveer un voltaje de CA de alta frecuencia ; f) utilizar dicho voltaje de CA de alta frecuencia para excitar una corriente de lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga 96 de gas; y g) hacer que dicho inversor tome corriente a partir de dicha fuente de poder de CA durante un tiempo mayor de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180°.

67. - Un método para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra por debajo del 33.3 % en una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas, que se puede conectar a una fuente de poder de CA la cual tiene línea de voltaje sustancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende los pasos de a) rectificar la línea de voltaje sinusoide proveniente de dicha fuente de poder de CA para proveer · oltaj e rectificado de onda completa; b) modificar el voltaje rectificado de onda completa suministrando un voltaje de CD entre los picos del voltaje rectificado de onda completa para proveer un voltaje de valle lleno; c) aplicar el voltaje de valle lleno a un inversor para proveer un voltaje de CA de alta frecuencia; d) utilizar dicho voltaje de CA de alta frecuencia para excitar una corriente de la lámpara a 97 través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas; e) hacer que dicho inversor tome corriente a partir de dicha fuente de poder de CA a través de una impedancia y de un dispositivo conductor susceptible de control durante un tiempo mayor de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de linea de 180°; y f) tomar corriente adicional a través de un circuito dé oreja de gato a partir de dicha fuente de poder de CA durante un primer intervalo de tiempo después de un punto de intersección con el eje cero del voltaje de línea y un segundo intervalo de tiempo justo antes del siguiente punto de intersección con el eje cero del voltaje de línea.

68. - Un método para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra por debajo del 33.3% en una balastra electrónica para excitar por lo menos una lámpara de descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoide a una frecuencia de línea determinada, que comprende los pasos de: a) rectificar el voltaje de línea sustancialmente sinusoide proveniente de dicha fuente de poder de CA para proveer un voltaje 98 rectificado de onda completa; b) proveer un dispositivo para almacenamiento de energía para modificar el voltaje rectificado de onda completa suministrando un voltaje de CD entre los picos del voltaje rectificado de onda completa para proveer un voltaje de valle lleno; c) aplicar el voltaje de valle lleno a un inversor para proveer un voltaje de CA de alta frecuencia ; d) utilizar dicho voltaje de CA de alta frecuencia para excitar una corriente de lámpara a través de dicha por lo menos una lámpara de descarga de gas; y e) hacer que dicho dispositivo para almacenamiento de energía tome corriente a partir de dicha fuente de poder de CA a través de una impedancia y de un dispositivo conductor susceptible de control durante un tiempo mayor de 90° de cada medio ciclo de frecuencia de línea de 180°.

69.- Un método para reducir la distorsión armónica total de la corriente de alimentación de la balastra y para reducir el factor de cresta de-corriente en una balastra electrónica la cual excita por lo menos una lámpara de descarga de gas a partir de una fuente de poder de CA la cual tiene un voltaje